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AN0021 Technology , Corp. FP5453 設計指導手冊設計指導手冊設計指導手冊設計指導手冊

版別 A1

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目錄目錄目錄目錄

前言前言前言前言 -------------------------------------------------------------------------------------- P2

一一一一. 內部方塊圖內部方塊圖內部方塊圖內部方塊圖

1. 方塊功能 --------------------------------------------------------------------- P3

2. 設計限制 --------------------------------------------------------------------- P4

二二二二. 接腳描述接腳描述接腳描述接腳描述 -------------------------------------------------------------------------- P5

三三三三. 功能說明與公式計算功能說明與公式計算功能說明與公式計算功能說明與公式計算

1. 振盪頻率 -------------------------------------------------------------------- P6

2. 短路保護 -------------------------------------------------------------------- P7

3. DTC 與軟啟動 ------------------------------------------------------------- P9

4. 輸出與 MOS 關係 --------------------------------------------------------- P11

5. 參考電壓與分路點 -------------------------------------------------------- P15

四四四四. 系統應用設計兩輸出的系統應用設計兩輸出的系統應用設計兩輸出的系統應用設計兩輸出的 DC-DC 轉換器轉換器轉換器轉換器

1. FP5453使用於 Buck Converter電路圖-------------------------------- P17

2. 設計說明及公式---------------------------------------------------------- P18

3. 零件擺放與佈局---------------------------------------------------------- P23

五五五五. 量測量測量測量測

1. 數值記錄-------------------------------------------------------------------- P24

2. 波形記錄-------------------------------------------------------------------- P25

3. 實驗板 FP5453 EVAL BOARD PCB 佈局------------------------------ P28

4. FP5453 EVAL BOARD 零件表------------------------------------------ P29



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一. 前言

FP5453 是遠翔科技一顆雙組電源轉換用之脈波調變(Pulse Width Modulation)

的控制 IC，吾人於系統電源設計上主要是做成降壓轉換器型式(Buck Converter

Circuits)輸出，內部並產生參考電源用以做為誤差放大器之參考電壓外，本身

還提供過載至短路保護功能，其基本具備特性如下：

1. 提供高精確度參考電壓源：2.5V(2%)

2. 二組 Totem Pole輸出 PWM 信號

3. 寬工作電壓範圍 3.6~30V

4. 寬工作頻率範圍,頻率區段可調:Max.1.2MHz

5. 低壓栓鎖功能(UVLO)

6. Dead-Time控制功能

7. 短路保護及自動重啟動功能

8. SOP16/SSOP16/PDIP16封裝型態

FP5453

C C CD1 D2

L1

L2

Q1

Q2

Vin

Vout2

Vout1

R

R R

R

FB2

Out2Out1

FB1

圖圖圖圖 1. 2-channel Buck Regulator Circuit



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二. 內部方塊圖:

1. 方塊功能:

