Application of GaN Devices to Wireless Power...

1 The University of Tokushima

2012年7月6日

徳島大学工学部

大野泰夫

AWRデザインフォーラム

GaN SBDを用いたマイクロ波電力受電回路 Wireless power transmission using GaN SBD


アウトライン

• マイクロ波による無線電力伝送のメリット

• レクテナ回路と使用デバイス

• GaNショットキーバリアダイオード

• レクテナ回路シミュレーション

• レクテナ効率解析モデル

• まとめ


無線送電の伝送方式による分類

• 電磁誘導 • ～100kHz，λ=3km • フェライトによる磁場閉じ込め(×) • 伝送距離 D << λ

• 電場・磁場共鳴 • ～10MHz，λ=30m • 共振器結合 • D～λ • 部品サイズ～λ

• 進行波 • マイクロ波～10GHz，λ=3cm • 光～1PHz，λ=0.3μm • D>>λ • 部品サイズ～λ

プレゼンター

プレゼンテーションのノート

非接触充電において、現在考えられているワイヤレス給電の方式として主に３つの方式が挙げられます。電磁誘導型では、近距離の伝送に用いられており、効率が高いことからすでに実用段階に入っています。しかし、磁束の閉じ込めにフェライトが必要であることで重量が重くなることや、位置ずれに弱いことが課題としてあります。電場磁場共鳴型は、現在、活発に研究が進められており、共鳴を用いることから、位置ずれに強いというメリットがあります。電波受信型では、伝送距離の自由度が高いことがメリットとして上げられますが、効率を向上させるには、不要放射を少しでも少なくするために、アンテナが巨大化してしまうというデメリットが上げられます。本研究では、この電場・磁場共鳴型を用い、周波数をマイクロ波帯の2.45GHzで設定し、オープンリング共振器無線接続を利用しました。


マイクロ波電力伝送の特徴

•伝送手段が多彩 –ビームアンテナ方式 (長距離伝送） –導波管 –共鳴(オープンリング共振器、短距離、非接触）

•送電部、受電部は手段によらず共通 –低価格化可能


宇宙太陽光発電所からの電力輸送

1km 1km

36,000km

5.8GHz（λ=52mm)

長さ→1/105

λ=520nm（緑色)

1cm 1cm

360m

RFユニット：（10W、10cm×10cm）アンテナエレメント：100RFユニット（1kW、1m×1m） SSPS： 1,000,000アンテナエレメント（1GW、1km×1km）

100mW


導波管によるビル内電力伝送

•デッキプレートを利用したビル内ユビキタス配電

プレゼンター


Another example is the power transmission through wave guide of iron frames in buildings. They use deck plate in the floor. With this system, flexible layout of power points is possible.


電気自動車への給電

京都大学生存圏研究所、篠田、篠原、他、電子情報通信学会総合大会CBS-1-10

電気自動車無線受電システム

【ENEX09】電気自動車向け無線充電システム NEDO


共振器による非接触電力伝送

•オープンリング共振器接続

•携帯機器充電 –接触不良なし –防水・防塵

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 1 2 3 4 5Frequency [GHz]

S11,

S21

[dB

]

S11 (実測) S11 (シミュレーション)S21 (実測) S21 (シミュレーション)

0

20

40

60

80

100

0 2 4 6 8 10Thickness [mm]

Tran

smiss

ion

Effic

ienc

y [%

]Cu & tanδ=0.02

PEC & tanδ=0.02

PEC & tanδ=0

Experiment0

20

40

60

80

100

0 2 4 6 8 10Thickness [mm]

Tran

smiss

ion

Effic

ienc

y [%

]Cu & tanδ=0.02

PEC & tanδ=0.02

PEC & tanδ=0

Experiment


マイクロ波電力伝送システムの構成

DC⇒RF変換 RF⇒DC 変換 (Rectenna)

AlGaN/GaN HFET

F級アンプ

GaN SBD

• アンテナ • 導波管 • 共振器

送電方式にかかわらず、 DC/RF, RF/DC変換部は共通

プレゼンター


電力伝送システムは大きく分けて３つで構成されます。まず、F級アンプを用いてDC/RF変換を、アンテナや導波管、共振器を用いてRF電力伝送を行い、レクテナ回路によりRF/DC変換を行うことで電力を取り出します。伝送距離に応じて伝送手段を変えたとしても、末端のDC/RF変換やRF/DC変換はどの技術についても重要な技術であり、目標値として全て80％の効率で総合効率51％として設定しています。我々の研究では、F級アンプを除いた伝送手段とレクテナ回路ですので、総合効率64％で設定しています。


ＤＣ⇒ＲＦ変換部

•Class F Amplifier –Amplify higher order harmonics (×5, ×7) –High frequency performance of GaN

⇒ High-efficiency!

