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平成 19 年度修士論文

大電力RF/DC変換用GaNショットキーダイオ

ードとレクテナへの応用に関する研究

徳島大学大学院先端技術科学教育部システム創生工学専攻

伊藤秀起

平成 1９年度修士論文内容梗概システム創生工学専攻（電気電子創生工学コース）

図 3 アドミタンスの順方向特性（f=2.45GHz）

研究題目大電力 RF/DC 変換用 GaN ショットキーダイオード

とレクテナへの応用に関する研究氏名伊藤秀起

１．はじめに宇宙太陽光発電、電気自動車の無線充電などマイクロ波による無線電力伝送が研究されている。受

電部における大電力小型化、高効率化は整流回路（レクテナ）のダイオード特性に大きく依存し、大

電力 RF/DC 変換用には、大電流密度、高耐圧かつ低容量、低抵抗であることが重要である。そこで

高い絶縁破壊電界を持つ GaN を用いて、レクテナに適したショットキーダイオードを設計・試作し

評価を行った。２．デバイス設計と試作

SPICEを用いてレクテナのRF/DC変換効率とダイオ

ード特性の関係についてシミュレーションを行い、目標

値を耐圧 100Vに設定した。レクテナの高効率化には特

に寄生抵抗、寄生容量をなるべく下げたデバイス構造で

あることが重要である。寄生容量低減と放熱性の向上の

ため半絶縁性のSiC基板を用い、エピの低抵抗化のため

に厚さ 1µm、高不純物濃度 4×1018cm-3のn+GaN層を

形成し、その上に耐圧 100Vを想定して厚さ 1µmの不純

物濃度 1×1017cm-3 のn-GaN層を設けた。アノード電

極はSiO2膜を堆積させ 2 µm×100 µm開口し、その上か

らNi/Auを蒸着し耐圧向上のため、フィールドプレート

構造とした。カソード電極は低抵抗化のためリセスオー

ミック構造とし、Ti/Al/Ti/Auを用いた(図 1)。寄生容量

低減のため、パッド部はGaNをSiC基板までエッチング

してダイオード本体部分とは分離し、エアブリッジ配線

を行った。３．測定結果

C-V測定から不純物濃度は約 2～3×1017cm-3であっ

たため逆方向耐圧は約 50Vであった。ON抵抗は約 10Ωで順方向最大電流は１フィンガーで 0.4A（2×105A/cm2)以上であり、連続測定による特性劣化も見ら

れなかった(図 2)。実使用周波数帯である 2.45GHzでの

電圧－アドミタンス特性を評価した(図 3)。コンダクタ

ンス成分はダイオードがON状態になる約 0.8Vで急上

昇し、直列寄生抵抗値で一定となった。一方、サセプタ

ンス成分はダイオードがONになると減少し、蓄積電荷

の影響は見られず良好なアドミタンス特性であった。４．まとめ

GaN を用いたマイクロ波整流用ショットキーダイオードを設計・試作し、評価した。大電流密度

かつ寄生容量が小さく、良好な順方向特性が得られ、大電力のレクテナへの応用に適していることが

確認できた。

【大野研究室】

金めっきカソード電極

n-GaNn+GaN

SI-SiC subu-GaN

アノード電極

金めっきカソード電極

n-GaNn+GaN

SI-SiC subu-GaN

アノード電極

0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0-0.005

0.000

0.005

0.010

0.015

-0.05

0.00

0.05

0.10

0.15

Yim

Susc

ept

ance [

S]

Voltage [V]

Yre

Condu

cta

nce [

S]

図 2 電流電圧特性

図 1 デバイス断面構造

-60 -50 -40 -30 -20 -10 010-9

10-8

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Curr

ent

(A)

Voltage (V)

2

目次

第１章序論 ...................................................................................................... 4

1.1 はじめに ................................................................................................................. 4 1.2 GaN ショットキーダイオード ............................................................................... 6

1.2.1 GaN の物性上の特徴 .............................................................................................. 6 1.2.2 GaN 系ショットキーダイオードの現状と問題点 .................................................. 7

1.3 本研究の目的 .......................................................................................................... 8 1.4 本論文の構成 .......................................................................................................... 9

第２章ダイオード特性とレクテナ RF/DC 変換効率の関係 .......................... 12

2.1 レクテナの概要 .................................................................................................... 12 2.2 レクテナの動作理論 ............................................................................................. 14 2.3 RF/DC 変換効率のダイオードパラメータ依存性の解析 ...................................... 20

2.3.1 ダイオードの SPICE モデルとパラメータの関係 ............................................... 22 2.3.2 ダイオード直流成分に起因する SPICE パラメータの影響 ................................. 24

1. 直列抵抗 Rs............................................................................................................................ 24 2. 逆方向飽和電流 Is ................................................................................................................. 24 3. 理想因子 n 値 ......................................................................................................................... 25 4. 逆方向リーク抵抗 RP ............................................................................................................ 25

2.3.3 ダイオード交流成分に起因する SPICE パラメータの影響 ................................. 27 1. 空乏層容量 Cjo ....................................................................................................................... 27 2. 遷移時間 TT ........................................................................................................................... 27 3. 接合電位 Vbi .......................................................................................................................... 28

2.4 まとめ ................................................................................................................... 31

第３章ダイオードの設計と作成プロセスの検討 .......................................... 33

3.1 エピ構造の検討と設計 ......................................................................................... 33 3.1.1 エピの厚さ、不純物濃度の設計 ........................................................................... 35

3.2 デバイス構造の設計 ............................................................................................. 38 3.3 マスク(TEG パターン)設計 ................................................................................. 42

3.3.1 高周波測定用１フィンガー .................................................................................. 43 3.3.2 実装用マルチフィンガー ...................................................................................... 44 3.3.3 アノード電極長・幅依存性測定用フィンガー ..................................................... 46 3.3.4 円形ショットキー構造 ......................................................................................... 46 3.3.5 抵抗成分測定構造 ................................................................................................. 46

3

3.4 デバイス作成プロセスの検討 ............................................................................... 48 3.4.1 メサ形成（n-GaN 層）エッチング ...................................................................... 49 3.4.2 アイソレーションエッチング ............................................................................... 51 3.4.3 デバイスの標準作成プロセス ............................................................................... 53

3.5 まとめ ................................................................................................................... 56

第４章ダイオードの電気特性による評価 ...................................................... 58

4.1 サファイア基板上 GaN ショットキーダイオードの特性評価 .............................. 58 4.1.1 C-V 測定による評価 ............................................................................................. 59 4.1.2 逆方向電流電圧特性 ............................................................................................. 63 4.1.3 順方向電流電圧特性 ............................................................................................. 65 4.1.4 TLM 測定による評価 ........................................................................................... 68

4.2 SiC 基板上 GaN ショットキーダイオードの特性評価 ......................................... 69 4.2.1 C-V 測定による評価 ............................................................................................. 70 4.2.2 逆方向電流電圧特性 ............................................................................................. 72 4.2.3 順方向電流電圧特性 ............................................................................................. 75 4.2.4 TLM 測定による評価 ........................................................................................... 79

4.3 まとめ ................................................................................................................... 80

第 5 章ダイオードのモデル化とパラメータ解析 .......................................... 82

5.1 高周波アドミタンスの小信号解析による容量モデルの検討 ................................ 82 5.1.1 高周波測定系の構築 ............................................................................................. 82 5.1.2 パッド間寄生容量測定 ......................................................................................... 84 5.1.3 レクテナ使用周波数(2.45GHz)でのアドミタンス測定 ...................................... 86

5.2 2 次元デバイスシミュレーションによる順方向容量の解析 ................................. 88 5.3 GaN ショットキーダイオードの SPICE モデル .................................................. 90 5.4 回路モデルのパラメータの算出 ........................................................................... 91

5.4.1 寄生抵抗 RF の検討 .............................................................................................. 91 5.4.2 試作デバイスの SPICE パラメータ ..................................................................... 92

5.5 まとめ ................................................................................................................... 94

第 6 章結論 .................................................................................................. 96

6.1 本研究のまとめ .................................................................................................... 96 6.2 今後の課題と展望 ................................................................................................. 97

謝辞 ................................................................................................................. 98

著者のこれまでの研究発表 ........................................................................... 100

第 1 章序論

4

第１章序論

本章では、マイクロ波送電と GaN ショットキーダイオードの必要性について述べ、本

研究の目的を明らかにし、また論文全体の構成を示す。

1.1 はじめに

近年、インターネット、携帯電話などに代表される「ユビキタス情報社会」に対応する

ために、様々なシステムが導入されつつある。その一方、情報だけがワイヤレスでは不便

であり、唯一残された電源もワイヤレス化したい、いう要望が高まっている。電力輸送は

有線に寄らずとも、無線でも行うことができる。基本的に光を含む電磁波は「エネルギー」

であるため、無線でエネルギー伝送が行えることは、電磁波の発見とほぼ同時期から知ら

れていた。現在代表的な電力伝送技術にはその原理で電磁誘導型、電波受信型、共鳴型の

3 種類に分別できる[1]。なかでも電波のエネルギーをアンテナで送受信できることをその

まま利用したものである電波受信型は、マイクロ波を用いた無線電力伝送により、長距離

送電が可能であるうえフェーズドアレーという電気的手法を用いたビーム方向制御が可能

であり空気電離層等の媒質による吸収も他の周波数に比べ非常に小さいという特徴がある

[2]。無線によるエネルギー伝送の概念をはじめて提唱し、実際に実験を行ったのは 20 世紀

初頭の N.Tesla である[3][4]。1899 年に 150kHz、300ｋW のエネルギー放射実験を行っ

ている。過去の日本でのマイクロ波電力伝送の研究は、1994 年には，離島や山頂への送電，

緊急時の送電システムを想定した地上 2 定点間における大規模マイクロ波電力伝送実験が

行われた[5]。さらに，京都大学を中心としたグループによりガス管内を移動するロボット

への無線電力伝送システムに関する研究、農業用電気駆動車両への自動追尾式マイクロ波

送電システムに関する研究、また，ユビキタス電源の実現を目指す研究として微弱なマイ

クロ波を用いて低消費電力機器をバッテリーレス駆動，コードレス充電を行うことができ

る無線電力空間システムなどがなされている。またマイクロ波の無線電力伝送は Suica やICOCA に代表される電子タグ(RFID) 等の小電力伝送用途への応用でも非常に重要であ

る[6]。近年のマイクロ波送電の代表的なものに電気自動車への無線充電システムに関する研究

などがある[7]。またマイクロ波無線電力伝送の新たな応用として提案されている建物内無

線配電システムがある。建物内無線配電システムでは閉空間（導波管）をマイクロ波伝送

路として用いるため、人体への影響を懸念する必要がなく、幅広いシステム構築が可能と

なる。このシステムは，建物の構造体や仕上げ材により生じる閉空間をマイクロ波伝送路

として利用し無線配電を行うものである。これらの研究は過去のものと違う点は有限の面

第 1 章序論

5

積・体積で大電力を受電する必要がある点である。ここで課題になってくるのがレクテナ（Rectena;rectifyingAntenna)である。レクテナはマイクロ波を受電し、整流する素子

のことである。マイクロ波送電の受電・整流はマイクロ波送電に固有の技術であり、通常

アンテナとダイオードを用いた整流回路を接続したレクテナを用いる。例えば電気自動車

の場合、車体底面の面積が有限であること、また大電力を急速に充電することの二点がシ

ステム上の要点となっている。そのため，レクテナを出来る限り小型化，大電力化（数 W以上）する必要がある。また建物内無線配電システムの場合、要求仕様として、（1）50W程度の電力が取り出せること（2）受電アダプタを小型化することが挙げられる。具体的

な寸法としては、床に埋め込む受電アダプタを 100mm3程度の大きさに収めることが必要

である。1.の大電力化を考えた時に数十～数百 W 以上の電力を高効率整流するレクテナの

開発が必須となってくる。そのため現時点では高周波用に用いられている Si や GaAs のシ

ョットキーダイオードで電力分配器を組み合わせることや、いくつものショットキーダイ

オードを直並列に接続して、ダイオードへの入力電力を小さくする以外の方法がない。現

在 2.45GHz、100W を 50％で整流するレクテナが開発されている。しかし 1W 程度のレ

クテナであれば、70％以上の変換効率をもつにも関わらず、この手法ではどうしても電力

分配回路での損失が大きくなる。さらにこの手法では（2）の問題点を考慮した際、求め

られる容積内に納めることができないといった課題も挙げられる。この 2 つの課題解決の

ためには、1 つの整流回路で対応可能な電力を大きくする必要がある。そのためには、1つのショットキーダイオードで扱える電力を大きくする必要がある。そのためには、マイ

クロ波帯の周波数でも動作が可能かつ、逆方向耐圧の高いショットキーダイオードが必要

図 1.1 建物内無線配電システムの概念図

第 1 章序論

6

である。実際にはダイオードの逆方向耐圧だけでなく ON 抵抗、ON 電圧をなるべく小

さく、空乏層容量、寄生容量をなるべく小さくすることが必要であるが、レクテナとダイ

オードについての詳細な関係の議論は 2 章に譲る。

1.2 GaN ショットキーダイオード

1.2.1 GaN の物性上の特徴

ガリウムナイトライド GaNは、高周波用デバイスとして実用化されているGaAsと同じ

Ⅲ-Ⅴ族半導体であるが、GaAsの高速性に加えてより高出力可能な素子として期待されてい

る。表1は電子デバイスに用いられる代表的な半導体材料の特性をまとめたものである。

GaNは表に示すような物性値を持ち高電子移動度、高電子飽和速度、ワイドバンドギャッ

プ（Si、GaAsの約2～3倍）、高絶縁破壊電界（Si、GaAsの10倍）熱伝導度が大きいなどの

物性上の特徴をもっている。これらの特性は電子デバイス特性に高パワー（高耐圧、高電

流密度）動作、高速動作、低損失動作、あるいは高温、放射線照射下などの過酷環境下で

の動作が可能であるなどさまざまなメリットをもたらす[8][9]。

GaN GaAs Si SiC

バンドギャップエネルギー (eV) 3.4 1.4 1.1 3.3

電子移動度 (cm2/Vs) 1200（バルク）

2000（2DEG）8500 1500 1000

電子飽和速度（cm/s） 2.5×107 2×107 1×107 2.0×107

絶縁破壊電界 (V/cm) 3.3×106 4×105 3×105 3.0×106

熱伝導率[W/cmK] 2.1 0.5 1.5 4.9

電子のドリフト移動度では GaAs が高く、これが高周波デバイスとして開発実用化された

理由である。しかし高電界の状態にあるデバイスでは電子は飽和速度近くで走行するため、

低電界でのドリフト移動度よりも飽和速度の方が重要になる。GaN はシリコンの

1×107cm/s、GaAs の 2×107cm/s より高い値が記されており、優れた高周波特性が期待で

表 1-1 主な半導体の物性定数

第 1 章序論

7

きる。そのため低電界移動度が高いことも重要な要素である。低電界移動度は GaAs には

劣るが、シリコンと同等である。先にも述べたようにワイドバンドギャップの GaN はシ

リコンに比べて 1 桁近い破壊電界を持つ。高周波特性の指標の 1 つである遮断周波数は材

料の飽和速度とチャネル長により決定され、GaN は 2.7×107[cm/s]であり、Si の 1×107[cm/s]や GaAs の 2×107[cm/s]より高い値を示しており、優れた高周波特性であると言

える。これより、GaN 系電子デバイスは次世代の高速高出力素子として期待されている

[10]。 1.2.2 GaN 系ショットキーダイオードの現状と問題点前節で述べた優れた材料的特徴からGaNを用いたショットキーダイオードは逆回復時間

が非常に小さく高速で動作しかつ高耐圧動作が期待できる。このことから大電力のレクテ

ナ用途に適した特性を持っている。また現状、優れた結果も数多く発表されている。しか

し高周波、高出力デバイス用材料として優れた物性特性を持つGaNではあるが、実用性能

に関しては十分でないのが現状である。まず課題として、ショットキーダイオードの逆方向リーク電流（ショットキーダイオー

ドがオフ状態のときに流れる電流を指す）の低減、オーミック電極の接触抵抗の低減があ

る。現状の GaN 系電子デバイスにおいてこれらの原因は結晶の不完全性などが主なもの

とされている[11]。このことにより、ショットキー特性の理論値より数桁大きい逆方向リ

ーク電流が流れる。このリーク電流低減のために従来ショットキー電極材料として用いら

れている Ni/Au よりもショットキー障壁高さの高い Pt 系電極材料を用いた検討がなされ

ている[12]。オーミック電極の低抵抗化には Ti/Al 系電極を 800℃～900℃での短時間熱処

理により良好なコンタクト特性が得られるようになってきている。ショットキー性、オー

ミック性の両面を改善するためには今後も結晶の品質、前処理等を含めた改善が必要であ

る。また次に GaN ショットキーダイオードを用いたレクテナ用高周波パワーデバイスの高

電圧・高出力動作への課題として、物性値から予想される十分な逆方向耐圧が得られない

こと、表面準位や基板中の深い準位の影響による不安定現象があげられる。逆方向耐圧を

上げるには、一般にフィールドプレート構造や表面処理が用いられる。フィールドプレー

ト構造とはショットキー電極端への電界集中を緩和させることで耐圧を上げる構造である

[13]。またこの構造を用いることでショットキー電極端から流れるゲートリーク電流の低

減の可能性もある。現状として GaN を用いたショットキーダイオードについても高耐圧用のパワーデバイ

スを中心に数多くの研究がなされている。フィールドプレート構造を用いたもので、2000年に発表されたものですでに逆方向耐圧 450[V]以上のものが発表されている[14]。しかし

このデバイスでは順方向の立ち上がりや抵抗については十分な議論や検討がなされてなく、

第 1 章序論

8

またそのデバイスサイズも非常に大きく、レクテナ用高周波ショットキーダイオードとし

ては十分であるとはいえない。そのほかにも耐圧向上や ON 電圧を下げるためにショット

キー電極直下をエッチングした構造、オーミック直下をエッチングして金属を半導体との

接触抵抗による寄生抵抗を低減するリセスオーミック構造[15]、フィールドプレート用の

絶縁膜の評価など過去に様々な研究がなされている。しかしいずれも耐圧と ON 抵抗のト

レードオフの問題もあり、レクテナ用のショットキーダイオードとして十分なものはない。

近年では導電性基板を用いた縦型構造 GaN ショットキーダイオードについても数多くの

発表がなされている。その中でも特に代表的なものに GaN 基板上に GaN をエピタキシャ

ル成長させたパワーデバイス用のショットキーダイオードがあり、ショットキーバリアダ

イオードで耐圧 580[V]、オン抵抗 1.3[mΩcm2]を達成している[16][17]。従来 GaN 系半導

体デバイスを作成する際、一般的なサファイアなどの異種基板上にエピタキシャル成長さ

れたものにくらべ、転移などの欠陥を大幅に低減でき、ダイオードの高性能化に繋がる。

しかし、縦型構造の場合横型構造と比べて電極が同一平面にないことから、デバイスの評

価が困難であること、回路上に実装が困難であるなどの問題点が挙げられる。実際にレクテナへの応用を考えた際に問題になるのは GaN ショットキーダイオードのシ

ミュレーション用の回路モデルである。ダイオード特性とレクテナの効率は密接な関係が

ある（詳しい議論は 2 章に譲る）。しかし、これまでに述べた用に表面準位や基板中の深

い準位の影響による不安定現象により理論とは異なった特性を示す。これらのことにより、

従来のSiやGaAsデバイスでのショットキーダイオード特性と同様の等価回路モデルでは

正確にその特性をモデル化することが困難である。またこのことにより、実際にレクテナ

に組み込まれたことを想定した際のシミュレーションに大きな誤差を示してしまう。この

ことから、実際の特性を正確に表せる等価回路モデルの作成を行う必要がある。

1.3 本研究の目的

前節までに述べたような研究背景から、本研究の主な目的を以下の 3 つに定めた。（1）レクテナに最適なダイオードの基板・デバイス構造設計と検討（2）レクテナ用ダイオードプロセスの開発とマスクの設計（3）実測・デバイスシミュレーションを用いたダイオードの等価回路モデル提案と検

討第１の目的に対して、本研究では、実際に SPICE シミュレーションを用いてレクテナ

の動作解析を行い、ダイオードの様々なパラメータとレクテナの効率に関して解析を行っ

た。そして、レクテナをより高効率にするためのダイオードエピ基板・デバイス構造の最

第 1 章序論

9

適設計を行った。第 2 の目的に対して、本研究では、レクテナ用の実際にレクテナに実装し評価すること

を想定して、実装用のダイオードのマスク設計を行った。そして作成するための新規プロ

セスの提案とそのための解析用 TEG（Test Element Group）を作成した。第 3 の目的に対して本研究では、自ら作成した TEG パターンと試作デバイスを用いて

ダイオード特性の解析を行った。そしてその特性の評価を行い、課題を導き出しプロセス

設計にフィードバックし最適化を行った。そして、GaN ショットキーダイオード用ダイオ

ード等価回路モデルを提案しその妥当性を検討し、SPICE パラメータを検討した。

1.4 本論文の構成

本論文は第 1 章「序論」から第 6 章「結論」の全 6 章構成になっている。第 2 章ではレ

クテナとショットキーダイオードの関係性について述べる。第 3 章ではレクテナ用デバイ

スの設計と、そのマスク、プロセスについて述べる。第 4 章では実際に試作したデバイス

の特性について述べる。第５章では試作したダイオードのモデル化の検討と等価回路モデ

ルの提案と SPICE モデルパラメータを抽出し、その妥当性について述べる。第６章では

結論と今後の課題について述べる。

第 1 章序論

10

１章の参考文献 [1] 日経エレクトロニクス 2007 年 3 月 26 日発行 [2] 篠原真毅,マイクロ波エネルギー伝送技術と宇宙太陽光発電所 SPS 2007 年 3 月 [3] Tesla,N.,”The transmission of electric energy without wires, the thirteenth

Aniversary Number of the Electrical World and Engineer”,March 5 1904. [4] Tesla,N.,”Experiments with Alternate Current of High Potential and

Frequency” McGraw Pub.Co.,N.Y.,1904.