FP5453 由不同特性之電晶體元件所構成，簡單分為下面數個部分：

i. 輸出驅動級

ii. 參考電壓源產生

iii. 短路保護線路及重啟動電路

iv. 誤差放大器

v. Dead-Time電路

vi. 振盪產生電路及 PWM 比較器

Oscillator

ReferenceVoltage

10

7

8

12

1615

3

4

5

6

13

14

12

11

9

UVLO

1/2 VrefPWMCOMP

PWMCOMP

SCSAR Protection Circuits

R

圖圖圖圖 2. FP5453 內部方塊圖內部方塊圖內部方塊圖內部方塊圖



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2. 設計限制：

設計限制在於根據 IC 規格書及特性給予使用上的規格限制，其目的在告訴設

計者如何能設計在 IC 使用上安全的範圍內，一般設計者對於規格上的盲點可

在此得到初步澄清。

i. 工作電壓：IC 本身有限制最低及最高工作電壓，依規格書描述 UVLO 的

臨界電壓為 3V 附近，此時參考電源尚未穩定，故在低壓上應以參考電壓

穩定為前提，設計上 VCC 工作電壓至少為 3.6V 以上為安全值；高電壓工

作下，漏電流及 IC 本身功率損耗會上升，不利於高溫環境使用。

ii. 工作頻率：IC 本身有工作頻率上限，IC 振盪電路根據設計者使用的電阻

電容值雖可以完成振盪條件，但由於輸出級切換反應不及會造成波形失

真，實際能被使用的頻率不宜超過 1.2MHz過多，而頻率也由於外接 RC

調整，頻率誤差值及溫度變動值與 RC 均有關係。

iii. 本 IC 輸出級為 Totem Pole，輸出可直接推功率開關 PMOS，即可得到良

好開關特性。

iv. 短路保護接腳在短路動作後會自動重置，並再次偵測短路狀況直至短路解

除。

以上，為挑選 FP5453 做為 PWM 控制電源設計前需要先做的評估與考量。



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三. 接腳描述

Pin Name Pin No. Description

CT 1 IC 內部的振盪頻率由外接電容 CT 決定。

RT 2 IC 內部的振盪頻率由外接電阻 RT 決定。

EA1+ 3 誤差放大器的回授輸入端，用於接在輸出電壓的回授分

電阻上，此電壓會決定 PWM 的 duty cycle。

EA1- 4 誤差放大器參考電壓輸入。

FB1 5

誤差放大器的輸出端，接於 PWM 比較器與 Dead-time

電壓及振盪信號進行比較，該點電壓低於 1.5V 時，短路

保護電路會開始動作。

DTC1 6

Dead-time電壓調整，IC 啟動後 D TC 會流出電流對外接

RC 充電，R 可限制 PWM 的 duty cycle，C 可控制軟啟動

時間，達到保護電路效果。

OUT1 7 Totem Pole輸出，產生定頻之 PWM 波形。

GND 8 IC 接地端。

VCC 9 IC 電源輸入端。

OUT2 10 Totem Pole輸出，產生定頻之 PWM 波形。

DTC2 11

Dead-time電壓調整，IC 啟動後 D TC 會流出電流對外接

RC 充電，R 可限制 PWM 的 duty cycle，C 可控制軟啟動

時間，達到保護電路效果。

FB2 12

誤差放大器的輸出端，接於 PWM 比較器與 Dead-time

電壓及振盪信號進行比較，該點電壓低於 1.5V 時，短路

保護電路會開始動作。

EA2- 13 誤差放大器參考電壓輸入。

EA2+ 14 誤差放大器的回授輸入端，用於接在輸出電壓的回授分

電阻上，此電壓會決定 PWM 的 duty cycle。

SCSAR 15

外接電容做短路保護，當誤差放大器輸出低於 1.5V 時，

內部定電流源會對外接電容充電至 1V 臨界電壓後關閉

輸出(High)，之後繼續充電至 1.5V 再自動重置,並再次做

短路保護動作，直至短路解除。

VREF 16 參考電壓輸出。



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四. 功能說明與公式計算

1. 振盪頻率振盪頻率振盪頻率振盪頻率：：：：

FP5453 的振盪頻率由外接的 RT、CT 決定，頻率由 20KHz 至 1.2MHz之間可

調，頻率與電阻電容關係式如下：

圖圖圖圖 3. RT 和頻率的關係和頻率的關係和頻率的關係和頻率的關係

圖圖圖圖 4. IC 內部內部內部內部 OSC 波形波形波形波形

ffff 1.35V

2.05V

OSC Voltage

Time



