Gunma-univ. Kobayashi Lab

Signal-Suppression Feed Forward

（信号抑制フィードフォワード） を用いた広帯域LNAの低消費電力

ノイズキャンセル技術

興 大樹, ○河内 智, 李 从兵, 神山 雅貴, 高橋 伸夫(群馬大学)

馬場 清一(豊橋技術科学大学), 壇 徹 (オン・セミコンダクター)

小林 春夫 (群馬大学)

平成27年度 電子回路研究会

高知市文化プラザかるぽーと

アウトライン 2

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

アウトライン 3

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

研究背景と目的 4

受信側 低雑音増幅器:Low Noise Amplifier(LNA) ・・・後段で処理できるレベルまで、雑音・歪みを付加することなく信号を増幅する

送信側 電力増幅器:Power Amplifier(PA) ・・・できるだけ大きな電力にして信号をアンテナから送信する

IQ-Mixer

BPF SW

or

DUP

LNA

PA

A/D

D/A

PLL

無線トランシーバ回路

受信回路

送信回路

研究背景と目的 5

受信側 低雑音増幅器:Low Noise Amplifier(LNA) →消費電力は小さいが常に動作（受信信号がいつ来るかわからため） →トランシーバ回路の低消費電力化を目指す

送信側 電力増幅器:Power Amplifier(PA) →消費電力は大きいが送信時のみ動作

IQ-Mixer

BPF SW

or

DUP

LNA

PA

A/D

D/A

PLL

無線トランシーバ回路

受信回路

送信回路

従来のフィードフォワードノイズキャンセルLNAの概要 6

vs Rs

Rf

Mi x

+ vo y

-Av,c

in,Mi

: 雑音電圧

: 小信号電圧

キャパシタやインダクタを使わない構成

Miのチャネル雑音電流in,Mi（支配的な雑音）をキャンセル

広帯域で低雑音なLNA！

従来回路のフィードフォワードノイズキャンセル原理 7

vs Rs

Rf

Mi x

+ vo y

-Av,c

in,Mi

: 雑音電圧

: 小信号電圧

Miのチャネル熱雑音電流in,Mi（支配的な雑音源）をノードxに帰還

ノイズキャンセルアンプAv,cで反転増幅

ノードyの雑音と加算してノイズをキャンセル （同様の原理でMiで発生する歪みもキャンセル可能）

従来回路の課題と提案回路 8

vs Rs

Rf

Mi x

+ vo y

-Av,c

in,Mi

: 雑音電圧

: 小信号電圧

ノイズキャンセルアンプAv,cにより新たに電力を付加

ノイズキャンセルアンプAv,cの消費電力を抑える手法の提案 『信号抑制フィードフォワードノイズキャンセルLNA』

従来回路の課題：消費電力が大きくなりやすい

アウトライン 9

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

信号抑制フィードフォワードノイズキャンセルLNAの概要 10

vs Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

vA -Av,c

+ vout vy

メインアンプ

ノイズ帰還 ＋

Signal-Suppression

ノイズキャンセルアンプ

消費電力を抑えつつ、低雑音化を目指す

Rf2によるAv,cの小信号入力vaの抑制

Av,cで発生する消費電力を抑える

Av,cによるノイズキャンセル

アウトライン 11

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

雑音解析（Miについて） 12

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

in,Mi

-Av,c

𝑣𝑛,𝑎,𝑀𝑖 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑛,𝑀𝑖

𝑣𝑛,𝑦,𝑀𝑖 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑛,𝑀𝑖

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑀𝑖 = 𝑣𝑛,𝑦,𝑀𝑖 + −𝐴𝑣,𝑐 𝑣𝑛,𝑎,𝑀𝑖

Miのノイズ電流in,Miのみを入力として各ノードの雑音電圧を計算

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑀𝑖 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 − 𝐴𝑣,𝑐 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑛,𝑀𝑖

雑音解析（Miについて） 13

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑀𝑖 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 − 𝐴𝑣,𝑐 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑛,𝑀𝑖 = 0 とするAv,cをAv,c,Mi

𝐴𝑣,𝑐,𝑀𝑖 =𝑅𝑆+𝑅𝑓1+𝑅𝑓2

𝑅𝑆+𝑅𝑓2= 1 +

𝑅𝑓1

𝑅𝑆+𝑅𝑓2 ・・・Miのノイズキャンセリング条件

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

in,Mi

-Av,c

雑音解析(Rf1について) 14

in,Rf1

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

-Av,c

𝑣𝑛,𝑎,𝑅𝑓1 = 0 ・・・Rf2やRSに電流が流れないため

𝑣𝑛,𝑦,𝑅𝑓1 = 𝑅𝑓1𝑖𝑛,𝑅𝑓1

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑅𝑓1 = 𝑣𝑛,𝑦,𝑅𝑓1 + −𝐴𝑣,𝑐 𝑣𝑛,𝑎,𝑅𝑓1