[5] 篠原真毅,マイクロ波電力伝送の受電システムならびに電力ビームの伝播特性に関

する研究,京都大学博士論文,（1996）. [6] http://www.microsoft.com/japan/business/rfid/about/default.mspx [7] 篠田健司、篠原真毅、三谷友彦、松本紘、橋本隆志、岸則政、電気自動車無線充

電システムの開発電子情報通信学会 2006 [8] 大野泰夫,”窒化ガリウムを用いる高周波デバイス”,FED Review,Vol.1,No.13(2002) [9] 菊田大悟,”窒化ガリウム系絶縁ゲート型へテロ構造電界効果トランジスタに関す

る研究”2006 年 3 月 [10] 高橋清監修長谷川文夫・吉川明彦編著,”ワイドバンドギャップ半導体光・電

子デバイス”森北出版 [11] T.Hashizume et al.,Appl.Phys.Lett.84,4884 （2004） [12] T.Nanjor et al., J.J.Appl.Phys.25,596 (2004) [13] Y.Okamoto et al.,IEEE Trans.Microw.TheoryTech.52,2536（2004）

第 1 章序論

11

[14] Z.Bandic et al., Appl.Phys.Lett.74,1266(1999) [15] Gerard T.Dang et al.,IEEE Ttans.Electron.Devices.47,692(2000) [16] S.Hashimoto et al.,Proc.13th ICMOVPE, Th-B1.4(2006) 530 [17] Y.yoshizumi et al., Proc.13th ICMOVPE, We-P.69(2006) 445

第 2 章ダイオード特性とレクテナ RF/DC 変換効率の関係

12

第２章ダイオード特性とレクテナ RF/DC 変換効率の関

係

本章では、まずレクテナの概要について説明し、その動作理論について説明する。後に

ダイオードのパラメータと回路の効率との関係についてシミュレーションを行う。レクテ

ナとダイオードパラメータには密接な関係があり、その関係について説明する。

2.1 レクテナの概要

レクテナは、無線で伝送されるマイクロ波を受電し、その受電したマイクロ波を直流出

力に変換する素子である。レクテナには様々な種類のものがある。しかし、ほとんどのレ

クテナではダイオード 1 つをマイクロストリップ線路に並列に挿入し、λ/4 線路とコンデ

ンサを組み合わせた出力平滑フィルタを用いる全波整流回路（シングルシャントモデル）

がよく用いられる[1]。この全波整流回路は理想的にはダイオード 1 つで効率 100 パーセン

トのマイクロ波-直流変換が可能とされている[2]。図 2.1 にシングルシャントモデルレクテ

ナ（以下の文ではレクテナと表記）の構成を示す。レクテナはアンテナ部、入力フィルタ、整流回路、出力フィルタで構成されている。本

研究では整流回路、特にショットキーダイオードについて議論の対象とする。整流回路は

ショットキーダイオード、出力フィルタは伝送線路とコンデンサから構成されており、偶

高調波で短絡、奇高調波で開放となっている。入力フィルタは RF/DC 変換の際に発生し

た校長はが受電アンテナへ戻って再放射されるのを防ぐために設けている。出力フィルタ

は負荷に流れる交流成分を防ぎ、負荷における出力電力のリプルを抑えるため、十分大き

アンテナ

出力フィルタ

入力フィルタ

DC 出力

RF 入力

図 2.1 シングルシャントモデルレクテナのブロック図

ダイオード


13

なコンデンサを用いて整流されたマイクロ波を直流に変換する働きをしている。一般的に

レクテナの RF/DC（マイクロ波－直流）変換効率特性は図 2.2 のように表される[3]。

入力電力が小さいときはダイオードの接合電位による立ち上がり電圧 Vj のためにダイ

オードの順方向に流れる電力量が小さくなる。そのため RF/DC 変換効率は低下する。ま

た、高調波電力の入力電力に対する割合は入力電力が小さい時の方が小さく、入力電力が

大きくなるにつれて大きくなっていく。これはダイオードの両端の電圧がその接合電位以

下となる時間が，入力電力が小さいときの方が長いためである。一方，入力電力が大きい

ときはダイオードのブレークダウン電圧Vbrのためにダイオードの逆方向にも電流が流れ

るようになり、RF/DC 変換効率は著しく低下する。図 2.2 中の「高調波効果」はダイオー

ドで整流する際に発生する高次の高調波がアンテナから再放射されることによる損失を示

している。したがって、RF/DC 変換効率低下の原因であるこれらの要因をまとめると、レ

クテナの RF/DC 変換効率は図 2.2 のような効率曲線のようになる。これらの特性から数 mW 級の低電力用のレクテナでは、立ち上がり電圧が大きく特性に

影響を与えると考えられる。逆に今回のように数十～数百 W 級の大電力用のレクテナでは、

数十から数百 V の電圧がダイオードの両端にかかると考えられるので、立ち上がり電圧

Vj による影響は少ないと想定できる。一般に GaN のようなワイドバンドギャップ半導体

を用いたショットキーダイオードでは、Si や GaAs のものに比べて、立ち上がり電圧 Vjは 0.3V 程度大きくなる。しかしワイドバンドギャップ半導体であることから、逆方向耐

圧を大きいため、扱える電力を大きくすることがすることができるので効率に Vj 効果は

高調波効果

Vbr 効果

レクテナ最大効率曲線

Vj 効果

RF/DC 変換効率

入力マイクロ波電力 or 接続負荷

100％

図 2.2 RF-DC 変換効率特性


14

大きく影響しないと考えられる。また、ブレークダウン電圧 Vbr 効果についても、GaNのショットキーダイオードを用いた際に図 2.2 のようになるとはいえない。なぜなら、実

際にダイオードがブレークダウン電圧に達したときには、絶縁破壊が起こり、ダイオード

が破壊される。よって、一度破壊電圧まで達してしまえば、その後はもう整流作用はしな

い。また GaN のショットキーダイオードでは、理論で予想されるよりも大きい逆方向リ

ーク電流が生じるそのため、ブレークダウン電圧に達するまでに、大きい逆方向リーク電

流が流れることも考えられる。そのためリーク電流の影響についても考慮しないといけな

い。実際のショットキーダイオードが立ち上がり電圧 Vj や、その他のパラメータの影響

については章の後半で議論する。レクテナの出力側に接続される負荷の大きさには最適値が存在する。最適負荷値はレク

テナの出力インピーダンスと負荷との整合が取れているときの負荷値であり、この最適負

荷が接続されていない場合には反射波が生じて RF/DC 変換効率が低下することになる。

したがって、このような負荷変動に対する効率変動特性は、レクテナを電源として考えた

場合不利となる。特にモータ等の駆動系に動力源として用いる場合、その大きな負荷変動

は RF/DC 変換効率の変動と直結しているため、何らかの対策が必要となる。

2.2 レクテナの動作理論

レクテナは図 2.3 に示されるように、DC 素子キャパシタ C1、ダイオード、λ/4 線路、

出力平滑フィルタ CL により構成されている。C1は反射波による DC 成分が入力側に流れ

るのを防ぐために挿入されているものである。整流回路の動作原理は，F 級増幅回路の原

理を応用しており，理想的なダイオード特性の場合，100 パーセントの効率が得られると

されている[1][2][3]。


15

整流回路伝送線路モデルを図 2.4 示す。図 2.4 において、点 P から距離 d にある出力側

をみた入力インピーダンス Zin(d)は

)tan()tan(

)(0

00 djZZ

djZZZdZ

L

Lin β

β++

= （2.1）

で与えられる。ここで、ZL は出力平滑コンデンサ CL と負荷 RL の合成インピーダンスで

あるので、

Zs

-

図2.4 レクテナの等価回路

ZL Z0 Zin

1

d a 1 p 2

Rs C1 λ/4線路

D CL RL

VL

+Vs

-

図2.3 レクテナの等価回路

Io I1

Z0 β

I2 IL

Idio

VLVL

P


16

LLL CjR

Zω+

=1

1 （2.2）

となる。式（2.2）において出力平滑コンデンサ CL の値が十分大きいとすると、

011

1≈

∞=

+=

LLL CjR

Zω

（2.3）

この回路を無損失線路とすると伝播定数 βαγ j+= となる。ここで、n 次の偶高

調波からみると )2,1,0(2)2( L=×= mmλπβ 、n 次の奇高調波からみると、

),2,1,0)(12()2( L=+×= mmλπβ となることから、 4λ=d のとき、

⎩⎨⎧

∞=

0)

4tan( λβ （2.4）

すなわちダイオード端から負荷側を見たインピーダンスは、式（2.1）と式（2.4）より

以下のように表される。

)4tan()4tan()(

0

00 λβ

λβ

L

Lin jZZ

jZZZdZ++

= (2.5)

偶高調波の場合、式（2.3）、（2.4）、(2.5)より、

000)(

00

0

00 →==

⋅+⋅+

= LL

L

Lin Z

ZZZ

jZZjZZZdZ (2.6)

奇高調波の場合も偶高調波の場合と同様に、

∞→==+

+=

LLL

L

in ZZ

jZjZZ

jZZ

jZZ

ZdZ200

00

0

0

)4tan(

)4tan()(

λβ

λβ ( 2.7)

したがって、ダイオード端から出力側をみた入力インピーダンスは偶高調波では短絡、

奇高調波では開放となる。そしてコンデンサ CL により負荷 RL に流れる電流は直流電流

となる。この考え方をもとに各部での電流について詳述すると以下のようになる。入力側

を流れる電流 )(1 tI は基本波のみで構成されているため、以下の式で表される。

（偶高調波）（奇高調波）


17

)sin()( 01 tItI ω= (2.8)

理想的なダイオードは πω << t0 の半周期において開放状態（ 0=dioI ）になり、

πωπ 2<< t においては短絡になる。図 2.3 を見てもわかる通り、点 P において流入

する電流と流出する電流の関係から、

21 III dio =+ (2.9)

の関係がある（電流の向きは図 2.1 中の矢印の向きとする）。よってダイオードが開放状態

にある πω << t0 においてはダイオードに流れる電流は 0=dioI となるので、電流

)(2 tI は、

)sin()( 02 tItI ω= )0( πω << t (2.10)

となる。ここで )(2 tI は上述した入力インピーダンスの考え方から、偶高調波のみで構成

されるため、

)()( 22 tItI ωπω =+ (2.11)

となる。したがって、 )(2 tI はピーク値が 0I の全波整流波形となり以下の式で表される。

)sin()( 02 tItI ω= )0( πω << t (2.12)

理想的なダイオードに流れる電流は式(2.9)、(2.12)の関係より

)sin()sin()( 0012 tItIIItI dio ωω −=−= (2.13)

すなわち、理論ダイオードを流れる電流 dioI はピーク値 02 I の半波倍整流正弦波となる。

負荷電流 LI の大きさは )(2 tI の平均値であるので、あるので、以下の式で示される。

dttITIIT

avL ∫×==0 02 )sin(1)( ω

dttTI T

∫×=0

0 )sin( ω


18

[ ]TtTI

00 )cos( ωω −×=

02 Iπ

= (2.14)

次に各部での電圧について述べる。理想的なダイオードにかかる電圧 )(tVdio はダイオ

ードが電流を通している間は 0 であるから、

0)( =tVdio )2( πωπ << t (2.15)

となる。ここでダイオードにかかる電圧 dioV は DC 成分と奇高調波成分のみで構成されて

いて以下のように表される。

avdiodio tVV )]([2= )0( πω << t (2.16)

右辺の項に 2 が乗算されているのは、 )(tVdio の平均値の avdio tV )]([ は半周期で 0 であ

るので、半周期に印加される電圧を求めるためには、全周期での平均値を 2 倍してやる必

要があるためである。ここで avdio tV )]([ はダイオードにかかる電圧の平均値であり、負

荷にかかる DC 電圧 LV に等しくなければならないので

Ldio VV 2= (2.17)

とあらわすことができる。また、 dioV の基本周波数成分は dioV のフーリエ級数展開によ

り求められる。

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ ×+= L)sin(2

212 tVV Ldio ω

π (2.18)

したがって、

πLss VRIV 40 += (2.19)

と表すことができる。ここで、 sV は電源電圧、 sR は電源に直列に接続された抵抗である

（図 2.3 参照）。次に、式(2.19)に(2.14)を代入すると


19

LssL IRVV ×−×=84

2ππ (2.20)

となる。上式は整流回路が sV×4π の DC 電圧源と sR×82π の内部抵抗を持つ回路

として表される(図 2.5)。最大電力供給関係から、 LR が内部抵抗 sR×82π に等しいと

き出力電圧は最大となる。このときの出力電力 opLV )( は DC 電圧源 sV×4π の半分と

なる。よって最大出力負荷電力 max)( LP は以下のように求められる。

opL

opLL R

VP )()()(

2

max =

s

s

RV

××

=8

)8(2

2

ππ

s

s

RV8

2

= (2.21)

また RF 入力電力 inP は

s

s

s

sin R

VR

VP84

)2( 22

== (2.22)

であることから、整流回路の RF‐DC 変換効率は式(2.16)、(2.17)から

%100)( max == inL PPη (2.23)

となる。このように、シングルシャントモデルのレクテナは、非線形素子であるダイオー

ドより発生する高調波成分のうちλ/4線路により奇高調波成分を抑制することで全波整流

を実現することができる。したがって、理想的なダイオード、無損失線路を想定した場合

においては、ダイオードとλ/4 線路 100％の効率の RF-DC 変換を得ることができること

がわかる。しかし、実際は図 2.2 に示すようなダイオードの内部パラメータの影響などで

変換効率は 100 パーセントにはならない。


20

2.3 RF/DC 変換効率のダイオードパラメータ依存性の解析

前節までにレクテナの理想的な動作原理について説明してきた。そして理論効率が

100％になることを示した。しかし、図 2.2 に示すようなダイオードの内部パラメータに

よって、理論効率は 100％にならない。この効率が 100％になる条件というのは、アンテ

ナと回路全体のジュール損失がなく、かつ変換損失のない理想的な整流器を考えた場合で

ある。そして、アンテナの動作入力インピーダンスと負荷のインピーダンスが整合してい

ることである。実際の受電効率の低下には主に以下のような原因が考えられる。（1）ダイオードの損失（2）インピーダンス不整合（3）フィルタ、伝送線路など回路の損失

（1）はダイオードの立ち上がり電圧や内部抵抗、接合容量などによる損失であると考えら

れる。（2）は入力インピーダンスと負荷側のインピーダンスが完全に整合しないことによ

おり反射波が生じ、それが、アンテナから放射されることで、損失となる影響である。(3)は回路内で生じる損失である。また図2.2にも示したようダイオードの持つ内部パラメータ

による影響によって理想とは異なる動作をする。過去の研究から整流回路の主な損失は(1)のダイオードによる損失が主であるとされている。実際のダイオードには半導体とショッ

トキー金属との接合部分に生じる空乏層容量（接合容量）CJや、半導体層の直列抵抗Rsなどの影響を考慮する必要がある。なぜなら、寄生抵抗があるということはそこに電流が流

れるだけでジュール損となり効率の低下となる可能性があり、容量があることで、ダイオ

ードのON・OFFによる電荷の充放電による損失や、寄生容量が大きくなるとインピーダン

π/4Vs ILπ2/8Rs

RL VL

+

- 図2.5 レクテナの簡易等価回路


21

ス不整合による損失などが想定される。今回は大電力レクテナを想定しており、入力数十

～数百Wを想定している。図2.2に示してあるダイオード特性、回路定数による変換効率関

係は小電力での関係を示しているために、改めて解析する必要性がある。本研究において

は、まず、ダイオードパラメータ解析を行い、レクテナ整流回路とダイオードパラメータ

の関係を調べた。今回のパラメータ解析にはWINSPICEを用いて行った。そしてダイオー

ドの直流特性、交流特性、過渡特性に影響するパラメータVj、Vbr、Rs、Cjo、Is、につい

てこれらのパラメータが整流特性の効率にどのように影響するかのシミュレーションを行

った。シミュレーション方法としてレクテナの等価回路を用いて理想的なダイオード（変

換効率がほぼ100パーセントになるようなダイオード）のパラメータを基準値として設定し、

個々のパラメータを変化させて、変換効率のパラメータ依存性の評価を行った。理想的で

あるという条件は、半導体層の直接抵抗成分Rsがゼロであり、空乏層容量がほとんどゼロ

であるようなパラメータ解析に使用したレクテナの等価回路は、図2.3に示したものと同様

のシングルシャントモデルである。シミュレーションに用いたダイオードパラメータの基

準値とレクテナの各パラメータの値を表2.1に示す。これらのシミュレーションに用いた回

路パラメータは実際の回路設計に用いるものとは異なる。効率を評価するためのシミュレ

ーション方法としては、効率η は式2.23と同様に、入力の交流電力と負荷で取り出される

直流電力の比で表されるものとして、計算をする。


22

パラメータ値

VJ [eV] 0.1

CJ0 [F] 10f

Is[A] 1e-9

Rs[Ω] 0

N 1

Vb[V] 400

RP[Ω] 1e12

2.3.1 ダイオードの SPICE モデルとパラメータの関係

今回のシミュレーションには SPICE3f5 系のフリーソフト WINSPICE を用いて行う。

SPICE のデバイスモデルは世界中に広く受け入れられている標準の回路解析ツールであ

り様々なシミュレーターに取り入れられている。ダイオードの SPICE 用デバイスモデル

は、図 2.6 に示すように、端子電圧に対して指数関数的に変化する電流を表す非線形電流

源と、直列に存在する抵抗、端子間に寄生する非線形静電容量がモデル化されている。ダ

イオードの電圧-電流特性は、図 2.7(a)に示すように立ち上がりは指数関数的だが、大電流

域ではキャリアの高注入効果による移動度の低下と、半導体バルク抵抗による電流の飽和

がみられる。これを、SPICE モデルでは直列抵抗 RS で表している。逆方向電圧による降

伏は図 2.7(b)に示すように、破壊電圧 BV と電流 IBV で表している。また交流解析や過

渡解析ではダイオードの容量が問題となりそのモデル化が必要である。これは、半導体と

金属の接触による空乏層容量 CJ と少数キャリアの蓄積により生じる拡散容量 CD でモデ

ル化されている[4]。

回路パラメータ値

Vin[V] 200

Rs[Ω] 50

C1[F] 100p

CL[F] 100p

RL[Ω] 61.8

伝送線路 Zo 50

F 2.45G

NL 0.25

表 2.1 シミュレーションに用いた基準パラメータ(a)ダイオード(b)レクテナ

(a) (b)


