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Electronique de puissance avancée
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TABLE DE MATIERES
Chapitre 1 : METHODES DE MODELISATION ET SIMULATION DES
SEMI-CONDUCTEURS DE PUISSANCE
1.1caractéristique idéalisée des différents types de semi-conducteurs
1.1.1 Diode Ă jonction
1.1.2 Transistor bipolaire
1.1.3 Transistor Ă effet de champ (J.FET)
1.1.4 Transistor à effet de champ à grille isolée
1.1.5 Thyristor
1.1.6 Thyristor blocable
1.2 MĂ©thodes de simulation des convertisseurs statiques
1.2.1 Modélisation des convertisseurs DC-DC
1.2.2 ModĂ©lisation de lâonduleur
Chapitre 2 : MECANISMES DE COMMUTATION DANS LES
CONVERTISSEURS STATIQUES
2.1 Fonctionnement des interrupteurs
- Interrupteur idéal
- Interrupteur réel
- Interrupteur parfait
2.2 Les modes de commutation
2.3 Pertes de commutation dans les interrupteurs commandés
2.3.1 ModĂšles simples dâun interrupteur commandĂ©
Chapitre 3 : METHODES DE CONCEPTION DES CONVERTISSEURS
STATIQUES A COMMUTATION NATURELLE
3.1 DĂ©finition de la cellule de commutation
3.2 Différents types de sources
3.3 SynthĂšse des convertisseurs statiques
3.3.1 Structure des convertisseurs
3.4 Fonctions réalisées
Principes de synthĂšse des convertisseurs statiques
Principes généraux de la synthÚse des convertisseurs
Synthese complĂšte dâun convertisseur DC/DC 10W
Chapitre 4 : METHODES DE CONCEPTION DES CONVERTISSEURS
STATIQUES A COMMUTATION FORCEE
4.1 Onduleur MLI
4.1.1 La MLI Naturelle et la MLI RéguliÚre ou Echantillonnée
4.1.2 Onduleurs de tension monophasés à MLI
4.1.3 Onduleurs de tension triphasés à MLI
4.1.4 Onduleurs de courant triphasés à MLI
4.2 Redresseur Ă absorption sinusoĂŻdale
4.3 Gradateur Ă MLI
4.3.1 Principe du gradateur Ă MLI
4.3.2 Gradateur abaisseur de tension
4.3.3 Gradateur élévateur de tension
4.4 Alimentation à découpage
4.4.1 Montages sans transformateur
3
3
3
5
7
8
9
10
11
12
15
19
19
19
19
19
22
25
25
30
30
31
32
34
34
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39
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43
48
48
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70
70
72
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4.4.2 montages asymétriques avec transformateur
Chapitre 5 : ONDULEURS MULTINIVEAUX
5.1 Introduction
5.2 différentes topologies des onduleurs multi niveaux
5.2.1 onduleurs multi niveaux avec diodes de bouclage
5.2.2 onduleurs multi niveaux Ă condensateurs flottants
5.2.3 onduleurs multi niveaux en cascade
5.3 modélisation et fonctionnement des onduleurs de type NPC
5.3.1 onduleur Ă trois niveaux NPC
5.3.2 onduleur Ă cinq niveaux
5.3.3 onduleur Ă sept niveaux
5.4 différents stratégies de commande des onduleurs
5.4.1 commande en pleine onde
5.4.2 modulation sinusoĂŻdale
5.4.3 modulation par hystérésis
5.4.4 modulation vectorielle
5.5 Application aux onduleurs
5.5.1 onduleur Ă trois niveaux
5.5.2 onduleur Ă cinq niveaux
Chapitre 6 : QUALITE DâENERGIE DES CONVERTISSEURS
STATIQUES
6.1 QualitĂ© de lâĂ©nergie Ă©lectrique
6.2 pollution harmonique due aux convertisseurs statiques
6.3 Ă©tude des harmoniques dans les onduleurs
6.3.1 commande par signaux carrés
6.3.2 harmoniques dans les onduleurs de tension Ă MLI
6.3.2.1 les techniques de MLI intersective
6.3.2.2 MLI Calculée
6.3.2.3 MLI triphasée
6.4 Introduction aux techniques de dépollution
6.4.1 solution traditionnelle de dépollution
6.4.2 solution moderne de dépollution
6.4.2.1 filtres actifs
6.4.2.2 les alimentations sans interruption UPS
6.4.2.3 les FACTS
ANNEXE
77
79
79
79
80
81
82
83
83
86
90
96
96
96
98
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105
105
106
111
111
112
119
119
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CHAPITRE 1
METHODES DE MODELISATION ET
SIMULATION DES SEMI-
CONDUCTEURS DE PUISSANCE
1.1 Caractéristique idéalisée des différents types de semi-conducteurs
1.1.1 Diode Ă jonction
Une diode à jonction est un composant électronique constitué de deux électrodes :
lâAnode (A) et la cathode (K).
a- Polarisation dâune diode
Polarisation directe Polarisation inverse
A K A K
+ - - +
Fig. 1.1 Polarisation directe et inverse de la diode
- En polarisation directe, la tension appliquée (VAK >0) permet le passage
dâun courant Ă©lectrique de lâanode vers la cathode appelĂ© courant direct.
- En polarisation inverse, la tension appliquĂ©e (VAK <0) empĂȘche le passage
du courant. Le courant inverse est pratiquement nul.
b- Caractéristique statique courant-tension de la diode
Cette caractĂ©ristique dĂ©crit lâĂ©volution du courant traversant la diode en fonction de la
tension Ă ses bornes en courant continu.
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A I K I Caractéristique idéale
VAK
VAK
Claquage
Caractéristique inverse
Fig. 1.2 CaractĂ©ristiques statiques courant â tension
Pente (1/Rd)
U0 VAK
Fig.1.3 caractéristique linéarisée de la diode
U0 et Rd : tension de seuil et résistance dynamique de la diode
- En polarisation directe et pout I >0, la diode est équivalente à un récepteur
de f.c.e.m U0 de rĂ©sistance interne (Rd = âVAK/âI)
A K A K
VAK U0 Rd.I
VAK
- En polarisation inverse: pour VAK <0, I =0, la diode est Ă©quivalente Ă un
interrupteur ouvert.
A K A K
VAK
- Caractéristique idéalisée de la diode :
En polarisation directe : La diode est passante ( I >0 et VAK =0)
En polarisation inverse : La diode est bloquée ( I =0 et VAK <0)
c- Diode en commutation
Lorsque la diode fonctionne en commutation, elle est soit passante soit bloquée.
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Dans le montage ci-dessous, la diode est alimenté par un générateur délivrant un
signal carré (basculant entre les deux valeurs 0 et +E), elle fonctionne en
commutation.
ud
ue us
L
Fig. 1.4 Diode fonctionnant en commutation
1.1.2 Transistor bipolaire
- Equations :
VCB Ic Ic courant collecteur
B IB VCE IB : courant base
IE : Courant emetteur
VBE E IE = IC + IB, VCE = VCB + VBE, ÎČ= Ic/IB
- RĂ©seaux de caractĂ©ristiques statiques dâun transistor
(emetteur commun)
Caractéristique de transfert Caractéristique de sortie
Ic = f(IB) Ă VCE = constante Ic = f(VCE) Ă IB = constante
IB2 > IB1
IB1
CaractĂ©ristique dâentrĂ©e CaractĂ©ristique de transfert en tension
VBE = f(IB) Ă VCE = constante VBE = f(VCE) Ă IB = constante
Fig.1.5 Caractéristiques statiques du transistor
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Transistor bipolaire en commutation :
Soit le montage suivant :
RB L
C Vcc
K Ic
B IB VCE
E
Fig.1.6 transistor fonctionnant en commutation
LâĂ©tat de la lampe L dĂ©pend de lâĂ©tat du transistor (bloquĂ© ou saturĂ©) ; donc de
lâĂ©tat de lâinterrupteur K .
- Si K est ouvert : IB = 0 donc L Ă©teinte
- Si K est fermé : IB # 0 donc L allumée
Le transistor joue le rĂŽle dâun interrupteur ouvert lorsquâil est bloquĂ©, dâu
interrupteur fermĂ© lorsquâil est saturĂ©.
Les points de fonctionnement du transistor sont choisis dans les zones de blocage
et de saturation
Ic Ic = f(VCE) Ă IB = cte
S Droite de charge statique
Zone de saturation
B VCE
Zone de blocage
Fig. 1.7 Zones de fonctionnement en commutation
Dans la zone de saturation : VCE = VCEsat â 0 et Ic = ICsat = ICmax
Le transistor est dit saturé.
Dans la zone de blocage : VCE âVCC et IC â 0
Le transistor est bloqué.
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Lorsque le transistor fonctionne en commutation parfaite son point de
fonctionnement est :
Soit en S, le transistor est parfaitement saturé, VCE = 0 et Ic = ICsat #0
Le transistor est équivalent à un interrupteur fermé
Soit en B, le transistor est parfaitement bloqué VCE = VCC # 0 et IC = 0
Le transistor est Ă©quivalent Ă un interrupteur ouvert.
1.1.3 Transistor Ă effet de champ Ă jonction (J.FET)
Le J.FET est un composant Ă semi-conducteurs. Il possĂšde trois Ă©lectrodes : le
Drain (D), la Grille (G) et la Source (S).
D D
G G
S S
J.FET Canal N J.FET Canal P
Le J.FET canal N doit etre alimenté de facon à ce que la tension Grille-Source
soit négative (VGS < 0) et la tension Drain-Source soit positive (VDS > 0)
Le J.FET est commandé par la tension VGS (le courant IG étant nul).
- Caractéristiques statiques ( J.FET Canal N)
Du fait que le courant grille IG = 0, les caractéristiques du J.FET se limiteront :
ID = f(VGS) à VDS = constante : caractéristique de commande
ID = f(VDS) à VGS = constante : caractéristique de sortie
ID = f(VGS) Ă VDs = cte ID = f(VDS) Ă VGS =cte
ID
IDSS VGS = 0
VGS1 < 0
gm VGS2 < VGS1
VGS VGSoff 0 Vp VDS
Fig. 1.8 Caractéristique statiques du J.FET canal N
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VGSoff : Tension de blocage
IDSS : Courant drain de saturation maximale ( Ă VGS = 0)
Vp : Tension de pincement
Gm : pente en un point de la caractéristique ID = f(VGS)
On distingue deux zones utiles définissant deux régimes de fonctionnement
- Pour VDS < Vp : zone ohmique, le J.FET se comporte comme une résistance
dépendant de VGS.
- Pour VDS > Vp : zone de saturation, dans laquelle le courant ID est
pratiquement constant.
- Equations
Approximation parabolique de ID = f(VGS) Ă VDS = cte :
đŒđ· = đŒđ·đđ(1 âđđșđ
đđșđđđđ
1.1.4 Transistor à effet de champ à grille isolée (MOS. FET)
Le MOS.FET est un transistor à effet de champ dont la grille est isolée du semi-
conducteur par une couche isolante.
D D
G G
S S
Canal N Canal P
Fig. 1.9 MOS. FET Ă enrichissement
⹠Caractéristiques statiques
Du fait que le courant Grille IG = 0, les caractéristiques du J. FET se limiteront :
ID = f(VGS) à VDS = constante : Caractéristique de commande
ID = f (VDS) à VGs = constante : Caratéristique de sortie
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ID
IDSS VGS1
VGS2 < VGS1
Tension de seuil thermique VGS3 < VGS2
VGS Vth 0 Vp VDS
Fig. 1.10 Caractéristiques statiques du J. FET
1.1.5 THYRISTOR : (Silicon Controlled Rectifier : S.C.R)
Le thyristor est un semi-conducteur de structure PNPN assimilable Ă un ensemble de
trios jonctions.
âą LâextrĂ©mitĂ© P est lâanode A
âą LâextrĂ©mitĂ© N est la cathode K
âą LâĂ©lectrode de contrĂŽle (gĂąchette) est issue de la couche centrale P.
K
A
G
N
P
N
P
Figure 1.11 : Symbole Ă©lectrique du thyristor
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⹠Caractéristique statique :
1.1.6 LE THYRISTOR BLOCABLE. GTO: (Gate Turn Off)
Fig. 1.13
âą Le GTO est un dispositif bistable quatre couches semi-conductrices proche
du thyristor, dont on peut commander lâamorçage et le blocage par une
Ă©lectrode de commande (gĂąchette).
⹠La possibilité de commander obtenue grùce à une inter digitalisation trÚs
poussée entre grille et cathode.
âą Lâamorçage sâeffectue comme celui dâun thyristor par une impulsion de
gĂąchette positive de quelques s .
âą Le blocage sâeffectue comme celui dâun transistor par extraction dâun
courant inverse de gĂąchette sous une tension de commande gĂąchette â
cathode négative entre -10 et -50V.
I
G
K
A
AI
Zone thyristor
Zone transistor
AI
AKV V Caractéristiques
statiques
Caractéristique
idéalisée
I
v
VDM
VRM Im
if
i
G V
i
K
A
v
Caractéristique idéale
Figure 1-12 :
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1.2 MĂ©thodes de simulation des convertisseurs statiques :
Un circuit électrique possédant des semi conducteurs fonctionnant en commutation est
constitué de deux sous systÚmes distincts mais trÚs interconnectés (Fig. 1.13) : un
systÚme logique qui prend en compte la modélisation des interrupteurs et un systÚme
analogique représentant les composants électriques du circuit ( les modÚles électriques
des semi conducteurs Ă©tant inclus).
SystĂšme logique SystĂšme analogique
Nous allons étudier la mise en équation et la résolution des équations du sous-
systĂšme analogique.
La rĂ©solution de ces Ă©quations permet dâobtenir les rĂ©ponses temporelles dâun
montage pour de nombreux régimes de fonctionnement (permanents, transitoires,
perturbĂ©s, dĂ©gradĂ©s âŠ).
âą ReprĂ©sentation dâĂ©tat
Dans le cadre de lâĂ©tude dâun circuit Ă©lectrique, les critĂšres dĂ©terminants sont les
suivants :
- Mise en Ă©quation automatique pour toute structure de circuit.
- Traitement aisé par calculateur (représentation matricielle), c'est-à -dire un
temps de calcul et une place mémoire les plus faibles possibles.
- Obtention de réponses temporelles (régimes permanents et transitoires) au
niveau de toutes les grandeurs du circuit (tension et courant au niveau de tous
les composants).
La reprĂ©sentation sous forme dâĂ©tat Ă Ă©tĂ© choisie parce quâelle permet la
reprĂ©sentation dâun systĂšme physique quelconque.
Lâobjectif est de fournir les Ă©quations du circuit sous forme dâĂ©tat, c'est-Ă -dire
sous la forme dâĂ©quations diffĂ©rentielles du premier ordre que lâon peut Ă©crire :
RĂ©seau de PĂ©tri R C L
Int. I v
Vecteur dâĂ©tat
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đđ„
đđĄ(đĄ) = đŽ. đ„(đĄ) + đ”. đą(đĄ)
đŠ(đĄ) = đ¶. đ„(đĄ) + đ·. đą(đĄ)
A : matrice dynamique du systĂšme (matrice dâĂ©volution)
B : matrice de commande
C : Matrice dâobservation
D : matrice de transmission
EXEMPLES DâAPPLICATION
1.2.1 Modélisation des convertisseurs DC-DC
Simulink représente un outil numérique de simulation des signaux, intégré
dans le logiciel dâenvironnement informatique MATLAB. Il ne possĂšde que
certains modÚles généraux dans ses bibliothÚques et un modÚle spécifique pour
chaque composante dâu systĂšme doit ĂȘtre dĂ©veloppĂ© Ă base dâun modĂšle
mathématique.
1. ModÚle mathématique du convertisseur Boost
Le modĂšle mathĂ©matique du hacheur parallĂšle est obtenu par lâapplication des lois
de Kirchoff sue le schéma de base du hacheur et par rapport au régime de
fonctionnement et la condition de lâinterrupteur S.
IL L D
+ E S C Vdc R
Fig. 1.14 Schéma de principe du hacheur parallÚle
đż. đđđżđđĄ
= đž â đđđ( 1 â đą)
đ¶.đđđđ
đđĄ= đđż(1 â đą) â
đđđ
đ (1)
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Les équations dynamiques du hacheur sont dérivées pour le courant dans
lâinductance et la tension aux bornes du condensateur en rĂ©gime de conduction
continu exprimé en (1) , ou iL est le courant dans la bobine L, E est la tension
dâentrĂ©e , Vdc est la tension de sortie et u est la commande .
Soit x1 = iL et x2 = Vdc alors les Ă©quations dâĂ©tat deviennent :
1 =đž
đżâđ„2(1 â đą)
đż
2 =đ„1(1âđą)
đ¶â
đ„2
đ đ¶ (2)
Alors, la reprĂ©sentation classique en espace dâĂ©tat = đŽ. đ„ + đ”. đą de (2) se
transforme en :
[12] = [
0 âŻâ(1âđą)
đż
âź â± âź1âđą
đ¶âŻ
â1
đ đ¶
].[đ„1đ„2] + [
1
đż
0].E (3)
2. ModÚle mathématique du convertisseur Buck-Boost
La reprĂ©sentation de lâopĂ©ration de ce type de convertisseur par des Ă©quations
mathĂ©matiques doit ĂȘtre rĂ©alisĂ©e en prenant compte de lâinterrupteur S dans la
figure 1.15. Quand lâinterrupteur est en Ă©tat passant, alors Ton = α*.Ts. Comme
rĂ©sultat, lâĂ©nergie stockĂ©e dans lâinductance augmente. Quand S est bloquĂ©,
alors Toff = (1- α)*.Ts et lâĂ©nergie accumulĂ©e dans lâinductance se transfert vers
la capacité et la charge.
S D
+ E L C Vdc R
Fig. 1.15 Schéma de principe du convertisseur Buck/Boost
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đżđđđż
đđĄ= đąđž + đđđ(1 â đą)
đ¶đđđđ
đđĄ= âđđż(1 â đą) â
đđđ
đ (4)
La procédure de dérivation des équations dynamiques en régime de
conduction continue est la mĂȘme que dans le cas du hacheur parallĂšle. En
régime interrupteur passant, S est égal à 1, la diode est bloquée et les équations
dans ce cas sont :
đżđđđż
đđĄ= đąđž
đ¶đđđđ
đđĄ= â
đđđ
đ (5)
Lorsque lâinterrupteur est bloquĂ©, S est Ă©gal Ă 0 et la diode conduit. Les
Ă©quations sont :
đżđđđż
đđĄ= đđđ
đ¶đđđđ
đđĄ= âđđż â
đđđ
đ (6)
Lâapplication de la mĂ©thode dâespace dâĂ©tat des Ă©quations (4), (5) et (6) est
représentée dans le systÚme suivant :
[12] = [
0 âŻ(1âđą)
đż
âź â± âź1âđą
đ¶âŻ
â1
đ đ¶
].[đ„1đ„2] + [
đą
đż
0].E
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1.2.2 Modélisation de fonctionnement des onduleurs de tension triphasés
La figure 1.16 reprĂ©sente le schĂ©ma dâon onduleur triphasĂ©.
Fig. 1.16 Onduleur de tension triphasé à un créneau par alternance (déséquilibré).
Chacune des tensions de sortie est Ă©gale tantĂŽt Ă (+U/2), tantĂŽt Ă (-U/2). Les
interrupteurs fonctionnent comme en monophasé la seule différence est que le courant
arrivant au point milieu du diviseur est IN telle que IN=IA+IB+IC .
La présence de neutre relié à la source est indispensable si le récepteur est
dĂ©sĂ©quilibrĂ© tout particuliĂšrement sâil comporte des charges monophasĂ©es montĂ©es
entre phase et neutre.
Si le récepteur triphasé est équilibré (moteur triphasé par exemple), on peut supprimer
la liaison entre le point neutre âNâde la charge et le point milieu âOâdu diviseur
capacitif, en supprimant celle-ci on obtient alors lâonduleur de tension en pont
triphasé proprement dit représenté sur la figure (1.17).
Fig. 1.17 Onduleur de tension triphasé à un créneau par alternance (équilibré).
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Les interrupteurs 'K1 etKâ1 ,K2 etKâ2 ,K3 etKâ3 , doivent ĂȘtre complĂ©mentaires deux Ă
deux, quelque soit la loi de commande Ă adopter, il est possible dâĂ©tablir des relations
générales que nous utiliserons pour la commande MLI ; quels que soient les courants,
les interrupteur simposent les tensions entre les bornes de sortie A, B, C et le point
milieu (fictif) âOâ de la source de tension.
VA â V0 = E/2 K1 fermĂ©, -E/2 K1 ouvert
VB â V0 = E/2 K2 fermĂ©, -E/2 K2 ouvert
Vc â V0 = E/2 K3 fermĂ©, -E/2 K3 ouvert
Les interrupteurs imposent donc les tensions composĂ©es Ă la sortie de lâonduleur ainsi
pour la premiĂšre de ces tensions.
VA â VB = (VA â V0) â (VB â V0) = E si K1 fermĂ© et K2 ouvert
VA â VB = (VA â V0) â (VB â V0) = 0 si K1 et K2 fermĂ©s
VA â VB = (VA â V0) â (VB â V0) = - E si K1ouvert et K2 fermĂ©
VA â VB = (VA â V0) â (VB â V0) = 0 si K1 et K2 ouverts
Son point neutre étant isolé, si le récepteur est équilibré on peut passer des tensions
composĂ©es aux tensions simples VA, VB, VC Ă la sortie de lâonduleur. Pour que, quelle
que soit leurs formes dâondes, les trois courants IA, IB, IC aient une somme nulle, il
faut que leurs trois fondamentaux aient une somme nulle et quâil en soit de mĂȘme
pour les divers harmoniques.
Si le rĂ©cepteur est Ă©quilibrĂ©, si trois phases prĂ©sentent la mĂȘme impĂ©dance pour le
fondamental ainsi que pour les divers harmoniques, les produits impĂ©dances âZâ-
courants,câest- dire les tensions ont une somme nulle pour les fondamentaux ainsi que
les systĂšmes harmoniques successifs, en ajoutant toutes ces sommes on obtient la
somme nulle des trois tensions. A cause de lâĂ©quilibre du rĂ©cepteur: IA+IB+IC=0,
entraĂźne VA+VB+VC=0.
Donc on peut Ă©crire :
1/3(VA âVB) â 1/3 (VC â VA) = 2/3 VA â 1/3 VB â 1/3 VC
= VA â 1/3(VA + VB + VC) = VA
De meme on a :
1/3(VB âVC) â 1/3 (VA â VB)
1/3(VC âVA) â 1/3 (VB â VC)
On obtient finalement :
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đđŽ =
1
3[2. (đđŽ â đ0) â (đđ” â đ0) â (đđ â đ0)
đđ” =1
3[â(đđŽ â đ0) + 2. (đđ” â đ0) â (đđ â đ0)
đđ¶ =1
3[â(đđŽ â đ0) â (đđ” â đ0) + 2. (đđ â đ0
Si VAO, VBO et VCO sont les tensions dâentrĂ©e de lâonduleur (valeur continues), alors VA,
VB et VC sont les tensions de sorties de cet onduleur (valeurs alternatives), par
consĂ©quent lâonduleur de tension peut ĂȘtre modĂ©lisĂ© par une matrice [T] assurant le
passage continu -alternatif (DC-AC).