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2.短路保護短路保護短路保護短路保護：：：：

圖圖圖圖 5. SCP 動作關係動作關係動作關係動作關係

當誤差放大器輸出高於 1.5V 時，內部電晶體會 On，電流走藍徑，Icharge不

會對 Cscp充電，Cscp電位保持在 0.5V，誤差放大器輸出低於 1.5V 時，內部

電晶體 Off ,電流走紅徑，此時內部定電流源會對外接電容充電至 1V 臨界電

壓後將 PWM 關閉 (High)，DTC 拉 Low，並打開 Q2 而栓鎖 Q1，之後 Cscp

仍繼續充電至 1.5V 後，經由綠徑啟動內部晶體 Q3 將電容 Cscp由 1.5V 放電

至 0.5V 並重新啟動對電容充電，只要此電容電壓尚未達到 1V 前，誤差放大

器輸出高於 1.5V 以上而不再繼續對 Cscp充電，IC 將回復正常工作，而此重

新對電容充電機制啟動時，DTC 外接之 R-C 軟啟動功能也會隨之啟動，而使

每次自動重啟動均有軟啟動功能，反之若誤差放大器在 Cscp達 1V 時仍低於

1.5V，動作將再次進行。



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圖圖圖圖 6. SCP 動作時與動作時與動作時與動作時與 DTC、、、、PWM 的相對關係的相對關係的相對關係的相對關係

短路保護公式來源為：

重啟動時間：

SCPSCP

TH

SCPTHSTARTRE C

uA

C

I

CVt *02.0

25

5.0)5.0(

1

1 =∗=∗−=−

短路保護結束關閉輸出至重啟動時間：

( ) ( )3

32

2

1221

TH

SCPTHTH

TH

SCPTHTHPHASEPHASESHUTDOWN I

CVV

I

CVVttt

∗−+∗−=+=



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其時間大約為 35 倍 STARTREt − ，所以大約是 0.7*CSCP

註註註註：SCP保護動作雖然固定在時間 tRE-START中完成，但系統過載發生的斜率不同，

在愈大的過載電流(特別指短路)，雖然 SCP時間如期關閉 PWM 輸出，但由於

DC-DC 轉換器中所使用的 PMOS導通至關閉須對閘極電容充電，此時間會遠大於

SCP保護時間，PMOS的瞬間耐流能力數值是必須在設計之初考慮進去，否則，一

旦發生 PMOS短路燒毀，有可能將電源側高壓直接導入到系統中，造成晶片被高

電壓破壞。

3.DTC 與軟啟動與軟啟動與軟啟動與軟啟動：：：：

圖圖圖圖 7. DTC 外接之軟啟動與外接之軟啟動與外接之軟啟動與外接之軟啟動與 PWM 之關係圖之關係圖之關係圖之關係圖

Starting Phase

Vosc max 1.35V

Vosc min 2.05V

Normal Operation

V PWM

V DTC

t

t



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FP5453

VREF

DTC1

Zero Duty Cycle

Max Duty Cycle

2.05V

1.35V

T=Soft-Start Time

R8

C3

VREF

ic

VR

VR

t

16

6

R9

圖圖圖圖 8. DTC 外加軟啟動電路外加軟啟動電路外加軟啟動電路外加軟啟動電路

VR 電壓決定 D 大小。

而軟啟動時間，取決於欲設定多久電容充電至目標 DTC 電壓，公式如下：

3*98

9*85 C

RR

RRt

+=

註註註註：在電源轉換器設計當中，軟啟動是非常重要的考量，使用軟啟動以降低開機瞬

間 PWM 張開過大所產生的 over-shoot，並讓電源呈穩定上升，特別是用於升壓轉

換器時，沒有軟啟動會使 PWM 在無回授下張開過大而造成 MOS 燒毀或轉壓失敗，

這點在設計上須特別留意。



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4.輸出與輸出與輸出與輸出與 MOS 關係關係關係關係:

輸出 PWM 波形主要是 DTC 電壓，誤差放大器回授輸出電壓及振盪頻率三者的

比較關係，最後經過驅動前級推動至輸出 Totem Pole電晶體，一般使用中 DTC

約為固定電壓或接電阻至地端，PWM duty cycle的變化主要是振盪頻率與誤差放

大器輸出的比較。

圖圖圖圖 9. 輸出級與輸出級與輸出級與輸出級與 PWM 比較器比較器比較器比較器

圖圖圖圖 10. 輸出波形關係輸出波形關係輸出波形關係輸出波形關係(DTC 電壓高於電壓高於電壓高於電壓高於 1.35V)