23

図2.6 SPICEダイオードの等価回路

図2.7 ダイオード特性(a)電流電圧特性理論(b)電流電圧特性と用いられる式

(a) (b)


24

2.3.2 ダイオード直流成分に起因する SPICE パラメータの影響

1. 直列抵抗 Rs

図 2.8(a)にダイオードの直列抵抗 Rs を変化させた場合の RF/DC 変換効率との関係を示

す。横軸には直列抵抗 Rs の値を、縦軸には変換効率を示している。図 2.8(a)に示す通り、

Rs の値が大きくなるにつれ、変換効率が減少する。また Rs の値が小さくなるにつれて、

変換効率は上昇する。これはマイクロ波の入力電力のうち、ダイオードの直列抵抗成分に

流れる電流によりジュール損が生じていると考えられる。この結果から直列抵抗 Rs が効

率に大きな影響を及ぼすことがわかる。また、過去の他の研究機関の研究によると、Rsの値が変化しても電力反射率には大きく影響しないという報告がある。このことからもわ

かるように、直列抵抗 Rs の増加による効率の減少の原因は熱による損失であると考えら

れる。ダイオードを作成するにあたって、エピ基板の最適設計によって、この直列抵抗を

下げるためには、ダイオードの実効面積を大きくすること、エピ基板の不純物濃度をあげ

ること、半 nGaN 層を薄くすることなどが考えられる。エピ基板の設計とともに、コンタ

クト抵抗や、寄生抵抗を下げるための新たなデバイス構造、オーミック金属、ショットキ

ー金属材料やその他のプロセス条件とともに最適化が必要である。 2. 逆方向飽和電流 Is

図 2.8(b)にダイオードの逆方向飽和電流 Is を変化させた場合の RF/DC 変換効率との関

係を示す。図 2.7(b)でも示した通り、ダイオードの SPICE モデルでは順方向電流は以下

の式で表される。

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛= 1exp

nkTqVII s (2.24)

式を見てもわかるように、Is を大きくすると、それに比例して順方向電流 I が大きくな

る。また逆方向飽和電流 Is は理想的なダイオードのオフ状態での電流でもある。よって大

きくすると逆方向リーク電流の増加にも繋がる。図 2.8(b)をみてもわかる通り逆方向飽和

電流 Isを大きくしていくにしたがって1[fA]程度から1[mA]の範囲で変換効率が上昇する。

これは順方向の絶対値が大きくなったことで、オン電圧が小さくなったことが考えられる。

また 1[mA]よりも大きくすると、逆に効率が大きく減少する。しかし、式(2.24)を見ても

わかる通り、電流電圧特性の立ち上がりは exp の項の中にある、理想因子 n の値が支配的

である。また実際の逆方向リーク電流は電圧に依存して一定ではない。したがって逆方向

リーク電流を表す抵抗 RP を用いて表現する。そのため実測データの電流電圧特性をモデ

ル化する際には、あまり意味のない値となる。そのため、特性に大きく影響のない値にし

ておくことが望ましいと思われる。しかし、オン電圧がその特性に影響すること、逆方向


25

リークがその特性に依存することはわかった。オン電圧と、逆方向リーク特性については、

この後の理想因子 n 値と逆方向リーク抵抗 RP にて議論する。 3. 理想因子 n 値

図 2.8(c)にダイオードの理想因子 n 値を変化させた場合の RF/DC 変換効率との関係を

示す。式(2.24)を見てもわかる通り、理想因子 n 値は順方向電流電圧特性に大きく影響す

るパラメータである。理論的には理想因子 n 値は 1～2 の値をとるが GaN のようなワイド

バンドギャップ半導体のショットキーダイオードの場合、既存の Si や GaAs に比べて、シ

ョットキー障壁が高くなるため、順方向の ON 電圧も必然的に大きくなる。そのため、理

想因子 n 値が 2 以上になる場合もありえるので理想因子 n 値の変化させる範囲を 1 から 5としている。図 2.8(c)を見てもわかる通り、理想因子 n 値が 1 の時に RF/DC 変換効率が

最大値となり、n 値を大きくしていくと、その変換効率は減少していくことがわかる。こ

れは、理想因子 n 値を大きくすることで ON 電圧が小さくなり、整流できる範囲が広くな

るためであると考えられる。ON 電圧を決定するパラメータは逆方向飽和電流 Is と理想因

子 n 値である。この二つのパラメータの解析結果から、直列抵抗ほどではないが、ON 電

圧もRF/DC変換効率大きな影響を及ぼすものと思われる。エピ基板の最適設計によって、

ON 電圧を下げるためには、電流値を大きくするためにダイオードの実効面積を大きく、

また電流密度を大きくすること、エピ基板の不純物濃度を大きくして半導体層の抵抗を小

さくし、電流値を大きくすることなどがある。デバイス設計からの最適化法としては、シ

ョットキー金属の選択、ショットキー金属と半導体界面の処理法を工夫することなどが考

えられる。GaN ショットキーダイオードの電流電圧特性は半導体表面にできる自然酸化膜

により、ON 電圧が高くなることがあるためである。 4. 逆方向リーク抵抗 RP 図 2.8(d)にダイオードの逆方向リーク抵抗RPを変化させた場合のRF/DC変換効率との

関係を示す。逆方向リーク抵抗 RP は、WINSPICE にはないが、市販されている PSPICE系のシミュレーターや、高周波回路設計に用いられる ADS などには導入されているモデ

ルパラメータである。真性のダイオードと並列に線形抵抗を加えたものであり、逆方向電

圧に比例したリーク電流を表現するものである。図 2.8(d)を見てもわかる通り、逆方向リ

ーク抵抗 RP が大きい範囲（リーク電流が十分小さい範囲）では RF/DC 変換効率には影

響しない。しかし、逆方向リーク抵抗 RP が 100[kΩ]より小さくなると、変換効率に影響

が出始めて、1[kΩ]よりも小さくなるとその変換効率は大きく減少する。100[kΩ]という

のは、バイアス 10[V]では、0.1[mA]、100[V]では 1[mA]に相当する。つまり、逆方向リ

ーク電流が RF/DC 変換効率に影響を及ぼさないようにするためには、これらの値よりも


26

小さくすることが必要である。エピ基板の最適設計によって、逆方向リーク電流を下げる

ためには、不純物濃度を下げて、空乏層を大きくし、トンネルに起因する成分を減少させ

ることができる。またデバイス設計からの最適化法としては、障壁高さの高いショットキ

ー金属の選択がある。また現状の本研究室での解析ではリーク電流はショットキー電極端

から流れるものが支配的であると考えられている。よって、ショットキー電極端への電界

集中を緩和するような電極構造やデバイス構造を検討する必要がある。また過去の研究報

告においてショットキー接合を形成するプロセス中に GaN 表面に欠陥ドナーが生じて深

い準位が形成され、その結果トンネル電流成分が増加するといった報告がある [5]。よっ

て順方向 ON 電圧と同様に、ショットキー金属と半導体界面の処理法を工夫することなど

が考えられる。

0

10

2030

40

50

60

7080

90

100

0 10 20 30 40 50 60RS[Ω]

効率

[％]

0

10

20

30

40

5060

70

80

90

100

1E-15 1E-11 1E-07 0.001 10Is[A]

効率

[％]

0102030405060708090

100

1 1000 1E+06 1E+09 1E+12

RP[Ω]

効率

[％]

0

10

20

30

40

5060

70

80

90

100

0 1 2 3 4 5 6n値

効率

[％]

図 2.8 ダイオードの直流成分に起因するパラメータの RF/DC 変換効率依存性 (a)直列抵抗成分 Rs (b)逆方向飽和電流 Is (c)理想因子 n 値 (d)逆方向リーク抵抗

(b) (a)

(d)(c)


27

2.3.3 ダイオード交流成分に起因する SPICE パラメータの影響 1. 空乏層容量 Cjo

図 2.9(d)にダイオードの空乏層容量 Cjo を変化させた場合の RF/DC 変換効率との関係

を示す。図をみてもわかるように Cjo が 0.01～0.1[pF]程度範囲では変換効率に影響を及

ぼさないことがわかる。しかし、0.1[pF]より空乏層容量 Cjo が大きくなると変換効率が減

少し始める。さらに 1[pF]よりも大きくなると、変換効率に及ぼす影響は顕著になる。容

量が増加した際の効率減少の影響を見るために、図 2.10 に空乏層容量 Cjo を変化させてい

った時の、ダイオードに全体に印加される電圧と、流れる電流との関係を示す。横軸は時

間軸であり、2.45GHz での 1 周期分にあたる 0.41[ns]分だけを取り出したものである。Cjoが変換効率に影響を及ぼさないほど十分小さい時は、ダイオードに電圧が印加されている

ときに、電流は流れていないため、理想的な F 級動作をしているが、Cjo が大きくなるに

従って、ダイオードに電圧が印加されている時に逆方向に電流が流れ、スイッチング損失

となっていることがわかる。またこの Cjo はインピーダンスマッチングに大きく影響する

ために Cjo が大きくなると整合が取れずに電力反射率が大きくなり整合が取れなくなると

いった報告がある。そのためこの Cjo は 0.1～1[pF]の範囲以下にしたい。エピ基板の最適

設計によって、容量を下げるには、誘電率を下げることがあり、デバイス設計の観点では、

面積を小さくすること、また空乏層容量以外の寄生容量を小さくすることなどがある。 2. 遷移時間 TT

遷移時間 TT は少数キャリアの蓄積効果により、生じる拡散容量 Cd に関係があるパラ

メータである。SPICE でのダイオードの容量モデルは式(2.25)のように空乏層容量と拡散

容量の和で表される。

jod CCC += (2.25)

またダイオードに印加される電圧 V、その時流れる電流 I、遷移時間 TT を用いて、拡散容

量 Cd は表され、次式のようになる。

Dd GTTVITTC ⋅=

∂∂

⋅= (2.26)

式(2.26)中の記号 DG はコンダクタンスである。よって、ダイオードが ON 状態になると、

上昇し始め、直列抵抗成分が顕著になる領域 (図 2.7 参照)では一定値となる。そのため順

方向バイアスされた状態では拡散容量はダイオード全体の容量を増加させる原因となり、

実際レクテナでダイオードを使用する際には問題になる。他のパラメータと同様に遷移時

間 TT も RF/DC 変換効率のシミュレーションを行ったが、解が収束せず、その依存性の調


28

査はできなかった。一般的に、ショットキーダイオードは多数キャリアデバイスであるこ

とから、拡散容量の影響はほとんど無視されると考えられる。またワイドバンドギャップ

半導体である GaN は真性キャリア密度が小さいことから、少数キャリアの発生はほとん

どないとも考えられる。しかし、先の空乏層容量 Cjo を変化させて、シミュレーションし

た結果より、ダイオードの寄生容量が RF/DC 変換効率に大きく影響を及ぼすことはわか

っている。そのため拡散容量の影響が実際に見られるかどうかを、高周波小信号測定や、

デバイスシミュレーションを用いて解析することは必須である。 3. 接合電位 Vbi 接合電位 Vbi はダイオードの空乏層容量 Cj に影響するパラメータで、以下の式で表さ

れる。

VjVCC joj −= 1 (2.27)

式(2.27)を見てもわかる通り、同じ電圧の場合 Vj が大きいほど、ダイオードの空乏層容量

は小さくなるが、容量が無限大になる点が順方向側にシフトする。そのため、全体的な容

量値としては変化しないため、接合電位のパラメータ依存性はほとんどないと考えられる。

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

1E-14 1E-13 1E-12 1E-11 1E-10

Cjo[F]

効率

[％]

図 2.9 空乏層容量 Cjo の RF/DC 変換効率依存性


29

-20

0

20

40

60

80

100

120

140

160

0.E+00 1.E-10 2.E-10 3.E-10 4.E-10 5.E-10

time[s]

voltag

e[V

]

-1

0

1

2

3

4

5

6

curr

ent[

A]

Vdio

Idio

-20

0

20

40

60

80

100

120

140

160

0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10

time[s]

voltag

e[V

]

-2

-1

0

1

2

3

4

5

6

curr

ent[

A]

Vdio

Idio

図 2.10 Cjo を変化させた時の 1 周期分のダイオード電圧と電流の関係 (a) Cjo=1×10-14[F] (b)Cjo=1×10-12[F]

(a)

(b)


30

-20

0

20

40

60

80

100

120

0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10

time[s]

voltag

e[V

]

-4

-2

0

2

4

6

8

curr

ent[

A]

Vdio

Idio

-2

0

2

4

6

8

10

12

0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10 5E-10

time[s]

voltag

e[V

]

-5

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

5

curr

ent[

A]

Vdio

Idio

(a)

(b)

図 2.11 Cjo を変化させた時の 1 周期分のダイオード電圧と電流の関係 (a) Cjo=1×10-11[F] (b)Cjo=1×10-10[F]


31

2.4 まとめ

本章では、まず、シングルシャントモデルのレクテナと整流ダイオードと効率との関係

について説明し、その理論を示した。そしてレクテナの理論に基づき SPICE を用いてダ

イオードの各モデルパラメータと RF/DC 変換効率との関係について示した。その結果、

各モデルパラメータとレクテナの RF/DC 変換効率から以下のような見解が得られた。 (1) ダイオードの直列抵抗成分が大きくなるとその RF/DC 変換効率に大きく影響を及ぼ

す。また ON 電圧(n 値)も変換効率に影響を及ぼすが、それほど RF/DC 変換効率に大

きな影響しない。 (2) 逆方向リーク電流はある一定値より大きくなると、RF/DC 効率に大きな影響を及ぼ

す。 (3) ダイオードの容量成分はある一定値以上大きくなると、RF/DC 変換効率に大きく影

響を及ぼす。直列抵抗成分をなるべく小さくするにはエピ基板の不純物濃度を高くし、エピの厚さを

なるべく薄くしたい。しかし不純物濃度を高くすると、リーク電流の増大や耐圧の低下な

どが懸念される。寄生容量を小さくするためにはなるべく接合面積を小さくすることが必

要であり、また寄生容量を減少させるような構造も必要である。これらのパラメータは互

いにトレードオフの関係があり、それぞれのパラメータを最適化する必要がある。この結

果を踏まえて次章ではエピ設計、デバイス構造の設計をした後に、そのプロセスについて

検討する。


32

2 章の参考文献 [1] 篠原真毅,マイクロ波エネルギー伝送技術と宇宙太陽光発電所 SPS 2007 年 3 月 [2] Gutmann,R.J.andJ.MBorrego,”Power Combing in Array of Microwave Power

Rectifier”,IEEE Trans.Microwave Theory Tech.,vol.27,pp.958-968,1979 [3] Tae-Whan,Kai Chang,”Theoretical and Experimental Development of 10 and

35GHz Rectennas”, IEEE Trans.Microwave Theory.,Tech., pp.1259-1266, 1992 [4] http://www.cqpub.co.jp/dwm/contents/0004/dwm000400911.

pdf#search='SPICE%20 ダイオードモデル'

[5] 橋詰保,GaN 系ショットキー接合のリーク電流 ,電子情報通信学会論文誌 C

vol.J88-C No.8 pp621-629,電子情報通信学会 2005

第 3 章ダイオードの設計と作成プロセスの検討

33

第３章ダイオードの設計と作成プロセスの検討

2 章において、レクテナにおいてダイオードの特性が大きく RF/DC 変換効率に影響する

ことを示した。そこで本章では、まず 2 章の結果から RF/DC 変換に適した最適なデバイ

ス構造を提案し、エピ基板の設計し作成を行った。そのためにダイオード作成のために評

価用の TEG パターンを検討し、フォトマスクの設計をした。その後、ダイオード作成の

ためのプロセスを提案し、予備実験を行い、デバイスの作成を行った。

3.1 エピ構造の検討と設計

今回レクテナに用いる整流ダイオードはショットキーダイオードを用いる。これは、PN接合ダイオードでは少数キャリアの蓄積による影響が大きく高速動作に適さないこと、順

方向バイアス時に生じる拡散容量成分による効率減少の影響が懸念されるためである。ま

たダイオードのエピ基板の設計を行うためには、使用周波数、逆方向破壊耐圧、順方向最

大電流値を定める必要がある。まずレクテナで想定される入力電力に対して、必要な耐圧

を決定する必要がある。今回の設計目標値を表 3-1 に示した、入力 RF 電力 100W での大

電力レクテナで使用されることを想定した場合、ダイオード単体に必要な耐圧は理論値で

78V、実際の回路シミュレーションでは 250V 程度が必要であるという報告がある。また

最大順方向電流値も問題であるが、これに関しては、理論値 4A、シミュレーションでは

2A 程度であるという報告がなされている。今回は初めての試作なので目標耐圧 100V、順

方向最大電流 2A を目標値として設計を行う。また、2 章で述べたように、抵抗と容量は

効率に大きく影響するために耐圧 100V を満たしつつ寄生抵抗、寄生容量をなるべく小さ

くするようなダイオード構造の設計をする。

目標値使用周波数[GHz] 2.45 逆方向破壊耐圧[V] 100 順方向最大電流値[A] 2

電流電圧特性について設計目標値を達成するためにピ基板には以下のような条件が考え

られる。

(1)耐圧 100V 程度に耐えられるエピ厚、不純物濃度

表 3-1 ダイオード設計目標値


34

(2)低抵抗、低寄生容量であること (3)基板が放熱性に優れていることよって今回使用するデバイス構造を図 3.1 に示す。図に示すように、半絶縁性基板上に

低抵抗の n+-GaN 層, 高抵抗の n--GaN 層のエピタキシャル成長させた構造である。n-GaN層が耐圧を決定する層である。(1) について耐圧を決定するための不純物濃度エピ厚の決

め方については後述するが、基本方針としては、寄生抵抗を下げるためには耐圧 100V を

保ちつつ、エピ厚をなるべく薄く、不純物濃度を高くすることが求められる。また(2)につ

いて、なるべく寄生抵抗を小さくしたいので、基板とショットキー金属接触層の間に低抵

抗の n+-GaN のドリフト層を設けた。こうすることでエピ基板全体のシート抵抗が減少す

るため、寄生抵抗を減少させることができる。ドリフト層は厚い方がいいが、現状のプロ

セス条件では 1～2μｍ程度が限界であると思われる。基板は寄生容量を低減するために半

絶縁性基板を用いてある。半絶縁性基板上に GaN をエピタキシャル成長させる場合、通

常サファイアもしくはシリコンカーバイド（SiC）基板を用いる。今回、プロセスの条件

出しや測定試験には安価で購入できるサファイア基板を用いるが、実装用のデバイスには、

SiC 基板を用いる。サファイア基板上に GaN をエピタキシャル成長させるためには格子

定数の違いを緩和するためのバッファ層が必要となるため基板が厚くなることや、実用上

放熱性が悪いことなどがある。SiC 基板を用いると、基板と GaN との格子定数がマッチ

ングするため、バッファ層が必要ないためエピ層を薄くできることや、結晶性の向上など

の利点がある。結晶欠陥が少なくなると、格子定数の違いにより生じる貫通転移などの結

晶欠陥に起因する逆方向リーク電流を抑制できることや、エピ基板の歩留まりの向上も考

えられる。(3)の条件に関して SiC 基板は、1 章の表 1-1 に示したように、熱伝導率が高い

ために放熱性に優れているため適しているためである。2 章にも示したようにレクテナ用

の整流ダイオードでは、容量を 10-13～10-12[F]程度に抑えたいことから、ショットキー電

極と半導体との接合面積をなるべく小さくする必要がある。接合面積を小さくした場合、

基板での発熱が RFDC 変換効率に関して問題となるといった研究報告がある[1]。 GaN シ

ョットキーダイオードに関しても、電流電圧特性の動作温度依存性に関する研究報告によ

ると、温度上昇により逆方向ゲートリーク電流の上昇や、ON 電流の減少などが報告され

ている[2]。そのためこの論文報告においては温度依存性に関しては測定していないが、今

後研究すべき課題の一つでもある。


35

3.1.1 エピの厚さ、不純物濃度の設計

GaN の絶縁破壊電界 EBは 1 章の表 1-1 より 3.3×106(V/cm)である。そのため、逆方向

電圧 VBに相当する逆方向電圧を加えた際に、ショットキー電極と半導体の接合部の電界 Eが GaN の絶縁破壊電界 EBになり、かつ接合部から伸びた空乏層が n--GaN 層と n+-GaN層の境界にちょうど達するように n--GaN 層厚さと濃度を決定する。そのため、まず理論