Rf1のノイズ電流in,Rf1のみを入力として各ノードの雑音電圧を計算

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑅𝑓1 = 𝑅𝑓1𝑖𝑛,𝑅𝑓1 ・・・Rf1のノイズは1倍で出力

雑音解析(Rf2について) 15

in,Rf2

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

-Av,c

𝑣𝑛,𝑎,𝑅𝑓2 = 𝑅𝑓2𝑖𝑛,𝑅𝑓2 + 𝑣𝑥 = 𝑅𝑓2𝑖𝑛,𝑅𝑓2 ・・・RSに電流が流れないため

𝑣𝑛,𝑦,𝑅𝑓2 = 𝑣𝑛,𝑎,𝑅𝑓2 = 𝑅𝑓2𝑖𝑛,𝑅𝑓2 ・・・Rf1に電流が流れないため

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑅𝑓2 = 𝑣𝑛,𝑦,𝑅𝑓2 + −𝐴𝑣,𝑐 𝑣𝑛,𝑎,𝑅𝑓2

Rf2のノイズ電流in,Rf2のみを入力として各ノードの雑音電圧を計算

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑅𝑓2 = (1 − 𝐴𝑣,𝑐)𝑅𝑓2𝑖𝑛,𝑅𝑓2

雑音解析(Rf2について) 16

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝑅𝑓2 = (1 − 𝐴𝑣,𝑐)𝑅𝑓2𝑖𝑛,𝑅𝑓2 = 0 とするAv,cをAv,c,Rf2

𝐴𝑣,𝑐,𝑅𝑓2 = 1 ・・・Rf2のノイズキャンセリング条件

in,Rf2

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

-Av,c

雑音解析まとめ 17

in,Rf2

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

-Av,c

in,Rf1

in,Mi

𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡2

= 4𝑘𝑇𝐵 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 − 𝐴𝑣,𝑐 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓22

𝛾𝑔𝑀𝑖 + 𝑅𝑓1 + 1 − 𝐴𝑣,𝑐2

𝑅𝑓2

入力としてin,Miとin,Rf1とin,Rf2を考えた場合

𝐴𝑣,𝑐,𝑎𝑙𝑙 =𝑅𝑆+𝑅𝑓1+𝑅𝑓2 𝑅𝑆+𝑅𝑓2 𝛾𝑔𝑀𝑖+𝑅𝑓2

𝑅𝑆+𝑅𝑓22

𝛾𝑔𝑀𝑖+𝑅𝑓2 で 𝑣𝑛,𝑜𝑢𝑡

2 が最少

（トータルのノイズキャンセル条件）

ノイズキャンセル段を含めた雑音解析 18

vs

Rs

Rf1

Mi

vx

Rf2

va

+ vout vy

vs

Rs

Rf1

Mi

vx

Rf2

va

vy

vout M3

M2 -Av,c

𝐴𝑣,𝑐 =𝑔𝑀2𝑔𝑀3

𝐹 = 1 + 𝐹𝑀𝑖 + 𝐹𝑅𝑓1 + 𝐹𝑅𝑓2 + 𝐹(𝑔𝑀2+𝑔𝑀3)