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當 DTC 低於 1.35V，IC 內部單純以誤差放大器輸出對振盪頻率做比較，其 duty

cycle的變化可從 0%到 100%，當 DTC 介於振盪頻率振幅間(1.35V-2.05V)，當

誤差放大器處於較高電位時，將被限制住最大的 duty cycle，經 PWM 比較器後

被內部 Totem Pole反相至 IC 實際輸出腳。

註註註註：PWM 信號的穩定狀態與 DTC 電壓，誤差放大器的回授信號及振盪頻率有著極

密切的關係，一般 DTC 信號為一直流電壓，本身變動率低，振盪頻率在良好的 PCB

layout及穩定的內部電源下，亦無變化(波形的振幅及相位)，但誤差放大器的穩定

度(Stability)是與回授補償及系統本身有著增益與相位的關係。

MOSFET本身存在有以下特性必須在設計之初考慮到：

1. 電壓電流規格：VDSS，VGSS，ID，IDP，PD

2. 導通特性：VTH，RDS(ON)

3. 切換時間與內在電容：Ciss，tr，tON，tf，tOFF

4. Total Gate Charge：Qg

5. Package

在與 FP5453 的匹配上存在較大的影響因素主要在瞬間的切換狀態(與切換時

間，Total Gate Charge)及 PWM 導通後的狀態(與導通特性)，而以 IC 輸出可視

MOSFET為一電容對地負載，因此，輸出會於關閉時造成對 MOSFET的閘極

電容產生充電的 rise時間，亦會在導通時對 MOSFET的閘極電容產生放電的

fall 時間，除導通時的 RDS(ON)要低之外，切換損失是使 MOSFET產生多餘熱耗

的來源之一，這段 MOSFET的損失是可以被下面計算式描述：

tIdsVdsP ∗∗= (用於估算 tON 及 tOFF)

驅動級的驅動功率則可由下面公式說明：

fVgsQgP ∗∗=

注意此處的 Qg雖視為 MOSFET的 Total Gate Charge值，因為在 R-C 電路中，



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其對電容充電之電流為 RC 指數函數遞減關係，應該將 Qg 改以 ∫ dttIgTON )(0 來表

示，並由公式得知，驅動級特性會在接近 Vgs 電壓時功率變低(Ig 變小緣故)。

圖圖圖圖 11. PMOS VGS 與與與與 VDS 時序關係時序關係時序關係時序關係

註註註註：對 PMOS而言，在 VGS導通時間開始即對 G-S間電容放電，此能力與 IC sink

電流能力有關，快速的放電會縮短 Td(on)及 Tr 時間；反之，要關閉導通中的 PMOS

必須對 Ciss電容充電，電流愈小其 Td(off)時間愈長，而 PMOS規格中 VTH 電壓上

下限差異頗大，在充 VGS電壓所產生的切換損失亦有程度上的不同。



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1

8

Ciss=Cgs+Cgd

RCgd

Cgs

Off

Threshold VoltageThreshold VoltageThreshold VoltageThreshold Voltage

-VGS-VGS-VGS-VGS

IgIgIgIg

Voh

Output current source

Internal pull high resistance

圖圖圖圖 12. Totem-pole 推動級對推動級對推動級對推動級對 VGS 電壓影響電壓影響電壓影響電壓影響

MOSFET 的 Ton 時間分為兩段，前段主要由內部 PNP導通對輸出電容充電至

Voh 後，再由內部提升電阻對電容充電。



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5.參考電壓與分路點參考電壓與分路點參考電壓與分路點參考電壓與分路點：：：：

圖圖圖圖 13. 誤差放大器設定誤差放大器設定誤差放大器設定誤差放大器設定

IC 內部之誤差放大器外接一個參考電壓和輸出電壓之分壓作比較,藉此誤差放

大器輸出訊號，控制 PWM 開關，調整開關的比例，以得到穩定的輸出電壓,此

輸出電壓可藉由調整 R1， R2與 R5，R6 比例而得。

其關係為：



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五. 系統應用：

舉例設計兩組 Buck Regulator：

首先，設計者必須先決定所要設計的單組降壓規格，可參考如下簡表：

規格值規格值規格值規格值

輸入電壓 5-20VDC

輸出電壓 3.3，，，，1.8VDC

全載轉換效率 >80% (2A 輸出)