•GaN HEMT Class F Amplifiers • 2.0 GHz, 16.5 W, ηdrain=91%, PAE=85.5%

• D. Schmelzer, et. al. (CSICS 2006)

• 3.5 GHz, 11 W, ηdrain=82%, PAE=78% • P. Saad, et.al.(EuMC2009)

• 5.7 GHz, 2.8 W, ηdrain=77.1%, PAE=68.7% • K.Kuroda, et.al. (EuMC2008)

プレゼンター


For DC to RF conversion, magnetron has very high power levels and high efficiency, but vacuum tubes are not suitable for many applications. GaN based HEMT transistors have shown very high efficiency at microwave range. Especially, using its high frequency characteristics, higher harmonics are utilized and class E and F amplifiers are realized. Due to the large loss of RF signals through wires, signal sources should be place as close as to the antenna or resonator elements. So, the compact AlGaN.GaN HFET amplifier will be the good candidate for DC to RF conversion section.


ＲＦ⇒ＤＣ変換部（レクテナ）

•レクテナ（Rectifier Antenna)回路 –シングルシャント型

–デュアルダイオード型

λ/4

AC DC

RLOAD


デュアルダイオード回路での反射波

AC VOUT

RLOAD

GND

D1

D2

V

GND

D2 ON (反転反射)

D1,D2 OFF (正転反射)

D1 ON (反転反射)

VOUT

GND

ダイオードにかかる電圧波形 =入射波と反射波の和

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

0 1 2 3 4 5 6 7

0.6

0.4

0.2

出力電圧により折り返す高さが異なる。


シングルシャント回路での反射波

λ/4

AC DC

RLOAD

λ/4

VDC

GND

反転反射

（行きも帰りも）

透過

反転反射

ダイオードキャパシタ


シミュレーション回路図

CAPID=C1C=1e9 pF

M_PROBEID=VPin

M_PROBEID=VP3 M_PROBE

ID=VP4

M_PROBEID=VPref

RESID=RloadR=400 Ohm

CAPID=C2C=1e9 pF

1 2

3

CIRCID=U1R=50 OhmLOSS=0 dBISOL=100 dB

TLINID=TL1Z0=50 OhmEL=90 DegF0=freq Hz

TLINID=TL_M1Z0=50 OhmEL=360 DegF0=freq Hz

SUBCKTID=S1NET="SBD_2C"PORT

P=2Z=50 Ohm

PORT_PS1P=1Z=50 OhmPStart=0 dBmPStop=40 dBmPStep=5 dB

freq=_FREQH1

finger=2


ダイオードモデル

INDID=L1L=0.06 nH

RESID=R3R=1e8 Ohm

SDIODEID=SD1

PORTP=1Z=0 OhmPIN_ID=A

PORTP=2Z=50 OhmPIN_ID=C

SPICE Diode Model: SDIODE

Name Description Value DefaultID Diode ID SD1 SD1*IS Reverse saturation current 3.00E-13 1e-11 mA*RS Series resistance 7.2 0.001 Ohm*N Ideality factor 1.5 1*CJ0 0V bottom junction capacitance 0.19 0 pF*VJ Built-in voltage 1 0.8 V*M Grading coefficient 0.28 0.5


2.45GHz波形

0 0.3 0.6 0.816Time (ns)

Waveforms

-10

0

10

20

30

40

RLOAD=400Ω VOUT=12.9V POUT=0.419W PREF=0.515W PLOSS=0.066W

（freq=2.45GHz, PIN=1W, ZC=50 Ω 、finger=2）

RLOAD=37.5Ω VOUT=4.76V POUT=0.604W PREF=0.050W PLOSS=0.346W

0 0.3 0.6 0.816Time (ns)