𝐹𝑀𝑖 =𝑅𝑆+𝑅𝑓1+𝑅𝑓2−𝐴𝑣,𝑐 𝑅𝑆+𝑅𝑓2

𝐴𝑣,𝑐𝑜𝑟𝑒

2𝛾𝑔𝑀𝑖

𝑅𝑆

𝐹𝑅𝑓1 =1+𝑔𝑀𝑖𝑅𝑆

𝐴𝑣,𝑐𝑜𝑟𝑒

2𝑅𝑓1

𝑅𝑆

𝐹𝑅𝑓2 =(1+𝑔𝑀𝑖𝑅𝑆) 1−𝐴𝑣,𝑐

𝐴𝑣,𝑐𝑜𝑟𝑒

2𝑅𝑓2

𝑅𝑆 𝐹(𝑔𝑀2+𝑔𝑀3) =

1+𝑔𝑀𝑖𝑅𝑆

𝑔𝑀3𝐴𝑣,𝑐𝑜𝑟𝑒

2𝛾 𝑔𝑀2+𝑔𝑀3

𝑅𝑆

※𝐴𝑣,𝑐 =𝑔𝑀2

𝑔𝑀3

𝐴𝑣,𝑐𝑜𝑟𝑒 =𝑣𝑦

𝑣𝑥= 1 − 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 𝑔𝑚𝑖

雑音指数FのExcel計算 19

vs

Rs

Rf1

Mi

vx

Rf2

va

vy

vout M3

M2

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

0 2 4 6 8 10

F

Av,c

Rf1=350Ω, Rf2=20Ω, gMi=20mS,

RS=50Ω, gM2=9.6mS,

gM3を変動でAv,c=gM2/gM3を変化

FMi

FRf1

FRf2

F(gM2+gM3)

Ftotal

𝐹 = 1 + 𝐹𝑀𝑖 + 𝐹𝑅𝑓1 + 𝐹𝑅𝑓2 + 𝐹(𝑔𝑀2+𝑔𝑀3)

アウトライン 20

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

歪み解析 21

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

iNL

-Av,c

𝑣𝑁𝐿,𝑎 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑁𝐿

𝑣𝑁𝐿,𝑦 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑁𝐿

𝑣𝑁𝐿,𝑜𝑢𝑡 = 𝑣𝑁𝐿,𝑦 + −𝐴𝑣,𝑐 𝑣𝑁𝐿,𝑎

Miの非線形電流iNLのみを入力として各ノードの電圧を計算 ※𝑖𝐷𝑆 = 𝑔𝑀𝑖𝑣𝑋 + 𝛼1𝑣𝑥

2 + 𝛼2𝑣𝑥3 + ・・・ = 𝑔𝑀𝑖𝑣𝑥 + 𝐼𝑁𝐿

𝑣𝑁𝐿,𝑜𝑢𝑡 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 − 𝐴𝑣,𝑐 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑁𝐿

歪み解析 22

𝑣𝑁𝐿,𝑜𝑢𝑡 = 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓1 + 𝑅𝑓2 − 𝐴𝑣,𝑐 𝑅𝑆 + 𝑅𝑓2 𝑖𝑁𝐿,𝑀𝑖 = 0 とするAv,cをAv,c,NL

𝐴𝑣,𝑐,𝑁𝐿 =𝑅𝑆+𝑅𝑓1+𝑅𝑓2

𝑅𝑆+𝑅𝑓2= 1 +

𝑅𝑓1

𝑅𝑆+𝑅𝑓2 ・・・Miの歪みキャンセル条件

vout vy

vs= 0 Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

iNL

-Av,c

アウトライン 23

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

信号抑制技術の概要 24

vout vy

Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

-Av,c

抵抗Rf2によってノイズキャンセルアンプAv,cへの小信号入力vaを抑える

ノイズキャンセルアンプAv,cの消費電力を低減（雑音性能と消費電力間で自由度を持つ）

Signal-Suppression技術 25

vout vy

Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

-Av,c vy

va

vout

M3

M2

↓

gm=一定のとき、 VGS-VTH→小でID→小

𝑔𝑚 =2𝐼𝐷

𝑉𝐺𝑆 − 𝑉𝑇𝐻

信号抑制によりvaへ入力される小信号を抑制 ↓

M2による非線形成分の考慮が減る ↓

VGS,M2を下げることができる （※キャンセル段の消費電力はM2のIDに依存）

信号抑制技術によりノイズキャンセルアンプAv,cの消費電力を抑制

信号抑制技術 26

vout vy

Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

va

+

-Av,c vy

va

vout

M3

M2

𝑣𝑎 = 1 − 𝑅𝑓2𝑔𝑀𝑖 𝑣𝑥

0 < 𝑅𝑓2𝑔𝑀𝑖 < 2 で 𝑣𝑎 < 𝑣𝑥 となる

(※ノードaの小信号と雑音の関係により実際に使えるのは0 < 𝑅𝑓2𝑔𝑀𝑖 ≤ 1 )

（ 1< 𝑅𝑓2𝑔𝑀𝑖 < 2の範囲ではvaがvxと逆位相になる ）

雑音と歪みと消費電力（ここまでのまとめ） 27

vs Rs

Rf1

Mi vx

Rf2

vA -Av,c

+ vout vy

Rf2 大 小

ノイズ性能

電力

線形性

※Rf1 + Rf2 = 一定とする

アウトライン 28

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

ノイズキャンセルのシミュレーション 29

Rs

vS

Rf1 y C1 C3

VDD1

RB3

VB3

VDD2

Mia

M2

M3

Mib

VB1

RB1

x CS Rf2 a

C2

RB2

VB2

vo CL

i

メインアンプ ノイズキャンセル段

・Rf2, Av,c=gM2/gM3を変化させたときの ノイズキャンセル効果(NF) 歪みキャンセル効果(IIP3)