負載變動率 10mV

線電壓變動率 10mV

輸出雜訊 15mVP-P (2A 輸出)



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1. FP5453使用於 Buck Converter電路圖：

C4 2200pF C5NA

IC1

FP5453

CT

RT

1IN+

1IN-

1FB

1DTC

1OUT

GND VCC

2OUT

2DTC

2FB

2IN-

2IN+

SCP

REF

C1 270pF

R3

6.8k

R6

75k

R1

300k

C3330uF

Vin +12VP1

POWER IN

12

P2

OUTPUT #1

12

P3

OUTPUT #2

12

+3.3V

+5V

R26 0

R12 0D1

SCD34

D2

SCD34

C10470uF

C16470uF

R2427k

R2710k

R1310k

R1156k

R16

75k

R2 300k

R7

1k

C6

1000pF

C2 0.33uF

C71000pF

R8

1k

R15

20k

C120.1uF

R20

27k

R19

27k

R14

15k C110.1uF

C90.1uF

C150.1uF

R101k

R23

1k

Q1

Q2

C13220uF

C17220uF

Vout1 +1.8V

Vin +12V

Vout2 +3.3VL2 20uH

L3 20uH

Err. AmplifierIN- REF 0.5V

圖圖圖圖 14. FP5453 使用於兩組使用於兩組使用於兩組使用於兩組 Buck Converter 電路圖電路圖電路圖電路圖

在在在在 FP5453 規格書中得知 IC 的輸出級為 Totem Pole，由於低導通 RDS(ON)之 PMOS

普遍存在有較高的輸入電容(如 CGD與 CGS)，而 PWM信號在高速切換下若採用 Open

Collector加提升電阻直推的方式，會受到此電容效應使 PMOS的截止損失變差，直

接影響系統效率。

為了提升驅動效率，將 IC 輸出為 Totem Pole可以得到較好的特性，其原因是當 IC

輸出信號關閉時，內部輸出級 Totem Pole所提供的瞬間電流極高，相對縮短了 PMOS

的交換損失時間(Switching loss)。

R7-C6-C4、R8-C5-C7是回授補償用，預留該種補償結構以方便調整回授特性。

DTC 在應用上外接之 R14-R19-C11及 R15-R20-C12需經過計算，此值會決定電源

軟啟動(Soft-Start)時間及波寬大小，稍後我們會附上計算關係並說明之。

SCP是短路保護功能，當短路發生動作時，保護時間將取決於 C2 電容，後面我們



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將對此有公式描述。

R3-C1電阻則是決定 FP5453 的內部振盪頻率(可由 IC 輸出量得)。

而輸出電壓 3.3VDC 是由 FP5453 的 IN2-電壓與 R11-R13的比值決定，

而輸出電壓 1.8VDC 是由 FP5453 的 IN1-電壓與 R24-R27的比值決定。

2. 設計說明及公式

在實際的 DC-DC 應用中，輸入電壓的高低是非常重要的，本例中雖然是 5VDC

到 20VDC，但就其在同一負載特性下(如 2A)，我們不難發現 5VDC 下的輸入電

流遠大於 20VDC，這是因為在理想 Buck Converter中存在有 VOUT=D*V IN 的關

係；也就是說：當壓差變小時 D 會變大，此狀況正可視為 MOS 導通(Duty 改變)