耐圧の式を導き出す。そして、理論耐圧で 100V より少し余裕を持たせる不純物濃度を決

定する。その決定した不純物濃度で、逆方向バイアス 100V を印加したとき必要なエピの

厚さを決定する。またダイオードの電界とエピ厚さ（空乏層）の関係を図 3.2 に示した。

電界は電極から、基板への方向のみにかかるとし、一次元構造で近似してポアソンの方程

式を解く。n 形半導体のショットキー接触の場合、イオン化したドナーによる正の空間電

荷が電界に関与する。一次元構造を考えると、ポアソン方程式は次のようになる[3]。

( )

02

2

εερ

sdxxVd

−= (3.1)

ただし、ｘは金属と半導体の界面を原点とする。εs、ε0 はそれぞれ真空の誘電率、半導

体内の比誘電率である。ドナーが完全にイオン化していると、空乏層内では ( )nNq d −=ρ (3.2)

となり、空乏層の外では電荷中性条件が成り立ち、ρ=0 である。空乏層端のごく近傍の空

乏層内では、導電帯にわずかの電子が存在している。したがって、図 9.5(a)で示すように

LT-

µn+-GaN（低抵抗層）

半絶縁性基板

(SiC,サファイア)

バッファ層(サファイア基板時)

n--GaN（高抵抗層）

図 3.1 デバイスの構造

カソード電極アノード電極


36

空間電荷の分布は空乏層端でわずかになだらかになる。しかし、電子密度 n がマクスウェ

ル・ボルツマン分布に従う場合、q(Vd-V(x))≫kT であれば、近似的に n≪Ndとでき dqN≈ρ (3.3)

とおける。式(3.1)を解くに当たっての境界条件を

( ) 00 =V (3.4)

( ) VVWVdxdV

dWx

−===

　　　,0 (3.5)

とする。ここで、W は空乏層端の座標であり、式(3.5)では、空乏層にのみ電界がかかり、

空乏層端での電界は 0 としている。これを用いて式(3.1)の両辺を積分すると、 ( ) )()(

0

xWdx

xdVxEs

−−==εερ

(3.6)

( ) ( )2

02xW

qNVVxV

s

dd −−−=

εε (3.7)

を得る。また空乏層幅 W は

( )VVqN

W dd

s −= 02 εε (3.8)

式(3.6),式(3.8)から空乏層内での最大電界 Eb は、x=0 の時得られ

( )VVN

WqN

Eb ds

d

s

d −==00

2εεεε

(3.9)

上式において VbV −= とおき、 db VV >> として変形すると、絶縁破壊耐圧 Vb が得られ

る。

20

2Eb

qNVb

d

sεε= (3.10)

この式に絶縁破壊電界 Eb、誘電率、不純物濃度を代入すると、必要耐圧が得られる。

今回絶縁破壊電界の計算値を少し低めに見積もり 2×106 とした。絶縁破壊電界を 3.3×106

とした場合は理論耐圧 300V 程度である。大電力レクテナに必要な耐圧は 100～300[V]であるので、不純物濃度の 1×1017[1/cm3]という値は目標耐圧に対して妥当な値であるといえ

る。不純物濃度を 1×1017[1/cm3]と定めたので次は必要なエピ厚を求める必要がある。式

(3.8)に定めた不純物濃度と表 3-2 のパラメータを代入する。db VV >> とし逆方向バイアス

を 100V の時の空乏層幅は、約 1μｍであった。よって、n--GaN 層の厚さは約 1 μｍと定め

る。


37

設計値計算値絶縁破壊耐圧(V/cm) 2×106 逆方向破壊耐圧[V] 100

GaN の比誘電率 10 不純物濃度[1/cm3] 1×1017 真空の誘電率[F/m] 8.85×10-14 n-GaN 層厚さ[ μｍ] 1

電荷 1.6×10-19

表 3-2 エピ基板の設計用パラメータと計算値

電界

基板方向厚さx空乏層幅

ショットキー接合部

EB

n—GaN層 n+-GaN層金属

傾きε

dqN−

耐圧（面積）

電界

基板方向厚さx空乏層幅

ショットキー接合部

EB

n—GaN層 n+-GaN層金属

傾きε

dqN−

耐圧（面積）

図 3.2 ダイオードの電界分布(縦軸電界、横軸エピの厚さ)


38

また式(3.10)変形すると、

20

2Eb

qVbN s

dεε

= (3.11)

が成り立つ。空乏層幅 W なので、ダイオードは絶縁破壊を起こすときに、金属半導体境界

での電界は絶縁破壊電界 Eb に等しい。式(3.9)と、式(3.11)から、

EbVbEb

qNW

d

s 20 ==εε

(3.12)

順方向バイアス時に n-層での空乏層幅が半導体層にくらべて十分小さいとき、オン抵抗

Ron は、以下のように表される。

SEV

SEVb

EqqVb

SqNWR

bns

b

bbnsndon

14223

0

2

20 μεεμεεμ

=== (3.13)

nμ は電子の移動度、 S は電極の面積である。式(3.13)から、オン抵抗は絶縁破壊耐圧 Vb の 2 乗に比例して大きくなることがわかる。よ

って必要以上に理論耐圧を上げるような、エピの厚さ、不純物濃度を設定してしまうと、

RF/DC 変換効率を減少させる原因となる。

3.2 デバイス構造の設計

これまでにエピ基板の最適設計を行った。次に、エピ基板の性能を十分に引き出すため

のマイクロ波整流用ダイオード構造の検討を行った。デバイス構造において重要なことは、

以下に示す通りである。 (1) 寄生抵抗・寄生容量の低減 (2) 理論耐圧を実現するための構造 (3) 実装に向けた構造図 3.3 にレクテナ実装用の GaN ショットキーダイオードの構造を示す。図中赤で示し

たものはダイオード等価回路を示している。図中に示してある通り、電流が通る n+アクセ

ス層や半導体と金属が接触する部分、金属部分も寄生抵抗となり、整流特性を劣化させる

原因となる。またエピ構造は先に述べたとおりであり、半絶縁性基板上に厚さ 1μm、不純

物濃度 1～4×1018cm-3の n+アクセス層を形成し、その上に厚さ 1μm の n－活性層を設け

た。結晶成長には MOCVD を用いている。これまでに述べたように、耐圧 100V を想定し

て不純物濃度は 1×1017cm-3 としている。絶縁膜を n－GaN 上に形成して実効的なショッ


39

トキー電極面積に対応する部分だけウェットエッチングにて開口する。絶縁膜には SiO2

を用い、その上にショットキー電極として Ni/Au をスパッタ蒸着にて形成する。蒸着の際

に、アノード電極を SiO2 にオーバーラップさせることでフィールドプレートの効果を狙

っている。これは上の条件(2)に対応し、電極がオーバーラップされている絶縁膜直下に空

乏層を形成し電極端への電界集中を緩和させ、逆方向電圧が理論耐圧に達する前に、電極

端が電界集中にて破壊されてしまうことを防ぐことが目的である。過去に本研究室で耐熱

性のある高融点金属(ZrN 等)に関する研究もされている[4]。しかし今回は、ショットキー

障壁高さが ZrN よりも高く、金属蒸着条件、アニールの条件等が進んでいる Ni/Au のみ

で作成した。アノード電極上には電極の寄生抵抗を下げるため、の金メッキ配線を施して

いる。カソード電極はコンタクト抵抗低減のために、n-層をリセスエッチングし、メサを

形成してリセスオーミック構造とした。オーミック電極には Ti/Al/Ti/Au をスパッタ蒸着

にて形成する。寄生容量を削減するためと実装時にはアノードパッド部周囲の n+GaN 層

を基板までエッチングする。実装にはワイアボンディングで回路と接続するので、ボンデ

ィング用のパッドが必要である。そのためには縦・横長さは少なくとも 200μｍ以上が必要

となる。そのためパッド部分をダイオードフィンガー部分とアイソレーションして、金メ

ッキでエアブリッジ配線をして接続した。図 3.4 に立体図、図 3.5～3.7 に平面図を示して

ある。図 3.8 に実装用のマルチフィンガー型を示した。図には 5 フィンガー型を示したが、

実際は寄生抵抗の少なく電流値を大きく取れる 10 フィンガー構造を実装用として検討し

ている。

サファイア基板

u-GaN （実験用エピのみ）

n+-GaN

n-GaN

金メッキ

SiO2保護膜

アノード電極

カソード電極

フィールドプレート構造

耐圧の向上

リーク電流の減少

寄生抵抗の低減

n-GaN層のエッチング

金メッキ配線

金属抵抗の低減

※図中矢印の向きは電流の方向を示す

サファイア基板

u-GaN （実験用エピのみ）

n+-GaN

n-GaN

金メッキ

SiO2保護膜

アノード電極

カソード電極


耐圧の向上




金メッキ配線



耐圧の向上




金メッキ配線


※図中矢印の向きは電流の方向を示す

図 3.3 デバイス構造の説明図


40

①

②

カソード

カソード

アノード

①

②

カソード

カソード

アノード

図 3.5 デバイス構造平面図（解析用パターン）

図 3.4 デバイス構造の立体図

エアブリッジアノードパッドアノードフィンガー

カソード

エアブリッジアノードパッドアノードフィンガー

カソード


41

図 3.7 横方向断面図

基板

u-GaN（実験用エピのみ）

n+-GaN

n-GaN

断面①

基板

u-GaN（実験用エピのみ）

n+-GaN

n-GaN

断面①

図 3.6 縦方向断面図

断面②エアブリッジ

断面②エアブリッジ

図 3.8 マルチフィンガー型構造図

アノードパッドカソードパッドアノードパッドカソードパッド


42

3.3 マスク(TEG パターン)設計

これまでエピ構造、デバイス構造の設計を行った。次にデバイスを作成するためのマス

ク設計を行う。マスクパターンを設計する際に、実装用のデバイス以外にも、評価をする

ための TEG(Test Element Group)パターンを作成する必要がある。これは特性が予定通り

に出なかった際に原因箇所を特定するためや、各抵抗成分を分離するため、各容量成分を

分離するために、各部分のみを測定、評価するためのテストパターンのことである。今回

設計した TEG パターンを図 3.9 に示す。また各主要な TEG パターンについて説明する。

図 3.9 TEG パターン全体図 ①高周波測定用 1 フィンガー ②実装用マルチフィンガー③電極幅・長さ

④円形ショットキー⑤コンタクト・シート抵抗測定 ⑥金属抵抗測定

① ②

③

④

⑤

⑥


43

3.3.1 高周波測定用１フィンガー

図 3.9 中①の範囲が高周波用１フィンガーパターンである。図 3.10 に実際の TEG パタ

ーンのカソードフィンガー部の構造である。メサの長さは 24μｍである。また実効的なア

ノードフィンガー１本の面積は 2μｍ×100μｍである。構造は「3.2 デバイス構造」にて示

した図 3.3 と同じである。実装構造のワンフィンガーパターンと実効的なアノード電極サ

イズを同じにしてあり、実装用デバイスの基本特性解析するためのパターンである。また

実際の使用周波数での S パラメータを測定して、高周波でのインピーダンスの評価を行う

ためのパターンでもある。基本解析パターンと共に今回の各デバイス構造における特性依

存性を評価パターンも設計した。リセスオーミックの評価をするために、n—GaN 層に直

接オーミック金属を蒸着してあるリセスオーミックなしのデバイスを設計した。またフィ

ールドプレート電極構造の効果を調べるためにフィールドプレートなしのパターンを用意

した。またフィールドプレート長を倍にしたパターンも加えてある。また高周波測定にお

ける寄生容量(オープン容量)を測定するために、パッドのみのパターンも用意した。また

逆方向の電流電圧特性では耐圧とともに逆方向リーク電流も大きな問題となる。そのため、

リークパスの箇所を調査するためのパターンを作成した。具体的には、基本パターンと比

較してアノードフィンガーの周囲長が同じで面積が違うパターンと、面積が同じで周囲長

が違うパターンを用意した。リーク電流が面積に比例する影響が大きければ、このパター

ンを用いて逆方向リーク電流では面積依存が大きいか、周囲長の影響が大きいかがわかり

リーク電流のパスを調査することができる。

図 3.10 TEG パターンのアノードフィンガー部拡大図

基本構造各部の長さアノード幅：La =2[μｍ] アノード長さ：W=100[μｍ] 金メッキ幅：AuW=4[μｍ] 絶縁膜幅：IW18[μｍ] メサ部分長さ：MW =24[μｍ]

La

MW

W

IW

AuW


44

3.3.2 実装用マルチフィンガー

図 3.9 中②の範囲が高周波用１フィンガーパターンである。図 3.10 に実装用マルチフィ

ンガーの TEG パターンを示した。図 3.9 中②の範囲において、右の列が基本構造のデバ

イスであり、左の列に FP のない構造も用意した。FP 構造では絶縁膜による寄生容量増加

の可能性もあることや、絶縁膜の膜質が悪い場合、特性が劣化する場合があるからである。

また基本構造ではフィンガーに金メッキ配線を施してあるが、その効果も評価するためで

もある。左にフィンガー1 本当たりの長さは図 3.10 に示したものと同様である。また図中

ピンク線で示したのはアイソレーションをする予定の部分である。あまり細くしすぎると

エッチングプロセスの際に深く掘ることが困難であるためである。しかし金メッキのエア

ブリッジ配線の長さは、過去の経験から 20μｍ程度にしたいため、アイソレーション幅は

なるべく狭くしたいということもあり、今回の TEG パターンではアイソレーションの幅

は 6μｍに設計した。またアイソレーションの幅は 6μｍであれば、20μｍ以内で、十分エア

ブリッジ配線が可能であり、今回は 18μｍで設計してある。パッドの大きさはボンディン

グをするために 500μｍ×300μｍと大きくしてある。今回用いるボンディングワイヤは直

径 25μｍの金線を用いる。1 本当たりに流せる電流の限界値は 0.5A 程度である。今回の目

標値は順方向電流 2A であるので、4 本程度必要となる。ボンディングをする際に金のワ

イアが少し広がることを考慮しても、パッドの面積はボンディングワイヤを 3～4 本以上

打ち付けられる大きさになっている。今回は実装用として、フィンガー本数 1,5,10 を用意

している。フィンガー数を増やすと、5 個の場合 5 分の 1、10 個の場合 10 分の 1 となる

がフィンガーの面積はそれぞれ 5 倍、10 倍となるため、キャパシタンスも 5 倍、10 倍と

なる。また実装構造ではフィンガー部と、アノードパッドの部分を金メッキにてエアブリ

ッジ配線を行うが、その形状についても最適構造についても検討した。図 3.11 にエアブリ

ッジ配線構造を示す。図中左(構造①)に示したものは、各フィンガーから伸ばした金メッ

キ配線を絶縁膜上で並列接続し、並列につないだ金メッキの上から数本ボンディング用の

アノードパッドと接続する。しかし、この構造では、絶縁膜と金メッキ配線による寄生容

量の影響が少なからずとも考えられる。また絶縁膜の質が悪いと、逆方向リーク電流の増

加や破壊耐圧の減少なども想定される。そこでもう一つの実装配線構造を図中右(構造②)に示す。これは個々のフィンガーを独立にアノードパッドと接続するので、絶縁膜の寄生

容量の影響を低減できる。しかし金メッキ配線が切れている箇所がある場合、本来その切

れた配線と繋がっているはずのフィンガーは開放状態になってしまう。寄生容量を低減す

るためには構造②の方が適していると思われるが、プロセスの確実性からいくと構造①が

安心であるといえる。図 3.9 の②の範囲に示したマルチフィンガー用のパターンでは、上

の 4 つが構造①のパターンで、下の 2 つが構造②のパターンである。


45

図 3.11 金メッキ配線接続部パターン (左)構造① 絶縁膜上で並列に接続 (右)構造② フィンガー個々に接続

図 3.10 実装用マルチフィンガー構造の TEG パターン

500μm

300μm

500μm

300μm

エアブリッジアイソレーション絶縁膜


46

3.3.3 アノード電極長・幅依存性測定用フィンガー

図 3.9 中③の範囲がアノード電極長・幅依存性測定用フィンガーパターンである。

この TEG パターンはアノード電極の長さ・幅によって電気特性がどのように変化するか

を調査するためのものである。実装用のフィンガー1 本当たりの面積は、2μｍ×100μｍと

してある。しかし、この電極面積が大電力用のレクテナでの使用を満たすものとして最適

な構造かどうかはまだわからない。そのため仕様を満たすような特性として最適な電極サ

イズを調査する。直流の電流電圧特性では過去の解析では電流電圧特性において順方向、

逆方向ともに、面積よりも周囲長に依存する傾向がある。高周波特性を考慮した際、低容

量化のために面積を小さくし、インダクタンスを減らすために、短くしたい。しかし、

2.45GHｚのような高周波帯域では電極長が長いことで、インダクタンス成分が増加し、

高周波特性への影響も考えられる。そのため、S パラメータを測定できるようなパターン

にしている。そのため、高周波の寄生成分と、直流での電流電圧特性から最適な値を評価

する必要がある。 3.3.4 円形ショットキー構造

図 3.9 中④の範囲が円形ショットキーTEG パターンである。直径 150,200,300μｍを用

意してある。TEG パターンには基本構造（フィールドプレート構造）、フィールドプレー

トのないショットキー構造、絶縁膜をはさんだ MIS 構造がある。この TEG パターンの目

的は、AC 特性、特に数 kHz～1MHz での CV 特性を測定するためのパターンである。CV測定をすることで、エピ基板の不純物濃度を解析するため、絶縁膜の膜質、絶縁膜/半導体

の界面準位を評価するためである。ダイオードの特性は不純物濃度に大きく影響すし、式

(3.10)に示した通り、不純物濃度が倍になると、理論的には破壊耐圧が半分になる。また

式(3.13) に示した通り、不純物濃度が倍になると、オン抵抗は半分になる。そのため円形

ショットキーの TEG パターンでの解析は重要である。

3.3.5 抵抗成分測定構造

図 3.9 中⑤、⑥の範囲が各抵抗成分を測定するためのパターンである。実際に試作した

際に理論値よりもオン抵抗が高いことが想定される。その際に、どの部分の抵抗成分が特

性に影響を与えているかを評価する必要がある。また、抵抗は試作したダイオードの設計

用の回路モデルを作成する際に、パラメータを分離するために用いる。具体的なパターン

としては、金属抵抗を測定するための、4 端針測定用 TEG、オーミックコンタクト抵抗を

測定するための、ケルビン測定用の TEG、シート抵抗,オーミックコンタクト抵抗を測定

するための TLM 測定を行うためのパターンがある。図 3.13 に TLM 測定用の TEG（n+


47

層）を示した。TLM パターンにはアイソレーションの確認をするための TEG、n-層,n+層の各シート抵抗とコンタクト抵抗を測定するための TEG がある。金属抵抗測定用のパ