の確認

・各Rf2のノイズキャンセル点におけるNFと消費電力の比較

ノイズキャンセルのシミュレーション 30

Rs

vS

Rf1 y C1 C3

VDD1

RB3

VB3

VDD2

Mia

M2

M3

Mib

VB1

RB1

x CS Rf2 a

C2

RB2

VB2

vo CL

i

メインアンプ ノイズキャンセル段

Mia=Mib=W/L=47um/130nm

Rf1+Rf2=370ΩでRf2を変化

VDD1=1.2V, VB1=550mV RB1=50kΩ

Cs=C1=1nF

M3=W/L=25um/130nm

M2=W/L= 変化, i=調整

VDD2=1.2V, VB3=1V, VB2=調整, RB2=RB3=50kΩ

C2=C3=1[nF]

tsmc 90nm CMOSプロセスを使用

シミュレーション結果(1/3) 31

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

NF

[dB

]

Av,c

Av,c vs NF @1GHz

Rf2=0Ω

Rf2=10Ω

Rf2=20Ω

Rf2=30Ω

Rf2=40Ω

Rf2=50Ω

・Av,cによるノイズキャンセル効果

・Rf2によるノイズキャンセル点の変化

・Rf2によるNFの変化

シミュレーション結果(2/3) 32

0

1

2

3

4

5

6

0

2

4

6

8

10

12

14

16

0 10 20 30 40 50

NF

[dB

]

Po

wer[

mW

]

Rf2[Ω]

Av,c vs 消費電力、NF

Power

NF

Rf2によるNFと消費電力間のトレードオフの関係 ※Av,cは各Rf2のノイズキャンセル条件を満たしたときの値

𝐴𝑣,𝑐,𝑎𝑙𝑙 =𝑅𝑆+𝑅𝑓1+𝑅𝑓2 𝑅𝑆+𝑅𝑓2 𝛾𝑔𝑀𝑖+𝑅𝑓2

𝑅𝑆+𝑅𝑓22

𝛾𝑔𝑀𝑖+𝑅𝑓2

シミュレーション結果(3/3) 33

-8

-7

-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

0 2 4 6 8 10

IIP

3[d

Bm

]

Av,c

Av,c vs IIP3[dBm]

Av,cによる歪みキャンセルを確認(キャンセル条件Av,c=6) （※IIP3は849MHzと851MHzを入力したときの基本波:849MHzとIM3:847MHz）

アウトライン 34

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

Rf2=20Ωのときの周波数特性（設計の一例として） 35

Rs

vS

Rf1 y C1 C3

VDD1

RB3

VB3

VDD2

Mia

M2

M3

Mib

VB1

RB1

x CS Rf2 a

C2

RB2

VB2

vo CL

i

メインアンプ ノイズキャンセル段

Mia=Mib=W/L=47um/130nm

Rf1=350Ω, Rf2=20Ω

VDD1=1.2V, VB1=550mV RB1=50kΩ

Cs=C1=1nF

M3=W/L=25um/130nm

M2=W/L= 245um/130nm, 305um/130nm, 275um/130nm

i=調整,

VDD2=1.2V, VB3=1V, VB2=調整, RB2=RB3=50kΩ, C2=C3=1[nF]

M2は(ノイズキャンセル点, 歪みキャンセル点, その中間)で シミュレーション

シミュレーション結果（1/2） 36

-20

-15

-10

-5

0

0 2 4

S11[d

B]

frequency[GHz]

frequency vs S11

0

1

2

3

4

5

0 2 4

NF

[dB

]

frequency

frequency vs NF

0

5

10

15

20

0 2 4

S21

[dB

]

frequency[GHz]

frequency vs S21

Av,c=6 (歪みキャンセル条件)

Av,c=5.42 (中間値)

Av,c=4.83 (ノイズキャンセル条件)

シミュレーション結果（2/2） 37

3

3.2

3.4

3.6

3.8

4

4.83 5.415 6

NF

[dB

]

Av.c

NF(1GHz)

88.28.48.68.8

99.29.49.69.810

4.83 5.415 6

消費電力

[mW

]

Av.c

消費電力

-2.5

-2

-1.5

-1

-0.5

0

4.83 5.415 6

IIp

3[d

Bm

]