並貯能的現象，注意此現象可知在同負載下，Negative Duty Cycle大者 MOS 處

於較長的導通時間，其 MOS 導通損失較大；反之是 SBD 的導通損失較大，所

以對熱的處理，端視此兩顆功率元件在系統中何者產生出多餘的熱，在功率元

件的封裝上就要做考量，此例中的 PMOS是用 SOP8 package，若熱源在 PMOS，

就該換成 SOT-223或 TO-252型 PD 值較高的封裝，可直接改善其熱耗溫升的狀

況，SBD 的選擇性較少，亦可以供應商標示之封裝 PD 做為參考依據。

在此，我們逐步將整個 Buck Converter電路的主要使用零件及公式推導出來，

我們先計算出 3.3V 在 2A 所需使用的 LMIN，公式如下推導：

貯能電感上之電壓可以用下式表示之：

∗=dt

tdiLtv

LL

)()(

在 PMOS導通週期 D 可改寫成 L

VoutVin

L

tv

dt

tdi LL −≈= )()(

在 PMOS關閉週期(1-D)可改寫成 L

Vout

dt

tdiL −≈)(

我們知道 dt = ∆t = D*TS (TS 為 PWM 振盪頻率 fS 的導數)

輸出的 peak-peak電流為 diL(t)的兩倍，可表示成 2∆iL

故可將第一式改寫成 SL TDL

VoutVini ∗∗

−=∆2

這樣就可得到 L 的計算公式為 SL

DTi

VoutVinL

∆−=

2



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又Vin

VoutD = 且 peak-peak電流與輸出電容之 ESR關係為

ESR

Vpp

所以我們將公式轉換成與前表有關的數值來計算得到為：

ESRVin

Vout

Vppf

VoutVinL

SMIN ∗

∗

∗−= ------------------------ 公式(1)

V IN 最小為 5VDC，VOUT 為 3.3VDC，CO 電容的 ESR為 80mΩ， fS 為 350KHz，

容許的 VP-P為 10mV，將上述各數值代入公式(1)中得到：

LMIN=(5-1.8)*1.8*80m/(350K*5*15m)=17.55µH (L3 選用 20µH )

LMIN=(5-3.3)*3.3*80m/(350K*5*15m)=17.09µH (L2 選用 20µH)

輸出貯能電容 CO 的表示為：

( )22

12

SL

TivCq ∗∆=∆∗=

所以，COMIN 的計算公式如下:

S

LO

fv

iC

∗∆∆=

8

又可改寫成與 ESR的關係為：

SO

fESRC

∗∗=

8

1---------------------------------------------- 公式(2)

將 ESR=80mΩ，fS=350KHz代入公式(2)得到最小輸出之電容值：

CO=4.464µF (C10、C16直接選用 470µF, ESR為 80mΩ)

PMOS及 SBD 的選取上則根據設計規格來制訂，PMOS採用 9435的原因是在

SOP8的 Package上可減少零件空間，且連續電流可至 5A 以上，規格可依據不

同應用更換之，而 SBD 採用 SCD34在 2A 時 VF 約為 0.5V 的規格，上述兩顆

零件的導通功率消耗計算公式可如下計算：



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PMOS 9435：PMOS= RDS(ON) * ID2 * D ------------------------------公式(3)

SBD SCD34：PSBD= VF * ID * (1-D) ------------------- ------------公式(4)