ターンは正確に測定を行うために、基板までエッチングした上に形成してある。TLM パ

ターンもパターン以外の部分のリークの影響を無くし正確な測定をおこなうために、周囲

にアイソレーションを施してある。

図 3.13 TLM 用 TEG パターン（ｎ+層）

長さ

200

100

50

幅 2 4 6

長さ

200

100

50

幅 2 4 6

図 3.12 電極長･幅依存性測定用 TEG


48

3.4 デバイス作成プロセスの検討

これまでに作成したマスクパターンを用いてダイオードの試作を行う。窒化ガリウムは

化学的に非常に安定した物質であり、一般的な酸（塩酸、硫酸、硝酸など）や塩基には溶

けないのでウェットエッチングが困難である。そのためエッチングの際には反応性イオン

エッチング (Reactive Ion Etching, RIE) によるドライエッチングが行われている。本研

究では samco 製 RIE200iPG を用い実験を行った。この装置は誘導結合プラズマ

（Inductively Coupled Plasma, ICP）をプラズマ源としているため高密度のプラズマの発

生が可能である。また、プラズマ発生電源とバイアス電源が独立しているため正確なエッ

チングレート調整が可能である。ICP エッチング装置には Cl2ガスと SiCl4ガスの 2 種類

のエッチングガスが装備されている。今回のプロセスでは、カソード電極のメサを形成す

る際、またアイソレーション部に 1μｍ以上の深堀のエッチングが必要となる。これらは今

回のプロセスのキーとなるが本研究室ではこれまで数 nm を制御するための低レートのエ

ッチングしか行ったことがないために予備実験が必要となった。そのため試作用サンプル

を用いてエッチングの実験を行った。試作に用いたデバイス構造を表 3-3 に示す。実装用

のエピには SiC 基板のものを用いるが、今回はプロセスの確認を含めた試作なので、既存

のサファイア基板のものを使用した。ファイア基板上に、MOCVD 法にて u-GaN を 2μｍ、

低抵抗の n+GaN を 1μｍ、高抵抗の n-GaN１μｍ堆積させたものを使用する。今回のデ

バイスでは、寄生抵抗低減のために n-GaN 層を約 1μｍドライエッチングにて削り、

n+-GaN 上にカソード電極を形成する。またアイソレーションのために、サファイア基板

まで約 3μｍサンプルをエッチングする。

層膜圧[nm]ドーピング濃度

[1/cm＾3]

n-GaN 1000 Si1e17

n+-GaN 1000 Si1e18

u-GaN 2000

buffer

サファイア

表 3-3 試作デバイスのエピ構造


49

3.4.1 メサ形成（n-GaN 層）エッチング

エッチングに用いるガスは SiCl4 を用いた。SiCl4 を用いると SiCl4 ガスに含まれる Si

成分の還元作用で u-GaN 表面の自然酸化膜を除去し、平坦でダメージレスのエッチング

ができるという報告がなされている[5][6]。カソード電極形成部のメサを形成するためのエ

ッチング条件を表 3-4 に示す。これまで本研究室でわかっている条件からバイアスをあげ

て、エッチングレートを上げることにした。メサ形成のためには 1μｍの低抵抗層を完全に

除去するために、1.2μｍ程度のエッチングが必要になるレジストの厚さを、サンプルへの

ダメージを考慮し、必要なエッチング厚さよりも 1μｍ程度厚くし、2.2μｍとした。またエ

ッチングレートを調査するとともに、レジストと GaN との選択比も調査した。今回の実

験結果を表 3-4 に示す。Cl2 エッチングはエッチング前に自然酸化膜を ICP/バイアス＝ 50/20 W でエッチングを行った。表 3-4 より SiCl4ガスでバイアス 200[W]では GaN との

選択比は 1:1 であることがわかった。表から、バイアス 200[W]では 25 分程度で約 1.25μ

ｍエッチング可能であり、選択比から、レジストは 1μｍ程度残っている。そのためレジス

トのみで十分エッチングが可能であると考えられる。ただし、バイアス 200[W]以上のエ

ッチングではサンプルへのダメージが懸念されることや 200[W]での選択比では 3μｍのエ

ッチングではレジストが除去されること、サンプルを傷つける可能性があるのでレジスト

マスクのみでのエッチングは困難である。また各バイアスでの AFM で測定した側面形状

を図 3.14 に示す。上が標準の低レートでエッチングした形状で、真ん中がバイアス 100V、

下がバイアス 200V である。バイアスを大きくすることで側面形状が垂直から斜めに変化

していることがわかる。今回のデバイスではオーミック電極をオーバーラップさせるため、

側面形状は斜めのほうが望ましい。形状、深さ、エッチングレートから、十分エッチング

可能と思われるが、エッチングダメージの問題が懸念される。今回はダメージの評価は行

っていないが、エッチングダメージの評価をしつつ、さらにエッチングレートを上げられ

る条件を探索する必要がある。

ガスバイアス[W] ガス流量[sccm] エッチング速度[nm/min] 選択比 SiCl4 100 3 24.3 1.7 SiCl4 200 3 51.4 1.1 Cl2 200 4 90.4 0.83

表 3-4 メサ形成のエッチング条件（すべて ICP=50[W]、圧力 0.25[Pa]、ガス流量は設定値でなく流量計の値である）


50

図 3.14 エッチング形状（上:バイアス 20[W],中バイアス 100[W],下バイアス 200[W]）


51

3.4.2 アイソレーションエッチング

アイソレーションエッチングの条件として、オーバーエッチング気味に削る必要がある。

実装用パッドの周囲のアイソレーションは 6μｍのパターンであり、細く深いエッチングが

必要となる。アイソレーションエッチング数μｍの深堀エッチングをする際には、マスク

材をレジストのみで行うことは困難であると考えられる。そのため、レジストの代わりに

保護用のマスク材を使用することを考えた。図 3.15 にアイソレーションエッチングのフロ

ーチャートを示した。まず、保護用のマスク材をサンプル全面に堆積し、その後レジスト

を全面に塗布する。その後リソグラフィを行い、レジストにパターニングする。その後、

マスク材のみをウェットエッチングをし、マスク材にパターニングする。そして、ICP に

てドライエッチングをする。最後にマスク材の除去を行う。今回、マスク材として、SiO2 と Ni を検討した。SiO2 のウェットエッチングにはフッ酸を、Ni ウェットエッチングに

硝フッ酸を用いる。はじめにエッチングレートが SiCl4 よりも早い Cl2 ガスを用いてエッ

チングを行った。Cl2 ガスのエッチングレートは過去の研究でわかっているためである。

そしてより高レートでのエッチングを行うために SiCl4 と Cl2 の混合ガスを用いて実験を

行い、マスク材、レジストとの選択比を調査し、最適なエッチング方法を検討した。

アイソレーションエッチング

マスク材堆積 SiO2：CVD、Ni：スパッタ使用

リソグラフィ

ウェットエッチング SiO2：フッ酸 Ni：硝フッ酸

マスク材の除去

図 3.15 アイソレーションエッチングのフローチャート

レジスト塗布

実験(1)のみレジスト剥離


52

(1)マスク材 SiO2のみ、Cl2ガスを用いたエッチング

3μｍ程度のエッチングをするために、マスク材として、SiO2をプラズマ CVD を用いて

300nm 堆積させた。SiO2 の堆積条件を表 3-5 に示した。一般的に塩素系のガスに対して

は SiO2 がマスク材として用いられて、選択比は理論値では 1000 である。そのため SiO2

は塩素系のガスではほとんど削れないため、十分エッチング可能であると考えて自然酸化

膜を除去するために、SiCl4 でエッチングした後、高レートでエッチングするために Cl2

ガスを用いてエッチングした。表 3-6 に Cl2ガスでのエッチング条件と結果を示す。今回

3μｍを目標にして、表 3-4 の Cl2ガスの条件を用いてエッチングを行ったが、約 2μｍ程度

しかエッチングできていなかった。そこでさらに Cl2を用いてバイアスを 300[W]までエッ

チングを行ったがマスク材まで全てエッチングしてしまった。原因として、レートが遅く、

エッチング時間が長すぎること、また ICP/Bias=50W/100Wor200W というのは SiO2が早

くなくなってしまう条件であるためである。そのため選択比が低く SiO2 が削れて下のサ

ンプルを傷つけてしまったことが考えられる。

(2)混合ガス(SiCl4/Cl2)とマスク材の選択比調査

エッチングレートをあげるため SiCl4 と Cl2 の混合ガスでのエッチング条件を調査する

ことにした。混合ガスでのエッチングはこれまで研究室で行ったことがなかったので、ま

ずエッチングレートの調査を行うとともに、マスク材として候補に挙げられている Ni、SiO2、レジストと GaN との選択比の調査を行った。今回用いた混合ガスでのエッチング

条件を表 3-7 に示す。この条件は GaN の LED や LD でよく用いられる条件であり、それ

をショットキーダイオードのアイソレーション用のエッチングとして用いた。また表 3-7のエッチング条件を用いてエッチングレートとマスク材の選択比を調査した結果を表 3-8

温度[℃] TEOS[sccm] O2 [sccm] APC[Pa] RF[W] 時間[sec] 300 7 300 80 100 270

順番ガスバイアス[W] 時間[min] 最大エッチング深さ[nm] 1 SiCl4 100 5 約 100 2 Cl2 200 30 2000 3 Cl2 300 17 ？

表 3-5 SiO2の堆積条件

表 3-6 Cl2ガスでのエッチング条件と結果


53

に示す。表に示す通り、混合ガスを用いた GaN のエッチングレートは約 200nm/min であ

った。これまでの SiCl4 と Cl2の結果にくらべると、エッチングレートは数倍早くなった。

またマスク材の選択比も 5～6 であり高い。今回の結果から、レジスト＋SiO2、レジスト

＋Ni をマスク材に用いることで今回のデバイスに必要な 1～3μｍ程度のエッチングは可

能である。またこの条件での実験において、マスク材は SiO2の方が適しているといえる。

選択比が高いこともあるが、Ni はスパッタで蒸着するため 1 度に 4 枚しか蒸着できない。

しかしプラズマ CVD はその 4 枚より多くの複数の基板を同時に製膜で堆積できるため堆

積する時間が SiO2 の方が早いといったこともある。混合ガスを用いた実験にて、アイソ

レーションエッチングが行える条件の調査ができた。しかし、エッチング表面の凹凸や表

面のダメージの評価はおこなっていない。また今回のエッチング条件は最適化されたもの

ではないため、今後ダメージの調査とともに最適なエッチングレートの調査も研究課題の

として挙げられる。

3.4.3 デバイスの標準作成プロセス

今回のデバイスの標準プロセスを図 3.16、3.17 に示す。具体的な条件等は明記していな

いが、基本的なプロセス工程は図の通りである。オーミックのメサを形成した後に、アイ

ソレーション用のエッチングを行い、その後絶縁膜を堆積する。そして、オーミック電極、

ショットキー電極を形成して、金メッキのプロセスとなる。絶縁膜をオーミックよりも先

に堆積するのは、TEOS を用いた SiO2の最適なアニール温度が 1000℃であるため、オー

ミック、ショットキーよりも先に堆積する必要がある。

ICP[W] バイアス[W] SiCl4流量[sccm] Cl2流量[sccm] 圧力[Pa] 200 100 4 50 0.6

マスク材選択比（GaN/マスク材）エッチングレート[nm/min] レジスト 1.05 200

Ni 5.5 40 SiO2 6.6 30

表 3-8 混合ガスでのマスク材選択比

表 3-7 混合ガスでのエッチング条件


54

サンプル洗浄

リソグラフィ(メサ)リソグラフィ(メサ)

エッチング(メサ形成)

マスク材堆積　SiO2 : CVD Ni : スパッタ

リソグラフィ(アイソレーション)

ウエットエッチング　SiO2 : フッ酸　　Ni : 硝フッ酸

エッチング(アイソレーション)

マスク材の除去

酸化膜堆積　100nm

酸化膜アニール1000℃、10min、O2雰囲気

リソグラフィ(絶縁膜)

フッ酸ウエットエッチング

カソードリセス

絶縁リセス

保護膜形成

図 3.16 プロセスフロー(前半)


55

リソグラフィ(カソード電極)

塩酸処理　4min

オーミック形成　Ti/Al/Ti/Au

リフトオフ

オーミックアニール　850℃ 1min N2雰囲気

リソグラフィ(アノード電極)

ショットキー形成　Ni/Au

リフトオフ

リソグラフィ(金メッキ下地金属)

下地金属の形成

リソグラフィ(金メッキ)

金メッキの形成

リフトオフ

カソード電極形成

アノード電極形成

金めっき工程

図 3.17 プロセスフロー(後半)


56

3.5 まとめ

本章では 2 章でシミュレーションした結果を元に、最適なデバイス構造について検討し、

エピ基板の不純物濃度、エピ厚の設計を行った。そして、デバイスを作成するための TEGパターンを設計し、デバイスを作成するためプロセスの決定とエッチングプロセスの予備

実験をおこなった。以下に要点をまとめる。

(1) 目標値は、逆方向耐圧 100V、最大順方向電流 2A、動作周波数 2.45GHz とした。最

適なエピ構造を検討した結果、放熱性がよく、低寄生容量の半絶縁性 SiC 基板上に

寄生抵抗をさげるために高濃度の n+GaN 層を堆積し、その上に耐圧を決定する低抵

抗層を不純物濃度 1×1017、厚さ 1μｍ堆積した構造とした。 (2) デバイス構造については、コンタクト抵抗低減のためリセスオーミック構造とし、

耐圧向上のためショットキー電極をフィールドプレート構造とし、寄生インダクタ

ンス、寄生抵抗を考慮して、金メッキ配線を施した。またパッド部と実効ショット

キー電極部をアイソレーションにて絶縁し、エアブリッジ配線をした。 (3) 実装用の TEG パターンを設計した。回路への実装を考慮し、ボンディングパッド

を必要なだけ置ける構造とした。また、各抵抗成分や、プロセス欠陥などを調査で

きる TEG パターンを設計した。 (4) プロセス工程を決定し、今回の実験でキーになる、深堀エッチングの実験をおこな

った。オーミックのメサ形成は従来用いてある SiCl4 を用いて、アイソレーションの

エッチングはの SiCl4 と Cl2 混合ガスを用いた。ダメージが懸念されるアイソレー

ションエッチングを選択比の高い SiO2 をマスク材として用いる。まだ課題はある

ものの、エッチングレートでの評価からデバイスを作成できるレベルにはある。以上のように、大電力 RF/DC 変換用のダイオードの基板、デバイス、マスクの各設計、

予備実験を行い標準プロセスを決定した。次章では試作を行いその電気特性の評価を行う。


57

3 章の参考文献

[1] 三宅智之他,マイクロ波送電に用いる整流素子の最適設計,信学会技報,

TECHNICAL REPORT OF IEICE,PE95-8(1995-07) [2] S.Huang et al,Current transport mechanism of Au/Ni/GaN Schottky diodes at

high temperatures, Appl.Phys.Lett.91,072109（2007） [3] 松波弘之，吉本昌広，“半導体デバイス”,pp.84，共立出版株式会社，2000 [4] 澤田他, n-GaN への高温処理 ZrN 電極ショットキー特性,2007 秋,応用物理学会

[5] Kazuaki Matsuura, Daigo Kikuta, Jin-Ping Ao, Hiromichi Ogiya, Michihiro

Hiramoto, Hiroji Kawai and Yasuo Ohno,”ICP Reactive Ion Etching with SiCl4 Gas for Recessed Gate AlGaN/GaN HFET”, accepted Jpn. J.Appl. Phys.

[6] Kazuaki Matsuura, Daigo Kikuta, Jin-Ping Ao, Hiromichi Ogiya, Michihiro

Hiramoto, Hiroji Kawai and Yasuo Ohno,”ICP Reactive Ion Etching with SiCl4 Gas for Recessed Gate AlGaN/GaN HFET”, the 2006 International Conference on Solid State Devices and Materials, Kanagawa, September 2006

第４章ダイオードの電気特性による評価

58


本章では、前章で設計したダイオードを実際に試作し電気特性の評価を行う。電気特性

を評価するにまず試作用のサファイア基板を用いて電気特性の評価を行った(1 次試作)。その結果を受けて、SiC 基板を用いたものや、その他エピ基板の不純物濃度条件を変化させ

たもの、プロセス条件を変えたもので評価を行った(2 次試作)。

4.1 サファイア基板上 GaN ショットキーダイオードの特性評価

今回試作を行ったエピ基板の構造を図 4.1 に示す。サファイア基板を用いているが、基

本的なデバイス構造は 3 章にて設計、提案したデバイス構造(図 3.3 参照)と同様である。

しかし、基板と高不純物濃度層の n+GaN の間にドーピングをしていない u-GaN 層を 2μ

ｍ堆積させた構造になってある。作成プロセスについては、第 3 章の図 3.16、3.17 に示し

た流れで行う。メサ形成、アイソレーションのエッチングを行い、その後 SiO2を 100nm成膜した。今回の試作ではアイソレーションエッチングでの保護用のマスク材には Ni と

SiO2を用いた。アノード電極は 100nm の SiO2膜を幅 2μm、長さ 100μm 開口し、その上

に Ni/Au をスパッタ蒸着を用いて 200nm 堆積した。アノード電極は金属抵抗を下げるた

め、及びフィールドプレートの効果を狙って金メッキ配線を施している。Ti/Al/Ti/Au を用

い、各金属の厚さを 50/200/40/40nm とした。オーミックアニールは窒素雰囲気で 850℃、

30sec 行った。SiO2のアニールを、窒素雰囲気で 1000℃、10min 行った。

層膜厚[μｍ] 不純物濃度[1/cm3] n-GaN 1 Si 1×1017

n+-GaN 1 Si 1×1018 u-GaN 2 buffer －

サファイア 430

保護マスク材レジスト＋SiO2 レジスト＋Ni

SiO2 厚さ[nｍ] 100nm

アニール時間[min] 10 オーミックアニール時間[s] 30

図 4.1 デバイス試作条件（上：エピ基板の構造下：プロセス条件）

基

u-GaN

（実験用エピの

み）

n+-GaN

n-

サファイア

u-GaN

n-GaN n+GaN


59

4.1.1 C-V 測定による評価

C-V 特性は半導体の空乏層容量の電圧依存性を用いて、半導体不純物分布や拡散電位

Vbi を求めるための測定である[1]。ショットキーダイオードに印加させるバイアス V と空

乏層の幅 W の関係はポアソンの方程式から以下のようになる。

dbis qNVVW /)(2 0 −= εε (4.1)

ここで、Vbiは拡散電位､Ndは半導体の不純物密度、ε0とεsは真空の誘電率と半導体の比誘

電率である。単位面積あたりの空乏層の容量 C は､電圧の微小変化 dV に対する空間電荷

の変化 dQ で定義される ( )

WdVWqNd

dVdQC sd εε0=−=−≡

(4.2) すなわち

[ ]VVNqC

bids

−=εε0

221

(4.3)

となり直線の傾きから拡散電位 Vbiと不純物密度 Ndを求めることができる。試作したデバイスの C-V 特性を図 4.1 に示す。測定機器には LCR メータ(旧 HP 社製、

4284C)を用いた。測定周波数 1MHz、印加電圧 3～-30V まで-0.2Vstep、Hold Time 0s、Delay Time 0.01s、積分時間 medium で行った。TEG の種類や寸法については第 3 章に

示した通りである。下図に示したのは、用いた TEG パターンは図 3.9 の④で示した範囲

の基本構造の、直径 200μｍの円形ショットキーダイオードを用いた。図中に示したキャパ

シタンスの単位は単位面辺辺りの容量に換算してある。 V=0 での容量は 1.3×10-7[F/cm2]であった。図 4.1 より電圧を負に印加すると、キャパ

シタンスがなだらかに減少する。20V 辺りで容量が大きく減少し、コンダクタンス成分が

上昇した。これは逆方向バイアスが大きくなったことで、リーク電流が増加し、抵抗が小

さく見え、その結果容量が見えなくなったものを思われる。測定した容量 C(F)とコンダクタンス G(S)から位相角θを次式より求めた。

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛=⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛= −−

GfC

GC πωθ 2tantan 11 (4.4)

θ-V 特性を図 4.2 に示す。-10V 程度まで範囲ではθが 90°に近い範囲であり単純な抵抗

と容量の並列接続で近似できる。この範囲で不純物濃度を求め、直線近似から、拡散電位を導出する。しかし、今回のサ

ンプルでは不純物分布が一定でないので、上記の計算では正確に求めることができない。

したがって、これより不純物分布が一定でない場合について考える。印加電圧が V から

dVV + まで変化し、この微小な dV の間で空乏化する領域の不純物分布一定、たとえば


60

Nd(W)とすれば、空間電荷の変化dQ は、 dWWqNdQ d )(= (4.5)

になる。したがって dV は

s

d

s

d

s

dWWqNW

dWWqNWdQdV

εεεεεε 0

2

00 2)()(

−=−=−= (4.6)

空乏層幅 W はC

W sεε 0= である。したがって、容量と電圧の変化関係は、

( ) dVWNq

Cdds )(

2/10

0 εε−= (4.7)

となる。すなわち、空乏層端における不純物分布 Nd(W)が次の式のように与えられる。

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

=

dVCd

qWN

s

d )/1(2)(

20

0εε (4.8)