Av.c

IIP3

Av,cをノイズキャンセル条件に寄せる ⇒低NF、低消費電力実現

Av,cを歪みキャンセル条件に寄せる ⇒IIP3の改善（小）

ﾉｲｽﾞｷｬﾝｾﾙ 歪みｷｬﾝｾﾙ ﾉｲｽﾞｷｬﾝｾﾙ 歪みｷｬﾝｾﾙ

ﾉｲｽﾞｷｬﾝｾﾙ 歪みｷｬﾝｾﾙ

アウトライン 38

・研究背景と目的

・信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術 －概要 －雑音解析 －歪み解析 －信号抑制技術

・シミュレーション －動作確認 －設計例

・まとめと今後の課題

まとめと今後の課題 39

まとめ ・広帯域向けLNAの低消費電力・低雑音化技術として信号抑制フィードフォワードノイズキャンセル技術を提案した

・帰還抵抗Rf2を調整することにより、雑音性能‐消費電力間に自由度を与える

・ノイズキャンセル効果、低消費電力化、歪みキャンセル効果の確認した

・一設計例を挙げ、その周波数特性を示した

今後の課題 ・設計の最適化

・帰還部の工夫

参考文献 40

[1] F. Bruccoleri, E. A. M. Klumperink, B. Nauta,

“Wide-Band CMOS Low-Noise Amplifier Exploiting

Thermal Noise Canceling,” IEEE Journal of Solid-State

Circuits, vol.39, no.2, pp.275-282 (Feb. 2004).

[2] C.-F. Li, S.-C. Chou, G.-H. Ke, P.-C. Huang,“ A

Power-Efficient Noise Suppression Technique Using

Signal-Nulled Feedback for Low-Noise Wideband

Amplifiers,” IEEE Trans on Circuits and Systems II:

Express Brief, vol.59, no.1, pp.1-5 (Jan. 2012).

[3] C.-F. Li, S.-C. Chou, P.-C. Huang, “A

Noise-Suppressed Amplifier with a Signal-Nulled

Feedback for Wideband Applications”, IEEE Asian

Solid-State Circuits Conference, Fukuoka, Japan (Nov.2008)

付録 MOSの線形性と消費電力の関係 41

参考『Linearization Techniques for CMOS Low Noise Amplifiers: A Tutorial 』

ID[A]

gm2 [A/V2]

gm3 [A/V3]

gm1 [A/V]

VGS[V]

VGS[V] VGS[V]

VGS[V]

2次, 3次ともにVGS→大で線形性が良くなる

微分

微分

微分

付録：シミュレーション補足 42

0

5

10

15

20

25

30

35

40

45

0 2 4 6 8 10

AC20dB(1GHz)

AC20ｄB(1GHz)

Miに雑音電流源のモデルとして、Miと並列に交流電流源をつけてAC解析したもの

メインアンプ単体でのNF・・・1GHzで5.4~5.5dB

Q & A 43

Q. 従来回路との利得の性能差はどのようになっているか A. 従来回路はアンプ段+ノイズキャンセル段の二箇所で信号増幅を行っているのに対し、提案回路では信

号抑制技術によりノイズキャンセル段の増幅は行わず、アンプ段の増幅のみとなるため、利得は従来回路のほうが高性能となる。

Q. 帰還抵抗Rｆ2のノイズが出力に出てしまうということは、これ以上この回路での工夫は難しい。何か考えがあるのかどうか A. 帰還抵抗とは別に信号抑制用のノードをキャパシタで作成するという方向を考え、実際にシミュレーショ

ン等を行いました。結果は今回のスライドに示しませんでしたが、やはり従来回路よりノイズが増えてしまう結果となりましたが、似たような方向性で検討は可能だと思われる。

Q. メインアンプ段、ノイズキャンセル段での増幅優先と消費電力のトレードオフは考えているか A. メインアンプ段で優先的に増幅を行い、ノイズキャンセル段の増幅を抑えることで消費電力を抑える提案

です。なので、ノイズキャンセル段に多少の信号増幅を任せ、メインアンプの消費電力を抑える方向の検討は行えておりません。

Q. メインアンプ段、ノイズキャンセル段での増幅優先と消費電力のトレードオフは考えているか A. メインアンプ段で優先的に増幅を行い、ノイズキャンセル段の増幅を抑えることで消費電力を抑える提案

です。なので、ノイズキャンセル段に多少の信号増幅を任せ、メインアンプの消費電力を抑える方向の検討は行えておりません。

発表写真 44