On aura alors ;
[VAC] = [T].[VDC]
Avec :
[VAC] = [VA VB VC ]T tensions alternatives équilibrées
[VDC] = [VA0 VB0 VC0 ]T tension continue
La matrice [T] est :
[T] = [2 â1 â1â1 2 â1â1 â1 2
]
Ainsi lâonduleur est modĂ©lisĂ© par cette matrice de transfert [T].
BIBLIOGRAPHIE
Electronique de puissance avancée
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18
[1] S. ADEL, âElectronique gĂ©nĂ©raleâ
[2] S. CĆurdacier, âElectronique 3â Ă©dition Dunod
[3] D. SPIROV , V. LAZAROV , D. ROYE â , Z. ZARKOV , O. MANSOURIâ ,
âModĂ©lisation des convertisseurs statiques DC-DC pour des applications dans les
Ă©nergies renouvelables en utilisant MATLAB/SIMULINKâ ConfĂ©rence EF 2009
UTC, CompiĂšgne, 24-25 Septembre 2009.
[4] N. ADJIMI, W. BELAIDI, âModĂ©lisation et Commande dâun Onduleur MLI,
MĂ©moire de Master 2008/2009.
Electronique de puissance avancée
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CHAPITRE 2
MECANISMES DE COMMUTATION
DANS LES CONVERTISSEURS
STATIQUES
2-1 Fonctionnement des interrupteurs
Un interrupteur est défini par ses deux états naturellement stables :
- Etat passant (Ă©tat ON) ; VK=0, iKâ 0 VK
- Etat bloquĂ© (Ă©tat OFF), VKâ 0, iK=0 iK K
Dans la littérature, nous trouvons trois qualificatifs à la fonction interrupteur dont la
signification est rappelée ci aprÚs :
- Un interrupteur idĂ©al est, capable de supporter Ă lâĂ©tat OFF une tension dâamplitude
quelconque (voire infinie) et Ă lâĂ©tat ON un courant dâintensitĂ© quelconque (voire
infini).
- Un interrupteur parfait est, par hypothĂšse, limitĂ© en tension Ă lâĂ©tat OFF et en
courant Ă lâĂ©tat ON. Ce modĂšle est utilisĂ© pour choisir u composant compatible avec
les contraintes en tension /courant quâil devra supporter ;
- Un interrupteur réel se différencie des deux précédents par une chute de tension non
nulle Ă lâĂ©tat ON, un courant de fuite non nul Ă lâĂ©tat OFF, un temps de commutation
(passage de lâĂ©tat ON Ă lâĂ©tat OFF ou de lâĂ©tat OFF Ă lâĂ©tat ON) Ă©galement non nul.
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20
Câest le modĂšle le plus complet quâil faut considĂ©rer pour la rĂ©alisation matĂ©rielle du
convertisseur statique.
La configuration minimale figure 2.1 pour un interrupteur est dite âcaractĂ©ristique Ă deux
segmentsâ. Chaque segment est dĂ©fini par un Âœ axe partant de lâorigine. Ces interrupteurs
sont unidirectionnels en tension ET en courant.
Partant de cette définition, nous disposons de quatre fonctions interrupteur à 2 segments,
selon le signe de la tension supportĂ©e Ă lâĂ©tat OFF et le signe du courant supportĂ© Ă lâĂ©tat
ON.
Ă©tat ON iK iK
VK VK
Ă©tat OFF
iK iK
VK VK
Fig. 2.1
IK iK iK iK
VK vK vK vK
Diode MOSFET
IGBT
Interrupteurs deux segments
Pour les interrupteurs Ă 3 segments figure 2.2 sont bidirectionnels en tension ou
bidirectionnels en courant. Is peuvent ĂȘtre synthĂ©tisĂ©s par la mise en sĂ©rie de deux
Electronique de puissance avancée
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interrupteurs deux segments pour former un interrupteur Ă trois segments bidirectionnel
en tension.
Ă©tat ON iK iK
VK VK
Ă©tat OFF
Fig. 2.2
iK iK
VK VK
iK
iK
vK vK
iK
vK
Interrupteur Ă 3 segments
Ils peuvent Ă©galement ĂȘtre synthĂ©tisĂ©s par la mise en parallĂšle de deux interrupteurs deux
segments pour former un interrupteur Ă trois segments bidirectionnel en courant.
iK iK iK iK1
VK1 VK
K1 VK1 iK iK1 iK2
VK K1 K2 IK iK2 K2 VK2 VK2 VK
K1 supporte la tension VK>0 K1 supporte le courant iK>0
K2 supporte la tension VK<0 K2 supporte le courant iK<0
Fig. 2.3
Les interrupteurs à caractéristique quatre segments sont caractérisés par une
bidirectionnalitĂ© en tension ET en courant. Ils peuvent ĂȘtre synthĂ©tisĂ©s par quatre
interrupteurs deux segments ou deux interrupteurs trois segments.
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IK iK
VK vK
Interrupteur Ă 4 segments
2-2 Les modes de commutation :
Il convient dâexpliciter lâĂ©volution de la trajectoire du point de fonctionnement dans
le plan (VK, iK) de lâinterrupteur lors du passage dâun Ă©tat stable Ă lâautre Ă©tat stable.
Nous raisonnerons pour cette Ă©tude sur des interrupteurs deux segments puisque les
interrupteurs trois et quatre segments en découlent.
vK,iK sont de signes contraires iK Les changements dâĂ©tat de la figure 2.4
se font nécessairement en passant par
vK.iK<0 Fig.2.4 lâorigine des axes.
Le passage de lâĂ©tat ON Ă lâĂ©tat OFF
vK ne peut se faire quâĂ courant nul et de
LâĂ©tat OFF Ă lâĂ©tal ON uniquement Ă
vK.iK=0 vK.iK<0 tension nulle. Ce mode définit la
Commutation spontanée.
Les changements dâĂ©tat se font en longeant les axes donc sans pertes dâĂ©nergie qualifiĂ©es
de pertes par commutation.
Seul lâenvironnement de lâinterrupteur peut produire ces Ă©volutions du courant vers 0 ou
de la tension vers 0. La propriĂ©tĂ© prĂ©cĂ©dente suppose que lâenvironnement du
convertisseur statique fasse Ă©voluer favorablement les grandeurs vK/ iK pour produire les
changements dâĂ©tat attendus.
iK vK.iK>0
Supposons lâinterrupteur K Ă lâĂ©tat ON,
Soit vK =0. En réalité pour un interrupteur vK.iK<0 vK.iK=0
réel, il subsiste une faible tension de déchet
positive. Dans ce cas, une commutation
spontanée avec augmentation de la tension vK.iK<0 Fig.2.5.a
vK Ă ses bornes ne peut ĂȘtre dĂ©s lâinstant
quâune tension de dĂ©chet de signe le
dĂ©clare passant. vK,iK sont de mĂȘme signe
Une commande de lâinterrupteur est donc nĂ©cessaire pour provoquer les changements
dâĂ©tat. Deux situations sont envisageables (cas A et B).
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23
Cas A : La commutation se fait en traversant
Le plan vK.iK>0. Les commutations sont ON
Dissipatives, on parle de commutation dure.
Lâinterrupteur dissipe une Ă©nergie Wcom Ă K
Chaque cycle de commutation. Il est alors OFF
Le siĂšge de pertes par commutation commande de K
Pcom= fd. Wcom Fig2.5.b Interrupteur commandé
Le choix de la fréquence de découpage fd
RĂ©sultera dâun compromis entre la recherche dâune grande dynamique de rĂ©glage
(accroissement de fd ) et dâun rendement convenable du convertisseur statique.
Ces pertes par commutation produisent une Ă©lĂ©vation de tempĂ©rature de lâinterrupteur
quâil conviendra de limiter en favorisant leur Ă©vacuation vers lâambiance par lâusage du
dissipateur.
Cas B : la commutation se fait en longeant les axes du plan vK(iK), donc sans pertes
dâĂ©nergie. On dĂ©finit ainsi la commutation douce mais lâenvironnement de lâinterrupteur
devra produire ces Ă©volutions.
Dans un premier temps, la commande de blocage annule le courant iK dans lâinterrupteur
(déplacement vertical du point de fonctionnement sur la figure 2.5). Le courant iforcé de
traverser le condensateur C ajoutĂ© aux bornes de lâinterrupteur K provoque le
rétablissement de la tension vK (déplacement horizontal du point de fonctionnement sur la
figure 2.5) dans un second temps Ă la vitesse i/C.
Commande de blocage i iK
R Q K C vK S
- +
DĂ©tection de vK=0
Fig. 2.6 Amorçage spontané à tension nulle
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La commutation dâamorçage ne peut ĂȘtre autorisĂ©e que si vK =0, Ă la condition que
lâenvironnement de lâinterrupteur soit capable de produire lâannulation de vK.
Dans un premier temps, la commande dâamorçage annule la tension vK aux bornes de
lâinterrupteur. La tension v forcĂ©e aux bornes de lâinductance L ajoutĂ©e en sĂ©rie avec
lâinterrupteur K provoque la croissance du courant iK dans un second temps Ă la vitesse
v/L.
iK
K vK
v
L
DĂ©tection iK=0
Fig. 2.7 Blocage spontané à courant nul
Conclusion : deux mécanismes de commutation ont été identifiés
- La commutation spontanĂ©e (vK et iK signes contraires). Le changement dâĂ©tat par
annulation de vK ou iK est provoquĂ© par lâenvironnement de lâinterrupteur capable de
faire Ă©voluer les grandeurs vK/iK favorablement. La commutation est sans pertes.
- La commutation commandĂ©e (vK et iK de mĂȘme signe ). Le changement dâĂ©tat est
produit par action dâune commande de lâinterrupteur. La commande est dissipative
dans le cas se la commutation douce. Elle est non dissipative dans le cas de la
commutation douce mais nécessite des composants passifs supplémentaires.
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2-3 Pertes de commutation dans les interrupteurs commandés
Energie stockée dans les éléments L et C
2-3-1 ModĂšles simples dâinterrupteur commandĂ©
- ModĂšles rudimentaires
a- A la fermeture
I
iK iK
U vK
0 t
K tr
U vK lK I
vKâ Kâ iKâ
0 t
iKâ -U vKâ
Fig. 2.8
A la fermeture, lâinterrupteur K peut ĂȘtre modĂ©lisĂ© par un interrupteur idĂ©al en sĂ©rie
avec une inductance parasite interne lK qui limite la vitesse dâĂ©tablissement du courant iK.
A lâĂ©tat initial, Kâ est fermĂ© et K ouvert, on a :
IK=0, vK=U, iKâ = 1, vKâ=0
Quand on ferme K, en t=0, la tension U appliquée aux bornes de lK et le courant iK
sâĂ©tablit Ă la vitesse (diK/dt = U/lK) pour atteindre I en t= tr tel que (tr = lK.I/U)
Tant que iK est infĂ©rieur Ă I, iKâ est positif, donc Kâ reste conducteur est vKâ reste nul.
La montĂ©e de iK se fait donc sous la pleine tension U aux bornes de lâinterrupteur.
Quand iK atteint I, lâouverture de Kâ se fait a courant nul est interrompt les variations
des courants : vK Ă©gal Ă (lK.diK/dt), sâannule et vKâ passe de zĂ©ro Ă âU.
LâĂ©nergie dissipĂ©e dans K Ă sa mise en conduction, calculĂ©e par :
==r rt t
r
KKKON dtt
tIUdtivW
0 0....
Est Ă©gale Ă :
2..
2
1..
2
1IltIUW KrKON ==
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- Cas particulier :
-
Dans le cas ou Kâ est une diode, il faut tenir compte du recouvrement inverse qui fait
descendre iK de zĂ©ro Ă âIRM lors de lâannulation de iKâ. Cela se traduit par une pointe de
courant dans K et une pointe dans la tension aux bornes de Kâ.
I+IRM
I iK On a alors :
U
vK t U
Ilt RMK
r
)1( +=
tr
2)(
2
1
)..(2
1
RMK
RMKON
IIl
IIUW
+
=+=
IKâ
t
-IRM
-U vKâ
Fig. 2.9
La pointe de courant inverse IRM et celle de la tension inverse dépendant du courant commuté
I ; de sa vitesse de variation di/dt et du type de diode utilisée. Les pointes sont plus fortes pour
les diodes Ă recouvrement brutal (Snap-off) que pour celles Ă recouvrement progressif (soft
recovery).
b- A lâouverture
A lâouverture, lâinterrupteur K peut ĂȘtre modĂ©lisĂ© par un interrupteur idĂ©al en
parallÚle avec une capacité parasite interne CK qui limite la vitesse de montée de la tension vK
aux bornes de lâinterrupteur.
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a- A la fermeture
I
iK iK
U vK
0 t
K tr
U vK CK I
Fig. 2. 10
vKâ Kâ iKâ
0 t
iKâ -U vKâ
A lâĂ©tat initial, K fermĂ© et Kâ ouvert
Quand on ouvre K, iK=1, vK=0, iKâ = 0 et vK â = -U
A lâinstant t = 0, la capacitĂ© parasite CK se charge Ă courant constant. La tension vK croit
linĂ©airement jusquâĂ la valeur U quâelle atteint en un temps t = tr, tel que tr=CK.U/I. La
remontée de vK se fait alors que K est encore traversé par I.
A lâinstant t = tr, lâinterrupteur Kâ peut ĂȘtre fermĂ© sous tension nulle, ce qui interrompt les
variations des tensions : iK Ă©gal Ă CK.(dvK/dt) sâannule, iKâ passe de 0 Ă I.
LâĂ©nergie dissipĂ©e dans K Ă lâouverture est donnĂ©e par :
==
r rt t
r
KKKON dtt
tIUdtivW
0 0....
2..2
1..
2
1UCtIUW KrKON ==
La valeur de la capacité parasite CK varie souvent en fonction de la tension vK varie souvent
en fonction de la tension vK Ă ses bornes. Si vK est de la forme :
2
.
=
r
Kt
tUv
LâĂ©nergie dissipĂ©e dans K Ă lâouverture est :
===
r rt t
r
r
KKKON tUdtt
tIUdtivW
0 0.
3
1....
Si on tient compte du temps tf que met iK pour passer de I Ă 0 lorsque vK Ă atteint U,
lâĂ©nergie dissipĂ©e dans K doit etre augmentĂ©e de (U.I.tf/2)
)23
(..fr
KON
ttIUW +=
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U vK vK vK
I iK I iK Ifail
tr tr tr
tf tf
Fig. 2.11
Il sâagit dâun courant de queue, supposĂ© dĂ©croitre linĂ©airement en un temps Ă©gal Ă tf.
LâĂ©nergie dissipĂ©e dans K Ă lâouverture sâĂ©crit :
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BIBLIOGRAPHIE
[1] A. cuniere, G. Feld, M. Lavabre, âElectronique de puissance, de la cellule de
commutation aux applicationa industrielles.
[2] Luc Lasne, â Electronique de puissanceâ, Dunod, Paris 2001
[3] H. Buhler, Ă©lectronique de puissance
Electronique de puissance avancée
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30
CHAPITRE 3
METHODES DE CONCEPTION DES
CONVERTISSEURS STATIQUES A
COMMUTATION NATURELLE
3-1 DĂ©finition de la cellule de commutation :
Avant de définir la cellule de commutation, nous rappelons quelques rÚgles
fondamentales dâinterconnexion des sources.
- Une source de tension ne doit jamais ĂȘtre court-circuitĂ©e mais elle peut ĂȘtre ouverte.
- Une source de courant ne doit jamais ĂȘtre ouverte mais elle peut ĂȘtre court-circuitĂ©e.
La figure suivante reprĂ©sente le schĂ©ma de principe dâune cellule Ă©lĂ©mentaire de
commutation.
K1
VK1
IK1
E Ich
IK2
K2
VK2
Fig. 3.1 Cellule élémentaire de commutation
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Afin de respecter les rĂšgles dâinterconnexion de sources, les signaux de
commande des interrupteurs K1 et K2 devront ĂȘtre de nature complĂ©mentaire. Ainsi,
une cellule élémentaire de commutation ne peut présenter que deux états. Par
convention une cellule de commutation est dite Ă lâĂ©tat « 1 » lorsque son interrupteur
haut (respectivement bas) est passant (respectivement bloqué ») .
Donc une cellule de commutation est dite Ă lâĂ©tat « 0 » lorsque son
interrupteur haut (respectivement bas) est bloqué (respectivement passant). Il ne faut
jamais connecter entre elles deux sources de mĂȘme nature ; cela revient a dire quâon
ne peut connecter entre elles quâune source de courant et une source de tension.
Le courant est considéré comme constant pendant une période de
commutation.
- SynthĂšse des convertisseurs statiques
Un convertisseur statique est un montage utilisant des interrupteurs Ă semi-
conducteurs permettant par une commande convenable de ces derniers de régler un
transfert dâĂ©nergie entre une source dâentrĂ©e et une source comme le montre la figure
Convertisseur statique CVS
SystÚmes électriques de caractéristiques différentes
Fig. 3.2 Convertisseur statique
La source dâentrĂ©e peut ĂȘtre un gĂ©nĂ©rateur ou un rĂ©cepteur (idem pour la source de
sortie).
La synthÚse des convertisseurs statiques repose sur les seuls éléments connus que
sont les sources dâentrĂ©e et de sortie.
Nature rĂ©versibilitĂ© en V ou I Formes dâondes
Convertisseur Caractéristiques statiques des K Caractéristiques
Direct - indirect -multiple naturels ou composés dynamiques des K
Source
dâentrĂ©e S1
K à séquences
convenables
Source de
Sortie S2
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3.2 Différentes types de source :
La synthÚse des convertisseurs statiques repose sur les seuls éléments connus que
sont les sources dâentrĂ©e et de sortie.
Il faut donc savoir caractĂ©riser les sources dâentrĂ©e et de sortie et bien connaitre le
fonctionnement des interrupteurs pour dĂ©terminer la constitution dâun convertisseur
statique.
âą Sources de tension et de courant :
1- Source de tension parfaite :
Une source de tension parfaite est un dipÎle actif qui présente à ses bornes
une tension U indépendante du courant débité.
I V
V
I
Le condensateur se comporte au moment des commutations comme une
source de tension car la tension ne peut pas subir de discontinuité.
ic(t) C ic(t) = (dq/dt) = C.(dv(t)/dt)
vc(t)
2- Source de courant parfaite :
Une source de courant parfaite est un dipÎle actif débitant un circuit
électrique I indépendant de la tension V apparaissant à ses bornes.
V
I v
i
Circuit de
Charge
Circuit
De
Charge
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Lâinductance se comporte au moment des commutations comme une source
de courant car le courant ne peut subir de discontinuité.
IL(t) L
VL(t) = (dv/dt)= L.(diL/dt)
VL(t)
- Remarques :
L Une source de tension en
série avec une inductance est
Ă©quivalent Ă une source de
courant.
Une source de courant en
parallĂšle avec un condensateur
est Ă©quivalent Ă une source
C de tension.
Pour affirmer une source de
L tension, on disposera dâun
C condensateur en parallĂšle.
I L Pour affirmer une source de
Courant, on disposera dâune
Inductance en série.
C
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3.3 SynthĂšse des convertisseurs
3.3.1 Structure des convertisseurs
- Convertisseur direct tension-courant
On considĂšre une conversion associant une source de tension Ă une source de courant. Il
existe trois types de connexions possibles entre ces deux sources comme le montre la
figure suivante :
CVS CVS cvs
P=Ve.Ie cas 1 P=Ve.Is cas 2 P= 0 Cas 3
Fig. 3.3 Interconnexion dâune source V et I
On notera que ces trois types dâinterconnexions sont nĂ©cessaires pour permettre tous les
Ă©changes et les rĂ©glages dâĂ©nergie entre la source de tension et la source de courant.
La solution plus simple est un montage en pont Ă quatre interrupteurs comme le montre la
figure
K1 K4
VK1 vK4
K2 K3
VK2 vK3
Fig. 3.4 Configuration de base dâun convertisseur tension - courant
- Lorsque K1 et K3 sont fermés, on retrouve le cas N°1
- Lorsque K2 et K4 sont fermés, on retrouve le cas N°2
- Lorsque K1 et K4 sont fermés ou K2 et K3 sont fermés, on retrouve le cas N°3
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- Convertisseur direct courant-tension
Ce type de convertisseur correspond au montage redresseur ou commutateur de
courant selon les auteurs. On retrouve la mĂȘme structure que pour le convertisseur
direct tension-courant. On a pour habitude dans un montage redresseur de disposer la
source de courant en sortie et la source de tension en entrée.
K1 K4
VK1 vK4
K2 K3
VK2 vK3
Fig. 3.5 Configuration de base dâun convertisseur courant - tension
- Convertisseur indirect tension-tension
-
On ne peut connecter entre deux sources de nature différente, il faut donc convertir
une des sources en source courant ou alors utiliser un élément de stockage inductif
qui permet de disposer dâune source de courant dynamique comme le montre la figure
K2 K5
K1 VK2 vK5
K3 K4
VK3 vK4
Fig. 3.6 Convertisseur indirect tension - tension
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- Convertisseur indirect courant - courant
Dans ce type de convertisseur les deux sources de courant ne sont jamais connectées
simultanĂ©ment Ă lâĂ©lĂ©ment de stockage capacitif mais successivement.
- Le condensateur stocke lâĂ©nergie fournie par une source de courant (K2 K3 ON,
K1K4K5 OFF).
- Le condensateur restitue son Ă©nergie Ă lâautre source de courant soit dans un sens
(K1K2K4 ON, K3K5 OFF), soit dans lâautre (K1K5K3 ON, K2K4 OFF).
K2 K5
VK2 vK5
K1
K3 K4
VK3 vK4
Fig.3.7 Convertisseur indirect courant - courant
- Liaison cellule de commutation âinterrupteur
On peut Ă©tablir les relations suivantes
K1
V I
K2
Fig. 3.8 Cellule de commutation
VK2 = V si K1 est passant ou ON
- VK1 + VK2 =V VK1 = V si K2 est passant ou ON
IK1 = I si K1 est passant ou ON
- IK1 â iK2 =I IK2 = -I si K2 est passant ou ON
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Dans une cellule de commutation, la tension aux bornes dâun interrupteur bloquĂ© est Ă©gale Ă
la tension de la source de tension.
Au signe prés, le courant dans un interrupteur qui conduit est égal au courant de la source de
courant.
Par consĂ©quent si la source de tension est bidirectionnelle, lâinterrupteur devra supporter une
tension bidirectionnelle. De mĂȘme si la source de courant est bidirectionnelle, lâinterrupteur
devra supporter un courant bidirectionnel.
En guise de conclusion, la réversibilité des interrupteurs est liée à la réversibilité des
sources en tension pour une source de tension et en courant pour une source de courant.
3.4 Fonctions réalisées
3.4.1 Conversion DC-DC : les hacheurs
Les hacheurs sont des convertisseurs directs de type continu-continu. Ils permettent dâobtenir
une tension continue rĂ©glable Ă partir dâune tension continue fixe.
3.4.2 Conversion AC-DC : les redresseurs
Les redresseurs permettent dâobtenir une tension de valeur moyenne non nulle Ă partir dâune
tension alternative (monophasée ou triphasée) de valeur moyenne nulle.
Les redresseurs commandés permettent de régler la valeur moyenne de la tension redressée.
3.4.3 Conversion DC-AC : les onduleurs
Les onduleurs permettent dâobtenir une tension alternative (respectivement un courant) Ă
partir dâune tension continue fixe (respectivement en courant).
On peut régler la fréquence de la tension alternative (respectivement du courant) et sa valeur
efficace.
Les onduleurs sont utilisĂ©s pour la production dâune tension alternative Ă ue frĂ©quence fixe ou
variable, lâalimentation de certains Ă©quipements indĂ©pendants de la prĂ©sence du rĂ©seau.