ここでε0は真空の誘電率、εs(=9.5)は GaN の比誘電率、C0は単位面積あたりのキャパ

シタンスである。また、空乏層幅(電極表面からの距離)W を算出し、先程の不純物分布

Nd(W)から図 4.1 のように、空乏層幅 W に対する不純物分布特性が示される。測定値から

計算した拡散電位は 1.1eV、不純物濃度は 2～3×1017〔cm-3〕だった。仕様では 1.0×1017〔cm-3〕の設計である。また、V=0 での容量は 1.3×10-7〔F/cm2〕で

あり理論値とほぼ一致する。また、基本構造以外の MES 構造や、面積の違うパターンを

用いて同様の測定行ったが、拡散電位、不純物分布ともにあまり大きな差はなく、平均値

をとると、拡散電位は 1.11eV、不純物濃度は 2.47×1017〔cm-3〕となった。今回の測定か

ら得られた不純物濃度、拡散電位、V=0 の時の容量を表 4-2 に示す。

算出したパラメータ

Cjo[F] 1.3×10-7 拡散電位[eV] 1.1

不純物濃度[1/cm3] 2.5×1017

表 4-1 C-V から算出したパラメータ


61

図 4.2 C-V 測定(1MHz)

0.0E+00

2.0E-08

4.0E-08

6.0E-08

8.0E-08

1.0E-07

1.2E-07

1.4E-07

1.6E-07

1.8E-07

2.0E-07

-30 -20 -10 0Voltage(V)

Capacitance [

F/cm

2]

0

0.005

0.01

0.015

0.02

0.025

0.03

0.035

0.04

0.045

Sus

cept

ance(S

)

C

G

0.0E+00

2.0E-08

4.0E-08

6.0E-08

8.0E-08

1.0E-07

1.2E-07

1.4E-07

1.6E-07

1.8E-07

2.0E-07

-30 -20 -10 0Voltage(V)

Cap

acitan

ce [

F/cm

2]

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

位相

角θ

[°]

C

θ

図 4.3 θ-V 測定


62

0.0E+00

1.0E+14

2.0E+14

3.0E+14

4.0E+14

5.0E+14

6.0E+14

7.0E+14

8.0E+14

-20 -15 -10 -5 0Voltage(V)

1/c2

実測

線形近似曲線

図 4.5 実測と近似曲線のフィッティング

図 4.4 不純物濃度-基板深さの特性

0.0E+00

1.0E+17

2.0E+17

3.0E+17

4.0E+17

5.0E+17

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Depth(μm)

ele

ctr

on c

oncentr

atio

n(c

m-3)


63

4.1.2 逆方向電流電圧特性

レクテナへの応用において、重要となるダイオードの逆方向電流特性を測定･評価した。

また、2 章での解析から、100W 入力でのレクテナを考えた際、効率に影響しない逆方向

リーク電流の値は 10V 印加時に 0.1[ｍA]、100V 印加時で 1[mA]程度であると計算した。

そこで逆方向特性では絶縁破壊耐圧について評価するとともにリーク電流についても、議

論する必要がある。図 4.5 に今回試作したデバイスの逆方向電流電圧特性を示した。今回

の測定は、TEG パターンフィンガー構造のものを用いた。電極の面積は、幅 2μm×長さ

100 μm である。測定には半導体パラメータアナライザ（KEITHLEY 社製 236）を用いた。

測定範囲は 0V～－100V まで 0.5V ステップで測定した。実装に用いる予定の基本構造の

みでなく、破壊耐圧、逆方向リーク電流を、基本構造でのサンプル内の場所違い（基本構

造（1）、（2））ダイオードの構造違い（標準、リセスなし、フィールドプレート(FP)なし）

でも比較した。－10V 付近での逆方向リーク電流は 10-5[A]から 10-7[A]程度であった。こ

れまで本研究室で作成した各種ショットキーダイオードとしては標準的な値であり、低電

圧のリーク電流の値については、変換効率に及ぼす影響は無視できる程度の値であると考

えられる。今回の測定結果では破壊電圧は 40V 前後であった。また破壊が起こる前後のリ

ーク電流の値は 10-3A 前後であった。大きな影響はないにしても、効率に影響を及ぼすほ

どのリーク電流値であることがわかる。また図をみてもわかる通り、構造による破壊耐圧

の依存性はほとんど見られなかった。またリーク電流が比較的低かったデバイス（FP な

し）でもほとんど差は見られなかった。そのため、逆方向リーク電流値が低くても破壊耐

圧自身には影響しないものと考えられる。今回のデバイスでは、破壊耐圧 100V を目指し

てデバイス設計を行ったが、40V 程度であった。破壊耐圧が設計値よりも低かった原因と

しては、実際のエピ基板の不純物濃度が 2～3 倍程度(C-V 測定の実測値から算出した値)であったことが挙げられ、そのため耐圧が減少したのではないかと考えられる。しかしい

ずれにしてもフィールドプレートの効果はみられなかったので、さらに絶縁膜を厚くする

ことや、成膜条件の検討が必要である。そのため次の試作には n-GaN 層の濃度を変えた

エピを試作して評価する必要があると考えられる。また今回リセスをしていないデバイス

が比較的リーク電流が小さかった。このことから、エッチング側面にダメージがあること

も考えられる[2]。また実際に破壊耐圧に達したデバイスを図 4.6 に示した。図からわかる

通り、破壊が起こると、エアブリッジの接続部分が吹き飛んでいることがわかる。エアブ

リッジ配線構造では、フィンガーに電流が集中するためこのような破壊が起こってしまう

と考えられる。


64

図 4.7 絶縁破壊後のサンプル写真

1.E-12

1.E-11

1.E-10

1.E-09

1.E-08

1.E-07

1.E-06

1.E-05

1.E-04

1.E-03

1.E-02

1.E-01

1.E+00

-50 -40 -30 -20 -10 0Voltage(V)

Curr

ent(

A)

基本構造(1)

基本構造(2)

リセスなし

FPなし

図 4.6 逆方向特性の構造依存性


65

4.1.3 順方向電流電圧特性

順方向特性では立ち上がりの電圧と ON 抵抗が RF/DC 変換効率に影響し、特に ON 抵

抗の評価は重要である。順方向に電圧を印加した際に、どの程度まで大きさの電流を流せ

るかといった最大順方向電流も評価する必要があり、100W 入力のレクテナではこれまで

の理論値やシミュレーション値から、2～4A 程度が必要であると言われている(2 章を参照)。今回の測定に用いたショットキーダイオードの構造は図 4.1 に示した基本構造のものであ

り、ワンフィンガー構造のものを用いた。また電極の寸法は 2μm×100μm である。測定

には逆方向測定と同様の半導体パラメータアナライザ（KEITHLEY 社製 236）を用いた。

はじめに-8～2[V]まで測定した特性が図 4.8 黒線で示してあり、標準的なショットキー特

性である。順方向特性を評価する際 0V から最大電圧を往復させて測定を行う。0～6V の

範囲で往復させて順方向最大電流値と ON 抵抗を測定した。ON 抵抗はスパイスモデルを

用いたフィッティングで求めた。値はワンフィンガーのもので約 20Ω程度であり、今後さ

らに低減する必要がある。順方向電流の最大値は 0.2A 以上(6V 時)であった。しかし、こ

の際に今回のデバイスでは 6Ｖ以上の電圧を加えると往復で電流値の異なるヒステリシス

特性が見られた。実動作を考えた際のデバイスの信頼性の観点からヒステリシス特性は大

きな課題であるといえる。その後もう-8～2V の範囲で電流電圧特性をしたものが図 4.8 の

赤線で示したものである。図をみてもわかる通り、もう一度測定を行うと逆方向リークは

3 桁大きくなり、特性が劣化した。今回測定したほとんどのデバイスで同様の特性が見ら

れた。劣化後の逆方向耐圧は測定していないが、リーク電流が増加したことから、耐圧が

低下していることも推定される。大電流を流した前後で、特性が変化することは、信頼性の観点から大きな問題である。

そのために、順方向電圧の最大値を 4～8V に変えながら-20V まで測定した。各測定電圧

にて 10 回ずつ往復測定を行い、特性の劣化について測定を行った。最大電圧 5V での 1回目と 10 回目の電流電圧特性を図 4.10 に示す。最大電圧が 4V の時には電流値はほとん

ど変化しなかったが、最大電圧 5V の時は、10 回測定後の-20V での電流値に起きてわず

かな上昇が見られた。同様の測定を 7V まで繰り返して測定した結果を図 4.12 に示す。今

回試作したデバイスでは、6～7[V]の範囲に大きく特性が変動する点があると思われる。ま

た、1 度の電圧をかけただけでも 3 桁程度のリーク電流の増加が起こるが、その後何度も

同じ電圧で測定すると、蓄積効果で 1 桁程度の電流上昇が見られた。8V 以上の電圧につ

いては、整流性が大きく劣化する。写真では記していないが、測定後アノード電極を観察

すると、電極の変色が起こっていた。これは発熱の影響であると考えられる。順方向電圧

を印加したことによる、リーク電流増大機構に関しては今後の課題である。電界の集中す

る電極端にて正電荷の蓄積が起き、リークパスになっていると推定される。今後電極端へ

電流が集中しない機構や、正電荷の蓄積しない構造が必要である。


66

1.E-111.E-101.E-091.E-081.E-071.E-061.E-051.E-041.E-031.E-021.E-011.E+00

-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 Voltage(V)

Curr

ent(

A)

2回目

1回目

up

down

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0 1 2 3 4 5 6

Voltage(V)

Curr

ent(

A)

1UP

2DOWN

図 4.8 順方向のヒステリシス

図 4.9 順方向電圧(6V)印加前後


67

1.0E-10

1.0E-09

1.0E-08

1.0E-07

1.0E-06

1.0E-05

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

-20 -15 -10 -5 0 5

Voltage(V)

Curr

ent(

A)

5V_1回

5V_10回

図 4.10 順方向往復測定(最大電圧 5V)

図 4.11 各電圧での往復測定後の特性

1.0E-10

1.0E-09

1.0E-08

1.0E-07

1.0E-06

1.0E-05

1.0E-04

1.0E-03

1.0E-02

1.0E-01

1.0E+00

-20 -16 -12 -8 -4 0 4

Voltage(V)

Curr

ent(

A)

4V_107V_108V_10


68

4.1.4 TLM 測定による評価

作製したサンプルについて、TLM（Transmission Line Model）測定によりコンタクト

抵抗とシート抵抗を測定する。TLM 測定は、半導体のシート抵抗と電極と半導体間のコ

ンタクト抵抗を測定できる方法である。オーミック電極間の距離を変化させ、抵抗を測定

する。抵抗値は電極距離 L に比例し、電極幅 W に反比例する。したがって測定される抵

抗は以下のように表される。

WR

WLR

R CS 2+= (4.9)

ここでR=抵抗(Ω) L=電極間の距離(mm) W=電極幅(ｍm) Rs=シート抵抗(Ω) Rc=コン

タクト抵抗(Ωmm)とする。式(4.9)より、X 軸を電極間距離、Y 軸を抵抗値としてグラフを書くと、その傾きからシー

ト抵抗（Rs）、Y 軸切片からコンタクト抵抗（Rc）を求めることができる｡測定には半導体

パラメータアナライザ（Agilent 社製 4155C）を用いた。アイソレーション確認用 TEGを用いた測定を行ったが、一番細い 5μm のパターンを用いても測定限界を超えるほど高

い抵抗であった。そのため電気的にアイソレーションができていると考えられる。また、

n-GaN 上に形成した TLM の TEG パターンでシート抵抗とコンタクト抵抗を測定した。

そしてエッチング面である n+GaN 上に形成した TLM パターンにおいてもコンタクト抵

抗を測定し評価した。多少ばらつきはあるものの、コンタクト抵抗は n-GaN 上と n+GaN上のもので顕著な差は見られなかったが、0.1[Ωmm]付近であり十分小さい値であった。

シート抵抗は 80～100[Ω]と値のばらつきが大きかった。


69

4.2 SiC 基板上 GaN ショットキーダイオードの特性評価

4.1 にて試作・評価を行い、順方向、逆方向ともに課題も見つかった。順方向において

は ON 抵抗の改善、順方向電圧印加後のリーク電流の増加、逆方向においては、逆方向耐

圧の向上が課題として挙げられる。今回は回路実装を想定し、SiC 基板上の GaN ショッ

トキーダイオードを試作し、評価を行った。表 4-2 にて今回試作したエピ基板とプロセス

条件について示す。その際耐圧、抵抗の評価をするために、n-GaN 層の不純物濃度を変え

たものも試作した。課題解決のためにプロセス条件を変えたサンプルも試作した。エピの

厚さは n-GaN 層、n+GaN 層ともに 1μm である。基本的なプロセス工程は図 3.16、3.17に示したフローチャートと同様である。大きく変更したところとして、メサ形成のエッチ

ングにもアイソレーションエッチングと同様に保護用の SiO2 マスクを使用した。これは

素子のダメージを考慮したためである。もうひとつはフィールドプレートに用いる SiO2

アニールをしなかったことである。これは 1000℃、10min のアニールが、GaN に悪影響

を与える可能性があるためである。また表 4-2 における表面エッチングというのは、表面

洗浄後に、GaN 表面を 50[nm]エッチングを行った。また耐圧向上を目指し、フィールド

プレートとして用いる SiO2の厚さを 150[nm]に増やしたサンプルも作成した。

使用基板プロセス条件 n-GaN 層濃度[1/cm3] n+GaN 層濃度[1/cm3] サファイア標準 5×1017 1×1018

5×1016 5×1015 1×1017

4×1018 n-SiC 標準

SI-SIC 表面エッチング SiO2厚さ変化 SiO2なし

表 4-2 試作エピ基板とプロセス条件


70

4.2.1 C-V 測定による評価

試作したデバイスについてC-V特性により評価を行った。また4.1.1と同様の方法にて、

C-V 測定の実測値から不純物分布を計算した。図 4.12 に SiC 基板上に作成したショット

キーダイオードの C-V 測定結果と不純物分布について示す。図中の容量は単位面積あたり

のキャパシタンスである。TEGパターンは円形ショットキーのMES構造のものを用いた。

また比較のため、n-GaN 層の不純物濃度を変えたサファイア基板上でのエピ基板上に形成

したショットキーダイオードについても同様の測定を行った。今回試作したエピ基板の不

純物濃度の設計値と、実測値を表 4-3 に示す。先のサファイア基板での試作と同様の方法

で測定値から不純物濃度と拡散電位について計算した。多少ばらつきはあるものの拡散電

位は 1.1eV、不純物濃度は 2×1017〔cm-3〕程度であった。前回と同様にエピ基板は 1.0×1017〔cm-3〕の設計であったが約 2 倍の値であった。また、バイアスゼロの時の 0 での容

量は約 1.2×10-7〔F/cm2〕であった。不純物濃度を変えたサファイアのエピ基板について

は、5×1017、5×1016[1/cm3]のエピについてはほぼ設計値に一致したが 5×1015[1/cm3]のエピについては大きく異なっている。現状の GaN の結晶成長の技術では、1015[1/cm3]オーダーの n-GaN の不純物濃度の制御は困難であるためである。しかし、1 桁以上の不純物

濃度差があるので、不純物濃度依存性の特性評価を行うには十分である。

エピ基板設計濃度[1/cm3] 実測濃度[1/cm3] サファイア基板 5×1017 5.2×1017

5×1016 5.6×1016 5×1015 1.2×1016

SiC 基板 1×1017 2.2×1017

表 4-3 C-V 測定による各エピ基板の不純物濃度


71

-20 -15 -10 -5 00.0

5.0x10-8

1.0x10-7

1.5x10-7

2.0x10-7

0.00

0.05

0.10

0.15

0.20

Cap

acitan

ce[F

/cm

2]

Voltage[V]

C

G

Susc

epta

nce[S

]

0.05 0.10 0.15 0.20 0.25 0.301.0x1017

1.5x1017

2.0x1017

2.5x1017

3.0x1017

3.5x1017

4.0x1017

Ele

ctr

on c

oncentr

atio

n(c

m-3)

Depth(μm)

図 4.12 C-V 特性

図 4.13 不純物分布


72

4.2.2 逆方向電流電圧特性

試作エピと同様にショットキーダイオードの逆方向電流電圧特性を評価した。以前の試

作では構造ごとの耐圧の差はほとんど見られなかった。今回の測定は、フィンガー構造の

TEG パターンものを用いた。電極の面積は、幅 2μm×長さ 100 μm である。測定には半

導体パラメータアナライザ（KEITHLEY 社製 236）を用いた。測定範囲は 0V～－100Vまで 0.5V ステップで測定した。図 4.14、図 4.15 に実装構造であるフィールドプレート構

造と MES 構造でのプロセス依存性を比較したものを示す。FP 構造と、MES 構造ではほ

とんど耐圧の違いは見られず、約 50V 程度であった。いずれの構造においても SiC 基板上

に形成したショットキーダイオードのほうが逆方向耐圧は高かった。SiO2の厚さを100nmから 150nm としたものでも耐圧の向上は見られず、その他のプロセス違いについても耐

圧の変化は見られなかった。また MES 構造に比べて、フィールドプレート構造のものは

逆方向リーク電流が全体的に高くなった。これは今回のプロセスでは素子へのダメージの

危険性を考慮して SiO2 のアニールをしなかったため、ショットキー電極端からの絶縁膜

リーク電流が大きくなったものと思われる。また前回の試作と同様に逆方向リーク電流の

大小と耐圧については相関が見られなかった。図 4.16、図 4.17 で n-GaN 層不純物濃度違いのサンプルで比較したものを示す。同じプロ

セスで作成した SiC 基板上のものと同様にフィールドプレート構造の方が MES 構造に比

べ逆方向リーク電流は 1～2 桁大きくなっている。これは上記と同様の理由で絶縁膜リー

クによるものと思われる。リーク電流に差はあるものの、耐圧に関してほとんど違いは見

られなかった。リーク電流の不純物濃度による違いは顕著であり、図 4.16 から、不純物濃

度 5×1017と 5×1016比較すると後者は逆方向リーク電流が 4 桁程度小さく、良好な逆方

向リーク特性であった。破壊耐圧の値についても差は明らかであり、5×1017では 30V 程

度であり、5×1016では 70V 前後であった。また図 4.16 と図 4.17 を比較すると、1×1016

で耐圧は 70～90V 程度になったものの 1×1016と大きな差はみられなかった。1×1016で

フィンガー構造でない円形ショットキーのTEGパターンのMES構造を用いて逆方向特性

を測定した。図 4.17 に示した通り、逆方向耐圧は最大で 140V となった。図中に示したも

のは直径 150μm のデータであるが、大きさによらず、耐圧 100V には到達する。この結

果から円形ショットキー構造のほうが耐圧は高いという結果が得られた。フィンガー構造

は円形ショットキー構造にくらべ電流密度が高く、またフィンガー接続部に集中するため

に耐圧が低くなってしまった可能性がある。もちろん SiC 基板上とサファイア基板上とい

う違いもある。今後 SiC 基板上に形成したショットキーダイオードについても n-GaN 層

の濃度依存性について解析する必要がある。今回のプロセスでは SiO2 にアニール処理を

行っていないため膜質が悪く絶縁膜が破壊され、耐圧が低下したことも考えられる。いず

れにしても、エピの不純物濃度、厚さ、絶縁膜等の様々な条件を試作し、最適化を行う必

要がある。


73

1.E-11

1.E-09

1.E-07

1.E-05

1.E-03

1.E-01

1.E+01

-60 -50 -40 -30 -20 -10 0

Voltage(V)

Curr

ent(

A)

標準

表面エッチング

SiO2膜150nm

サファイア

1.E-11

1.E-09

1.E-07

1.E-05

1.E-03

1.E-01

1.E+01

-60 -50 -40 -30 -20 -10 0Voltage(V)

Curr

ent(

A)

MES

表面エッチング

SiO2膜150nm

サファイア

図 4.14 FP 構造の破壊耐圧のプロセス依存性

図 4.15 MES 構造の破壊耐圧のプロセス依存性


74

1.E-12

1.E-10

1.E-08

1.E-06

1.E-04

1.E-02

1.E+00

-100 -80 -60 -40 -20 0Voltage(V)