Waveforms

-10

-5

0

5

10

15

20


GaN ショットキーバリアダイオード(SBD)

•T-shaped anode •multi-finger type •trench isolation •air-bridge wiring K. Fukui, et.al., IMWS-IWPT 2012, May 10-11, 2012 , Kyoto, Japan, FRI-F-23 (2012)

Substrate(sapphire or SiC)

n-GaN

n+-GaN

Ni/Au Au

Ti/Al/Ni/Au

(anode)

(cathode)

プレゼンター


Field plate was used at the anode edge utilizing the alignment margin on Ni/Au layer for gold plating. The field plate showed the breakdown voltage increase from 93V to 108V, but also the depletion capacitance was increased about 25% in the zero voltage capacitance.


活性層設計

D

ON NSqtRµ

=

tSC S

OFFε

= MAX

CSD V

Eq

N2

2ε

=

C

MAX

EVt 2

=

CMAX

S

DMAX E

tV

εtqNE <==

2

(active layer) area ; S,

ND , μ, εS

n++ access layer

t anod

e

cath

ode

VMAX (EC：破壊電界)

プレゼンター


From simple one-dimensional calculation, electrical characteristics of Schottky barrier diode is obtained. The diode ON resistance is written as Eq1 The OFF capacitance under full depletion condition is given as Eq2 Using these relations, the optimum epi-layer structure is given as Eq3 and Eq4.


1次元モデルによるSBD特性解析

22

C

MAXOFFON Eμ

VCRτ ==

EC (V/µm)

µ (cm2/Vs)

1/τ (relative)

Si 29 1400 1 GaAs 38 8500 １０．４

SiC(4H) 249 980 ５１．６

GaN 330 1500 １３８．７

プレゼンター


Breakdown field EC of GaN is 330V/mm about 10 times higher than that of Si and GaAs The electron drift mobility me at low doping level is about 1500cm2/Vs higher than that of silicon. The time constant , which is defined by the product of RON and COFF. GaN can reduce the time constant. Wide bandgap semiconductors are suited for microwave rectifying application due to their high breakdown field.


３種類のエピ層に対する実験

(低ドープ) (低/高ドープ) (高ドープ) C-V測定による不純物プロファイル

100μmφSBD

(A) (B) (C)

active layer ND=1x1017cm-3

t=1.0μm

access layer n+GaN

10mΩcm, t≈4μm

c-plane sapphire

3x1017cm-3,0.3μm

access layer n+GaN

10mΩcm, t≈4μm

c-plane sapphire

3x1017cm-3

0.4μm

access layer n+GaN

10mΩcm, t≈4μm

c-plane sapphire

1x1017cm-3,0.1μm

0 0.2 0.4 0.6

Distance(μm)

(C)

1018

1017

1016

Con

cent

ratio

n(cm

-3)

(B)

(A)

プレゼンター


Three epitaxial layers are prepared as shown in Fig.2. We call the diodes with the epi-structures as diodes (A), (B) and (C) in this paper. Fig. 3 shows the donor profile by 1 MHz C-V measurement on 100μm diameter circular diodes.


GaN SBD 作製プロセス (1) 1. カソード領域エッチング (ICP)

2. トレンチ分離 (ICP)

3. カソードオーミック電極形成 Ti/Al/Ni (50/200/50nm) + Ni/Au(10/40nm) annealing at 850, 1 min in N2

c-plane sapphire

ohmic metal (Ti/Al/Ni/Au)

1

2

n-GaN

n+-GaN access layer

3

プレゼンター


Fabrication process begins with the n-GaN layer etching to expose n+-GaN layer by inductively coupled plasma (ICP) etching. Next, n+-GaN layer is etched down to sapphire substrate for the isolation of bonding pads. Lift-off process is used for cathode Ohmic electrode with Ti/Al/Ni (50/200/50nm) and Ni/Au(10/40nm) successively. Annealing is carried out at 850°C for 1 minute in N2 ambient.