DC
DC
AC
DC
DC
AC
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3.4.4 Conversion AC-AC : Les gradateurs
Les gradateurs permettent dâobtenir une tension alternative de valeur efficace rĂ©glable Ă partir
dâu e tension alternative de valeur efficace et de frĂ©quence fixe.
Les gradateurs sont utilisés en électrochimie, en éclairage, le démarrage progressif de moteurs
asynchrones.
AC
AC
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39
PRINCIPES DE SYNTHESE DES CONVERTISSEURS STATIQUES
- Sources permanentes et sources instantanées :
Pour faciliter les choses, on dĂ©signe par le terme de âsourceâ chaque Ă©lĂ©ment de
circuit autre quâun commutateur, et dans ce contexte deux types majeurs de sources sont Ă
distinguer :
âą Les sources de tension imposent la tension existant entre leurs bornes. De
façon plus fine, en électronique de puissance, on désigne ainsi un dipÎle qui
impose la continuitĂ© de sa tension dans le cadre dâune commutation.
⹠Les sources de courant imposent le courant qui les traverse. De façon plus
fine, on désigne ainsi un dipÎle qui impose la continuité de son courant dans
le cadre dâune commutation.
Une autre particularitĂ© de lâĂ©lectronique de puissance rĂ©side dans la maniĂšre de considĂ©rer
deux composants classiques : les inductances et les condensateurs. En effet, il est possible de
leur associer Ă©galement un comportement de type âsource de courantâ ou âsource de tensionâ,
ce qui nâest pas forcĂ©ment une conception trĂšs courante en Ă©lectricitĂ©, mais dâune façon un
peu particuliĂšre on parlera de â sources instantanĂ©esâ.
Pour bien saisir ces notions, il est nĂ©cessaire de prĂȘter attention aux justifications
suivantes :
Une inductance reprĂ©sente une source de courant dite âinstantanĂ©eâ car câest un
composant qui sâoppose Ă chaque instant aux variations des courants qui la traversent.
De façon plus prĂ©cise, comme câest un composant qui dĂ©veloppe une tension
proportionnelle à la dérivée de son courant.
Un condensateur se comporte comme une source âinstantanĂ©eâ de tension car, sâil
peut se charger et se décharger c'est-à -dire voir sa tension varier, ce qui sera la aussi
que dans une certaine limite de dynamique. En dâautres termes, le condensateur tend
Ă rendre lentement variable la tension Ă ses bornes, Ă lisser la tension ou encore Ă en
assurer sa continuitĂ©. Câest en cela quâon le dĂ©signe comme une âsource de tensionâ.
- Cellule de commutation :
Les circuits sâarticulent toujours autour dâune structure appelĂ©e âcellule de commutationâ,
représenté par la figure suivante, qui présente par nature deux commutateurs forcément
complĂ©mentaires (lâun est ouvert quand lâautre est fermĂ© et vive versa) de maniĂšre Ă respecter
les impératifs des sources amont et aval, qui sont forcément de natures différentes.
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40
IK1
vK1 K1
V vK2 K2
IK2
Les deux commutateurs K1 et K2 sont complémentaires
Quand lâun est fermĂ©, lâautre est ouvert.
Fig.3.9 Cellule de commutation
Classification et nature des commutateurs :
Dans la dĂ©marche dâidentification des commutateurs qui forment les circuits de
lâĂ©lectronique de puissance, on se rĂ©fĂšre aux caractĂ©ristiques de leurs fonctionnements, c'est-
Ă -dire aux courbes âcourant/tensionâ de chaque composant.
Nature des commutations :
Les commutations opĂ©rĂ©es par les composants peuvent ĂȘtre de deux types ânaturelleâ
ou âforcĂ©eâ. Il est alors trĂšs important de bien distinguer leurs spĂ©cificitĂ©s :
- Commutation naturelle :
Câest le type de commutation assurĂ©e par une diode. Le passage de la conduction Ă lâĂ©tat
bloqué se fait sans action de commande, et suivant la caractéristique bien comme du
composant. La figure 3.10 représente ainsi les courbes iK = f(vK)pouvant correspondre à la
prĂ©sence dâune diode (en direct ou en inverse), ainsi que le âtrajetâ empruntĂ© par le point
de fonctionnement (en pointillĂ©s). La commutation naturelle correspond, et câest
important, Ă un trajet qui âsuit les axesâ du repĂšre.
Amorçage naturel iK Amorçage commandé
iK A, B
vK
vK
Fig. 3.10
A, B
Amorçage commandé Amorçage naturel
4 1
3 2
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- Commutation commandé :
Câest le type de commutation assurĂ©e par un transistor ou un thyristor (ou tout autre
composant commandĂ©). Le passage de la conduction Ă lâĂ©tat bloquĂ© (ou lâinverse) se fait
en réponse à une commande externe, et est matérialisé par une flÚche sur la figure 3.10.
Cette flÚche est notée volontairement comme traversant le plan car ce type de
commutation fait apparaitre une sorte de âcroisementâ des grandeurs tension et courant
lors de la commutation, c'est-Ă -dire une consommation Ă©nergĂ©tique liĂ©e Ă lâopĂ©ration de
commutation.
PRINCIPES GENERAUX DE LA SYNTHESE DES CONVERTISSEURS
La synthĂšse des convertisseurs statiquesâ reprĂ©sente en rĂ©alitĂ© une dĂ©marche
permettant de déterminer successivement la structure, les natures des commutateurs et leurs
caractĂ©ristiques, et ce pour un circuit dont on ne connait au dĂ©part que lâutilitĂ© globale et
quelques valeurs limites.
Lâorigine de la dĂ©marche se base ainsi tout simplement sur le âcahier des chargesâ du
circuit et permet généralement une détermination totale de la structure par le suivi scrupuleux
des étapes précisées sur la figure 3.11.
Ie is
Ve Vs
Fig. 3.11 SynthĂšse des convertisseurs
⹠Identification des sources et des réversibilités
Quâon sâintĂ©resse Ă un convertisseur statique, il est facile dâidentifier les sources
principales qui le concernent, Ă savoir la source dâentrĂ©e et celle de sortie. En effet, la nature
Source
dâentrĂ©e Convertisseur Ă
Synthétiser
Source de
sortie
Identification
Des sources
Réversibilité+
Cellules de
Commutation
Eléments
Dâinterposition
+Structure
Nature et
Caractéristique des
commutateurs
Structure
finale
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mĂȘme de ces deux sources est un Ă©lĂ©ment extrĂȘmement important du cahier des charges du
dispositif.
Par ailleurs, les réversibilités associées à ces sources constituent également des
éléments importants.
âą Nombre de cellules de commutation
DĂ©s lors que les sources dâun convertisseur sont identifiĂ©es, il est nĂ©cessaire de
dĂ©terminer Ă partir de quel nombre de cellules de commutation sa structure va ĂȘtre Ă©laborĂ©e.
La rĂšgle Ă ce sujet est simple et apparait dans le tableau suivant :
Source de dĂ©part Source dâarrivĂ©e Nombre de cellules de
commutation
Sans réversibilité de tension
Sans réversibilité de tension 1
Sans réversibilité de tension Avec réversibilité de tension
+
Source alternative
2
Avec réversibilité de tension
+
Source alternative
Sans réversibilité de tension 2
Triphasée
Quelconque
3
Quelconque
Triphasée
3
Fig. 3. 12 Nombre de cellules de commutation
âą ElĂ©ments dâinterposition
Sachant que les convertisseurs statiques sont réalisés à partir de composants agissants
comme des interrupteurs, il est nĂ©cessaire de respecter les rĂšgles dâinterconnexion des sources
Ă©voquĂ©es prĂ©cĂ©demment. Ainsi, si une structure fait apparaitre de part et dâautre dâune cellule
de commutation deux sources de mĂȘmes natures, il se rĂ©vĂšle impĂ©ratif dâintroduire un «
Ă©lĂ©ment tampon » permettant lâassociation. On fera alors toujours apparaitre une inductance
(source de courant) interposĂ©e entre deux sources de tension, ou de la mĂȘme maniĂšre, un
condensateur interposé entre deux sources de courant.
âą Nature et choix des commutateurs
Lorsquâon connait la structure dâun convertisseur et Ă©galement les allures prĂ©cises des
tensions et courants qui y apparaissent, il est naturel de pouvoir déterminer les
caractéristiques des commutateurs qui le constituent. De façon plus claire, connaitre les
Electronique de puissance avancée
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courbes âcourant/tensionâ des commutateurs dâun montage permet de dĂ©terminer la nature
précise de ses composants.
âą Pertes et dissipateurs thermiques
De façon Ă©galement trĂšs gĂ©nĂ©rale, tous les convertisseurs de lâĂ©lectronique de puissance
utilisent des composants qui sont le siĂšge de pertes et donc dâĂ©chauffements. Il est nĂ©cessaire
de procĂ©der Ă une estimation de ces pertes de maniĂšre Ă dimensionner dâĂ©ventuels moyens de
dissipation thermique.
EXEMPLE : SYNTHESE COMPLETE
DâUN CONVERTISSEUR DC/DC 10W
Lâobjectif est ainsi de dĂ©terminer la structure dâun convertisseur DC/DC dont on
résume le cahier de charge ci-dessous :
-Type : Convertisseur DC/DC à découpage
- EntrĂ©e : Batterie dâaccumulateurs 12V, 50A
- Sortie : Tension continue régulée 5V, 2A, 10W Fig. 3.13
- Ondulations maximales en tension et courant 5/° max
- FrĂ©quence de dĂ©coupage de lâordre de 20KHz
- Rendement maximal 85/°
- Encombrement réduit.
Sources et réversibilités
Ce convertisseur prĂ©sente une source dâentrĂ©e non rĂ©versible en tension
puisquâimposĂ©e comme une tension continue positive ce 12V. La source de sortie continue de
5V également non réversible
Nombre de cellules de commutation
A lâexamen du tableau de la figure 3.12, et Ă©tant donnĂ© lâabsence de rĂ©versibilitĂ©s en
tension, le choix dâune seule cellule de commutation semble convenir parfaitement
ElĂ©ments dâinterposition
source de sortie doit prĂ©senter une nature âsource de tensionâ. Cette opĂ©ration sera
assurĂ©e par la prĂ©sence dâun condensateur disposĂ© en parallĂšles. La source dâentrĂ©e et celle de
sortie Ă©tant toutes deux de type âsource de tensionâ et de valeurs diffĂ©rentes. Il sera impossible
de les relier directement par commutation. Un Ă©lĂ©ment dâinterposition de type â inductance
sĂ©rieâ sâavĂšre donc nĂ©cessaire. Afin de ne pas court-circuiter la sortie, cette inductance doit
forcĂ©ment ĂȘtre placĂ©e aprĂšs la cellule de commutation.
DC
DC
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Nature et choix des commutateurs
Les trois premiers points étant éclaircis, il est possible de dessiner le schéma
Ă©lectrique de principe de la structure Ă Ă©tudier. La figure 3.13 reprĂ©sente ainsi lâentrĂ©e, la
sortie, la cellule de commutation ainsi que les deux Ă©lĂ©ments dâinterposition.
Comme le convertisseur fonctionne en âdĂ©coupageâ, le fonctionnement est systĂ©matiquement
pĂ©riodique (de frĂ©quence f) et prĂ©sente u certain rapport cyclique notĂ© α ( sur lâensemble des
commutateurs). On en dĂ©duit ainsi, sans dĂ©tour lâallure de la tension Vs(t) reprĂ©sentĂ©e
Ă©galement sur la figure 3.14. Enfin, lâanalyse de la tension sâappliquant aux bornes de
lâinductance permet de dĂ©duire lâallure du courant qui la traverse iL(t).
Cellule de commutation
IK1 VK1 iL
VL
Ve iK2 C Vs
IL(t)
Vs
0 αT T t 0 αT T t
K1 K2 K1 K2 K1 K2 K1 K2
Fig. 3.14 Structure de base du hacheur à synthétiser
On reconnait dans la structure reprĂ©sentĂ©e un montage de type âHacheur BUCKâ celui-ci Ă©tant
abaisseur de tension.
Lâidentification des commutateurs qui conviennent est ainsi : le commutateur K2 sera
matérialisé par une diode et le commutateur K1 par un transistor de puissance. Etant donné
que le montage est destiné à des petites puissances (5V*2A =10W), il semble judicieux de
choisir K1 un transistor de type MOS.
Deux choix possibles sont proposés :
âą MOS 2SK4019 : transistor MOSFET de puissance 100V-5A
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âą Double MOS intĂ©grĂ© FDS3912 : deux transistors MOSFET 100V â 3A. sa capacitĂ© et
son aptitude à fonctionner à des fréquences de commutation assez importantes (au
déla de 100 KHz).
DĂ©termination des valeurs des composants L et C
En rĂ©alitĂ©, lâinductance et le condensateur placĂ©s dans cette structure participent au
filtrage des ondulations dues au découpage. Pour le calcul on a :*
2maxmax..8
et .4 fLC
Vv
fL
Vi e
Ce
L
==
On calcule alors :
mHLL
iL 5.110*20*1.0*4
12
10.20.4
120.1A 2*5
3300
max =====
FCLC
vc
2.3)10.20(*10*5.1*8*25.0
12
)10.20(**8
12 0.25V5*5
23200
max =====â
On retiendra donc L : 1.5 MH/3A de type âinductance de stockage pour filtres de
convertisseursâ et C= 3.3 ÎŒF de type âcondensateur chimiqueâ.
Schéma électrique complet
Le schéma complet est le suivant :
FDS3912 1.5 mH
Ie is=2A
Ve=12V Vs=5V
220nF 3.3ÎŒF 3.3ÎŒF
f, α
Source dâentrĂ©e Source de sortie
Fig. 3.15 Montage complet du convertisseur DC/DC 12V/ (5V â 2A)
- Le composant FDS 3912 comporte le transistor MOS lié au découpage, le second
MOS étant utilisé pour sa diode Drain/Source ( la grille est reliée à la source, ce qui
interdit tout amorçage du MOS).
- Lâinductance et le condensateur dĂ©terminĂ©s plus haut font partie intĂ©grante du
montage.
- U circuit électronique de commande et de régulation est présent au sein du circuit de
maniÚre à générer les signaux de commande du MOS.
Electronique de commande
Et de régulation
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Calcul des pertes et du rendement
- Pour le MOS en commutation forcée :
1. RĂ©sistance Ă lâĂ©tat passant : RDS ON =125mΩ
2. Temps de montĂ©e et retard Ă lâamorçage totalisĂ©s tON=10.5 ns
3. Temps de descente et temps de trainage lors du blocage totalisés : tOFF=27.5ns
- Pour la diode : chute de tension Ă lâĂ©tat passant : VSD =0.75V Ă 1.2V, on retiendra
VSDK2=0.75V puisque le courant du montage est inférieur au courant nominal du
composant.
Le calcul des pertes totales revient ainsi, dans le cas dâun rapport cyclique α=0.5, Ă la
somme suivante :
P= RDS On. I2K1eff +PCOM K1+ VSDK2. IK2moy avec :
- IK2moy = α.Is =1A
- IK2eff= (i2K1moy)1/2 =(α.I2
S)1/2 1.41A
- PCOM K1 = (tON+tOFF))/2.Ve .Ismax.f = 9mW
- Ainsi P= 0.125*1.412+0.009+1 = 1.25 W
Le rendement du circuit se calcule en Ă©crivant :
η= Putile//Ptotale = 10/10+1.25 = 88/°
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BIBLIOGRAPHIE
[1] A. Cuniere, G. Feld, M. Lavabre, â Electronique de puissance, de la cellule de
commutation aux applications industrielles. Cours et exercicesâ Edition Casteilla, 2012
Electronique de puissance avancée
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48
CHAPITRE 4
METHODES DE CONCEPTION DES
CONVERTISSEURS STATIQUES
A COMMUTATION FORCEE
4-1 ONDULEUR MLI
Nous considĂ©rons lâonduleur de tension Ă deux niveaux (2N). Lâonduleur de tension
ou le Voltage Source Inverter (VSI) est un convertisseur statique continu-alternatif utilisé
dans les variateurs de vitesse, dans lâalimentation UPS (Uninterrupted Power Supply) , les
utilitaires dâinterfaçage et de nombreuses autres applications. Nous donnons (Fig. 4.1) les
notations et la configuration de lâonduleur de tension utilisĂ©.
E/2 c1 D1 c2 D2 c3 D3
c4 D4 c5 D5 c6 D6
E/2
V1N V2N V3N
Fig. 4.1 Onduleur de tension triphasé 2N connecté à une charge
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La MLI impose la largeur des impulsions obtenues par hachage de la tension E du bus
continu, source Ă point milieu O. Les interrupteurs sont notĂ©s par C1, C2,âŠ, C6, les diodes
par : D1, âŠ, D6 et les ordres de commande notĂ©s Sc1, Sc2, âŠ, Sc6. Avec une logique
positive :
1, Ci = on
Sci = i = 1, 6
0, Ci = off
Quand Sc1 est 1, Sc4 ne peut ĂȘtre 1, mais lorsque Sc1 est 0, nous pouvons imposer Sc4 Ă 0. De
mĂȘme pour les paires Sc2/Sc5 et Sc3/Sc6. En effet, nous ne pouvons pas court-circuiter une
branche (Sc1 = Sc4 =1), mais nous pouvons la déconnecter complÚtement (Sc1 = Sc4 =0).
4-1-1 La MLI Naturelle et la MLI RéguliÚre ou Echantillonnée
Dans les premiers travaux de [SCHONUNG], Sc1, Sc2 et Sc3 ont été déterminés par
comparaison dâune porteuse triangulaire et dâune modulante sinusoĂŻdale. Lâobtention dâun
signal modulé ayant de bonnes performances, nécessite que la fréquence de la porteuse soit
plus grande que celle de la modulante.
Le principe développé par Schonung et Stemmler est mentionné dans la littérature
sous le nom de SPWM (Sinusoidal PWM) â Figure 4.2. Lorsque le signal sinusoĂŻdal de
référence dépasse le signal triangulaire, le signal modulé est 1. Dans ce cas Sc1 =1 sinon le
signal modulé est 0. Donc :
Sci = 0, si modulante i < porteuse
Sci = 1, si modulante i >= porteuse
A tout instant, la tension modulée est :
VÎČi=(E/2).(2.Sci â 1)
Avec cette configuration de lâonduleur, on parle dâune modulation bipolaire : Vi0 peut prendre
deux valeurs E/2 ou âE/2.
La SPWM à été fréquemment utilisée à cause de la flexibilité de sa réalisation
pratique analogique, mais son implantation numérique est plus compliquée. Les instants
dâintersection de la dent de scie avec la modulante sont solutions dâĂ©quations transcendantes.
U grand nombre dâĂ©chantillons de la modulante doit ĂȘtre sauvegardĂ© dans une mĂ©moire ROM
pour pouvoir obtenir une bonne précision du signal modulé.
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Fig. 4.2 Principe de la SPWM (MLI Sinusoidale)
Ceci justifie lâapparition de la MLI rĂ©guliĂšre ou Ă©chantillonnĂ©e [Bowes]. La
modulante sinusoïdale est échantillonnée par un échantillonneur bloqueur. Sa valeur reste
constante pendant une pĂ©riode dâĂ©chantillonnage (Te). La tension modulĂ©e moyenne rĂ©sultante
est égale à sa référence constante pendant Te .
- Viref Modulante
-porteuse
Vio Porteuse Te
E/2
-E/2
Fig. 4.3 Détails et notations. MLI réguliÚre ou échantillonnée
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51
A partir de la décomposition en séries de Fourrier de la MLI sinusoïdale bipolaire (ou
les termes en sinus disparaissent à cause de la parité de la fonction)
Vi0ref[k].Te = E.Ti[k]-E/2.Te avec 1, 3
K est lâinstant dâĂ©chantillonnage. LâĂ©chantillonnage introduit un retard de Te/2 de la
tension modulĂ©e par rapport Ă la tension de rĂ©fĂ©rence, ainsi quâune augmentation des
harmoniques de la tension modulĂ©e. Pour rĂ©duire le taux dâharmoniques, il convient de
choisir une fréquence fPWM de valeur élevée par rapport à celle de la modulante.
A partir de la dĂ©composition en sĂ©ries de Fourier de la MLI sinusoĂŻdale bipolaire (oĂč les
termes en sinus disparaissent à cause de la parité de la fonction) :
=
+=1
0 .2cos.2sin..i
PW Mnmai tnfAtfEmV
Ou ma = (Vmodulante/Vporteuse)
fPWM : Fréquence de la porteuse
fm : Fréquence de la modulante (fondamental)
4-1-2 Onduleurs de tension monophasĂ©s Ă modulation de largeur dâimpulsions [1]
Le filtrage de la tension ou du courant de sortie dâun onduleur ne dĂ©livrant quâun crĂ©neau de
tension ou de courant par alternance est difficile et onĂ©reux car le premier harmonique Ă
éliminer (harmonique 3 ou harmonique 5) a une fréquence trop voisine de celle du
fondamental.
Aussi, on utilise de plus en plus la modulation de largeur dâimpulsion ; on forme chaque
alternance de la tension ou du courant de sortie de plusieurs créneaux rectangulaires de
largeurs convenables.
La multiplication du nombre des impulsions formant chaque alternance présente deux
avantages :
- Elle repousse vers les fréquences plus élevées les harmoniques de la tension ou du
courant de sortie, ce qui facilite le filtrage.
- Elle permet de faire varier la valeur du fondamental de la tension ou du courant de
sortie avec les montages Ă deux interrupteurs par phase
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âą Onduleur en demi-pont : modulation sinus-triangle
a- Principe de la modulation
La figure 4.4 schĂ©matise lâonduleur en demi-pont qui permet dâobtenir Ă sa sortie
uâ = +U/2, soit uâ = -U/2.
On dĂ©termine les instants de commande des interrupteurs complĂ©mentaires K1 et Kâ1 par
les intersections.
Figure 4.4
âą E lâonde de rĂ©fĂ©rence uâw qui reprĂ©sente, rapporte Ă U/2, la tension de sortie de
fréquence f désirée.
âą Et de lâonde de modulation M, de frĂ©quence fâ nettement supĂ©rieure Ă f, de forme
dâonde triangulaire, variant entre -1 et 1.
Les intersections de uâw avec M croissant commandent la fermeture de Kâ1et
Le dĂ©but des intervalles Ă uâ Ă©gale Ă âU/2 ; les intersections de uâw avec M dĂ©croissant
commandent la fermeture de K1 et le dĂ©but des intervalles ou uâ Ă©gale +U/2.
La valeur moyenne de uâ pendant chaque demi-pĂ©riode Tâ/2 de modulation est Ă©gale Ă la
tension dĂ©sirĂ©e Ă lâinstant dâĂ©chantillonnage ( intersection de M et uâw).
b- TracĂ© des formes dâondes
Si la référence est sinusoïdale, deux paramÚtres suffisent pour caractériser la commande :
- Lâindice de modulation m, Ă©gal au rapport fâ/f des frĂ©quences de modulation et de
référence.
- Le coefficient de rĂ©glage en tension r, Ă©gal au rapport de lâamplitude de la rĂ©fĂ©rence Ă
la valeur de crĂȘte de lâonde de modulation
La figure 4.5 montre la détermination des instants de commutation dans le cas ou m égale 7
et r Ă©gale 2/3. On dĂ©duit de cette dĂ©termination les formes dâondes de la tension de sortie uâ
du courant dâentrĂ©e i, de la tension vK1 aux bornes de lâinterrupteur K1 et du courant iK1.