Curr

ent(

A)

5×1016 5×1017

1.E-12

1.E-10

1.E-08

1.E-06

1.E-04

1.E-02

1.E+00

-140 -120 -100 -80 -60 -40 -20 0Voltage(V)

Curr

ent(

A)

mesFP

mes

円形

図 4.16 破壊耐圧の n-GaN 層不純物濃度依存性 (黒、青：MES 構造,ピンク、赤：MES 構造)

図 4.17 不純物濃度１×1016での構造依存性


75

4.2.3 順方向電流電圧特性

逆方向特性の測定と同様に順方向特性についても評価した、前回の測定結果から ON 抵

抗や立ち上がり電圧の評価以上に大電流を流した時のヒステリシス特性や、逆方向リーク

電流の増加が大きな問題である。以前の試作による評価から電極端の電界集中により正電

荷が注入、蓄積により起こると考えられた。今回の測定に用いた構造はフィールドプレー

ト構造と、MES 構造のもので行いフィンガー構造のものを用いた。また電極の寸法は 2μm×100μm である。測定にはこれまでの測定と同様の半導体パラメータアナライザ

（KEITHLEY 社製 236）を用いた。測定方法は、順方向電圧の最大値を 4～6V に変えな

がら-20V まで往復測定をした。また各測定電圧にて 10 回ずつ往復測定を行い、特性の劣

化について測定を行った。測定した劣化特性を図 4.18、図 4.19 に示す。図 4.18 はフィー

ルドプレートの基本構造である。今回の測定では、4V でも大きな特性の劣化が見られた。

図 4.19 は表面を 50nm ドライエッチングしたサンプルでの測定結果である。このサンプ

ルでは 1 回目の測定での逆方向リーク電流は、エッチングなしのサンプルより 1～2 桁程

度大きかった。順方向測定による劣化の影響は大幅に改善され、順方向最大電圧 6V にて

10 回往復測定を行った後でもリーク電流の増加は 1 桁未満の変化であった。また順方向に

おいても表面エッチングしたサンプルは、ヒステリシス特性は見られなかった。また表面

エッチングを行うことにより立ち上がり電圧と ON 抵抗も向上した。これらの結果から、

順方向特性を改善するといった目的以上に、大電流での連続特性によるヒステリシスやリ

ーク電流増大などの劣化が改善されたことは非常に重要である。また表面エッチングのダ

イオードを順方向 6V まで測定した結果を図に示す。最大電流は 0.4A であり、ON 抵抗は

約 10V 程度である。今後の試作においても、表面処理は重要であると思われ、今後表面エ

ッチング条件を含めたプロセス条件の最適化が必要である。以前の試作より劣化が大きか

った原因としては SiO2の膜質による可能性も考えられる。 n-GaN 層の不純物濃度を変えて順方向測定を行った結果を図に示す。これらはいずれも標

準条件であり、表面エッチングしていないため、大きなヒステリシス特性がみられた。こ

の特性は不純物濃度が高いほど顕著に見られた。表面状態にも依存する、ヒステリシス特

性であるが、不純物濃度の影響、もしくは電流の最大値に依存することも考えられる。ま

た、不純物濃度が 1 桁変わっても、電流値は倍になる程度の変化しかなかったため、耐圧

を上げるために n-GaN 層の不純物濃度を多少下げても、抵抗とのトレードオフは小さい。

SiC 基板上のものでも n-GaN 層の濃度を変えたサンプルを試作し評価する必要があると

考えられる。


76

1.0E-13

1.0E-11

1.0E-09

1.0E-07

1.0E-05

1.0E-03

1.0E-01

1.0E+01

-20 -15 -10 -5 0 5Voltage[V]

Curr

ent[

A]

4V_1回4V_10回5V_10回6V_2回

1.0E-11

1.0E-09

1.0E-07

1.0E-05

1.0E-03

1.0E-01

1.0E+01

-20 -15 -10 -5 0 5Voltage(V)

Curr

ent(

A)

4V_1回4V_10回5V_10回6V_10回

図 4.18 標準プロセスでのダイオード劣化特性

図 4.19 表面エッチングをしたダイオード劣化特性


77

0 1 2 3 40.00

0.05

0.10

0.15

0.20

表面エッチング基本構造サファイア

Curr

ent

(A)

Voltage (V)図 4.20 順方向ヒステリシス特性

0.0

0.1

0.1

0.2

0.2

0.3

0.3

0.4

0.4

0.5

0 2 4 6Voltage(V)

Curr

ent(

A)

図 4.21 表面エッチングサンプルの順方向特性


78

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0 1 2 3 4

Voltage(V)

Curr

ent(

A)

図 4.22 サファイア基板上 n-GaN 順方向特性の濃度依存 (緑:5×1017黒:5×1016赤:1×1016)


79

4.2.4 TLM 測定による評価

作製したサンプルについて、1 次試作と同様に TLM（Transmission Line Model）測定

によりコンタクト抵抗とシート抵抗を測定した。今回の試作では n-GaN 層の濃度を変え

たサンプルにて、リセスオーミックによる特性向上が見られるかの評価を行った。測定に

は半導体パラメータアナライザ（Agilent 社製 4155C）を用いた。はじめにアイソレーシ

ョン確認用 TEG を用いた測定を行ったが、一番細い 5μm のパターンを用いても測定限界

を超えるほどの高い抵抗であった。そのため電気的にアイソレーションができていると考

えられる。また、以前と同様に n-GaN 上に形成した TLM の TEG パターンでシート抵抗

とコンタクト抵抗を測定した。そしてエッチング面である n+GaN 上に形成した TLM パ

ターンにおいてもコンタクト抵抗を測定しエッチングの有無によるコンタクト抵抗の差に

ついて評価した。表 4-4 に TLM 測定の結果をまとめたものを示す。SiC 基板のデータは

プロセス条件違いなど複数のデータの平均値を計算したものである。SiC 基板のシート抵

抗は 70[Ω]でありエピの仕様条件とほぼ一致した。コンタクト抵抗は n-GaN 上と n+GaN上のもので顕著な差は見られなかったが、0.1[Ωmm]付近であり十分小さい値であった。

シート抵抗はサファイア基板のもので不純物濃度が最も高い 130～209[Ω]と SiC 基板に

くらべ高い値になった。SiC 基板に比べ順方向電流値が低かった原因に n-GaN 層の不純

物濃度が低いだけでなく、アクセス抵抗が大きかったことも考えられる。また不純物濃度

が1016台の2つのエピについてはリセスオーミックによりコンタクト抵抗に大きな改善が

見られた。特に不純物濃度 1×1016のエピについては一桁程度の改善が見られた。TLM 測

定によるコンタクト抵抗測定結果から、n-GaN 層の不純物濃度を 1016 以下にするときに

はリセスオーミックは低抵抗化に有用であるということがわかった。

エピ基板 n-GaN 層濃度[cm-3] シート抵抗[Ω] コンタクト抵抗[Ωmm] n-GaN 層 n+GaN 層

サファイア 5×1017 131 0.17 0.29 5×1016 190 0.62 0.34 1×1016 209 1.28 0.14

SiC 2×1017 70 0.13 0.1

表 4-4 エピ基板のシート抵抗実測値とコンタクト抵抗


80

4.3 まとめ

本章では前章までに設計したデバイスを実際に試作し、評価をおこなった(サファイア基

板による 1 次試作)。次に試作により課題を発見し、実際に実装を想定した試作を行い、そ

の評価を行った。以下に本章から得られた結果の要点をまとめる。 (1) 実装用の SiC 基板上の GaN ショットキーダイオードの試作･評価では逆方向耐圧は、

約 50[V]であった。不純物濃度が設計値よりも高かった影響もあるが目標値の半分程度

である。サファイア基板上のエピではあるが、1 桁程度濃度を下げることで、80[V]程度まで耐圧が向上し、円形ショットキーの MES 構造では 140[V]程度であった。

(2) 順方向特性は順方向に大電流が流れることで、ヒステリシス特性や、逆方向リークが

増大するといった劣化特性が得られた。これをプロセス前に as-grown サンプルの表面

をエッチングすることで、劣化特性の改善が見られた。また表面エッチングにより、

ON 抵抗、立ち上がり電圧の改善も見られた。 (3) 順方向の最大電流は 6[V]時に 0.4[A]を得られた。電流密度では 2×105[A/cm2]であり

このときにヒステリシス特性や劣化はほとんど見られなかった。以上のように目標破壊耐圧には及ばなかったものの表面処理を行うことで順方向最大電

流値は良好な値を得られた。最大電流での連続動作に耐えられることから信頼性も十分で

ある。今後デバイス設計面での課題としては目標耐圧を得るための構造や、エピ基板設計

の見直しが挙げられる。プロセス課題としては、最適な絶縁膜の製膜条件、厚さ、アニー

ル時間などを検討すべきである。


81

4 章の参考文献 [1] 松波弘之，吉本昌広，“半導体デバイス”,p.85，共立出版株式会社，2000 [2] Z.Z.Bandic,et al,High Voltage(450V)GaN Schottky rectifiers,

APPLIED PHYSICS LETTERS,vol74 NUMBER9 ,1 MARCH 1999

第 5 章ダイオードのモデル化とパラメータ解析

82


4 章において、ダイオードの試作･評価を行った。回路上へダイオードを実装するために

は、回路設計が必須であり、ダイオードの特性をシミュレーター上で正確に再現するため

の回路モデルが必要である。そこで、実測に基づき順方向の容量、寄生抵抗のモデルなど

を検討する。そしてパラメータを抽出し、実測値と比較する。

5.1 高周波アドミタンスの小信号解析による容量モデルの検討

2 章にて寄生容量はレクテナの RF/DC 変換効率に大きく影響を及ぼすことが分かって

いる。そのため、モデル化のためには、各容量値について実測と検討を行う必要がある。

容量として想定されるのは、(1)パッド間の寄生容量、(2)ショットキー接触による空乏層容

量、(3)少数キャリアの蓄積による拡散容量である。特に問題になるのが、(3)の拡散容量で

ある。そこでネットワークアナライザを用いた高周波での小信号解析から、実測により容

量モデルを検討する。S パラメータを用いた小信号解析の手法は GaAs などの化合物 FETでは使用されていて、近年 GaN 系 FET でも同様の研究報告がある[1][2][3]｡ 5.1.1 高周波測定系の構築

今回の測定には任意のバイアスでの高周波帯でのアドミタンスの特性が必要である。そ

のため、半導体パラメータアナライザ(Agilent 社製 E5263)とネットワークアナライザ

(Agilent 社製 E8364B)を組み合わせた測定系を構築した。構築した測定系と、測定のフロ

ーチャートを図 5.1、5.2 に示す。測定機器と PC 間の制御には GP-IB インターフェイス

(Agilent82357A)を用いた。制御コマンドは SCPI と IEEE の標準コマンドを用いた。PCから制御するためのプログラミング言語は Microsoft Excel の VBA(Visual Basic for application)を用いた。PC から半導体パラメータアナライザを制御し任意のバイアスを与

えて、各バイアス点で、ネットワークアナライザを制御し小信号での S パラメータ測定を

行う。このときの測定周波数の範囲は任意に決められるが、自作プログラムでは 3 点の周

波数でのバイアス依存性の測定を行う。任意のバイアスでの小信号特性を連続して測定し、

S パラメータを Y パラメータに変換すると、実部がコンダクタンス、虚部がサセプタンス

となり、任意のバイアス点での高周波 C-V 特性が測定できる。また同時に、任意のバイア

スを印加した際の DC 電流の測定も行い、ネットワークアナライザで測定した S パラメー

タの相関関係が解析できる。また S パラメータから Y パラメータへの変換 ExcelVBA を

用いたプログラミングにより行っているが、Z パラメータへの変換も可能である。


83

GP-IBケーブル

PC

半導体パラメータアナライザ

プローバー

測定サンプル

ネットワークアナライザ

GP-IBケーブル

PCPC


プローバー

測定サンプル


Sパラメータ測定

DC電流測定

測定電圧印加

Z・Yパラメータ変換

任意のバイアスまで繰り返し



PCによるVBA

プログラム


DC電流測定

測定電圧印加



DC電流測定

測定電圧印加


任意のバイアスまで繰り返し



PCによるVBA

プログラム

図 5.1 測定系概略図

図5.2 高周波アドミタンス測定のフローチャート


84

5.1.2 パッド間寄生容量測定

OPEN 容量とは、実効的なダイオード部分ではなく、パッドの間に生じる寄生容量であ

る。DC では測定限界に達するほどの抵抗であるが、寄生容量としてどの程度の値になる

か測定する必要がある。先に説明した測定系を用いてアドミタンスの周波数依存性を測定

した。測定周波数は 10MHz～5GHz とした。測定サンプルはサファイア基板上に形成し

たショットキーダイオードを用いた。測定する TEG パターンは、フィンガーの基本構造

のパッドのみのパターンである。に示すような構造になっている。そこで測定周波数の範

囲で S パラメータを測定する。測定した S パラメータの値を、Y パラメータに変換する。

Y パラメータの実部はコンダクタンスを示し、虚部はアドミタンスを示す。パッド間容量

を抵抗と容量の並列接続のモデルで表せるとすると、Y パラメータの虚部は、 Cjω となる

ため、測定したアドミタンスの虚部を縦軸に、各周波数ω を横軸にとりその傾きがパッド

間のキャパシタンスとなる。実際に測定したアドミタンスを図 5.1 と図 5.2 に示す。実部

と胸部の値からわかる通り、アドミタンスの実部であるコンダクタンスの値が非常に小さ

く一定の場所ではキャパシタンスの値も小さく、直線近似できる。そして傾きから、42[fF]程度と見積もることができた。また、別のサンプルにてコンダクタンスの値が大きく周波

数依存性を持つような特性の場合、キャパシタンスも大きくなり、寄生容量は大きくなる。

コンダクタンスが小さいということは抵抗が大きくアイソレーションがきちんと行えてい

ることと等しい。つまり、ダイオード自身の容量が(pF)オーダーであることからアイソレ

ーションがきちんと行えていればパッド間の寄生容量は十分無視できると考えられる。


85

0

0.0002

0.0004

0.0006

0.0008

0.001

0.0012

0.0014

0 1E+10 2E+10 3E+10 4E+10ω

Yre

[S]

図 5.3 OPEN デバイスの Yre の周波数特性

図 5.4 OPEN デバイスの Yim の周波数特性

y = 1.079E-13x

y = 4.199E-14x

0

0.0005

0.001

0.0015

0.002

0.0025

0.003

0.0035

0.004

0 1E+10 2E+10 3E+10 4E+10ω

Yim

[S]


86

5.1.3 レクテナ使用周波数(2.45GHz)でのアドミタンス測定

順方向のアドミタンス特性について測定を行った。測定周波数はレクテナの実使用周波

数帯である、2.45GHz と、比較のために、1GHz でも同時に測定をおこなった。測定バイ

アス点は 0～4V で 0.1V 刻みで往復測定を行った。測定 TEG パターンはサファイア基板

上に形成したものを用いた基本構造のもので実効ショットキー電極面積 2μm×100μm で

ある。またショットキーダイオードの DC 測定との相関を解析するために、DC の電流電

圧測定も同時に測定を行った。図 5.5、5.6 に 2.45GHz での電圧－アドミタンス特性を示

す。これは図 5.2 に示したとおり、パラメータ変換を行った後の Y パラメータの実部と虚

部である。図 5.5 をみるとわかる通り、コンダクタンス成分はダイオードが ON 状態にな

る約 0.8V で急上昇し、直列寄生抵抗値でほぼ一定となった。そのご直流バイアスが 2.4V付近でピークを迎えその後減少が見られた。これは大電流が流れることにより自己発熱に

より抵抗が上昇した影響であると考えられる。コンダクタンスは 1GHz と 2.45GHz とも

ほぼ同じ値であり、周波数依存性が見られなかった。また一方、サセプタンス成分はダイ

オードが ON になると減少し、蓄積電荷が無いというショットキー接合の特徴が確認でき

た。サセプタンスを測定周波数の違う 1GHz と 2.45GHz で比較したところ、1GHz のも

のの約 2.5 倍になっており、パラメータ変換を行った回路モデルが妥当であることを示し

ている。容量のピーク値はダイオードが ON になる直前である約 0.8V の時であり、0.65pF/フィンガーである。サセプタンスが減少した後、サセプタンスが負になった。これは電極

配線のインダクタンスの影響と思われる。しかし、実部と比較すると、1 桁程度小さい値

であることから、実使用上大きな影響はないものと思われる。また実際にはワイアボンデ

ィングで回路とデバイスを接続するので、ワイアのインダクタンスに比べると、十分小さ

い値であると思われる。実測でのアドミタンス解析では問題であるとされていた少数キャ

リアの蓄積に起因する拡散容量の影響はほとんど見られないことが分かった。SPICE を用

いた回路モデルパラメータを検討する際にも、順方向容量の影響はほとんど無視できると

考えられる。


87

0

0.01

0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0 1 2 3 4 5

voltage[V]

Yre

[S]

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

curr

ent[

A]

2.45GHz1GHzDC電流

-0.004

-0.002

0

0.002

0.004

0.006

0.008

0.01

0.012

0 1 2 3 4 5

voltage[V]

Yim

[S]

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

curr

ent[

A]

2.45GHz1GHzDC電流

図 5.5 GaN ショットキーダイオードの Yre の順方向特性

図 5.6 GaN ショットキーダイオードの Yim の順方向特性


88

5.2 2 次元デバイスシミュレーションによる順方向容量の解析

高周波での C-V 特性について実測での評価を行うとともに、2 次元デバイスシミュレー

タ(Synopsys 社製 Sentaurus Devices)を用いて評価を行った。シミュレーション構造を図

5.7 に示す。実測の 1 フィンガー構造と同様の構造であるが、奥行きを 1μm としてある。

シミュレーション条件を表 5-1 に示す。シミュレーション方法は実測と同様の手法であり、

高周波での小信号解析から、実部成分と虚部成分に分離し、虚部成分であるサセプタンス

から容量成分を抽出したものである。シミュレーション結果を図 5.7、図 5.8 に示す。周

波数は 1GHz であり、図中で黒線、赤線で示した「1e17」、「5e17」は GaN1 の不純物濃

度を示す。また図中緑で示した「2.45G」は設定周波数を示す。コンダクタンス成分は GaN1の不純物濃度を 5 倍にすると、抵抗が減少するため上昇する。またデバイスシミュレーシ

ョンにおいても実測と同様にコンダクタンスの周波数依存性は見られなかった。順方向で

の容量はダイオードが ON 状態になるとともに、急激に減少する。ダイオードが ON 状態

になったあとは容量値は変化せず一定値を示す。実測のようにインダクタンス成分がみら

れなかったことから、インダクタンス成分は測定のキャリブレーション誤差か、パッド、

フィンガーによるものであると考えられる。バイスシミュレーションにおける結果が実測

における結果と大きな差が見られないことから実測結果は妥当であるといえる。

GaN1 不純物濃度 1×1017、5×1017 GaN2 不純物濃度 1×1018 周波数[Hz] 1M、1G、2.45G

表 5-1 シミュレーション条件

2μｍ 2μｍ 2μｍ

SiO2 100nmGaN1GaN2

Au

Vacuum

24μｍ

1μｍ

1μｍ

4μｍ 2μｍ 2μｍ 2μｍ

SiO2 100nmGaN1GaN2

Au

Vacuum

24μｍ

1μｍ

1μｍ

4μｍ 2μｍ 2μｍ 2μｍ

SiO2 100nmGaN1GaN2

Au

Vacuum

2μｍ 2μｍ 2μｍ2μｍ 2μｍ 2μｍ

SiO2 100nmGaN1GaN2

Au

Vacuum

24μｍ

1μｍ

1μｍ

4μｍ

図 5-7 シミュレーション構造


89

0

0.00005

0.0001

0.00015

0.0002

0.00025

0.0003

0.00035

0.0004

0 1 2 3 4 5Voltage[V]

Condu

cta

nce[S

]

1e17

5e17

2.45G

0.00E+00

5.00E-16

1.00E-15

1.50E-15

2.00E-15

2.50E-15

3.00E-15

3.50E-15

4.00E-15

4.50E-15

0 1 2 3 4 5Voltage[V]

Cap

acitan

ce[F

]