GaN SBD 作製プロセス (2) 4. カソード保護膜（Ti/Au）

5. アノードショットキー電極 (兼メッキ下地)

Ni/Au (10nm/10nm)

6. 金メッキ (エアブリッジ配線)

Ni/Au

photo resist

Au

2μm

5

air-bridge

anode

6 cathode

Ti/Au

プレゼンター


Next, anode electrode opening is formed in photo-resist with the thickness of 2m. Then, thin Ni/Au (10nm/10nm) layer is deposited over the whole wafer by sputtering. This layer will be used for electrode layer in gold electrolytic plating. The layer should be thin enough for the removal with the underlying photo-resist after the plating. Next, thick photo-resist pattern is formed for gold plating. The gold plating layer also forms air-bridge wiring between the anode electrodes and the bonding pads.


ダイオードチップ写真

S-パラメータ測定用 finger size 50μm x 2μm

Anode Anode PadPad

Cathode Cathode PadPad

DiodesDiodes

Anode Anode PadPad

Cathode Cathode PadPad

DiodesDiodes

chip 15フィンガー

10フィンガー

5フィンガー

プレゼンター


Figure 4 shows the diode pattern for S-parameter measurement of one-finger diode. The finger size is 50μm long and 2μm wide. The pads for probing are separated by deep trench isolation down to sapphire substrate. S-parameters were measured using Agilent E8364B network analyzer with a source monitor unit Agilent E5263A.


DC I-V 特性（１フィンガー）

Forward characteristics Reverse characteristics

0

50

100

0 1 2 3 4BIAS(V)

CURR

ENT(

mA)

(A)

(B)(C)

1.E-07

1.E-06

1.E-05

1.E-04

1.E-03

1.E-02

1.E-01

1.E+00

-100 -80 -60 -40 -20 0BIAS(V)

CURR

ENT(

A) (A)over100V

(B) 55V (C) 50V

プレゼンター


Figure 5 shows DC I-V characteristics of one-finger diodes. Turn on voltage defined at 1mA is 0.86V for diode (A) while it is around 1.15V for diodes (B) and (C), respectively. The reason of the difference is not clear. Surface condition may be different. Figure 6 shows I-V characteristics in reverse direction. The breakdown voltage is 55V for diode (B) and 50V for diode (C). Due to our equipment limitation, diode (A) did not show breakdown up to 100V.


S-parameter （10MHz ～10 GHz）

印 2.45GHz

Diode C

-1

-0.5

0

0.5

1

-1 -0.5 0 0.5 1

1.31V3V

1.17V

1.02V0V

-10V

(OFF) (ON)

プレゼンター


This slide shows Diode Trajectories similar to typical RC series connection are appeared in reverse bias conditions including zero bias. As the forward bias voltage increases, conductance parallel to the capacitance appears and finally it shrinks to a pure low resistor circuit. From these, we estimate the diode can be modeled by the components as shown in Fig 7.


交流特性（１フィンガー）

2.45GHz

reYG =

0

0.1

0.2

0.3

-15 -10 -5 0

CA

PAC

ITA

NC

E(p

F)BIAS(V)

(A)1×1017cm-3

(C)3×1017cm-3

(B)1×1017&3×1017cm-

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0 1 2 3

CO

ND

UC

TA

NC

E(S

)

BIAS(V)

(A)1×1017cm-3

(C)3×1017cm-3

(B)1×1017&3×1017cm-

fπYC im

2=

プレゼンター


Figure 8 shows conductance obtained from S-parameters at 2.45GHz. Conductance calculated from DC I-V characteristics is also shown. The difference between 2.45GHz and DC may come from the lack of cable resistance calibration in DC measurement. Figure 9 shows the capacitance obtained from S-parameters at 2.45GHz. Capacitance increases as the reverse bias voltage decreases, but it sharply decrease at the onset of forward current. This is the typical characteristics of Schottky barrier diodes.


GaN SBD特性エピ違い比較

Device previous (A) (B) (C)

ND(cm-3) 1x1017 1x1017 1x1017

&3x1017 3x1017

RON(Ω) 16.4 26.3 8.47 5.78

Cave(pF) 0.166 0.090 0.107 0.137

τ=RONCave (ps) 2.72 2.37 0.91 0.79

VB(V) 108 100+ 55 50

プレゼンター


This slide shows Diode characteristics are summarized. Time constant is reduced is reduced from 2.72ps of the previous device to 0.79ps of device (C). while the breakdown voltage decreased from 108V to 50V. Device (B) has low capacitance at zero voltage but the average capacitance is not so low and ON resistance is relatively high. Non-uniform doping (B)may not be good to realize low ON resistance and low OFF capacitance simultaneously.