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Dans cet exemple, la modulation est synchrone car fâ/f est un nombre entier.
La MLI ne diminue pas le taux dâharmonique ; mais en augmentant la frĂ©quence des
premiers harmoniques importants, elle facilite le filtrage.
âą Onduleur en pont :
Lâonduleur en pont complet, reprĂ©sentĂ© Ă la figure 4.6, permet Ă partir de la tension U
dâentrĂ©e, dâobtenir en sortie uâ Ă©gale Ă +U ; Ă âU ou 0. La possibilitĂ© dâobtenir des
intervalles nuls facilite lâapproximation dâune tension de sortie sinusoĂŻdale.
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Figure 4.6
On forme lâalternance positive de uâ avec des crĂ©neaux dâamplitude +U sĂ©parĂ©s par des
intervalles Ă uâ nul, lâalternance nĂ©gative avec des crĂ©neaux de mĂȘme amplitude mais nĂ©gatifs
sĂ©parĂ©s par des intervalles Ă uâ nul.
La figure 4.7 montre, pour m =12 et r = 2/3, la détermination des instants de commutation
et le tracĂ© des formes dâondes de la tension de sortie uâ et du courant dâentrĂ©e i.
Figure 4.7
4.1.3 Onduleur de tension triphasé a MLI
-Commande par demi-point
Lâonduleur de tension en pont triphasĂ© est formĂ© de trois demi â ponts monophasĂ©.
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Figure 4.8
On utilise une onde de modulation M unique. Ses intersections avec les trois ondes de
rĂ©fĂ©rence vâAw, vâBw, vâCw donnent les instants de fermeture et dâouverture des
interrupteurs complĂ©mentaires K1 et Kâ1, K2 et Kâ2, K3 et Kâ3. Pour que les trois tensions
de sortie vâA, vâB, vâC aient des fondamentaux de mĂȘme amplitude et dĂ©phasĂ©s de 2Ï/3
deux Ă deux , on prend trois rĂ©fĂ©rences de mĂȘme amplitude dĂ©phasĂ©es de 2Ï/3. On
adopte un indice de modulation m multiple de 3.
Le tableau suivant donne, pour chaque configuration, les tensions de sortie en fonction
de la tension dâentrĂ©e, et le courant dâentrĂ©e en fonction des courants de sortie.
Tableau 4.1
- Référence sinusoidale :
La figure 4.9 donne un exemple simple (m = 6) de formes dâondes obtenues avec des
références sinusoïdales.
La dĂ©termination des instants de commutation des trois sĂ©ries dâinterrupteurs,
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La forme dâonde de la tension vA â v0 donnĂ© par le premier pont,
Les formes dâondes des tensions de sortie vâA, vâB, vâC
La dĂ©termination, Ă partir des courants iâA, iâB, iâC de la forme dâonde du courant
dâentrĂ©e i.
Figure 4.9
4.1.4 Onduleur de courant triphasé à MLI
La figure 4.10 donne le schéma de cet onduleur
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Figure 4.10
- Commande des interrupteurs :
Soit I le courant continu dâentrĂ©e, les trois ondes de rĂ©fĂ©rence :
)3
4sin(.'
)3
2sin(.'
sin.'
â=
â=
=
tri
tri
tri
Cw
Bw
Aw
Les courants de sortie iâA, iâB, iâC de frĂ©quence f , la modulation est caractĂ©risĂ©e par :
r, coefficient de réglage en courant,
m, indice de modulation, rapport de la frĂ©quence de modulation fâ Ă f.
On utilise deux onde de modulation M1 et M2de frĂ©quence fâ, variant de 0 Ă 1,
décalés entre elles de la moitié de leur période.
m est un nombre entier multiple de 3, on prend m = 9.
On divise la période T des grandeurs de sortie en six parties égales. Pendant
chacune dâelles, deux interrupteurs du mĂȘme groupe ont leurs instants de
fermeture et dâouverture dĂ©terminĂ©s par les intersections des rĂ©fĂ©rences et des
ondes de modulation, le troisiĂšme sert dâinterrupteur complĂ©mentaire. Un
interrupteur de lâautre groupe sert dâinterrupteur dâaiguillage. Fig. 4.11
Electronique de puissance avancée
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Figure 4.11
- Premier sixiÚme de période (0 < t < T/6)
Lâinterrupteur K1 est commandĂ© par les intersections de iâAw et de M1 ; les intersections
avec M1 descendant commandent la fermeture de K1, avec M1 montant lâouverture de
cet interrupteur.
Les intersections de iâCw avec M2 descendant commandent la fermeture de K3 , avec M2
montant son ouverture.
Lâinterrupteur K2 est fermĂ© quand K1 et K3 sont ouverts.
Lâinterrupteur Kâ2 est fermĂ© en permanence pendant ce sixiĂšme de pĂ©riode.
Quand K1 est fermĂ©, iâA = I, iâB = -I, iâC = 0, u = vâA â vâB.
Quand K3 est fermĂ©, iâA = 0, iâB = -I, iâC = I, u = vâC â vâB
Quand K2 est fermĂ©, iâA = 0, iâB = 0, iâC = 0, u = 0.
- DeuxiÚme sixiÚmeÚ de période ( T/6 < t< T/3)
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Les intersections de âiâBw avec M1 commandent Kâ2
Les intersections de âiâCw avec M2 commandent Kâ3
Lâinterrupteur Kâ1 est fermĂ© quand Kâ2 et Kâ3 sont ouverts.
Lâinterrupteur K1 est fermĂ© en permanence.
Quand Kâ2 est fermĂ©, iâA = I, iâB = -I, iâC = 0, u = vâA â vâB.
Quand Kâ3 est fermĂ©, iâA = I, iâB = 0, iâC = -I, u = vâA â vâC.
Quand Kâ1 est fermĂ©, iâA = 0, iâB = 0, iâC = 0, u = 0.
- Sixieme de période suivants :
Pour le troisiĂšme sixiĂšme de pĂ©riode, on commande K2 par comparaison de iâBw et de
M1 ; on commande K1 par comparaison de âiâAw et de M2 ; K3 joue le rĂŽle dâinterrupteur
complĂ©mentaire ; Kâ3 est fermĂ© en permanence.
Pour le quatriĂšme, on commande Kâ3 par comparaison de âiâCw avec M1 ; on
commande Kâ1 par comparaison de âiâAw avec M2 ; Kâ2 est fermĂ© quand Kâ3 et Kâ1 sont
ouverts, K2 est fermé en permanence.
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4-2 REDRESSEUR A ABSORPTION SINUSOIDALE [2]
4-2-1 Introduction :
Afin de rĂ©duire les harmoniques dâune charge polluante diverses solutions ont dĂ©jĂ Ă©tĂ©
proposées :
⹠Réduire les courants harmoniques des charges déformantes (inductance de lissage)
âą Abaisser lâimpĂ©dance harmonique de la source
⹠Agir sur la structure de l'installation (séparer les pollueurs des systÚmes sensibles)
âą Confiner les harmoniques (Transfo Y-Z)
⹠Utilisation d'inductances anti-harmoniques (pour protéger les condensateurs de
relĂšvement de facteur de puissance par une mise en sĂ©rie dâune inductance accordĂ©
sur une fréquence pauvre en harmoniques)
âą Filtres passifs d'harmoniques (court circuite les harmoniques par un filtre LC)
âą Les filtres actifs qui gĂ©nĂšrent un courant sâopposant aux harmoniques rendant ainsi
leur somme nulle
Le prélÚvement sinusoïdal est une technique qui permet aux convertisseurs statiques
d'absorber un courant trĂšs proche d'une sinusoĂŻde, avec, en plus, un cosinusÏ proche
de l'unitĂ©, câest une technique trĂšs intĂ©ressante qui devrait ĂȘtre de plus en plus utilisĂ©e.
On parle alors de convertisseurs « propres ».
4-2-2 Principe
Il consiste Ă forcer le courant absorbĂ© Ă ĂȘtre sinusoĂŻdal. Les convertisseurs propres
utilisent de façon générale la technique de commutation dite MLI (Modulation de
Largeur d'Impulsion), souvent nommée PWM (Pulse Width Modulation).
Le redresseur fournit une puissance alternative alors que la charge consomme une
puissance continue.Lâinductance et le condensateur stockent lâĂ©nergie nĂ©cessaire Ă
cette adéquation et permettent de respecter les rÚgles d'interconnexion des sources. Le
convertisseur se comporte donc vis-à -vis du réseau comme une force contre-
électromotrice, un « générateur de tension sinusoïdale » et le courant sinusoïdal est
obtenu en intercalant une inductance entre le réseau et la source de tension.
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61
Fig 4.12 Redresseur en pont
La modulation de la tension est obtenue par l'intermédiaire d'un asservissement visant
Ă maintenir le courant au plus prĂšs de la sinusoĂŻde de tension souhaitĂ©e. MĂȘme si
d'autres charges non linéaires élÚvent le taux de distorsion de la tension du réseau, la
régulation peut agir de façon à prélever un courant sinusoïdal.
Les faibles courants harmoniques résiduels ont une fréquence qui est celle de la
modulation, et de ses multiples. La fréquence est liée aux possibilités des semi-
conducteurs utilisĂ©s En raison de sa simplicitĂ© de mise en Ćuvre, le schĂ©ma de la
figure ci-dessous est celui le plus souvent retenu.
4-2-3 Redresseur MLI en absorption sinusoĂŻdale de courant
LâĂ©tude dâune structure en pont complet commandĂ©e en MLI montre quâil est
possible de fonctionner dans les quatre quadrants du plan (U, I). Cette structure permet tous
les types de transfert dâĂ©nergie possibles.
LâintĂ©rĂȘt du dĂ©coupage est de rĂ©duire la taille des Ă©lĂ©ments de filtrage, nous pouvons corriger
de façon active le facteur de puissance.
Electronique de puissance avancée
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_____________________________________________________________________F. NACERI
62
Fig. 4.13 Redresseur MLI monophasé
A- FONCTIONNEMENT ET DIMENSIONNEMENT
A-1 Lâabsorption sinusoĂŻdale de courant
Il est possible par lâutilisation dâune loi de commande appropriĂ©e dâobtenir un courant irĂ©s ,
prélevé au réseau sinusoïdal. Nous nous placerons dans les hypothÚses suivantes :
- La tension de sortie est supposée constante et déjà régulée à V0.
- La période de découpage est trÚs petite devant la période du réseau (Td<<1/f)
Sur une pĂ©riode de dĂ©coupage, la tension moyenne Vmoy Ă lâentrĂ©e du pont complet, sâĂ©crit :
Vmoy = [2α â 1]. V0 = ÎČ.V0
Ou α est le rapport cyclique de hachage des interrupteurs K. Si ÎČ nâest pas constant mais varie
lentement par rapport à la période de découpage de telle sorte que :
Î(t) = sin (ÏBF.t) avec ÏBF << 2.Ï.fd alors : Vmoy=V0.sin(ÏBF.t)
Autrement dit, la tension moyenne reproduit ÎČ(t) sous la tension V0. On note :
Ve BF=ÎČt).V0 = [2.α â 1].V0
LâĂ©quation en tension de la maille dâentrĂ©e, au sens de la BF et pour un courant sinusoĂŻdal
dâentrĂ©e dâexpression :
ie BF = Iemoy . si (ÏBF.t)
BFe
BF
er tv
dt
tdiltV )(
)(.)( +=
Soit :
0].1)(.2[).cos(...).sin(. VttIltV BFemoyBFBFrmoy â+=
Electronique de puissance avancée
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63
Donc, le rapport cyclique α(t) qui permet dâobtenir un courant sinusoĂŻdal, a pour expression :
).cos(..2
..).sin(.
.22
1)(
00
tV
Ilt
V
Vt BF
emoyBF
BF
rmoy
â+=
Que lâon peut aussi Ă©crire sous la forme :
).sin(.
2
1)( â+= tt BF
Avec ).l.
artan( .4
)..( BF
2
0
22
rmoy
emoyemoyBFrmoy
V
I
V
IlV =
+=
Comme lâinductance est dimensionnĂ©e pour un filtrage HF, la chute de tesnion quâelle produit
est suffisamment faible, pour que l.ÏBF.Iemoy<<Vr, alors :
).sin(..22
1)(
0
tV
Vt BF
rmoy +=
A-2 Dimensionnement des éléments de filtrage
âą Dimensionnement du filtrage dâentrĂ©e
LâimpĂ©dance interne du rĂ©seau nâest jamais nulle. La ligne de transport est de nature
inductive. Or, le convertisseur se comporte comme un générateur de tensions harmoniques
qui crĂ©ent des courants harmoniques via lâimpĂ©dance du rĂ©seau que lâon considĂ©rera, dans le
spectre des hautes fréquences, comme une inductance pure. Toute propagation de ces
courants harmoniques, produit sur le réseau des chutes de tensions et augmente les pertes en
ligne.
lr l VeBF âVeHF
50Hz 20KHz
Vr0 cf
50 Hz
RĂ©seau de filtrage redresseur + charge
Distribution HF
Fig. 4.14 ModĂšle Ă©lectrique de lâensemble rĂ©seau/convertisseur
Il est donc nĂ©cessaire dâattĂ©nuer lâamplitude de ces courants par lâutilisation dâun
filtre placé au plus prés du convertisseur.
Electronique de puissance avancée
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64
lr l VeBF
50Hz
Vr0 cf
50 Hz
RĂ©seau de redresseur + charge
Distribution
Fig. 4.15. a. Circulation de la composante basse fréquence
lr l VeBF âVeHF
50Hz 20KHz
Vr0 cf
50 Hz
RĂ©seau de redresseur + charge
Distribution
Fig. 4.15. b. Circulation des composantes hautes fréquences
Le filtre constitué des éléments l et cf, doit donc réduire les ondulations hautes
fréquences sans trop affecter la composante basse fréquence à 50 Hz. La fréquence de
découpage fd étant trÚs supérieure à la fréquence réseau.
Pour un rapport cyclique de œ que les ondulations sont maximales, on obtient alors, si
le condensateur est bien capacitif à la fréquence fd :
dfd fc
i
fl
Vi
..8V
..2cf
0max
==
Application numérique :
V0 = 100V Fd = 20KHz
âimax =0.5A âVmax = 1V
L = 5mH Cr = 3”F
La fréquence de coupure de ce filtre est :
Hzcl
ff
c 1300...2
1==
Electronique de puissance avancée
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65
⹠Dimensionnement de la capacité de sortie C0
La connaissance de la composante basse fréquence du courant de sortie du redresseur,
notée IBF est déduite de la relation suivante :
iBF = [2.α â 1].ieBF
On a : iBF = 2. âα.IeM .sin(ÏBF.t).sin(ÏBF.t-Đ€)
IBF =âα.IeM[cosĐ€ â cos (2ÏBF.t-Đ€)
En régime établi, la valeur moyenne de ic est nulle, donc :
iBF = 2. âα.IeM .sin(2ÏBF.t âĐ€ â Ï/2)
Donc lâondulation crĂȘte âcrĂȘte sâexprime :
BF
rMeM
BF
eMC
CV
VI
C
Ii
...2
.
.
.
00
0 =
=
I0
âIHF IBF
I0 C0 RL
Fig. 4.16 Circulation des composantes harmoniques du courant
Application numérique :
Si lâon considere, que les pertes du convertisseur sont nĂ©gligeables, alors, au point de
fonctionnement nominal, lâĂ©galitĂ© entre les puissances cotĂ© alternatif et cotĂ© continu permet
dâĂ©crire :
(VrM.IeM)/2 = V0. I0
Donc : IeM = 11.1A, Đ€ = 10.9°, âα = 0.458
Pour âαmax = 0.458 et IeM , on obtient âVC0 de 10V
Avec C0 =2000”F
Electronique de puissance avancée
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66
B- REGULATIONS
B-1 Modélisation de la boucle de courant et asservissement
Lo modÚle utilisé est un modÚle aux valeurs moyennes, autrement dit on assimile les
grandeurs variables Ă leur valeur moyenne.
On a : BFerBF
e tVtVdt
tdil )()(
)(. â=
Utilisant la transformée de Laplace on aura :
pl
pV
pl
pVpi er
e.
)(
.
)()( â=
Pour un convertisseur à découpage, une approximation satisfaisante consiste à le modéliser
par un gain statique pur G0 = 2V0/VcdeMax . Pour une commande 0 â 10V, G0 = 20.
Notons, que le terme G0 est une fonction de V0 qui est une tension onduler Ă 2ÏBF. Nous
pourrions donc ajouter une entrée de perturbation au modÚle.
Alors Ve(p) = G0. Vcde(p)
Vr(p)
+
Vcde(p) ie(p)
-
Fig.4.17 Schéma bloc du systÚme en boucle ouverte
Un simple correcteur proportionnel peut etre utilisé car la chaine directe possede déjà une
intégration. Soit (-Kp) le gain du correcteur et Kimes le gain du capteur de courant.
A Vr(p) = 0, la transmittance en boucle fermĂ©e sâexprime :
pKKG
lKpH
pimes
fimes
i
...
1
1.
1)(
0
+
=
Si on limite la bande passante, Ïc Ă 95000rd/s (fc = 15 KHz < fd), alors : Kp = 25
Avec Kimes = 1 et si pimes
cKKG ..
1
0
= alors lâexpression du courant ie avec la prise de Vr
en boucle fermée est :
)(..1
1.
..
1)(.
.1
1.
1)(
.0
* pVpKKG
pipK
pi r
cimesp
e
cimes
e +
++
=
G0 1/l.p
Electronique de puissance avancée
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67
Avec une telle correction, on remarque que la tension Vr se comporte comme une
perturbation vis-Ă -vis de la boucle de courant puisquâelle ajoute une composante basse
fréquence. La solution consisterait à compenser cet effet. Une compensation de
Vcomp(p)=Vr/V0 permet dâannuler, en thĂ©orie, ce courant de perturbation.
Schéma de régulation :
Vcomp(p)
SinÏt + + ie(p)
ie* +
I*eM - + -
Fig. 4.18 Schéma bloc du convertisseur avec correcteur
La consigne I*e est construite via un multiplieur, Ă partir de lâimage de la tension rĂ©seau.
GĂ©nĂ©ralement il nĂ©cessaire dâasservir la tension du bus continu câest ce que va permettre une
seconde boucle de régulation externe à la boucle de courant.
B.2 Boucle de tension
Pour la modélisation de cette boucle, nous considérons la boucle interne de courant parfaite,
c'est-à -dire unitaire. Nous avons donc à modéliser la transmittance suivante :
)(
)(
)(
)(*
00
pI
pV
pI
pV
rMeM
=
Cette modĂ©lisation, peu classique, sâappuie sur le calcul de la puissance instantanĂ©e cĂŽtĂ©
rĂ©seau. Celle-ci sâĂ©crit :
2
.).sin().()..sin(.)( rMrM
BFrMBFrM
IVttitVtp ==
Si le rendement du pont redresseur Ă©gal Ă 1, alors lâĂ©galitĂ© des puissances instantanĂ©es permet
dâĂ©crire :
L
rMrM
R
tv
dt
tdvCtititv
IV )()(.)(part autred' )().(
2
. 000000 +==
En décomposant les variables courant et tension en une composante continue plus une
composante variable telle que :
-Kp G0 1/l.p
Kimes
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68
+=
+=
0
__
00
0
__
00
)(
)(
iIti
vVtv
LâĂ©quation sâĂ©crit :
dt
vdC
R
v
R
ViIti
LL
00
__
00
__
00 .)(
++=+=
00
__
00
__0
0
__2__
000 ....
)()().(
+++= vR
V
dt
vdCV
R
vV
R
Vtitv
LLL
AprĂšs transformation de Laplace, on obtient :
)(...
2)().( 00
__
00 pVVpCR
titvTLL
+=
Et enfin la fonction de transfert :
pCR
R
V
V
pI
pV
L
LrM
rM .2
.1
.
.4)(
)(
00
__*
0
+
=
V0* + I*
eM IeM(p)
-
Boucle interne de courant
Fig. 4.19 Boucle de régulation en tension
Un correcteur proportionnel-intĂ©gral peut sâĂ©crire sous la forme :
+=
p
pKpC
i
ipvv
1.)(
On calcule les éléments du correcteur pour le cas le plus défavorable, c'est-à -dire au point de
fonctionnement nominal (charge résistive de valeur( RL = RLmin).
Application numériuqe : Inom = 5A, RLmin = 20Ω
Alors : Ï=(RLmin.C0)/2 = 20ms
Cv(p) Hi(p)â 1
pCR
R
V
V
L
LrM
.2
.1
.
.4 00
__
+
Kvmes
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La fonction de transfert en boucle fermée est :
20
*
0
...
..
..
11.1
.1.
1
)(
)(
pKGK
pKGK
p
KpV
pV
pvvmes
i
pvvmes
i
i
vmes
+
++
+=
Avec __
0.4
.
V
VRG RML=
En prenant une valeur de 30rd/s (f = 5Hz) et un coefficient dâamortissement z=1, on
obtient :
2i.
1.2et
.
1.2
n
n
vmes
npv
z
KG
zK
â=
â=
Pour Kpv = 9 et Kvmes =1/200 Ïi=11ms
Lorsque on souhaite une dynamique élevée en tension, on adopte la structure suivante.
Electronique de puissance avancée
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70
4-3 Gradateur MLI
4-3-1 Principe du gradateur MLI
Le principe de fonctionnement du Gradateur MLI est similaire au fonctionnement du
hacheur continu classique mais les sources dâentrĂ©e et de sortie ne sont plus continues mais
sinusoĂŻdales (figure 4.20).
i1 i2
V1
α
Fig. 4.20 schéma du gradateur MLI
Les relations entre les grandeurs d'entrée et de sortie sont valables pour les valeurs
efficaces du fondamental en considérant que la fréquence de commutation fdec est élevée par
rapport à la fréquence réseau fnet. Ainsi la valeur efficace du fondamental de la tension de
sortie V2 dĂ©pend de la valeur efficace du fondamental de la tension d'entrĂ©e V1 et peut ĂȘtre
ajustée en agissant sur le rapport cyclique a.
La topologie considérée est basée sur une association différentielle des cellules de
commutation conformément à la figure 4.21.
Figure 4.21
AC
AC
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71
Les formes d'ondes idéales sont présentées à la figure 4.21 avec le courant sortie en avance
de p / 2 par rapport à la tension. Le fonctionnement du gradateur MLI est décrit de la façon
suivante :
· quand la tension d'entrée v1(t) est positive, la cellule de commutation 1
(Com_cell_1) commute alors que T2 et T2C sont fermés simultanément,
· quand la tension d'entrée v1(t) est négative, la cellule de commutation 2
(Com_cell_2) commute alors que T1 et T1C sont fermés simultanément.
Les séquences de conduction de chaque semi-conducteur sont détaillées à la figure 4.21.
Nous constatons que chaque transistor et chaque diode conduisent pendant une demi période
réseau.
DâaprĂšs les formes dâondes de la figure 4.21, la valeur efficace du fondamental de la tension
V2 sâexprime par la relation :
V2 =α .V1
De mĂȘme la valeur efficace du fondamental du courant i1 sâexprime par la relation :
I1 =α .I2
En considĂ©rant que v1 est la tension imposĂ©e Ă lâentrĂ©e du dispositif, le montage est dit
"abaisseur de tension" vis-Ă -vis de la sortie.
La structure peut ĂȘtre reprĂ©sentĂ©e en positionnant la source de courant en entrĂ©e et la
source de tension en sortie conformément à la figure 4.22.