1e17

5e17

2.45G

図 5.9 順方向 CV 特性

図 5.8 順方向 GV 特性


90

5.3 GaN ショットキーダイオードの SPICE モデル

4 章において基本的なデバイス特性の測定を行った。また前節までで実測による順方向

容量の検討を行った。回路モデルにおいて、問題となるとされる寄生容量について検討し

た。そこで、設計用いるための回路モデルの検討をおこなった。一般的なダイオードは、

電圧依存の電流源と、並列に接合容量 Cj、半導体層の直列抵抗 RS を用いて表現される。

しかし、今回試作した GaN ショットキーダイオードではいくつか考慮するパラメータが

ある。逆方向特性ではリーク電流が問題である、これは、HSPICE 系で用いられるリーク

抵抗 RF を用いて表現できる。また順方向特性では、電流を取り出すためのアクセス抵抗

が問題となる。また、GaN 層とオーミック金属とのコンタクト抵抗も問題となる。AC 特

性においては、接合容量 Cjo と接合電位 Vbi と拡散容量を表現する蓄積電荷 TT の影響で

ある。4 章での測定から接合容量 Cjo は、不純物濃度から算出される理論容量値にほぼ等

しいことがわかってある。CV からの実測により接合電位は算出できる。しかし実用上変

換効率にほとんど影響がないパラメータであることがわかってある。また蓄積電荷 TT は

前節での解析結果からほとんど影響はないという結果を得ている。しかし、アイソレーシ

ョンの不具合により生じるパッド間の寄生容量や、絶縁膜容量などによる寄生容量の影響

も考慮される。そのため図 5.7 に示すような等価回路が考えられる。

CpRF

RP

DRs

G C

CpRF

RP

DRs

G C

Rs

G C

Rs

G CD：真性ダイオード

RF：寄生抵抗 RP：リーク抵抗 Cp：寄生容量

図 5.10 GaN ショットキーダイオードの等価回路モデル


91

5.4 回路モデルのパラメータの算出

前節にて回路モデルの作成を行った。そこで、実測に基づき実際に設計で用いるための

SPICE モデルのパラメータを算出する。モデルパラメータを導出するための実測値には、

4章で試作した半絶縁性のSiC基板上に形成したGaNショットキーダイオードを用いる。

またこの中でも表面に 50[nm]エッチングをしたデバイスを用いる。このデバイスを用い

た理由として、DC の順方向特性において、順方向に大電流を流しても往復で値が異なる

ヒステリシス特性やリーク電流の増大のような劣化がほとんど見られないことや、場所に

よる特性のばらつきが少ないためである。つまり特性変動や、ばらつきが少ないことでよ

り実測を正確に再現できるモデルパラメータが算出できると考えたからである。 5.4.1 寄生抵抗 RF の検討

寄生抵抗 RF は n-GaN 層の横方向のアクセス抵抗 Ra とオーミック金属とのコンタクト

抵抗 Rc から算出される。4 章試作しデバイスのシート抵抗とコンタクト抵抗の値を用いて

導出する。4章の表4-4からシート抵抗Rsは70[Ω]、コンタクト抵抗の実測値Rmcは0.1[Ωmm]である。実装用ワンフィンガーのメサ部分の寸法は 24[μｍ]であるのでその半分であ

る 12[μｍ]を電流が進む距離 l とする。実装用のフィンガー1 本当たりの電極幅 w は 100[μｍ]であるので、横方向のアクセス抵抗 Ra は以下のように算出される。

][4.81001270 Ω=×==

wlRsRa (5.1)

またコンタクト抵抗 Rc は、オーミック電極幅 w を 100[μｍ]としたとき、

][1100100

Ω===w

RmcRc (5.2)

となる。実際のオーミック電極のサイズはこれで数倍であることこれの数倍であることか

ら、コンタクト抵抗の影響はほとんどないと考えられる。また、ワンフィンガー当たり、

二つの電極があるので、これらの合計値の半分になるので、寄生抵抗 RF は、

][7.42

14.82

Ω=+

=+

=RcRaRF (5.3)

となる。n-GaN 層の直列抵抗 RS に加えて、ワンフィンガーで寄生抵抗 RF 分だけの損失

が生じることになる。寄生抵抗 RF の大部分はアクセス抵抗 Ra が占めている。アクセス

抵抗の大部分は、n+GaN 層の抵抗によるものであるため、エピ設計においてできること

は、不純物濃度をなるべく上げて、厚くすることである。しかし、これらは結晶成長技術

に大きく依存するものであるため、現状はこれ以上寄生抵抗 RF を下げることはできない。


92

5.4.2 試作デバイスの SPICE パラメータ

提案した等価回路モデルと試作したダイオードの電流電圧特性の比較を行う。実測にパ

ラメータフィッティングさせて、実測の電流電圧特性の再現を行う。表 5-1 に今回の試作

ダイオードの実装構造の SPICE パラメータを示す。比較のために京都大学の研究機関が

レクテナでの使用に検討している Si のショットキーダイオード(型番 HSMS282B)とサフ

ァイア基板での 1 次試作のものの SPICE パラメータも記載した。ここでの寄生抵抗 RFの値は、5.4.1 で導出した値を用いる。ここでフィッティングする実装構造の元データの順

方向特性は、図 4.20 と同様のものを用いた。逆方向の電流電圧特性は非線形特性を示し、

フィッティングとよく合わないので、10[V]付近の電流値を用いて、リーク抵抗 RP を算出

したリーク抵抗の値は 1×107[Ω]とした。AC 特性のパラメータについては円形ショット

キーを用いた C-V 測定の実測値から算出した値を用いた。また 5 フィンガー、10 フィン

ガーの値は、1 フィンガーの値から計算した値である。図 5.8 に 1 次試作と 2 次試作での

代表的な特性について比較したものを示す。図で凡例の添え字 1 のものが 1 次試作の代表

的な値であり、2 のものが 2 次試作の代表的な値である。図に示す通り、１次試作はダイ

オードモデルでうまくフィッティングができない。これは as-grown の状態でデバイスを

作成してあるため表面状態が悪く、酸化膜が形成されていることや、界面が帯電している

と考えられる。それに比べて 2 次試作のものは、表面をエッチングしてあるので、立ち上

がり電圧が低く、フィッティングも正確にできる。2 次試作にて 5V 付近から電流電圧特

性が鈍っているのは、大電流による自己発熱による影響であると考えられる。これらの結

果から、また 1 次試作と 2 次試作では、直列抵抗 RS と寄生抵抗 RF の和である ON 抵抗

が 10[Ω]以上低い。これは元々のシート抵抗が低いこと、SiC 基板であることも要因であ

るが、主には表面エッチングによる改善であると考えられる。2 次試作の直列抵抗 RS の

値は約 6Ωであった。これは面積を 1 フィンガーとし、距離を 1μm、不純物濃度を 2.2×1017 とした時の移動度は約 240[cm2V-1s-1]と計算され、理論値よりは小さいが妥当な値で

あるといえる。これらの結果から回路モデルは妥当であり、正確に特性を再現できること

がわかった。1 フィンガーでの合計の抵抗は約 10[Ω]であるので、10 フィンガーでは約

1[Ω]となり、接合容量は 2[pF]である。この程度の容量であれば、RF/DC 変換効率にも大

きな影響を及ぼさない範囲であり良好な値であるといえる。しかし、1 フィンガー構造も

容量は小さく、高効率の可能性はある。


93

パラメータ Si 1 次試作 1 フィンガー 5 フィンガー 10 フィンガー Is[A] 22n 0.02f 1n 5n 10n Rs[Ω] 6 6.3 5.9 1.1 0.59 N 1.08 1.8 1.8 1.8 1.8 TT[s] 0 0 0 0 0 Cjo[F] 0.7p 0.2p 0.22p 1.1p 2.2p Vj[V] 0.65 1.1 1.1 1 1 Bv[V] 15 40 50 50 50 RF[Ω] 16 4.7 0.8 0.47 RP[Ω] 1×107 1×107 0.2×107 1×106 CP[F] 0 40f 40f 40f 40f

表 5-2 試作デバイスの SPICE パラメータ

0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0 2 4 6 8voltage[V]

curr

ent[

A]

Experiment2

Simulated2

Experiment_1

Simulated_1

図 5.11 電流電圧特性の実験値と理論値の比較


94

5.5 まとめ

本章では試作したダイオードの回路モデルを検討するために、実測、シミュレーション

を用いて検討した。そこで以下のような結果が得られた。 (1) 高周波でのアドミタンスの小信号解析により、GaN ショットキーダイオードにおい

て、順方向時の容量は無視できることがわかった。 (2) アイソレーションの不具合によって、パッド間の寄生容量が増加する。これは同一チ

ップ内でもばらつきがあるため、エッチング条件の最適化が必要である。 (3) 試作したデバイスの回路モデルを提案し、実測値とのフィッティングによりそのパ

ラメータを抽出し、実測とよく一致することを確認した。以上のように試作したデバイスの回路モデルの検討を行い、実測値から各パラメータを

評価した。今回算出したパラメータは、耐圧は目標には及ばなかったものの、5 フィンガ

ー、10 フィンガーでは極めて小さい ON 抵抗となり、良好な特性である。特性も正確に再

現できるモデルも作成できたので、今後実装方法、実装時の動作などをして検証を行う必

要がある。エピ基板設計、デバイス設計へとフィードバックさせ、各自を最適化すること

が重要である。


95

5 章の参考文献

[1] 福田益美,平地康剛,“GaAs 電界効果トランジスタの基礎”,第 3 章,(社)電子情報通

信通信学会 [2] 高山洋一郎著,“マイクロ波トランジスタ”,第 5 章,(社)電子情報通信学会 [3] Guang Chen et al,A Low Gate Bias Model Extraction Technique for

AlGaN/GaN HEMTs IEEE,TRANSACTION ON MTT,vol.54,No.7,JULY 2006

第 6 章結論

96

第 6 章結論

本章は本研究から得られた結果をまとめ、今後の課題と展望について述べる。

6.1 本研究のまとめ

本研究は、GaN を用いて大電力レクテナに使用するための RF/DC 変換用のダイオード

を設計、試作、評価、モデリングを行った。以下に、2～5 章の結果をまとめる。 2 章ではレクテナの理論に基づき SPICE を用いてダイオードの各モデルパラメータと

RF/DC 変換効率との関係について示した。その結果、順方向の直流特性に起因するパラメ

ータではダイオードの直列抵抗成分が大きくなると RF/DC 変換効率に大きく影響を及ぼ

すことが分かった。また ON 電圧(n 値)も寄生抵抗ほどではないが、変換効率に影響を及

ぼす。逆方向特性については、リーク電流がある一定値より大きくなると、RF/DC 効率に

大きな影響を及ぼす。交流成分についてはダイオードの容量成分はある一定値以上大きく

なると、RF/DC 変換効率に大きく影響を及ぼす。最適構造検討の条件として、低寄生容量、

低寄生抵抗、大電流密度、高耐圧であることがわかった。それぞれがトレードオフの関係

にあり、デバイス物理に基づき最適化が必要である。

3 章では最適なデバイス構造について検討し、エピ基板の不純物濃度、エピ厚の設計を

行った。目標値は、逆方向耐圧 100V、最大順方向電流 2A、動作周波数 2.45GHz とした。

最適なエピ構造を検討した結果、放熱性がよく、低寄生容量の半絶縁性 SiC 基板上に寄生

抵抗をさげるために高濃度の n+GaN 層を堆積し、その上に耐圧を決定する低抵抗層を不

純物濃度 1×1017、厚さ 1μｍ堆積した構造とした。デバイス構造については、コンタクト

抵抗低減のためリセスオーミック構造とし、耐圧向上のためショットキー電極をフィール

ドプレート構造とし、寄生インダクタンス、寄生抵抗を考慮して、金メッキ配線を施した。

またパッド部と実効ショットキー電極部をアイソレーションにて絶縁し、エアブリッジ配

線をした。実装用の TEG パターンを設計した。回路への実装を考慮し、ボンディングパ

ッドを必要なだけ置ける構造とした。また、各抵抗成分や、プロセス欠陥などを調査でき

る TEG パターンを設計した。プロセス工程を決定し、今回の実験でキーになる、深堀エ

ッチングの実験をおこなった。オーミックのメサ形成は従来用いてある SiCl4 を用いて、

アイソレーションのエッチングはの SiCl4 と Cl2 混合ガスを用いた。ダメージが懸念され

るアイソレーションエッチングを選択比の高い SiO2をマスク材として用いた。

第 6 章結論

97

4 章では、設計したデバイスを実際に試作し、評価をおこなった。実装用の SiC 基板上

の GaN ショットキーダイオードの試作･評価では逆方向耐圧は、約 50[V]であった。不純

物濃度が設計値よりも高かった影響もあるが目標値の半分程度である。サファイア基板上

のエピではあるが、1 桁程度濃度を下げることで、80[V]程度まで耐圧が向上し、円形ショ

ットキーの MES 構造では 140[V]程度であった。また順方向特性は順方向に大電流が流

れることで、ヒステリシス特性や、逆方向リークが増大するといった劣化特性が得られた。

これをプロセス前に as-grown サンプルの表面をエッチングすることで、劣化特性の改善

が見られた。また表面エッチングにより、ON 抵抗、立ち上がり電圧の改善も見られた。

順方向の最大電流は 6[V]時に 0.4[A]を得られた。電流密度では 2×105[A/cm2]でありこの

ときにヒステリシス特性や劣化はほとんど見られなかった。目標破壊耐圧には及ばなかっ

たものの表面処理を行うことで順方向最大電流値は良好な値を得られた。最大電流での連

続動作に耐えられることから十分信頼性を得られた。 5 章では試作したダイオードの回路モデルを検討するために、実測、シミュレーションを

用いて検討した。高周波でのアドミタンスの小信号解析により、GaN ショットキーダイオ

ードにおいて、順方向時の容量は無視できることがわかった。アイソレーションの不具合

によって、パッド間の寄生容量が増加する。これは同一チップ内でもばらつきがあるため、

エッチング条件の最適化が必要である。試作したデバイスの回路モデルを提案し、実測値

とのフィッティングによりそのパラメータを抽出し、実測とよく一致することを確認した。

耐圧は目標には及ばなかったものの、5 フィンガー、10 フィンガーでは極めて小さい ON抵抗となった。

6.2 今後の課題と展望

本研究では近年目覚しい進歩を遂げている GaN 系ダイオードを宇宙太陽光発電所をは

じめとするマイクロ波無線電力伝送へと応用するというこれまで誰も行っていない壮大な

計画の一部である。今後の一番の課題として実装方法の検討がある。また実装時の大振幅

動作での解析を行う必要がある。実装を検討した場合、デバイスの自己発熱の考慮するた

めの放熱設計も検討すべきである。デバイス面でもプロセスの最適化、高耐圧用の新規デ

バイス構造の開発は急務である。このように、新しい応用分野を開拓するには、エピ基板

の成長に始まり、デバイス設計、プロセス、測定評価、モデリング、回路シミュレーショ

ン、実装技術、熱設計と数えるときりがないほどの課題がある。最後に本研究が GaN 系

デバイスの新たな応用分野開拓となり今後の大電力無線電力伝送の発展と実現に大いに役

立つことを願う。

98

謝辞

本研究を行うにあたって終始御指導、助言をしてくださいました徳島大学ソシオテクノ

サイエンス研究部先進物質材料部門大野泰夫教授に深く感謝いたします。研究につい

てのアドバイスだけでなく、今後の人生についてのアドバイスや指導をしていただき心よ

り感謝しております。ありがとうございました。クリーンルームでの装置の使用方法や実験を行うにあたって必要な知識を教えてくださ

った徳島大学ソシオテクノサイエンス研究部先進物質材料部門敖金平講師に深く感謝

いたします。発表会等で有益なご助言とご指導をいただきました徳島大学ソシオテクノサイエンス研

究部先進物質材料部門酒井士郎教授に深く感謝したします。講義等で研究に必要な知識を教えていただきました徳島大学ソシオテクノサイエンス研

究部大宅薫教授に深く感謝したします。発表会等で有益なご助言とご指導をいただきました徳島大学ソシオテクノサイエンス研

究部富永喜久雄助教授に深く感謝したします。常日頃から私の質問に対して丁寧に教えてくださり、有益な議論をしてくださった徳島

大学ソシオテクノサイエンス研究部先進物質材料部門直井美貴助教授に深く感謝いた

します。有益な議論をしてくださり、講義においてもご指導してくださった徳島大学ソシオテク

ノサイエンス研究部先進物質材料部門西野克志助教授に深く感謝いたします。装置運営やクリーンルームの運用などご協力いただきましたソシオテクノサイエンス研

究部総合技術センター稲岡武技術職員に深く感謝いたします。研究の環境を整えていただいたソシオテクノサイエンス研究部総合技術センター桑原

明伸氏、山中卓也氏に深く感謝いたします。研究を行う上での心構え、研究の進め方、考え方など研究に関する多大な知識をくださ

った菊田大悟氏（2005 年度博士卒、現豊田中研）に深く感謝いたします。学部時代に研究の基礎を教えていただき、大学院でも日々私のために研究環境を整えて

くださった岡田政也氏に深く感謝いたします。クリーンルームでの装置の使用方法、サンプルの測定方法などプロセスの基礎を教えて

くださった高木亮平氏(2005 年度修士卒、現日本パイオニクス）に深く感謝いたしま

す。研究の指導、アドバイスをいただいた岩崎聡一郎氏(2005 年度修士卒、現中外炉工

業）、松田潤也氏(2005 年度修士卒、現マツダ自動車）、松田義和氏(2005 年度修士卒、

現日亜化学工業）に深く感謝いたします。

99

研究の指導、アドバイスをいただいた石尾隆幸氏(2006 年度修士卒、現富士通）、菅

良太氏(2006 年度修士卒、現新日本無線）、山岡優哉氏(2006 年度修士卒、現太陽日酸）

に深く感謝いたします。学部時代から研究室での苦楽を共にし、本研究を進める上で常に議論や助言、息抜きの

手伝いまでしていただいた柏原俊彦氏、亀岡紘氏、原内貴司氏、乗松泰治氏、

上月保典氏(2005 年度学部卒、現富士通テン)に感謝いたします。同じ研究グループとして、シミュレーション、測定、プロセスで協力し、議論しあった、

M1 澤田剛一氏、高橋健介氏、井川裕介氏に感謝いたします研究室生活や研究をバックアップしてくださった大野研究室のみなさま、ならびに酒井

研究室、富永研究室のみなさまに深く感謝いたします。共同研究として本研究に関わるきっかけを与えて下さった鹿島建設(株)技術研究所丹

羽直幹氏をはじめとする皆様に深く感謝いたします。共同研究としてシステム側からの視点でアドバイスや意見をくださいました京都大学生

存圏研究所篠原真毅氏に深く感謝いたします。共同研究として多くの情報や知識をくださいました京都大学生存圏研究所三谷友彦

氏に深く感謝いたします。共同研究として整流回路に関して議論や助言をいただいた京都大学生存圏研究所宮

田侑是氏に深く感いたします。本研究を進めるにあたって試料や知識を提供いただきました株式会社パウデックに深

く感謝いたします。

100

著者のこれまでの研究発表

著論文 [１] Masaya Okada, Hideki Ito, Jin-Ping Ao, Yasuo Ohno,”Mechanism of AlGaN/GaN

Heterostructure Field Effect Transistor Threshold Voltage Shift by Illumination”, accepted Jpn. J.Appl. Phys.

本研究に関係する国内学会 [１] ○伊藤秀起,高橋健介, 井川裕介,原内貴司,岡田政也,胡成余,敖金平,河合弘治,篠原

真毅,丹羽直幹,大野泰夫「マイクロ波整流用 GaN ショットキーダイオードの特性評

価」電子情報通信学会全国大会 2008 年３月 [２] 高橋健介,伊藤秀起,井川裕介,原内貴司,岡田政也,胡成余,敖金平,河合弘治,篠原真

毅,丹羽直幹,大野泰夫「GaN を用いたマイクロ波整流用ショットキーバリアダイオー

ド」第 55 回応用物理関連連合講演会 2008 年

平成 19 年度修士論文ohnolab.deca.jp/wp-content/lab_data/pdf_a/2008_H_Ito_doc.pdf ·...

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