5フィンガーSBDレクテナ実験結果

f=2.45GHz、入力電力1.8W （旧ダイオード使用）

REFIN

OUTDIODE

IN

OUTOUT

IN

REFREFL

PPPη

PPη

PPη

−=

=

=

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

1 10 100 1000 10000 100000Load Resistance [Ω ]

Effic

iency

[% ]

0

4

8

12

16

20

24

28

DC V

oltag

e [V]

VOUT

ηREFL

ηOUT

ηDIODE

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%


Effic

iency

[% ]

0

4

8

12

16

20

24

28

DC V

oltag

e [V]

VOUT

ηREFL

ηOUT

ηDIODE

プレゼンター


次に周波数2.45GHz, 入力電力1.8Wにおいての負荷抵抗依存性です。負荷抵抗を増加させることにより、出力電圧は25V程度で飽和し、反射電力も増加することが分かります。また、RF/DC変換効率については、反射電力の最小値に1つと反射電力が少し増加したところにダイオード効率の高いピークが1つ見られました。この2点について評価を入力電力依存性を調べました。


シミュレーションとの比較

f=2.45GHz、入力電力1.8W

1 10 100 1000 10000 100000

Simulation

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

0

6

12

18

24

30

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%


Effic

iency

[% ]

0

4

8

12

16

20

24

28

DC V

oltag

e [V]

VOUT

ηREFL

ηOUT

ηDIODE

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%


Effic

iency

[% ]

0

4

8

12

16

20

24

28

DC V

oltag

e [V]

VOUT

ηREFL

ηOUT

ηDIODE

プレゼンター


次に周波数2.45GHz, 入力電力1.8Wにおいての負荷抵抗依存性です。負荷抵抗を増加させることにより、出力電圧は25V程度で飽和し、反射電力も増加することが分かります。また、RF/DC変換効率については、反射電力の最小値に1つと反射電力が少し増加したところにダイオード効率の高いピークが1つ見られました。この2点について評価を入力電力依存性を調べました。


レクテナ効率の解析

周波数依存性、フィンガー数依存性、など

• PIN-PREF が一定になるようにPINを調節

• 変換効率を評価

λ/4

RLOAD diode COUT

PDIODE

PDC

PIN

PREF

REFIN

DCDIODE PP

P−

=η

プレゼンター


・We performed rectenna circuit simulation with the diode model using Microwave Office. （ダイオードを用いた最適なレクテナ回路の設計を、Microwave Officeという回路シミュレーションによって行った。） Assuming signal source power as PIN,,, and reflected power as PREF, the diode efficiency is defined as this equation. (入力電力をPIN,反射電力をPREFとして） Since we would like to investigate the diode efficiency, PIN-PREF is kept constant in the simulation by tuning PIN value. （ダイオード効率を調査するため、PIN-PREFを一定に保ち、シミュレーションを行った） -------------------------------------------------------------------------------------- Eq(2)を使って説明すること。


損失の周波数依存性(RLOAD=200Ω)

0

5

10

15

20

25

30

35

0 5 10 15 20Frequency(GHz)

Out

put V

olta

ge(V

)15finger

1finger

5finger

10finger

Pin-Pref=5Wになるように設定。

損失を表示。出力電圧

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5


PDIO

DE(

W)

1finger

15finger

10finger

5finger

5Wがmax V3335200 .=×

プレゼンター


ダイオードFinger数による周波数依存性をこちらに示します。負荷抵抗200Ωの場合で、左図はダイオード損失、右図は出力電圧を示していますこの図より、高い周波数側では、Ｃの影響がダイオード損失に大きく影響していることがわかります。また低い周波数側では、Ｒの影響が大きく見られています。これより、設計周波数によって最適なダイオードフィンガー数が存在していることが分かります。


損失の周波数依存性(RLOAD=40Ω)

0

2

4

6

8

10

12

14

16


Out

put V

olta

ge(V

) 5finger

10finger15finger

1finger

Pin-Pref=5W

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

0 5 10 15 20

Frequency(GHz)

PDIO

DE(

W)