V1
i1
Com_cell_1 Com_cell_2
T1 D1 T2 D2
i2
T1c D1c T2c D2c
V2
Fig.4.22 Gradateur MLI monophasé en montage élévateur de tension
Les relations données précédemment restent valables. Le montage est dit "élévateur de
tension" puisque la tension de sortie V1 est supĂ©rieure Ă la tension dâentrĂ©e V2.
V1 =V2/α
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72
4-3-2 Gradateur abaisseur de tension
âą Utilisation du gradateur MLI en abaisseur de tension
ConformĂ©ment Ă la figure 4.23, lâentrĂ©e du gradateur est connectĂ©e Ă une source de tension
idéale et alimente en sortie une impédance Zout.
V1n
i1n
Com_cell_1 Com_cell_2
T1 D1 T2 D2
Iout Vout
Zout
T1c D1c T2c D2c
Fig.4.23 Structure du gradateur MLI abaisseur de tension
A la fréquence du réseau fnet, la valeur efficace du fondamental de la tension de sortie Vout
dĂ©pend de la valeur efficace de la tension d'entrĂ©e Vin et peut ĂȘtre ajustĂ©e en agissant sur le
rapport cyclique α :
Vout = α.Vin
En notant Zout, le module de lâimpĂ©dance de sortie Ă la frĂ©quence fondamentale :
Zout = Vout/Iout
La relation entre les valeurs efficaces de courant est donnée par :
Iin = α.Iout
Avec :
Iout = α.Vin/Zout
le module de l'impédance équivalente d'entrée du gradateur MLI est donné par :
Zin =Vin/Iin = Vout/α2.Iout = Zout/α2
Si Zout est une impédance capacitive à la fréquence réseau, le gradateur MLI se comporte
comme un condensateur variable contrÎlé grùce au rapport cyclique a. Alors, la puissance
réactive fournie au réseau est exprimée par :
Qin = Vin.Iin = V2in.α
2/Zout
Electronique de puissance avancée
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73
A partir des relations précédentes, le modÚle moyen du gradateur abaisseur de tension à la
frĂ©quence fondamentale suivant peut ĂȘtre considĂ©rĂ©.
iin iout
Vin α.Vin Zout Vout
α.iout
α
Figure 4.24 ModÚle moyen du gradateur abaisseur à la fréquence fondamentale
4-3-3- Gradateur élévateur de tension
⹠Principe du gradateur élévateur de tension
LâentrĂ©e du gradateur est connectĂ©e Ă une source de courant idĂ©ale et alimente en sortie une
impédance Zout conformément à la figure 4.25.
Vout
Iout
Com_cell_1 Zout Com_cell_2
T1 D1 T2 D2
Iout
T1c D1c T2c D2c
iin
Vin
Fig.4.25 Structure du gradateur MLI élévateur de tension
Electronique de puissance avancée
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74
La valeur efficace du fondamental de la tension de sortie Vout dépend de la valeur efficace du
fondamental de la tension d'entrĂ©e Vin et peut ĂȘtre ajustĂ©e en agissant sur le rapport cyclique α
Vout = Vin/α
En négligeant les pertes, la relation entre les valeurs efficaces de courant est donnée par :
Iin = Iout/α
Si le module de l'impédance de sortie est :
Zout =Vout/Iout
le module de l'impédance équivalente d'entrée du gradateur MLI est donné par :
Zin = Vin/Iin = α2.Vout/Iout = α2.Zout
Afin dâassurer la fonction de compensateur de puissance rĂ©active, lâimpĂ©dance Zout est un
condensateur. Le gradateur MLI se comporte toujours comme une capacité variable
contrÎlée grùce au rapport cyclique α. Alors, la puissance réactive fournie au réseau est
exprimée par :
Qin = Vin.Iin = V2in = V2
in/α2.Zout
A partir des relations précédentes, le modÚle moyen du gradateur abaisseur de tension à la
frĂ©quence fondamentale suivant peut ĂȘtre considĂ©rĂ©.
iin iout
α. Iin
Vin Zout Vout
α.Vout
α
Figure 4.26 ModÚle moyen du gradateur élévateur à la fréquence fondamentale
Electronique de puissance avancée
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75
4-4 Alimentation à découpage [1]
On désigne par alimentation à découpage (Switch mode power supplies) les convertisseurs
continu-continu fournissant les tensions continues nécessaires aux divers appareils ou sous
ensemble dâun Ă©quipement industriel.
4-4-1 Montages sans transformateur
a- Alimentation avec hacheur série
Ce montage (buck converter) utilise un hacheur sĂ©rie qui doit ĂȘtre alimentĂ© par une
source de tension et débiter sur un récepteur de courant. Il faut donc ajouter une inductance L
entre le hacheur proprement dit et lâensemble RC.
uâ
U
i iâ L iR
T ic 0 2Ïα 2Ï Ït
U D uâ C uc R iâ
0 2Ï Ït
iC
0
Figure 4.27
- Si Ï est la pulsation correspondant Ă la frĂ©quence de hachage et α le taux de hachage,
en conduction continue :
âą Pour 0 < Ït < 2Ïα, T conduit :
i = iâ, uâ = U, uc = U â L.(diâ/dt)
âą Pour 2Ïα < Ït < 2Ï, D conduit:
I =0, uâ = 0, uc = -L(diâ/dt)
Puisque la tensuion aux bornes de lâinductance est nulle, la tension de sortie uc a la
meme valeur moyenne que uâ Ucmoy = Uâmoy = αU
b- Alimentation avec hacheur parallĂšle
Cette alimentation (boost converter) utilise un hacheur parallĂšle qui doit ĂȘtre alimentĂ©
par une source de courant et débiter sur un récepteur de tension.
Entre lâentrĂ©e du hacheur et la source de tension US il faut ajouter une inductance L.
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uâ
U
i L iâ iR
ic 0 2Ïα 2Ï Ït
US u uâ C uc R i
0 2Ï Ït
iâ
0
0 2Ïα 2Ï Ït
Figure 4.28
c- Alimentation avec hacheur Ă stockage inductif
Lâalimentation avec hacheur Ă stockage inductif (buck-boost converter) permet de rendre
la tension de sortie infĂ©rieure ou supĂ©rieure Ă la tension dâentrĂ©e.
i D iâ iR
T
C R
U L uâ uC
IL iC
Figure 4.29
On peut Ă©crire : Uâmoy = Umoy.(α/1 â α)
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77
d- Alimentation avec hacheur Ă stockage capacitif
L1 i uc Iâ L2 iR
uâ C uc R
Us u
Fig. 4.30
On a: Ucmoy/Usmoy = α/ 1- α
4-4-2 Montages asymétriques avec transformateur
a- Alimentation à stockage inductif isolée: montage flyback
Dans le montage flyback on remplace lâinductance du convertisseur Ă stockage inductif par un
transformateur.
i D iâ
vT T vD
C R
U L uâ uC
n1 n2 iC
Figure 4.31
- Pour 0 < Ït < 2Ïα, T conduit, le courant magnĂ©tisant i” croit :
i = i” , L”.di”/dt = U
Iâ = 0, vD = - uc â U.(n2/n1)
- Pour 2Ïα < Ït < 2Ï, D conduit, i” dĂ©croit:
i = 0, i” = (n2/n1).iâ, , L”.di”/dt = - uc. (n1/n2)
vT = U + uc. (n1/n2)
Si on negligee lâondulation de uc de part et dâautre de sa valeur moyenne Ucmoy, la continuitĂ©
de i” pour Ït = 0 et Ït - 2Ï donne : Ucmoy = (n2/n1). (α/1 â α).U
Electronique de puissance avancée
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78
BIBLIOGRAPHIE
[1] G. SĂ©guier, Electronique de puissance, les fonctions de base et leurs principales
applicationsâ, 7eme Ă©dition DUNOD1999.
[2] Nicolas BERNARD, Bernard MULTON, Hamid BEN AHMED, âLe redresser MLI en
absorption sinusoĂŻdale de courantâ manuscrit oubliĂ© dans la revue 3EI 2003.
[3] Daniel DEPERNET, âOptimisation de la commande dâun onduleur MLI Ă trois niveaux de
tesnion pour machine asynchroneâ, ThĂšse de Doctorat en gĂ©nie informatique soutenue le
18/12/1995 Ă lâuniversitĂ© de Reims champagne Ardennes.
Electronique de puissance avancée
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79
CHAPITRE 5
ONDULEURS MULTI-NIVEAUX
5-1 Introduction
Un convertisseur statique est dit âmulti-niveauxâ lorsquâil gĂ©nĂšre une tension
dĂ©coupĂ©e de sortie composĂ©e dâau moins trois niveaux. Ce type de convertisseur prĂ©sente
essentiellement deux avantages. Dâune part les structures multi-niveaux permettent de limiter
les contraintes en tension subies par les interrupteurs de puissance : chaque composant,
lorsquâil est Ă lâĂ©tat bloquĂ©, supporte une fraction dâautant plus faible de la pleine tension
continu que le nombre de niveaux est Ă©levĂ©. Dâautre part, la tension de sortie dĂ©livrĂ©e par les
convertisseurs multi-niveaux prĂ©sente dâimportantes qualitĂ©s spectrales. Le fait de multiplier
le nombre de niveaux intermĂ©diaires permet de rĂ©duire lâamplitude de chaque front montant
ou descendant de la tension de sortie. Lâamplitude des raies harmoniques est, par consĂ©quent,
dâautant moins Ă©levĂ©e.
5-2 Différentes topologies des onduleurs multi-niveaux
ONDULEURS MULTI-NIVEAUX
ONDULEURS A
DIODE DE BOUCLAGE
ONDULEURS A
CONDENSATEUR
FLOTTEUR
ONDULEURS EN
CASCADE
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80
Il existe deux catĂ©gories dâonduleurs multi-niveaux, la premiĂšre catĂ©gorie regroupe les
onduleurs principaux en trois groupes :
- Les onduleurs Ă diodes de bouclage (NPC : Neutral Point Clamped et MPC : Multiple
Point Clamped)
- Lâonduleur Ă condensateur flotteur (Flying capacitor : FC)
- Lâonduleur Ă pont en cascades H-bridge
La deuxiÚme catégorie des onduleurs multi niveaux comporte les assemblages hybrides des
onduleurs de la premiÚre catégorie :
- NPC en cascade (CDC)
- H-bridge en cascade (CMH)
- NPC et H-bridge en cascade (CDCH)
5-2-1 Les onduleurs multi niveaux avec diodes de bouclages
Lâonduleur Neural Point Clamped (NPC) est proposĂ© par BAKER, il permet dâavoir
un niveau impair de tension. Le premier onduleur NPC Ă Ă©tĂ© dĂ©veloppe pour une tension Ă
trois niveaux par la superposition de deux interrupteurs élémentaires alimentés chacun par
une source de tension continue distincte.
Lâonduleur NPC permet de disposer dâun nombre impair de niveaux dans le motif de
la tension en sortie. Cependant, lâonduleur Multiple Point Clamped (MPC) Ă Ă©tĂ© dĂ©veloppĂ©
pour un nombre pair de tension.
a- Onduleur 3 niveaux b- onduleur 5 niveaux
Fig. 5.1 Topologies des onduleurs multi niveaux NPC
Les principaux avantages de lâonduleur NPC Ă trois niveaux sur lâonduleur classique Ă deux
niveaux sont :
- Les semi conducteurs de puissance bloquent une tension inverse égale à la moitié de
la tension de lâĂ©tage continu
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81
- La topologie de base peut ĂȘtre facilement gĂ©nĂ©ralisĂ©e pour gĂ©nĂ©rer un convertisseur
avec un nombre de niveaux supérieur
- Toutes les phases partagent le mĂȘme bus continu
- La fréquence fondamentale assure un haut rendement
- La méthode de contrÎle est relativement simple
- La forme dâonde de trois niveaux rĂ©sulte dans une meilleure qualitĂ© spectrale par
rapport Ă celle dâun onduleur triphasĂ© classique, ce qui rend les filtres passifs peu
volumineux.
⹠Cependant le NPC exige des diodes de bouclage à vitesse de commutation élevée
qui doivent ĂȘtre capables de supporter le courant de la pleine charge, elles sont utilisĂ©es pour
rĂ©aliser la connexion avec le point de rĂ©fĂ©rence 0 afin dâavoir une tension de 220V.
L = 3(N-1)(N-2), L est le nombre des diodes. Pour n = 5, on a besoin de 36 diodes. Ces diodes
non seulement augmentent le cout de ce type du convertisseur mais créent un problÚme
dâencombrement.
âą Pour lâobtention dâune tension de N niveaux, N-1 capacitĂ©s. Les tensions aux
bornes des condensateurs sont toutes Ă©gales Ă E/(N-1). E est la tension totale du bus continu.
Pour un onduleur NPC Ă K niveaux, les nombres dâĂ©lĂ©ments constituant les topologies NPC :
s :pour la source DC, bc : pour les bancs de condensateurs, n : pour les transistors de
puissance et d : pour les diodes de bouclage, sont donnés, pour chaque phase par les relation
suivantes :
NPC
s 1
bc K â 1
n 2*(K â 1)
d 2*(K â 2)
5-2-2 Onduleur multi niveaux Ă condensateurs flottants
La structure de ce convertisseur proposée par T. Meynard et H. Fochen [1992] est
similaire Ă celle de lâonduleur Ă diode de bouclage sauf quâau lieu dâutiliser des diodes de
blocage, lâonduleur utilise des condensateurs Ă leur place. DâoĂč lâappellation âOnduleur Ă
condensateurs Flottantsâ en anglais âFlying Capacitor Multilevel Invertersâ. Cette structure est
propsĂ©e pour rĂ©soudre dâune part le probleme de balancement de tension, et dâautre part le
nombre excessif des diodes.
Cette structure présente certains avantages :
Electronique de puissance avancée
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82
- Les tensions sur les condensateurs sont automatiquement équilibrées. Les tensions de
condensateur peuvent ĂȘtre activement contrĂŽlĂ©es par une modification appropriĂ©e des
signaux de commande.
- La charge est par défaut partagé équitablement entre les commutateurs.
- La tension de blocage des interrupteurs partout la mĂȘme.
a- Onduleur 3 niveaux b- onduleur 5 niveaux
Fig 5.2 topologies dâonduleurs NPC Ă condensateur flottant
5-2-3 Onduleurs multi niveaux en cascade
Le convertisseur multi niveaux en cascade (propsé en 1975) consiste en la mise en
série de plusieurs ponts à deux niveaux monophasés ; ces ponts étant connectés à des sources
de tension continues séparés. Les sorties des onduleurs en pont sont connectés en série de
telle sorte que lâonde de la tension synthĂ©tisĂ©e soit la somme des tenions de sortie. Lâavantage
majeur de cette approche est que le nombre de paliers sur le motif de la tension de sortie peut
ĂȘtre Ă©galement augmentĂ© sans aucun ajout de nouveaux composants. Lâutilisation de cellules
de conversion de puissance en sĂ©rie permet dâaccroitre le nombre de niveaux de tension et de
puissance du convertisseur.
- Pour atteindre le mĂȘme nombre de niveaux de tension, ce type de convertisseur
nécessite moins de composants
- Contrairement Ă lâonduleur Ă diode de bouclage et Ă condensateur flottant, aucune
diode supplĂ©mentaire nâest nĂ©cessaire.
- Le nombre de niveaux possibles de tension de sortie est plus du double du nombre de
sources Ă courant continu (N = 2.s+1).
Electronique de puissance avancée
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83
a- Monophasé b- triphasé
Fig. 5.3 Onduleur H-bridge Ă 5 niveaux,
5-3 Modélisation et fonctionnement des onduleurs multi niveaux de type NPC
5-3-1 Onduleur Ă trois niveaux type NPC
LâidĂ©e de base de lâonduleur NPC est lâobtention dâune tension de sortie Ă trois
niveaux par la superposition de deux interrupteurs élémentaires alimenté chacun par ue source
de tension continue distincte.
La figure 5.4 reprĂ©sente la structure dâun onduleur triphasĂ© Ă trois niveaux.
Lâonduleur est composĂ© de trois bras monophasĂ©s. A partir de la source principale de tension
continue et Ă lâaide dâun diviseur de tension capacitif formĂ© par les condensateurs de filtrage
C1 et C2 de mĂȘme capacitĂ©, on obtient deux sources secondaires de tension continue dĂ©livrant
chacune une demi tension (E/2). Cette structure crée alors un point neutre entre les deux
condensateurs qui sont identiques de maniÚre à éviter le déséquilibrage de charge (C1 = C2
c.a.d Uc1 = Uc2.
Fig. 5.4 Onduleur triphasé à trois niveaux
En général un convertisseur NPC N-niveaux à trois phases, est composé de 2*(N-1)
interrupteurs connectés en série et (N -1 ) liaisons à courant continu. La tension aux bornes du
condensateurs est Ă©gale Ă (Udc/(N â 1).
Electronique de puissance avancée
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- Onduleur Ă trois niveaux
- Il faut déterminer les valeurs que peut prendre la tension simple Va0 entre la borne (a)
de la charge et le point neutre 0. Cette tension est entierement dĂ©finie par lâĂ©tat ( 0 ou
1) des quatre interrupteurs Ka1, Ka2, Ka3 et Ka4 du bras.
- Sur les 24 = 16 configurations possibles, seules trois configurations sont mises en
Ćuvre. Toutes les autres sĂ©quences ne sont pas fonctionnelles et sont donc Ă Ă©viter.
En effet, elles provoquent soient des courts-circuits des sources de tension continue,
soient elles provoquent la déconnexion de la charge.
- A la diffĂ©rence de lâonduleur Ă deux niveaux, chaque demi-bras de lâonduleur Ă trois
niveaux utilise non pas un interrupteur bidirectionnel mais deux, ce qui permet
dâeffectuer une commande dĂ©calĂ©e.
Lâonduleur Ă trois niveaux Ă©tant symĂ©trique, lâĂ©tude peut se limiter au fonctionnement
dâun seul bras. On distingue trois configurations possibles.
âą PremiĂšre configuration (1100)
Ka1, Ka2 sont passants et Ka3 et Ka4 sont bloqués, la valeur de tension simple Va0 est donnée par
lâĂ©quation suivante : Va0 = +E/2.
La tension inverse aux bornes des interrupteurs est : VKa3 = VKa4 = +E/2
Figure 5.5 1ere configuration du 1er bras
âą DeuxiĂšme configuration (0110)
Ka2, Ka3 sont passants et Ka1 et Ka4 sont bloqués, le point a est relié directement au point
neutre 0. La tension simple Va0 est nulle : Va0 = 0.
La tension inverse aux bornes des interrupteurs bloqués est : VKa1 = VKa4 = +E/2
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Figure 5.6 2eme configuration du 1er bras
âą TroisiĂšme configuration (0011)
Ka3, Ka4 sont passant et Ka1 et Ka2 sont bloqués, la valeur de tension simple Va0 est donnée par
lâĂ©quation suivante : Va0 = -E/2.
La tension inverse aux bornes des interrupteurs bloqué sont : VKa1 = VKa2 = +E/2
Figure 5.7 3eme configuration du bras
Etat des interrupteurs Tension de sortie
Va0 Ka1 Ka2 Ka3 Ka4
1 1 0 0 +E/2
0 1 1 0 0
0 0 1 1 -E/2
Tab. 5.1 Configurations dâun bras de lâonduleur NPC Ă trois niveaux
La figure 5.8 représente les signaux de commande de chaque interrupteur, ainsi que la forme
dâonde de la tension de sortie
Electronique de puissance avancée
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Va0
Figure 5.8 signaux de commande et forme dâonde de la tension de sortie
Dâun onduleur NPC Ă trois niveaux
5-3-2 Onduleur Ă cinq niveaux
Lâonduleur triphasĂ© Ă cinq niveaux est constituĂ© de trois bras et quatre sources de tension
continue. Chaque bras comporte huit interrupteurs, plus deux diodes. Chaque interrupteur est
composĂ© dâun transistor et une diode montĂ©e en tĂšte bĂȘche. La figure 5.9 donne une
reprĂ©sentation dâun bras de lâonduleur.
Figure 5.9 bras dâun onduleur NPC Ă cinq niveaux
Les Ă©tats possibles dâun seul bras dâinterrupteurs est 25 = 32 Ă©tats que lâon peut reprĂ©senter
par un quadruplet de 0 et 1. Seuls les cinq Ă©tats suivants sont possibles
E/2
0
-E/2
Ka1
Ka2
Ka3
Ka4
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âą PremiĂšre configuration (11110000) :
Ka1, Ka2, Ka3 et Ka4 sont passants et Ka5, Ka6, Ka7 et Ka8 sont bloqués, la valeur de la tension
simple Va0 est donnĂ©e par lâĂ©quation suivante : Va0 = +E/2
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa5 = VKa6 = VKa7 = VKa8 = +E/4
Fig. 5.10 1ere configuration du 1er bras
âą DeuxiĂšme configuration (01111000) :
Ka2, Ka3, Ka4 et Ka5 sont passants et Ka6, Ka7, Ka8 et Ka1 sont bloqués, la valeur de la tension
simple est donnée par : Va0 = +E/4
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa1 = VKa6 = VKa7 = VKa8 = +E/4
Fig. 5.11 2eme configuration du 1er bras
Electronique de puissance avancée
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88
âą TroisiĂšme configuration (00111100)
Ka3, Ka4, Ka5 et Ka6 sont passants et Ka7, Ka8, Ka1 et Ka2 sont bloqués, la valeur de la tension
simple Va0 est donnĂ©e par lâĂ©quation suivante : Va0 = 0.
La tension inverse appliquée aux ornes des interrupteurs est :
VKa1 = VKa2 = VKa7 = VKa8 = +E/4
Fig. 5.12 3eme configuration du 1er bras
âą QuatriĂšme configuration (00011110)
Ka4, Ka5, Ka6 et Ka7 sont passants et Ka8, Ka1, Ka2 et Ka3 sont bloqués, la valeur de la tension
simple Va0 est donnée par : Va0 = -E/4.
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs est :
VKa1 = VKa2 = VKa3 = VKa8 = +E/4
Fig. 5.13 4eme configuration du 1er bras
Electronique de puissance avancée
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âą CinquiĂšme configuration (00001111)
Ka5, Ka6, Ka7 et Ka8 sont pasants et Ka1, Ka2, Ka3 et Ka4 sont bloqués, la valeur de la tension
simple est donnĂ©e par lâĂ©quation : Va0 = -E/2.
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa1 = VKa2 = VKa3 = VKa4 = +E/4
Fig. 5.14 5eme configuration du 1er bras
Etat des interrupteurs Tension de
sortie Va0 Ka1 Ka2 Ka3 Ka4 Ka5 Ka6 Ka7 Ka8
1 1 1 1 0 0 0 0 E/2
0 1 1 1 1 0 0 0 E/4
0 0 1 1 1 1 0 0 0
0 0 0 1 1 1 1 0 -E/4
0 0 0 0 1 1 1 1 -E/2
Tab II. Table de commutation de lâonduleur NPC Ă 5 niveaux
Electronique de puissance avancée
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Va0
Figure 5.15 signaux de commande et forme dâonde de la tension de sortie
Dâun onduleur NPC Ă cinq niveaux
5-3-3 Onduleur Ă sept niveaux
La figure 5.16 reprĂ©sente la structure dâun bras dâonduleur de tension Ă sept niveaux de type
NPC. Elle est constituée de six sources secondaires de tension continue de valeur E/6 de
douze interrupteurs et de dix diodes de blocage.
E/2
0
-E/2
Ka1
Ka2
Ka3
Ka4
Ka5
Ka6
Ka7
Ka8
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Fig. 5.16 Bras dâun onduleur NPC Ă sept niveaux
âą PremiĂšre configuration (111111000000)
Ka1, Ka2, Ka3, Ka4, Ka5 et Ka6 sont passants et Ka7, Ka8, Ka9, Ka10, Ka11 et Ka12 sont bloqués, on la
valeur de la tension simple de sortie : Va0 = +E/2
La tension inverse aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa7 = VKa8 = VKa9 = VKa10 = VKa11 = VKa12 = +E/6
Fig. 5.17 1ere configuration du 1er bras
âą DeuxiĂšme configuration (011111100000)
Ka2, Ka3, Ka4, Ka5, Ka6 et Ka7 sont passants et Ka8, Ka9, Ka10 ,Ka11, Ka12 et Ka1 sont bloqués, on a
la tension de sortie : Va0 = +E/3
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa1 = VKa8 = VKa9 = VKa10 = VKa11 = VKa12 = E/6
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Fig. 5.18 2eme configuration du 1er bras
âą TroisiĂšme configuration (001111110000)
Ka3, Ka5, Ka4, Ka6, Ka7 et Ka8 sont passants et Ka9, Ka10 ,Ka11, Ka12, Ka2 et Ka1 sont bloqués, on a
la tension de sortie : Va0 = +E/6
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VaK1 = VaK2 = VaK9 = VaK10 = VaK11 = VaK12 = +E/6
Fig. 5.19 3eme configuration du 1er bras
âą QuatriĂšme configuration (000111111000)
Ka4, Ka5, Ka6, Ka7, Ka8 et Ka9 sont passants et Ka10, Ka11 ,Ka12, Ka1, Ka2 et Ka3 sont bloqués, on a
la tension de sortie : Va0 = 0
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa1 = VKa2 = VKa3 = VKa4 = VKa11 = VKa12 = +E/6
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Fig. 5.20 4eme configuration du 1er bras
âą CinquiĂšme configuration (000011111100)
Ka5, Ka6, Ka7, Ka8 , Ka9 et Ka10 sont passants et Ka11 ,Ka12, Ka1, Ka2, Ka3 et Ka4 sont bloqués, on
a la tension de sortie : Va0 = -E/6
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa1 = VKa2 = VKa3 = VKa4 = VKa11 = VKa12 = +E/6
Fig. 5.21 5eme configuration du 1er bras
âą SixiĂšme configuration (000001111110)
Ka6, Ka7, Ka8 , Ka9 , Ka10 et Ka11 sont passants et Ka12, Ka1, Ka2, Ka3 , Ka4 et Ka4 sont bloqués,
on a la tension de sortie : Va0 = -E/3
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa1 = VKa2 = VKa3 = VKa4 = VKa5 = VKa12 = +E/6
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Fig. 5.22 6eme configuration du 1er bras
âą Septieme configuration (000000111111)
Ka7, Ka8 , Ka9 , Ka10 , Ka11 et Ka12 sont passants et Ka1, Ka2, Ka3 , Ka4 , Ka5 et Ka6 sont
bloqués, on a la tension de sortie : Va0 = -E/2
La tension inverse appliquée aux bornes des interrupteurs bloqués est :
VKa1 = VKa2 = VKa3 = VKa4 = VKa5 = VKa6 = +E/6
Fig. 5.23 7eme configuration du 1er bras
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Etat des interrupteurs Tension
de sortie
Va0 Ka1 Ka2 Ka3 Ka4 Ka5 Ka6 Ka7 Ka8 Ka9 Ka10 Ka11 Ka12
1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 E/2
0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 E/3
0 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 E/6
0 0 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0
0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 0 0 -E/6
0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 0 -E/3
0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 -E/2
Tab II. Table de commutation de lâonduleur NPC Ă 7 niveaux
La figure 5.24 montre les formes des tensions simples Va0, Vb0 et Vc0 Ă la sortie de lâonduleur.
Fig. 5.24Tensions simples Ă la sortie dâun onduleur NPC Ă Sept niveaux
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5- 4 Les différentes stratégies de commande des onduleurs
5-4-1 Commande en pleine onde
Câest la stratĂ©gie de commande la plus simple, la tension de sortie est trĂšs riche en
harmonique de rang faible. Le filtrage est difficile dans ce mode de commande. La durée de
conduction est égale à une demi-période.
U
+E
T/2 T t
-E
Fig. 5.25 Commande en pleine onde
5-4-2 Modulation sinusoĂŻdale
La modulation sinusoĂŻdale consiste Ă utiliser les intersections dâune onde de rĂ©fĂ©rence ou
modulante, généralement sinusoïdale avec une onde de modulation ou porteuse généralement
triangulaire. Cette technique exige une commande séparée pour chacune des phases de
lâonduleur.
Fig/ 5.26 PWM SinusoĂŻdale, contrĂŽle de courant
Les caractéristiques de la modulation sinusoïdale sont :
Lâindice de modulation m est Ă©gal au rapport de la frĂ©quence fc de la porteuse Ă la
fréquence fm de la référence m = fc/fm
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Le coefficient de rĂ©glage r est Ă©gal au rapport de lâamplitude Am de la rĂ©fĂ©rence Ă
lâamplitude crĂȘte Ac de la porteuse r = Am/Ac
Le facteur dâĂ©valuation des performances de la MLI, le facteur de distorsion totale
des harmoniques de la tension de sortie THD, définit par le rapport de la somme
quadratique des harmoniques de tension Ă la valeur de la somme quadratique du
fondamental et des harmoniques de la tension
THD = â đđ
2đđ=2
â đđ2đ
đ=1
a- Modulation sinusoĂŻdale naturelle
Les signaux de commande des interrupteurs de lâonduleur NPC sont obtenus Ă partir des
intersections des trois signaux de référence sinusoïdaux déphasés entre eux de 120° de
frĂ©quence fm dâamplitude Am avec un signal triangulaire dâamplitude Ac et de frĂ©quence fc
multiple de fm.
La figure 5.27 montre le principe de la technique MLI sinusoĂŻdale naturelle.
Fig. 5.27 Principe de la modulation sinusoĂŻdale
b- Modulation sinusoĂŻdale Ă double triangles
Pour un onduleur Ă trois niveaux, elle recommande lâutilisation de deux signaux triangulaires
de mĂȘme frĂ©quence fc et de mĂȘme amplitude Ac. ces signaux triangulaires sont comparĂ©s pour
chaque phase Ă un signal de rĂ©fĂ©rence dâamplitude Am et de frĂ©quence fm, câest la modulation
Ă double triangles.
Pour les onduleurs Ă un nombre de niveaux n supĂ©rieur Ă trois, celle-ci necessite (n â 1)
signaux triangulaires de mĂȘme frĂ©quence fc et mĂȘme amplitude Ac
La figure 5.28 montre le principe de la modulation sinusoĂŻdale Ă double triangle.
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Fig. 5.28 Principe de la modulation sinusoĂŻdale Ă double triangles
5-4-3 La modulation par hystérésis (commande en fourchette)
La commande par hystĂ©rĂ©sis est une commande non linĂ©aire qui utilise lâerreur existante entre
le courant de rĂ©fĂ©rence et le courant rĂ©el produit par lâonduleur, cette erreur est comparĂ©e Ă un
gabarit appelĂ© bande dâhystĂ©rĂ©sis.
La stratégie consiste en la comparaison entre le courant de phase mesuré et le courant de
rĂ©fĂ©rence Ă lâaide dâun comparateur Ă hystĂ©rĂ©sis. Ce dernier produit des impulsions
dâamorçage et de blocage des interrupteurs de lâonduleur de façon Ă limiter le courant de
phase dans une bande dâhystĂ©rĂ©sis autour du courant de rĂ©fĂ©rence.
Fig. 5.29 Modulation par hystérésis, contrÎle de courant et logique de commande
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Si le courant i est infĂ©rieur Ă la rĂ©fĂ©rence iref augmentĂ©e dâune fourchette F (demi-largeur de
bande), la tension de sortie est forcée à sa valeur maximale pour que le courant croisse le plus
vite possible, et sâil est supĂ©rieur Ă cette mĂȘme rĂ©fĂ©rence diminuĂ©e de la fourchette, alors la
tension de sortie est forcée à sa valeur minimale pour que le courant décroise le plus vite
possible.
Pour contrĂŽler un onduleur triphasĂ© Ă n niveaux de tension, il faut exiger (n â 1) bandes pour
déterminer tous les impulsions de commande des interrupteurs.
5-4-4 la modulation vectorielle
La modulation vectorielle « SVM : Space Vector Modulation » est une modulation en temps
rĂ©el. Elle utilise le fait quâun vecteur peut reprĂ©senter les trois tensions dâun systĂšme triphasĂ©
de somme nulle.
La modulation de largeur d'impulsion Ă vecteur spatial est devenue une technique PWM
populaire pour les onduleurs triphasés à source de tension dans des applications telles que la
commande d'induction et les moteurs synchrones à aimants permanents. Les inconvénients
mentionnés du PWM sinusoïdal sont considérablement réduits par cette technique. Au lieu
d'utiliser un modulateur séparé pour chacune des trois phases, le phaseur de tension de
référence complexe est traité dans son ensemble. Par conséquent, l'interaction entre les trois
phases motrices est exploitée. Il a été démontré que le SVM génÚre moins de distorsion
harmonique dans la tension de sortie et le courant appliqué aux phases d'un moteur à courant
alternatif et fournit une utilisation plus efficace de la tension d'alimentation par rapport aux
techniques de modulation sinusoĂŻdale directe.
Redresseur Filtre Onduleur
L
Udc C
Fig. 5.30 Onduleur triphasé
Comme indiqué dans le tableau III, il existe huit combinaisons possibles de modÚles
d'activation et de désactivation pour les trois interrupteurs électroniques supérieurs alimentant
l'onduleur triphasĂ© (figure 5.30). Notez que les Ă©tats de marche et d'arrĂȘt des interrupteurs de
puissance inférieurs sont opposés aux états supérieurs et donc complÚtement déterminés une
AC
Motor
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100
fois que les états des interrupteurs électroniques de puissance supérieure sont connus. Les
tensions de phase correspondant aux huit combinaisons de motifs de commutation peuvent
ĂȘtre mappĂ©es dans la trame α / ÎČ par des transformations α / ÎČ. Cette transformation donne six
vecteurs de tension non nuls et deux vecteurs nuls. Les vecteurs non nuls forment les axes
d'une hexagonale contenant six secteurs (S1 - S6) comme le montre la figure 5.31. L'angle
entre deux vecteurs non nuls adjacents est de 60 degrĂ©s Ă©lectriques. Les vecteurs zĂ©ro sont Ă
l'origine et appliquent un vecteur tension nulle au moteur. Les tensions α / ÎČ dĂ©rivĂ©es en
termes de tension de bus cc Udc sont résumées dans le tableau III.
N° interrupteur Transformation α/ÎČ des Ă©tats
Ă©tat S1 S3 S5 Ux,α Ux,ÎČ Ux
000
100
110
010
011
001
101
111
OFF OFF OFF
ON OFF OFF
ON ON OFF
OFF ON OFF
OFF ON ON
OFF OFF ON
ON OFF ON
ON ON ON
0 0 0
2.Udc/3 0 2.Udc/3
Udc/3 Udc/(3)1/2 2.Udc/3
-Udc/3 Udc/(3)1/2 2.Udc/3
-2.Udc/3 0 2.Udc/3
-Udc/3 - Udc/(3)1/2 2.Udc/3
Udc/3 - Udc/(3)1/2 2.Udc/3
0 0 0
Tableau III. Table de commutation et transformations α/ÎČ des vecteurs
de tension d'état affiliés
UÎČ
010 110
011 000 100 UÎČ
001 101
Fig. 5.31 hexagone, formé par les vecteurs spatiaux de base
S3 S2 S1
000 111
SSSSSS
SSSSSSS1
11
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101
En utilisant la transformation des tensions triphasĂ©es vers le rĂ©fĂ©rentiel α / ÎČ, le phaseur de
tension Uref représente la somme des phaseurs spatiaux des tensions triphasées. Lorsque les
tensions de sortie souhaitées sont des tensions sinusoïdales triphasées à 120 ° déphasage, Uréf
devient un phaseur rotatif avec la mĂȘme frĂ©quence et une amplitude Ă©gale Ă la tension efficace
ligne Ă ligne correspondante.
L'objectif de la technique PWM Ă vecteur spatial est d'approximer le phaseur de tension de
référence Uréf par une combinaison des huit motifs de commutation. En pratique, seuls les
deux états adjacents (Ux et Ux+60) du phaseur de tension de référence et les états zéro doivent
ĂȘtre utilisĂ©s comme le montre l'exemple de la figure 5.32. La tension de rĂ©fĂ©rence UrĂ©f peut ĂȘtre
approximée en ayant l'onduleur dans les états de commutation Ux et Ux+60 pour la durée t1 et t2
respectivement.
đđđđ =1
đđđđ(đĄ1. đđ„ + đĄ2. đđ„+60)
Bien sĂ»r, le secteur affiliĂ© doit ĂȘtre connu en premier. L'identification du secteur et le calcul
de t1 et t2 sont prĂ©sentĂ©s dans la sous-section suivante. Ătant donnĂ© que la somme de t1 et t2
doit ĂȘtre infĂ©rieure ou Ă©gale Ă TPWM, l'onduleur doit rester Ă l'Ă©tat zĂ©ro pour le reste de la
période. Le temps restant t0 est affecté à un ou aux deux phaseurs à tension nulle.
đĄ0 = đđđđ â đĄ1 â đĄ2
L'application d'un seul des deux états de tension nulle pendant une période PWM donne un
signal PWM asymétrique aligné sur les bords. Ceci est souvent indésirable (harmoniques plus
élevées) mais réduit le nombre de commutations requis de 33% car une branche de l'onduleur
ne commute pas pendant cette période PWM particuliÚre. Ici, le temps restant t0 est également
attribué aux deux états. Comme illustré dans la figure 5.32, tous les changements d'état sont
obtenus dans chaque cas en commutant une seule branche de l'onduleur.
000 111 000
40/° â100â 5/° â000â 100 110 110 100
50/° â110â + ua0
Uref =U.ejwt 5/° â111â
ub0
uc0
TPWM
Figure 5.32: Exemple de génération de cycle de service.
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102
Comme mentionné ci-dessus, la tension de référence est en fait égale aux tensions de sortie
triphasĂ©es souhaitĂ©es mappĂ©es sur la trame α / ÎČ. L'enveloppe hexagonale formĂ©e par les
vecteurs spatiaux de base, comme le montre la figure 5.31, est le lieu de la tension de sortie
maximale. Afin d'Ă©viter une surmodulation, l'amplitude de UrĂ©f doit ĂȘtre limitĂ©e au rayon le
plus court de cette enveloppe.
⹠Implémentation en temps réel du SVM
Actuellement dans l'industrie, le SVM est souvent utilisé comme stratégie de contrÎle de
l'onduleur en raison de ses avantages par rapport Ă d'autres techniques PWM: le SVM permet
une utilisation efficace de la tension d'alimentation et une faible distorsion harmonique Ă la
fois en tension et en courant de sortie. En outre, il peut facilement ĂȘtre mis en Ćuvre avec des
systĂšmes de contrĂŽle modernes basĂ©s sur DSP. MĂȘme les dĂ©veloppements rĂ©cents de
l'algorithme DTC sont modifiés pour exploiter les avantages du SVM.
Comme le montre le tableau 1.1, la tension de référence Uref, généralement représentée par
ses composantes α / ÎČ Uα * et UÎČ *, peut ĂȘtre approximĂ©e facilement par une combinaison
linéaire des deux états adjacents et des états zéro, c'est-à -dire qu'aucune fonction
trigonométrique n'est requise pour calculer les cycles de service. PremiÚrement, le secteur doit
ĂȘtre identifiĂ© pour dĂ©terminer les Ă©tats appropriĂ©s. Ceci est effectuĂ©, comme illustrĂ© sur la
figure 5.33, par une comparaison des composantes α / ÎČ spĂ©cifiant la position dans le plan α /
ÎČ. Par exemple, si la tension de rĂ©fĂ©rence UÎČ * est positive, le secteur de la tension de
référence est dans la moitié supérieure de la figure 5.31 (secteur S1, S2 ou S3). Sinon, le
secteur est dans la moitié inférieure. Le découpage / identification des secteurs se fait par
comparaison (calcul gĂ©omĂ©trique) des composantes α et ÎČ. La normalisation appliquĂ©e au
début élimine la dépendance de la tension du bus cc des tensions de sortie. Les taux de droits
résultants (a *, b * et c *), comme requis pour la génération de PWM en utilisant par ex. Le
DSP TMSM320P14 de TI est calculé selon l'organigramme suivant. Un rapport cyclique a * =
1 indique un interrupteur supérieur fermé en permanence de la premiÚre branche de
l'onduleur. Pour un rapport cyclique a * = 0, le temps d'activation pendant chaque période
PWM est réparti également entre le commutateur inférieur et supérieur et la valeur moyenne
résultante de la tension de phase ua0 est nulle. à un rapport cyclique a * = -1, l'interrupteur
inférieur est continuellement fermé, etc.
La relation entre les rapports cycliques des trois phases en pourcentage (rapport entre les
temps d'activation et de coupure des trois branches de l'onduleur au cours d'une mĂȘme pĂ©riode
PWM) et les rapports cycliques donnés a *, b * et c * :
đđŠđđđ đđ đ đđđŁđđđđ,đ,đ = [đâ + 1
2;đâ + 1
2;đâ + 1
2] 100/°
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103
Habituellement, l'algorithme présenté est facilement incorporé dans la partie d'initialisation du
programme en temps réel, par ex. en incluant un code C manuscrit. Ensuite, les rapports
cycliques sont directement mappés par un DSP en signaux pilotant la logique de commutation
de l'onduleur. Comme illustré à la figure 5.33, un traitement et une transmission finaux des
données sont nécessaires, en plus un DSP esclave générant les impulsions PWM, par ex. Le
TMSM320P14 de TI est utilisé. Pour éviter le débordement du DSP esclave à virgule fixe,
tous les rapports cycliques doivent ĂȘtre limitĂ©s à ± 1. Ătant donnĂ© que le DSP P14 utilise des
registres de comparaison à 16 bits pour la génération PWM, les valeurs calculées sont ajustées
par la multiplication donnĂ©e avant d'ĂȘtre finalement transmises au DSP esclave gĂ©nĂ©rant les
signaux PWM.
Tension de référence
normalisation
No
yes
No No
No No
Sector 1 Sector 2 Sector 3 Sector 4 Sector 5 Sector 6
PWM 1 - 6
U<1
Protection contre 16 bits
Le débordement comparer registre
Fig. 5.33 organigramme de la SVM et transmission de données au DSP
Uα*, UÎČ
*
UÎČ>0
đââ â„
1
â3đđœâ
Sector 1 & 4
a*= uα*+(1/(3)1/2).uÎČ
*
b* =-uα*+(3/(3)1/2).uÎČ
*
c*= -a*
Sector 2 & 5
a*=2. uα*
b* =(2/(3)1/2).uÎČ*
c*= -b*
Sector 3 & 6
a*= uα*-(1/(3)1/2).uÎČ
*
b* =-a*
c*= =-uα*-(3/(3)1/2).uÎČ
*
215-1
P14
DSP
â3
2.1
đđđ
đââ â„ â
1
â3đđœâ đâ
â â„1
â3đđœâ
đââ â„ â
1
â3đđœâ
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âą Onduleur Ă trois niveaux
Pour un onduleur Ă trois niveaux de tension ayant trois bras et trois configurations, il possĂšde
33 = 27 modes de commutations possibles. Il peut générer 27 vecteurs de tension de sortie
(Van, Vbn et Vcn).
La reprĂ©sentation dans le plan (α, ÎČ) des 27 vecteurs est donnĂ©e par la figure 5.34
Fig. 5.34 Vecteurs de tension de lâonduleur trois niveaux
Dans le plan (α, ÎČ)
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5-5 Application aux onduleurs [3]
5-5-1 Onduleur trois niveaux
⹠Onduleur monophasé
Lâonduleur est commandĂ© en PWM, un signal sinusoĂŻdal dâamplitude et de frĂ©quence variable
appelé référence Vref comparé à un signal triangulaire de fréquence trÚs élevée appelé
porteuse Vp.
Si Vref ℠Vp, Vsortie = 1, si Vref < Vp , Vsortie = 0. Les interrupteurs sont commandés de façon
complémentaire.
Fig. 5.35 PWM pour un onduleur Ă trois niveaux
La figure 5.36 reprĂ©sente lâallure de la tension et du courant de sortie pour un onduleur Ă trois
niveaux
Fig. 5.36 Allure de la tension et du courant
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⹠Onduleur triphasé
La figure 5.37 représente la génération du signal PWM pour un onduleur triphasé à trois
niveaux.
Fig. 5.37 gĂ©nĂ©ration dâun signal PWM
Fig 5.38 Allure des tensions simples et composée
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5-5-2 Onduleur Ă cinq niveaux
⹠Onduleur monophasé
Fig. 5.39 Principe de la PWM Ă double porteuse pour
Un onduleur monophasé à cinq niveaux
Fig. 5.40 Allure de la tension et du courant
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⹠Onduleur triphasé
Fig. 5.41 Principe de la PWM Ă double porteuse
Pour un onduleur triphasé à cinq niveaux
Fig. 5.42
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Fig. 5.43
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110
BIBLIOGRAPHIE
[1] LĂ©a RIACHY, âContribution Ă la commande dâun onduleur multi niveaux, destinĂ©e aux
Ănergies renouvelables, en vue de rĂ©duire le dĂ©sĂ©quilibre dans les rĂ©seaux Ă©lectriquesâ thĂšse
de Doctorat préparée au sein ESIGELEC/ IRSEEM.
[2] Voltage-Source PWM Inverter, chapter 1.
[3] Zergoune Mohamed Abdelaziz , Hideb Abdelrahmane, â Commande dâonduleur multi
niveaux Ă structure en cascade par stratĂ©gie dâĂ©limination dâharmonique sĂ©lectiveâ mĂ©moire
de Master , université de Ouargla.
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111
CHAPITRE 6
QUALITE DâENERGIE DES
CONVERTISSEURS STATIQUES
6-1 QualitĂ© de lâĂ©nergie Ă©lectrique
La qualitĂ© de lâĂ©nergie est une notion assez large qui recouvre Ă la fois la qualitĂ© de la
fourniture Ă©lectrique, la qualitĂ© de lâonde de tension et la qualitĂ© des courants. Lorsque la
tension est prĂ©sente, les principaux phĂ©nomĂšnes pouvant lâaffecter sont dâune part les
variations lentes : creux de tension, surtensions, coupures, dĂ©sĂ©quilibres et dâautre part des
variations rapides : surtensions transitoires, flicker ainsi que les harmoniques. La qualité des
courants reflÚte par contre la possibilité des charges à fonctionner sans perturber ni réduire
lâefficacitĂ© du systĂšme de puissance. Câest pourquoi certains considĂšrent que la qualitĂ© de
lâĂ©lectricitĂ© se rĂ©duit Ă la qualitĂ© de la tension.