5finger

10finger

15finger

1finger

V114540 .=×

プレゼンター


負荷抵抗が40Ωの場合も同様に高周波側ではＣ　低周波ではＲの影響が見えていることが分かります。


効率予測モデルの作成

•ダイオードモデルの単純化 –RON0, VF, COFF0 (一定) , n (フィンガー数) –RON= RON0 /n, COFF = nCOFF0

• ON-状態ロス（PLOSS_ON)

– RON と VFでのオン電流

• OFF-状態ロス（PLOSS_OFF) –COFF への変位電流

•反射は対象外

VF

RON

COFF

anode

cathode

VF

プレゼンター


To investigate the loss mechanism in rectenna circuits, analytical expression of the loss power is developed. （レクテナ回路の損失を調べるために、ダイオード損失の解析式が開発されています。） In this model, diode characteristics are simplified. Forward I-V curve is expressed only by RON and VF values. （この解析では、ダイオード特性を示す図のように簡略化されています。IV曲線は、RONとVFの値で表されます。） Depletion Depletion capacitance CDEP(V) is replaced by a constant capacitance COFF. （空乏層容量CDEP（V）が一定の容量のCOFFに置き換えられます。） Loss at ON-state is determined by RON and VF. （オン時の損失は、ＲｏｎとＶｆによって決定されます） Loss at OFF-state is determined by displacement current to COFF （オフ時の損失は、COFFに流れる変位電流によって決定されます。） Reflection not considered in this model. （今回は、反射を考えず、ダイオード効率だけを考えました。）文字の下付や大文字小文字は統一的に（私の修正では簡単のため無視）


ダイオードモデルの単純化

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

-40 -30 -20 -10 0 10

VOLTAGE [V]

CD

EP [p

F]

1 finger diode; 2 μm × 100 μm

-0.05

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

-10 -5 0 5VOLTAGE [V]

CURR

ENT

(A) 8Ω

RON=8Ω

CP=0.13pF

(Diode parameter) IS=1e-11A N=2 RS=0Ω CJ0=0.4pF VJ=0.8V M=0.5

プレゼンター


・Left figure shows I-V characteristics of one finger GaN Schottky barrier diode on SiC substrate . (左図は、SiC基板上に1フィンガーのGaNショットキーバリアダイオードのIV特性を示しています。）・The finger size is 2 m x 100 m. （フィンガーサイズは2 m x 100 mとなっております）・Right figure shows the capacitance of the one-finger diode obtained from s-parameter measurement at 2.45GHz. (右図に示すものが、2.45GHzでのSパラメータ測定から得られた1フィンガーのダイオードの容量を示しています。） ------------------------------------------------------------------------------------ 図の番号、スライド内なら、ページで判るので不要。図に番号を入れるなら、予稿と合わせるように。


レクテナ回路での電力消費

OFFLOSSONLOSSOUTIN PPPP __ ++=

LOAD

DCOUT R

VP2

=

DC出力電力

プレゼンター


Input power is divided in to three components, DC power, loss at ON stage and loss at OFF stage. （レクテナ回路の電力分布について、説明します。) DC output power is expressed as of this expression. (DCに出力される電力は、この式のように表される。）


ON状態ロス(PLOSS_ON)

VF

GND VDC

VDC+VF

VOUT

1

α

(ON)

(OFF)

+

=

2

_LOAD

DCON

LOAD

DCFONLOSS R

VRRVVP

ααα

•１周期中のαに一定の電流が流れる。 •平均電流は出力電流(VDC/RLOAD)に一致 ( )

( ) DCti

FDC VeVVtV

++= ω

V F

R ON

anode

cathode

プレゼンター


At ON state, forward DC current flows in the diode. The average of the current should be the same as that of output DC current in a whole cycle, but it flows a certain short period as shown in Fig. （ＯＮ状態では電流が流れ、電流の平均値は全体のサイクルの出力DC電流のそれと同じである必要がありますが、図に示すように、特定の短い期間に流れる。） We put the ratio of the period as . This value is less than 0.5 and we normally assumed 0.3. Then, the power consumed by the ON current is given as this equation. （αとしてＯＮ期間の比率を定義し、この値が0.5未満であり、我々は、通常、0.3を仮定した。次に、ON電流によって消費される電力は次式で与えられます）


OFF状態ロス(PLOSS_OFF)

RON

COFF

V0(t)

VR(t)