La qualitĂ© de lâalimentation Ă©lectrique ou qualitĂ© de lâonde fait rĂ©fĂ©rence Ă la mesure du degrĂ©
de conformitĂ© dâune source dâalimentation Ă©lectrique par rapport Ă un certain nombre de
critĂšres ou de normes Ă caractĂšre quantitatif et absolu. LâĂ©nergie Ă©lectrique est dĂ©livrĂ©e sous
forme dâun systĂšme triphasĂ© de tensions sinusoĂŻdales. Les paramĂštres caractĂ©ristiques de ce
systĂšme sont les suivants :
⹠la fréquence,
âą lâamplitude,
âą la forme dâonde qui doit ĂȘtre sinusoĂŻdale,
âą la symĂ©trie du systĂšme triphasĂ©, caractĂ©risĂ©e par lâĂ©galitĂ© des modules des trois tensions et
de leurs déphasages relatifs.
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Tout phĂ©nomĂšne physique affectant une ou plusieurs de ces caractĂ©ristiques peut ĂȘtre
considéré comme perturbation. En pratique, ces perturbations sont classées selon la durée du
phénomÚne. Ainsi, il est possible de distinguer :
- les altĂ©rations de lâonde de tension (harmoniques, dĂ©sĂ©quilibre, flicker). Ces phĂ©nomĂšnes
sont permanents ou durent au minimum plusieurs minutes,
- les creux de tension et coupures brĂšves dâune durĂ©e de lâordre dâune Ă quelques secondes,
- les surtensions transitoires, de durée inférieure à une période.
6-2 Pollution Harmonique due aux convertisseurs statiques
La présence des harmoniques dans le réseau électrique, appelée également pollution
harmonique, est lâun des phĂ©nomĂšnes importants entraĂźnant la dĂ©gradation de la qualitĂ© de
lâĂ©nergie, plus particuliĂšrement la dĂ©formation ou la distorsion de lâonde de tension. Cette
distorsion rĂ©sulte de lasuperposition, sur lâonde de tension fondamentale, dâondes Ă©galement
sinusoïdales mais de fréquences multiples de celle du fondamental. Nous pouvons également
observer des sous-harmoniques ou des inter harmoniques à des fréquences non multiples de la
frĂ©quence fondamentale. Ce phĂ©nomĂšne est souvent la cause dâune mauvaise exploitation de
lâĂ©nergie Ă©lectrique et risque dâendommager les appareils Ă©lectriques connectĂ©s aux rĂ©seaux.
Les conséquences néfastes les plus connues de la pollution harmonique se résument dans la
destruction de condensateurs, le déclenchement intempestif de protections électriques, les
phĂ©nomĂšnes de rĂ©sonance avec les Ă©lĂ©ments composants le rĂ©seau, lâĂ©chauffement du
conducteur de neutre des transformateurs ainsi que lâusure qui est due Ă lâĂ©chauffement des
Ă©quipements soumis aux harmoniques.
De plus, la pollution harmonique du rĂ©seau de distribution de lâĂ©nergie Ă©lectrique constitue
actuellement un problĂšme majeur surtout en industrie. La prĂ©sence de ce phĂ©nomĂšne gĂȘnant
est due principalement aux charges non linéaires. En effet, les charges non linéaires dans les
secteurs industriels et domestiques, créant des courants non sinusoïdaux et/ou déphasés par
rapport Ă la tension, engendrent des pollutions harmoniques, une augmentation de la valeur du
courant efficace, une accélération du vieillissement de certains matériels. Ces charges non
linĂ©aires ou polluantes, sont principalement les convertisseurs statiques dâĂ©lectronique de
puissance tels que les redresseurs à diodes ou thyristors, les gradateurs, le matériel
informatique via leur alimentation, les lampes fluorescentes,âŠ..etc.
⹠Problématique des harmoniques
Les charges non linéaires provoquent une distorsion des courants et donc des tensions, ce
qui peut entraĂźner un mauvais fonctionnement des dispositifs raccordĂ©s au rĂ©seau. DâoĂč,
lâintĂ©rĂȘt dâĂ©liminer ou de minimiser ces harmoniques .
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Un rĂ©cepteur dâĂ©nergie est considĂ©rĂ© par le rĂ©seau Ă©lectrique comme une charge perturbatrice
sâil absorbe des courants non sinusoĂŻdaux ou des courants dĂ©sĂ©quilibrĂ©s ou sâil consomme de
la puissance réactive. Les deux premiers types de perturbations peuvent déformer ou
dĂ©sĂ©quilibrer les tensions du rĂ©seau lorsque lâimpĂ©dance de celui-ci nâest pas nĂ©gligeable. Le
troisiÚme réduit la capacité de production ou de transmission de la puissance active des
générateurs, des transformateurs et des lignes électriques.
Les harmoniques de courant, une fois injectĂ©s par des charges non linĂ©aires, se propagent Ă
travers le rĂ©seau Ă©lectrique en affectant la forme dâonde des tensions aux diffĂ©rents points du
rĂ©seau. Cette propagation nâest limitĂ©e que par les bifurcations (points de division des
courants) et les impédances du réseau qui dépendent généralement de la fréquence des
courants harmoniques. La prĂ©sence des harmoniques de courant se rĂ©vĂšle essentiellement Ă
travers leurs effets sur la tension du réseau.
âą Origine des harmoniques
Les harmoniques sont des perturbations permanentes affectant la forme dâonde de la tension
du rĂ©saeu. Ces perturbations rĂ©sultent de la superposition, sur lâonde fondamentale, dâondes
également sinusoïdales mais de fréquences multiples de celle du fondamental. En général, les
harmoniques pairs sont négligeables et seuls les harmoniques impairs existent. La figure 6.1
illustre la forme dâonde dâune tension distordue contenant, en plus du terme fondamental de
fréquence 50 Hz, trois harmoniques 5, 7 et 11.
Fig. 6.1 SynthĂšse dâune tension distordue Ă partir des harmoniques
La cause principale de lâexistence des harmoniques de tension est lâinjection dans le rĂ©seau
des courants non sinusoĂŻdaux par des charges non linĂ©aires. Il sâagit de sources gĂ©nĂ©ratrices
de courants harmoniques qui peuvent ĂȘtre classĂ©es en deux types :
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114
a- Sources harmoniques identifiables
Les Ă©quipements dotĂ©s de dispositifs Ă base dâĂ©lectronique de puissance, notamment les
redresseurs et les cyclo-convertiseeurs installés sur les réseaux haute et moyenne tension sont
typiquement des sources harmoniques identifiables.
b- Sources harmoniques non identifiables
Ce type de générateur des courants harmoniques est principalement représenté par les
appareils utilisés dans les domaines électrodomestiques tels que les téléviseurs et les micro-
ordinateurs.
c- Caractérisation des harmoniques
La perturbation harmonique est généralement caractérisée par le taux de distorsion
harmonique (THD) défini pour la tension ou le courant. Ce critÚre est le plus souvent employé
pour quantifier le contenu harmonique dâun signal distordu. Il mesure Ă©galement le degrĂ© de
déformation du signal apporté par les harmoniques par rapport à une onde sinusoïdale. Il va
de soit que la rĂ©partition spectrale complĂšte gĂ©nĂ©ralement lâinformation sur le THD en
indiquant le rang des harmoniques dominants. Pour chiffrer la consommation de puissance
réactive le facteur de puissance (FP) est généralement utilisé.
Le courant absorbĂ© par une charge non linĂ©aire (convertisseur statique) nâest pas sinusoĂŻdal,
mais sa valeur moyenne sur chaque phase est souvent nulle. Dans ce cas, la décomposition en
série de Fourier du courant donne :
đ(đĄ) = â2. đŒ1. sin(đđĄ + đŒ1) +ââ2. đŒâ. sin (âđđĄ + đŒâ)
â
â=2
Avec I1, Ih : valeur efficace du courant fondamental et du courant harmonique de rang h
α1, αh : déphasage du courant fondamental et du courant harmonique de rang h.
Ï : pulsation fondamentale du rĂ©seau.
Le taux de distorsion harmonique de ce courant est :
đđ»đ· = ââđŒâ2
đŒ12
â
â=2
âą Facteur de puissance
Normalement, pour un signal sinusoïdal le facteur de puissance est donné par le
rapport entre la puissance active P et la puissance apparente S, FP2=P2/(P2+Q2). Les
générateurs, les transformateurs, les lignes de transport et les appareils de contrÎle et
de mesure sont dimensionnés pour la tension et le courant nominaux. Une faible
valeur du facteur de puissance se traduit par une mauvaise utilisation de ces
Ă©quipements.
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115
Il est donc possible de caractériser les harmoniques par leur participation dans la
puissance apparente. Nous utilisons alors la notion de puissance dĂ©formante D, dâoĂč
la puissance apparente dans le cas dâun rĂ©seau triphasĂ© Ă©quilibrĂ© sera exprimĂ©e sous la
formule suivante :
đ = 3. ââđđ2.
â
đ=1
ââđŒđ2
â
đ=1
= 3. đ. đŒ
Le facteur de puissance est donné par :
F = P/S= â đđ.đŒđ.đđđ đđâđ=1
ââ đđ2â
đ=1 .ââ đŒđ22
đ=1
⹠Conséquences néfastes des harmoniques
Les courants et les tensions harmoniques ont des effets néfastes sur le fonctionnement, la
rentabilité et la durée de vie des équipements électriques. Bien que les susceptibilités des
différents équipements et appareils électriques, raccordés à un réseau pollué, soient trÚs
diversifiĂ©es, on distingue deux sortes dâeffets possibles :
-les effets quasi-instantanĂ©s : concernent certains types dâappareillage, tels que lâĂ©lectronique
depuissance, calculateurs, relais, systĂšmes de contrĂŽle et rĂ©gulation,âŠetc. La prĂ©sence des
harmoniques sur le réseau provoque le déplacement du passage par zéro et des modifications
dela valeur crĂȘte de lâonde ;
-les effets Ă terme : se rapportent essentiellement aux machines tournantes, aux
transformateurs et aux condensateurs, ce qui se manifeste par des Ă©chauffements
supplĂ©mentaires et lâaugmentation du niveau sonore. Il en dĂ©coule la destruction de matĂ©riel
ou plus fréquemment une diminution de leur durée de vie par surcharge thermique.
La liste suivante donne une idĂ©e de lâimpact des harmoniques
âą Pollution harmonique due aux redresseurs
Avant lâapparition des convertisseurs statiques de lâĂ©lectronique de puissance,
les courants de magnétisation des transformateurs, des machines électriques et des
ballasts constituaient lâessentiel des charges non-linĂ©aires prĂ©sentes sur le rĂ©seau
Ă©lectrique. Mais aujourdâhui, avec le dĂ©veloppement de lâĂ©lectronique de
puissance, les convertisseurs statiques deviennent les sources dâharmoniques les
plus rĂ©pandues sur le rĂ©seau. Les redresseurs non contrĂŽlĂ©s Ă diodes et contrĂŽlĂ©s Ă
thyristors, fonctionnant en commutation naturelle, représentent la charge non-
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linéaire la plus usitée. Ces convertisseurs sont présents dans de nombreux
Ă©quipements industriels et domestiques ainsi que dans les dispositifs de
conversion de lâĂ©nergie Ă©lectrique. Nous citons ci-dessous les applications les plus
courantes :
âą Variateurs de vitesse pour moteurs alternatifs et Ă courant continu ;
âą Circuit dâexcitation des alternateurs ;
âą Chargeurs de batterie ;
âą Liaison Ă courant continu (HVDC) ;
âą Alimentation des systĂšmes informatiques et audio visuels ;
âą Dispositifs dâĂ©clairage de nouvelle gĂ©nĂ©ration ;
âą Nous distinguons deux structures de redresseurs :
a) Ponts de Diodes : constitue lâĂ©tage de conversion dâĂ©nergie AC/DC (alimentation
du bus continu des onduleurs pour les variateurs de vitesse des machines Ă courant
alternatif par exemple).
b) Ponts de Thyristors : mĂȘme rĂŽle que le pont Ă diodes avec la possibilitĂ© de
contrĂŽler le niveau de tension continu en sortie et lâajout de la rĂ©versibilitĂ© du flux
dâĂ©nergie. La figure 6. 2 reprĂ©sente le montage du pont redresseur triphasĂ© Ă diodes.
Celui du pont Ă thyristors est obtenu par substitution des diodes par des thyristors.
Une inductance de couplage est souvent placĂ©e Ă lâentrĂ©e du redresseur pour limiter
les courants de courts circuits entre phases pendant les commutations des semi-
conducteurs dus aux phĂ©nomĂšnes dâempiĂ©tement.
Fig. 6.2 Pont redresseur triphasé non contrÎlé
avec capacité de lissage de la tension continue.
Avec : va, vb, vc : tensions du réseau, isa, isb, isc : courants absorbés par le pont ;
vdc, Idc : tension et courant du bus continu ;
Ls, rs: inductance et résistance de la ligne ;
Cdc : capacité de sortie permettant de filtrer la tension continue de sortie.
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La figure 6.3.a illustre les formes dâondes des courants non sinusoĂŻdaux absorbĂ©s par le pont
redresseur triphasĂ© Ă diodes, obtenues par simulation, avec insertion dâune inductance de
couplage (L=19.5 mH). La figure 6.3.b reprĂ©sente le spectre associĂ© oĂč apparait la
prĂ©dominance des harmoniques de rang 5, 7, 11 et 13 et lâimportance de la distorsion
harmonique en courant (THDi= 20.26%).
Fig. 6.3 courants absorbés par le pont redresseur à diodes et spectre associé
- Normes standards pour limiter les harmoniques
Afin de garantir un niveau de qualitĂ© de lâĂ©nergie satisfaisant en limitant les effets des
perturbations harmoniques. Les distributeurs dâĂ©nergie et les utilisateurs sont amenĂ©s
à respecter des normes standards des harmoniques qui ont été établies par des
institutions internationales pour limiter les niveaux des harmoniques de courant en
vue dâune bonne qualitĂ© de lâĂ©nergie. Ces normes harmoniques et pratiques indiquent
les limites sur les niveaux de distorsion des harmoniques de courant et de tension aux
différentes fréquences harmoniques. Parmi les principales normes, on cite:
⹠EN50 006 : "Limitation des perturbations dans les réseaux électriques causées
par des appareils domestiques et semblables équipés de dispositifs
électroniques" norme européenne du Comité Européen de Normalisation
Electronique (CENELEC).
⹠Norme IEC555-3 : préparée par la Commission Electrotechnique
Internationale (CEI).
âą Normes allemandes :
VDE 0838 : pour les appareils électroménagers ;
VDE 0160 : pour les convertisseurs ;
VDE 0712 : pour les ballasts de lampes fluorescentes.
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âą Norme IEEE : LâIEEE dĂ©finit les exigences et les recommandations pratiques
pour lecontrĂŽle des harmoniques dans les systĂšmes Ă©lectriques de puissance.
Cette norme sâapplique aussi bien aux fournisseurs quâaux utilisateurs et
couvrent toutes les plages de puissance.
Dans ce standard, les limites sont données par rapport au quotient des courants
de court circuit au point de raccordement du réseau et du courant de charge
fondamental. La norme IEEE 519-1992 recommande notamment une distorsion
harmonique totale de tension inférieure à 5% pour les systÚmes de moins de 69 kV et
une distorsion harmonique individuelle de tension inférieure à 3%.
âą BSI-5406(UK) : Ces normes indiquent les limites strictes de distorsion de
courant, trĂšs difficiles Ă respecter pour les industriels de garantir une bonne
qualité de puissance. Alternativement, la limite maximale permise pour les
différents harmoniques dominants est également parfois employée comme
mesure de la qualitĂ© de lâĂ©nergie, une limite pratique de moins de 5% du THD
doit ĂȘtre utilisĂ©e par tous les concepteurs de systĂšme et/ou les utilisateurs pour
assurer la conformité aux normes établies.
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6.3 Etude des harmoniques dans les onduleurs
La tension délivrée par un onduleur est découpée par principe, elle possÚde donc
un contenu harmonique quâil convient de bien connaĂźtre en fonction des contraintes de
qualitĂ© de lâonde imposĂ©es Ă la charge. En effet, selon les applications, le taux de
distorsion de lâonde de tension de sortie doit ĂȘtre compatible avec des normes plus ou
moins sĂ©vĂšres. Ceci justifie frĂ©quemment lâusage de filtres et le choix de stratĂ©gies de
commandes de lâonduleur qui permettent de minimiser le contenu harmonique.
6.3.1 Commande par signaux carrés
Commande adjacente :
La commande la plus simple pour obtenir une tension alternative, consiste à générer deux
signaux carrés complémentaires et de rapport cyclique égale à un demi pour commander
dâune les deux paires dâinterrupteurs ( I1 I3) et (I2 I4) montĂ©s en pont.
I1 I4
U R, L
I2 I3
Pour une charge résistive la tension de sortie est périodique et défine par :
đ(đĄ) = +đ đ đ 0 †đ𥠆đâđ đ đ đ †đ𥠆2đ
Ainsi la forme de lâonde (tension de sortie) est antisymĂ©trique dâoĂč la dĂ©composition
en sĂ©rie de Fourrier est uniquement en terme de sin Ït.
đ(đĄ) = âđđ. sin(đđđĄ) đđŁđđ đ0 = 0 đđĄ đđ = 0
â
đ=0
đđ =2
đâ« sin(đđđĄ) . đ(đĄ)đđđĄđ
0
Ω : pulsation fondamentale Ï=2Ï/T
đđ =1
đ[â« sin(đđđĄ) . đ. đ(đđĄ) + â« sin(đđđĄ) . (âđ). đ(đđĄ)
2đ
đ
đ
0
đđ =âđ
đđ(âcos(đđđĄ))0
đ +âđ
đđ(â cos(đđđĄ))đ
2đ
đđ =âđ
đđ(2 â 2. cos(đđ) â
2đ
đđ(1 â cos (đđ)
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120
Ona :
cos (đđ) = +1 đ đ đ: đđđđâđ đ đ đ: đđđđđđ
n : impair bn=4.U/(nÏ)
đ(đĄ) = â4đ
đđ. sin(đđđĄ) = â đđ. â2. sin (đđđĄ)
âđ=0
âđ=0
Avec đđ =2.â2.đ
đđ
đđđ1=
2. â2. đđđ
2. â2. đđ
Vn= Lâamplitude de lâharmonique dâordre n
V1= Lâamplitude de lâharmonique fondamental
Cette expression nous montre que le spectre de fréquence de la tension de
sortie contient tous les harmoniques dâordre impair, lâamplitude de ces derniers varie
suivant lâordre de lâharmonique considĂ©rĂ©.
Taux dâharmonique :
Il est dĂ©fini comme Ă©tant le rapport de la valeur du terme dâordre (h) Ă celle du signal
đđ»đ· = đđđđâ
đđđđ Veffh : la valeur efficace du terme dâordre h.
đđđđâ2 = đđđđ
2 â đđđđ12
đđđđ2 = đ2, đđđđ1 =
4.đ/â2
2đ
đđđđâ = đ2 â16.đ2
2.đ2= đ2 â (1 â
8
đ2)
Le taux dâharmonique THD = 0.434
Cette technique ne permet pas dâagir sur lâamplitude du terme fondamental de la
tension de sortie.
La prĂ©sence des harmoniques dâordre infĂ©rieur (3,5,9,11, âŠ) qui influe sur la
forme de la tension de sortie de lâonduleur pose un problĂšme sĂ©rieux de filtrage de ces
harmoniques , ce filtrage des harmoniques indésirables nécessite des circuits
complexes encombrants et couteux.
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121
6.3.2 Harmoniques dans les onduleurs de tension Ă MLI [1]
DĂ©finition des termes :
âą Indice de modulation : n = Fd/F
s
âą Taux de modulation : R = M/A
⹠Coefficient de réglage : r = <Vs>Max
/E
6.3.2.1 Les Technique de MLI Intersective
Une loi de modulation dâimpulsion rĂ©sulte de la comparaison dâune
modulante avec une porteuse, comme représenté sur la figure 6.4.a. La mise
en Ćuvre de ce principe est reprĂ©sentĂ©e Ă la figure 6.4.b.
- Modulation non synchrone : elle est réservée à n grand
- Modulation synchrone : elle est adaptée aux faibles et moyennes fréquences de
découpage (n<50)
Pour Ă©tudier le comportement harmonique de la tension de sortie de
lâonduleur, il suffit dâĂ©tudier la dĂ©composition en sĂ©rie de Fourier de la fonction
de modulation fm
(t) puisque Vs(t)=f
m(t).E.
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122
Fig.6.4.b Principe de gĂ©nĂ©ration dâune loi MLI unipolaire Ă doublement de frĂ©quence
a- MLI unipolaire synchrone échantillonnée
Il s'agit du cas d'une onde unipolaire délivrée par un pont monophasé qui
serait obtenue pas la comparaison d'une dent de scie et d'une modulante vmod
sinsusoïdale échantillonnée synchrone figure 3-3). On suppose que la fonction
fm(t) obtenue est une fonction impaire et la représentation de la demi-période
Ts/2 nous suffit donc.
On pose Td/Ts = n
Les coefficients Bh sâexpriment par :
đ”â =4
đđ â« đđ(đĄ). sin(âđđ đĄ) đđĄ =
4
đđ â â« sin(âđđ đĄ) đđĄ
đĄ2đ
đĄ1đ
đ
2â1
đ=0
đđ /2
0
Avec t1k = k.Td + (Td â t0k)/2 et t2k = kTd + (Td +t0k)/2
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123
En introduisant la modulante, il vient :
đĄđđ =đđđđ(đŸ. đđ)
đŽđđ =
đ
đŽđđđ đđ [(2đŸ + 1)
đ
đđ . đđ] = đ . đđ . đ đđ [(2đŸ + 1)
đ
đ]
Le coefficient R = M/A est le taux de modulation avec R†1
Lâexpression prĂ©cĂ©dente permet dâexprimer t1k et t2k
đĄ1đ =đđ2[(2đ + 1) â đ đ đđ [(2đ + 1)
đ
đ]] , đđĄ
đĄ2đ =đđ2[(2đ + 1) â đ đ đđ [(2đ + 1)
đ
đ]]
On peut alors en déduire la forme de Bh
đ”â =4
âđđ . đđ âsin [(2đ + 1)
đâ
đ] sin [
đâđ
đsin [(2đ + 1)
đ
đ]]
đ2â1
đ=0
Cette forme nâest guere explicite mais a le mĂ©rite de donner prĂ©cisĂ©ment les
composantes harmoniques du signal.
b- Onde bipolaire
La figure 6.6 indique la configuration choisie. Le calcul est plus rapide avec une
fonction de modulation Ă©voluant entre 0 et 2, mais Ă©quivautr Ă celui une onde
bipolaire +1/-1.
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124
Lâonde nâĂ©tant ni paire ni impaire, le calcul de Bh et Ah est maintenant nĂ©cessaire
đ”â =4
đđ â â« đ đđâđđ
đĄ2đ
đĄ1đđĄđđĄ đđĄ đŽâ =
4
đđ â â« đđđ âđđ
đĄ2đ
đĄ1đđĄđđĄ đâ1
đ=0 đâ1đ=0
Avec cette forme de modulation, lâexpression de t0k devient :
đĄ0đ =đđđđ(đđđ)
đŽ.đđ =
đđ
2+đâČ
đŽđđ sin [(2đ + 1)
đ
đđ đđ] = đđ[
1
2+đ
2sin [(2đ + 1)
đ
đ]]
Ce qui conduit :
đĄ1đ.=đđ
2[(2đ + 1) â
1
2âđ
2sin [(2đ + 1)
đ
đ]
Et đĄ2đ.=đđ
2[(2đ + 1) +
1
2+đ
2sin [(2đ + 1)
đ
đ]
Le calcul débouche sur :
đ”â =4
âđâsin [(2đ + 1)
đâ
đ] sin [
đâ
2đ[1 + đ đ đđ [(2đ + 1)
đ
đ]]]
đâ1
đ=0
đŽâ =4
âđâcos [(2đ + 1)
đâ
đ] sin [
đâ
2đ[1 + đ đ đđ [(2đ + 1)
đ
đ]]]
đâ1
đ=0
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A partir des différentes expressions obtenues, il est aisé de calculer numériquement
les différentes composantes harmoniques. Les décompositions spectrales qui
apparaissent figure 6.7 résultent de ce calcul qui a été fait pour R = 0.8.
Fig. 6.7 Contenu harmonique des MLI unipolaires et bipolaires
6.3.2.2 MLI Calculée
Les MLI calculées sont utilisées lorsque le rapport entre la fréquence de découpage et
la fréquence fondamentale est faible, ce qui est fréquent en forte puissance. Dans ce
cas, il y a prĂ©sence de composantes harmoniques de rang bas indĂ©sirables que lâon
cherche Ă Ă©liminer ou minimiser en exploitant au mieux le nombre dâimpulsions
disponibles sur la période fondamentale. Pour atteindre cet objectif, on détermine a
priori des formes dâondes optimisĂ©es qui seront ensuite mĂ©morisĂ©es dans des tables.
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126
La courbe inférieure du graphe de la figure 6.8 montre un simple exemple de fonction
de modulation sur laquelle on peut procéder à cette optimisation.
Il sâagit ici dâune forme Ă trois niveaux et 6 impulsions par pĂ©riode, mais le principe
peut ĂȘtre gĂ©nĂ©ralisĂ© Ă un nombre quelconque dâimpulsions, sachant que celui-ci sera
défini par le rapport entre la fréquence de commutation permise par la technologie des
interrupteurs et la fréquence fondamentale.
La décomposition de la fonction de modulation de base est :
đđ(đ) =4
đâ
1
âcos (â
â
â=1
đč)sin (âđ)
Avec h : impair,
La décomposition du motif complet est alors :
đđ2(đ) =4
đâ
1
â[cos (â
â
â=1
đč1) + 2 cos(âđč2) cos (âĐ€)]sin (âđ)
A partir de la, il est possible de calculer lâamplitude de chaque rang harmonique en
fonction des différents paramÚtres angulaires :
H1= 4/Ï(cosΚ1+2cosΚ2cosĐ€)
H3= 4/3Ï(cos3Κ1+2cos3Κ2cos3Đ€)
H5= 4/5Ï(cos5Κ1+2cos5Κ2cos5Đ€)
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6.3.2.3 MLI Triphasée
La figure 6.9 reprĂ©sente les fonctions de modulation dans le cas dâun onduleur
triphasé.
Au sens du premier harmonique, lâexpression des fonctions de modulation est donnĂ©e
par :
đđ1(đĄ) =1
2(1 + đ đ đđ(đđ đĄ)), đđ2 =
1
2(1 + đ đ đđ (đđ đĄ â
2đ
3))
đđ3 = 1
2(1 + đ đ đđ (đđ đĄ â
4đ
3))
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6.4 Introduction aux techniques de dépollution
Afin de diminuer les perturbations en tension ou en courant, il est possible dâagir Ă deux
niveaux :
du coté de la source en filtrant la tension du réseau ou en améliorant le réseau de
transport et celui de distribution ;
du coté du client en rendant le courant de ligne le plus sinusoïdal possible.
Plusieurs solutions ont été envisagées pour limiter la propagation des harmoniques et
amĂ©liorer la qualitĂ© et la gestion de lâĂ©nergie Ă©lectrique. Elles peuvent ĂȘtre classĂ©es en deux
catĂ©gories, traditionnelles et modernes (Ă base de lâĂ©lectronique de puissance).
6.4.1 Solution traditionnelle de dépollution
Les moyens de dépollution traditionnels sont nombreux et se résument dans points suivants :
- inductance anti-harmonique de protection des condensateurs ;
- inductance de lissage des courants ;
- confinement des harmoniques ;
- lâutilisation de transformateurs Ă couplage appropriĂ© permettant de limiter la circulation des
courants harmoniques ;
- augmentation de lâindice de modulation ;
- filtres passifs utilisant des Ă©lĂ©ments rĂ©actifs en lâoccurrence des inductances et des
condensateurs
-Les filtres passifs qui sont utilisĂ©s pour empĂȘcher les courants harmoniques de se
propager dans les rĂ©seaux Ă©lectriques. Ils peuvent aussi ĂȘtre utilisĂ©s pour compenser la
puissance rĂ©active. MalgrĂ© leur large utilisation dans lâindustrie, ces dispositifs
peuvent présenter certains inconvénients :
Manque de souplesse Ă sâadapter aux variations du rĂ©seau et de la charge ;
Ăquipements volumineux ;
ProblĂšmes de rĂ©sonance avec lâimpĂ©dance du rĂ©seau.
âą Filtrage passif
Il sâagit des premiers dispositifs utilisĂ©s pour lâĂ©limination dâharmoniques. Ils sont
composés par des éléments passifs comme des inductances, des capacités et des
rĂ©sistances. En gĂ©nĂ©ral, les filtres dâharmoniques sont connectĂ©s en parallĂšle avec les
charges injectant des courants harmoniques (les redresseurs Ă diodes ou Ă thyristors, fours
Ă arcs Ă©lectrique, etc.). Lâassociation dâĂ©lĂ©ments capacitifs et inductifs en parallĂšle avec la
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charge polluante permet dâobtenir une rĂ©sonance sĂ©rie accordĂ©e sur les rangs harmoniques
à éliminer. Différents types possibles de filtres passifs destinés à compenser les courants
harmoniques sont représentés sur la figure
Fig. 6.4 Différents types de filtres harmoniques passifs
Le filtre harmonique passe-bande illustré sur la figure 6.4 (a) est le plus simple et est
largement appliquĂ©. Son avantage est lâimpĂ©dance presque nulle Ă la frĂ©quence dâaccord,
conduisant à un filtre presque parfait à cette fréquence. Un inconvénient est la possibilité
dâoccasionner une rĂ©sonance avec lâimpĂ©dance du rĂ©seau pour les frĂ©quences en dessous de sa
frĂ©quence de coupure et en dâautres termes dâamplifier dâautres composantes harmoniques .
La figure 6.4 (b) montre le filtre harmonique passe-haut qui peut ĂȘtre un compromis entre
filtrer une fréquence bien ciblée et atténuer les harmoniques des fréquences supérieures. Ce
filtre est généralement ajusté aux 7Úme ou 11Úme rangs harmoniques.
Le filtre harmonique de type C, illustré sur la figure 6.4 (c), a des caractéristiques
similaires au filtre harmonique passe-haut, avec lâavantage que la rĂ©sistance ne consomme pas
de puissance à la fréquence fondamentale du réseau. Il est souvent employé dans les
applications de four Ă arc oĂč il existe des interharmoniques.
La figure 1.8 (d) illustre le filtre harmonique de type Pi qui est essentiellement composé
de deux filtres passe-bande avec une rĂ©sistance connectĂ©e au point mĂ©dian. LâintĂ©rĂȘt principal
de ce filtre est sa bonne caractéristique de filtrage aux deux fréquences de résonance.
Le choix le plus commun pour le redresseur Ă thyristors de haute puissance consiste Ă utiliser
une combinaison de plusieurs filtres réglés sur une seule fréquence (sur les harmoniques 5, 7,
11 et 13) et un filtre passe-haut du deuxiÚme ordre réglé autour de la fréquence de
lâharmonique 17 comme illustrĂ© sur la figure 6.5.
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Fig. 6.5 Combinaisons de filtres passifs pour redresseur Ă thyristors
6.4.2 Solutions modernes de dépollution
Lâexploitation de la bonne qualitĂ© dâĂ©nergie Ă©lectrique avec un faible coĂ»t a
fait lâobjet dâune demande croissante de la part des industriels. Le but principal des
chercheurs dans le domaine de lâĂ©lectronique de puissance est de satisfaire les
industriels par lâutilisation des solutions plus efficaces et Ă©conomiques. Les progrĂšs
remarquables rĂ©alisĂ©s dâune part dans le domaine des composants semi-conducteurs,
comme les IGBT, IGCT, GTO et MOSFET, ainsi que la maĂźtrise de leur mise en
oeuvre et dâautre part lâexistence de nouvelles mĂ©thodes de traitement analogique et
numĂ©rique du signal, ont permis lâĂ©mergence de moyens modernes et efficaces pour
faire face aux différentes perturbations (harmoniques, puissance réactive, fluctuations,
creux de tension) affectant les systĂšmes Ă©lectriques. Parmi ces moyens
modernes, nous pouvons citer : Les alimentations sans interruption ou de secours (ou
ASI, ou en anglais UPS,Uninterruptible Power Supply) ; Les systĂšmes de transmission
en courant alternatif flexibles "Flexible Alternating Current Transmission Systems
(FACTS)" ; Les filtres actifs de puissance "Active Power Filters (APF)" ; Les
convertisseurs à prélÚvement sinusoïdal. Du fait de leur importance, dans cette thÚse,
on va traiter uniquement les deux derniers points.
6.4.2.1 Filtres actifs
Les solutions traditionnelles de dĂ©pollution ne rĂ©pondant plus Ă lâĂ©volution des
réseaux électriques et des charges à protéger. Pour fournir aux consommateurs une
bonne qualitĂ© de lâĂ©nergie Ă©lectrique, mĂȘme dans les conditions de fonctionnement les
plus perturbées, les filtres actifs de puissance (Active Power Filters) sont proposés
comme des solutions avancées de dépollution des réseaux électriques. En effet, ces
solutions peuvent sâadapter aux Ă©volutions de la charge et du rĂ©seau Ă©lectrique et ceci
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131
sans toucher aux installations du fournisseur dâĂ©nergie et du consommateur. En
fonction de leur mode de connexion au réseau, on distingue :
6.4.2.1.1Filtre actif parallĂšle (FAP)
Le filtre actif connecté en parallÚle sur le réseau comme le montre la figure 6.6 est le
plus souvent commandé comme un générateur de courant. Il injecte dans le réseau des
courants perturbateurs égaux à ceux absorbés par la charge polluante, mais en
opposition de phase avec ceux-ci. Le courant du cÎté réseau est alors sinusoïdal. Ainsi
lâobjectif du FAP consiste Ă empĂȘcher les courants perturbateurs (harmoniques,
réactifs et déséquilibrés) produits par des charges polluantes de circuler à travers
lâimpĂ©dance du rĂ©seau, situĂ©e en amont du point de connexion du filtre actif.
Fig. 6.6 Filtre actif parallĂšle
Ce filtre peut ĂȘtre utilisĂ© selon deux modes de fonctionnement :
Filtre dédié
Câest le cas oĂč les harmoniques Ă filtrer sont dĂ©jĂ connus, comme lâexemple de la
suppression des premiers harmoniques du courant absorbé par un redresseur
alimentant une charge fortement inductive. Dans ce cas, les harmoniques peuvent ĂȘtre
approximativement estimĂ©s Ă partir de lâamplitude et de la phase du courant
fondamental.
Filtre adaptatif
Ce filtre permet dâidentifier lui mĂȘme les harmoniques et il sâadapte automatiquement
à leur éventuelle évolution, sa commande lui permet de générer en temps réel des
courants harmoniques en opposition de phase.
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6.4.2.1.2 Filtre Actif SĂ©rie (FAS)
Dans cette configuration, le filtre est placé en série sur le réseau comme le montre la
figure 6.7. Il se comporte comme une source de tension qui sâoppose aux tensions
perturbatrices (creux, dĂ©sĂ©quilibre, harmonique) venant de la source et Ă©galement Ă
celles provoquĂ©es par la circulation des courants perturbateurs Ă travers lâimpĂ©dance
du réseau.
Ainsi la tension aux bornes de la charge à protéger est purement sinusoïdale .
Fig. 6.7 Filtre actif série
6.4.2.1.3. La combinaison ParallĂšle-SĂ©rie Actifs (UPQC)
La figure 6.8 schématise la configuration de la combinaison parallÚle-série actifs qui
sâappelle aussi (Unified Power Quality Conditionner UPQC), elle rĂ©sulte de
lâassociation des deux filtres actifs de puissance parallĂšle et sĂ©rie. Cette structure
bénéficie des avantages de deux types de filtres actifs série et parallÚle et elle permet
dâassurer simultanĂ©ment un courant sinusoĂŻdal et une tension du rĂ©seau Ă©lectrique
Ă©galement sinusoĂŻdale.
Fig. 6.8 Combinaison parallÚle-série des filtres actifs.
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6.4.2.1.4 Filtre Actif Hybride
Le filtre actif hybride est une topologie de filtre qui combine les avantages des filtres
passifs et des filtres actifs. Pour cette raison, il est considĂ©rĂ© comme lâune des
meilleures solutions pour filtrer les harmoniques de courant des réseaux de
distribution. Une des principales raisons de lâutilisation du filtre actif hybride est liĂ©e
au développement des semiconducteur de puissance tels que les transistors de
puissance de types MOSFET ou IGBT. De plus, du point de vue Ă©conomique, le filtre
hybride présente un atout majeur, il permet de réduire le coût du filtre actif, qui est
actuellement lâobstacle majeur Ă lâutilisation de ce type de filtres. On peut distinguer
trois configurations du filtre actif hybride :
Combinaison du filtre actif série et du filtre passif parallÚle ;
Combinaison du filtre actif parallĂšle et du filtre passif parallĂšle ;
Filtre actif parallÚle connecté en série avec un filtre passif.
6.4.2.2 Les alimentations sans interruption (UPS) Les alimentations sans interruption ont été développées au début des années 60 pour protéger
les grands centres informatiques. Depuis, elles se sont généralisées et sont devenues des
dispositifs à usage quasi systématiques. Une alimentation sans interruption ou de secours est
destinée à faire face aux perturbations affectant la tension du réseau (creux, variations de
fréquence, coupures). Son principe est de produire un systÚme de tensions alternatives
purement sinusoĂŻdales assurant la continuitĂ© de lâalimentation des charges critiques, dont la
performance est en outre garantie par une batterie intégrée
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Fig. 6.9 Topologie dâune alimentation sans interruption avec ses trois modes dâopĂ©ration
Une alimentation sans interruption est constituée principalement par deux convertisseurs :
1. un onduleur de tension destiné à produire un systÚme de tensions alternatives de forme
sinusoïdale pour suppléer le réseau si nécessaire.
2. un redresseur à diodes connecté au réseau alternatif pour alimenter le bus continu de
lâonduleur et pour charger une batterie dâaccumulateurs.
De nombreuses topologies et stratégies de commande ont été proposées dans la littérature
concernant les alimentations sans interruption .
6.4.2.3 Les FACTS
Les systĂšmes de transmission en courant alternatif flexibles, terme traduit de lâanglais
"Flexible Alternating Current Transmission Systems (FACTS)", peuvent contribuer Ă faire
face aux problĂšmes rencontrĂ©s dans lâexploitation des rĂ©seaux Ă©lectriques. Le concept FACTS,
introduit en 1986 par lâElectric Power Research Institute (EPRI), regroupe lâensemble des
dispositifs basĂ©s sur lâĂ©lectronique de puissance qui permettent dâamĂ©liorer lâexploitation
dâun rĂ©seau Ă©lectrique. Son dĂ©veloppement est Ă©troitement liĂ© aux progrĂšs rĂ©alisĂ©s dans le
domaine des composants semi-conducteurs de puissance et plus particuliÚrement des éléments
commandables tels que le thyristor et le thyristor GTO. Des études et des réalisations
pratiques ont mis en Ă©vidence lâĂ©norme potentiel des dispositifs FACTS .
Plusieurs types de FACTS, avec des architectures et des technologies différentes, ont été
développés.Parmi eux, les plus connus sont le SVC (Static Var Compensator), le STATCOM
(Static Synchronous Compensator), le TCSC (Thyristor Controlled Series Capacitor) et
lâUPFC (Unified Power Flow Controller). Les figures 6.10 et 6.11 dĂ©crivent les schĂ©mas de
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135
principe de ces structures. Chacune dâelle possĂšde ses propres caractĂ©ristiques et peut ĂȘtre
utilisée pour répondre à des besoins bien précis.
Dans un réseau électrique, les FACTS permettent de remplir des fonctions tant en régimes
stationnaires quâen rĂ©gimes transitoires. Ils agissent gĂ©nĂ©ralement en absorbant ou en
fournissant de la puissance rĂ©active, en contrĂŽlant lâimpĂ©dance des lignes ou en modifiant les
angles des tensions . Les dispositifs FACTS sont utilisés principalement dans les contextes
suivants:
⹠limitation des variations de la tension à une valeur assignée en un point du réseau et ce
quelles que soient les variations de la charge ;
⹠augmentation de la réserve de stabilité transitoire ;
⹠atténuation des oscillations de puissance ;
⹠contrÎle des transits de puissance sur les lignes et liaisons afin de réduire les surcharges.
Le mode de connexion au réseau est une caractéristique essentielle qui détermine en grande
partie le mode dâaction dâun dispositif FACTS. On distingue ainsi les classes suivantes :
1. les dispositifs FACTS shunt (parallĂšle) ;
2. les dispositifs FACTS série ;
3. les dispositifs FACTS combinés série-parallÚle
Fig. 6.10 Structure de dispositifs FACTS shunt : a) SVC, b) STATCOM
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Fig. 6.1110 Structure de dispositifs FACTS série et combiné
a) UPFC, b) TCSC
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137
BIBLIOGRAPHIE
[1] COSTA Francois, âModule MR2 : Electronique de puissance avancĂ©e, chapitre 3 :
harmoniques dans les onduleurs de tension Ă MLI
[2] BELHAOUCHET Nouri, âFonctionnement Ă FrĂ©quence de Commutation Constante des
Convertisseurs de Puissance en Utilisant des Techniques de Commande Avancées.
Application : AmĂ©lioration de la QualitĂ© de lâEnergieâ, thĂšse de Doctorat en sciences 2011.
[3] KESSAL Abdelhalim, âCorrection du Facteur de puissance a lâentrĂ©e dâun convertisseur
AC/DCâ, these de doctorat en sciences 2012.
[4] BOUAFIA Abdelouahab, âTechniques de commande prĂ©dictive et floue pour les systĂšmes
dâĂ©lectronique de puissance: Application aux redresseurs MLIâ, thĂšse de doctorat en
sciences 2010.
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138
ANNEXE
PERTES ET EVACUATION THERMIQUE LIEES
AUX COMPOSANTS DE PUISSANCE
Les pertes associĂ©es aux commutateurs (diodes, transistors, âŠ) sont souvent non
nĂ©gligeables et il est important de savoir calculer ou estimer leurs valeurs. En dâautres
termes, ces composants sont le siÚge de pertes qui nécessitent la présence de dispositifs
dâĂ©vacuation thermique, voire de refroidissement, faisant partie intĂ©grante du dispositif
global.
- Généralités sur les pertes dans les composants de puissance
- Pertes par conduction et par commutation
Les composants de puissance qui forment les convertisseurs statiques ne prĂ©sentent quâun
nombre trÚs réduit de configurations différentes. Soit ils sont bloqués, et ne conduisent
aucun courant, soit ils sont passants et véhiculent du courant, tout en présentant une faible
mais non négligeable tension. Lors des commutations ils sont également amenés à passer
dâun de ces Ă©tats Ă lâautre (de lâĂ©tat bloquĂ© Ă lâĂ©tat passant et vice versa).
DĂ©s lors que le courant est non nul, le composant est le siĂšge dâune dissipation de puissance
sous forme de chaleur, c'est-Ă -dire de âpertesâ.
On distingue deux types fondamentaux de pertes :
âą Pertes par conduction, dues au fait que le passage du courant est accompagnĂ© dâune
légÚre chute de tension aux bornes du composant.
⹠Les pertes par commutation, dues au fait que chaque blocage ou chaque amorçage
commandĂ© sâaccompagne dâune certaine quantitĂ© dâĂ©nergie.
Dans tous les cas, le terme de âpertesâ dĂ©signe la puissance moyenne consommĂ©e par le
composant au cours dâune pĂ©riode complĂšte de fonctionnement.
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139
- Expressions générales des pertes par conduction et par commutation
- Commutations :
- Commutation naturelle : Lâextinction du courant dans la voie Ă ouvrir ne
nĂ©cessite pas dâaction spĂ©cifique sur le semi-conducteur fermant cette voie.
- Commutation forcĂ©e : le courant dans le semi-conducteur ne sâĂ©teint pas de lui-
mĂȘme. Lâextinction nĂ©cessite une action spĂ©cifique.
Soit une action sur une Ă©lectrode sâil sâagit dâun composant Ă ouverture et
fermeture commandée.
Soit par lâutilisation dâun circuit auxiliaire de commutation appelĂ© circuit
dâextinction.
âą Composants de puissances en commutation
1- Puissances dissipée dans une diode par conduction :
- Tension aux bornes dâune diode r E0
v= E0 + r.i
- Puissance instantanée
p =v.i = E0.i + r.i2
- Pertes par conduction sur une période
+==
T T T
dtirdtiET
dtpT
P0 0 0
2
0 ..1
.1
P= E0 <I>+r.I2eff
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1-1 Puissance dissipée dans une diode par commutation
Commutation Ă la fermeture :
Les pertes par commutation à la fermeture sont généralement négligeables devant
les pertes Ă lâouverture.
Commutation Ă lâouverture :
R
i
L
E i tirm trr
-irm
v
Eâ
-vrm
2
.')(
2'
2
I rmirmrr
rmL
EttI
EW +
â=
1-2 Transistor Bipolaire
- Aire de sĂ©curitĂ© dâun transistor ic
Log Ic
A B Vce
D
E
Log Vce
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Ib
- Etablissement du courant dans le transistor
Ton est la somme
-dâun temps de retard td mis par I pour passer 0.9I IRM
de 0 Ă I/10
-dâun temps de montĂ©e tr mis par I pour passer 0.1I
de 0.1I Ă 0.9I. td tr
- ton =td +tr ton
- Pertes de mise en conduction
Vce
2maxmaxmaxmax ..2
1..
2
1tIVtIVW CCErCCE +
Si t2 nâest pas connu on pose t2=tr t
Ic
rCCE tIVW .. maxmax
t
Tr t2
-
-
-
-
-
-
-
-
-
Electronique de puissance avancée
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_____________________________________________________________________F. NACERI
142
- Commutation Ă lâouverture Ic
- Pertes de commutation
fCE tIVW ..2
1
Vce
Pour prendre en compte les phénomÚnes annexes
Tf t
fCE tIVW ..
- Pertes dans un thyristor
Le thyristor est assimilé une diode
I eff
TT
T
riEdtiT
rdti
T
EP
iridtpT
P
2
0
0
2
0
0
2
0
0
...
..Ep .1
+=+=
+==
-
Electronique de puissance avancée
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_____________________________________________________________________F. NACERI
143
- Transistors Ă effet de champ
IDS
B C
A
D IDS D
G
VDS
S E
A-B : limite imposée par RDSON
B-C : courant drain maximal
D-E : Tension drain maximale
- Pertes dans un transistor Ă effet de champ :
En premiĂšre approximation
P= rdsOn.Ids2
Comparaison transistor Ă effet de champ (MOS-FET) et transistor bipolaire
MOSFET Bipolaire
Pas dâemballement thermique :
Ξ RDS
Emaballement thermique
Ξ Vcesat