( )OFFON

tiDCF

CjReVVI

ω

ω

1++

=

( ) ( )( )OFFON

FDCONOFF

ONOFFLOSS

CRfVVfRC

IRP

14 2222

2_

<<+≈

=

π

( ) ( ) tiFDC eVVtV ω+=

•RON と COFFの直列回路

•変位電流が流れる

プレゼンター


At OFF-state, displacement current flow to depletion capacitance and this current generates heat when flowing through RON. （OFF時の損失は空乏層容量による変位電流である。） We calculated OFF state loss using a simple circuit as shown in Figure. A sinusoidal signal with the amplitude of VF + VDC is applied to the series connection of a capacitor and a resistor. （図に示すように、簡略化されたモデルを使用して損失を推定した。ここで、VF + VDCの振幅を持つ正弦波信号は、コンデンサと抵抗の直列接続にかかるとします。 The current flowing the resistor and the loss by the resistor can be obtained by simple AC analysis. （抵抗を流れる電流は、単純なAC解析によってとして得ることができる） Here, f is the signal frequency. Assuming the frequency is low enough, the loss by the resistor is given by this expression, （ここでｆは設計周波数として、 2fCOFFRON<<1であるとき損失は次のようにあらわせられる）

38 The University of Tokushima 38

シミュレーションとモデルの比較 (RLOAD=200Ω)

00.5

11.5

22.5

33.5

44.5

5

0 5 10 15 20FREQUENCY(GHz)

LOSS

PO

WER

(W) 15 finger 10 finger

5 finger

1 finger：circuit simulation : analytical model

R LOAD=200Ω

0

5

10

15

20

25

30

35

40


OUT

PUT

VOLT

AGE

(V)

1 finger

5 finger

10 finger15 finger

：circuit simulation : analytical model

R LOAD=200Ω

RON0=8Ω,VF=0.8V ,COFF0=0.17pF α=0.3, [c.f. Cave(VF-60V)=0.17pF]

プレゼンター


Left figures shows loss power as functions of signal frequency for diodes with different finger numbers. RLOAD is 200. (左図は、負荷抵抗200Ωでのダイオードのフィンガー数による、ダイオード損失の設計周波数依存性示しています。 At low frequencies, the loss reduces as the finger number increases. This is due to the reduction of ON resistance. As the signal frequency increases, the loss increases. （低い周波数では、損失が指数の増加に伴って減少します。これは、オン抵抗の低減によるものである。信号周波数が増加するにつれて、損失が増加します。） Right figures shows the output DC voltage. Since the load resistance is constant, the output voltage decreases as the diode loss power increases. （右の図は、出力DC電圧を示しています。負荷抵抗は一定であるため、出力電圧はダイオードの損失電力の増加に伴って減少します。） ---------------------------------------------------------------------------------------------- 回路シミュレーションは、回路シミュレーションのみで図を作る！解析モデルとの一致は、もう１回図を掲示！紙面の節約より、わかりやすさを。


シミュレーションとモデルの比較 (RLOAD=40Ω)

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4


LOSS

PO

WER

(W)

1 finger

5 finger

15 finger 10 finger


R LOAD=40Ω

0

5

10

15

20


OUT

PUT

VOLT

AGE

(V)

5 finger

1 finger

15 finger10 finger


R LOAD=40Ω

RON0=8Ω,VF=0.8V ,COFF0=0.24pF

α=0.3, [c.f. Cave(VF-28V)=0.20pF]

プレゼンター


This results in the case of RLOAD= 40. Due to the lower resistance, the output DC voltage becomes lower, but similar dependencies on the finger number and the frequency are obtained. （これは負荷抵抗40Ωのときの結果です。低抵抗のために、出力DC電圧は低くなりますが、フィンガー数と周波数の類似の依存関係が得られる。 --------------------------------------------------------------------------- シミュレーションのみの図にすること


ダイオードC-V特性

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

-80 -60 -40 -20 0 20

BIAS(V)

C(p

F)

実測C

0.17pF

0.24pF

(0 .20pF）


まとめ

•マイクロ波無線電力伝送は応用形態が多岐

•送受信デバイス・回路は応用によらず共通

•整流ダイオードはGaNが有利

•回路シミュレーションを元に効率解析モデル開発

•使用周波数で最適なフィンガー数が存在

•ダイオードでの反射制御が課題

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