我們可以很明顯發現公式(3)及(4)中當同電流條件下 D 愈大對 PMOS愈不利，

反之則是 SBD。

這裡特別要提醒設計者幾個重點：

(1). PMOS的 VGS電壓高低會影響 RDS (ON) 大小；也就是說在 VGS=-10V 得到的

RDS(ON) 比 VGS=-5V 要低，可是偏偏低壓差轉換時 Negative Duty Cycle比較大，

PMOS的 RDS (ON) 已經變差使功率損失增加又增加較多的導通時間損失，故不

同的 V IN 電壓及不同的負載電流可不能用同一顆封裝或規格的 PMOS。

(2). SBD同樣存在一個問題是當 ID 愈大 VF 愈高的現象，如果 Negative Duty

Cycle小 (1-D 較大)，會發生較高熱損失在 SBD 上，那麼 SBD 的封裝就必須對

策之，如更換 PD 較高封裝或加散熱片等方式協助導熱才是。

(3). PMOS的交換損失與其 Total gate charge (QG) ，VGS電壓及時間有關，以

PMOS而言截止損失由於須對 PMOS gate電容充電，就會使 PMOS產生 off delay

及 fall time 等時間，在這段時間裡是會產生 VDS*I DS*t 的熱耗，而驅動端相對要

提供給 PMOS gate的功率可表示為 QG*V GS*f，這是挑選驅動電晶體非常重要的

式子。

(4). 在 SBD 內存在有 P-N 寄生電容，它在截止時與 PCB的銅線會形成 LC 振

盪，此振盪雖會收斂但會使輸出電壓出現振盪頻率週期的 Noise而且隨著負載

電流變大而變高，是非常討厭的狀況，後面在 PCB Layout上會說明對策，如果

產生此現象，那麼預留 SBD 的 R-C Snubber電路 (見下圖) 將是不得不的手段

(會犧牲一點系統效率)。



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圖圖圖圖 15. SBD 的的的的 R-C Snubber 電路電路電路電路

現在，我們開始設計 PWM IC FP5453 的部分：

首先，FP5453 的振盪頻率由 C1, R3決定，原先設計 LC 的頻率參考值是用

350KHz，故 R3 用 6.8KΩ，C1 用 270pF(見 FP5453 規格書中描述頻率與電阻、

電容的關係)，DTC 電阻根據 IC 內部電路取決於下述公式︰

)2015/(20*

)1914/(19*

2

1

RRRVREFV

RRRVREFV

DTC

DTC

+=+=

------------------------ 公式(5)

)/()( minmaxmax OSCoscDTCOSC VVVVD −−= ------------------------ 公式(6)

88.07.0/)43.105.2(

64.07.0/)6.105.2(

max2

max1

=−==−=

D

D

軟啟動(Soft-Start)與 DTC 有關

12*2015

20*152

11*1914

19*141

CRR

RRT

CRR

RRT

+=

+=

------------------------ 公式(7)

T1=4.82mS T2=5.7mS



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短路保護功能(SCP)根據規格書公式推導如下：

TSCP= SCPC*02.0 ------------------------ 公式(8)

所以當 C2 用 0.33µF 時，短路保護動作時間為 6.6mS秒後發生栓鎖型保護，此

種保護的原理在於短路狀況下 PWM Negative Duty Cycle已開到最大時還無法

將回授電壓補回，此時 SCP點會產生對 C2的充電電流(約 25µA)，當 C2 電壓

超過 1V 時，FP5453 的 PWM 會被強制關閉(High)，此時充電電流並不會消失，

會持續充電到接近 1.5V 後自動放電至初始值再重新充電，PWM 輸出及 DTC

同時重新啟動。而從 0.5V 開始到 1V 的充電時間內表示 SCP是處於動作中，功

率元件本身是否能承受這段時間不致燒毀，必須在設計最初就要考慮到。

FP5453 轉換輸出電壓公式如下：

VOUT2=(1+R11/R13) * IN-(誤差放大器 REF) ------------------------ 公式(9)

VOUT1=(1+R24/R27) * IN-

其中 FP5453 的 IN-為可調，想要得到 1.8V 的輸出電壓, 先決定 IN-電壓，在設

計上我們考慮負載變動率及 L 損失，所以取 R1 為 300KΩ， R6 為 75KΩ，可

得 IN-為 0.5V 將上述各值代入公式(9)中得到輸出電壓：

VOUT1= 0.5V*(1+27KΩ/10KΩ) = 1.85V

所以，要得到精確的輸出電壓，除了 IC 的參考電壓精確外，電阻誤差也需考慮

到。

同理調 R2為 300KΩ，R16為 75KΩ並讓 R24為 56KΩ，R27為 10KΩ可得 3.3V。

R7-C4-C6、 R8-C5-C7是當輸出電壓做高速變化(High speed transient)下預留的

電路，目的是讓此變化經過 R7-C4-C6、R8-C5-C7更快反應到 IC Error Amplifier

輸入端上，此數值必須以系統要求的變動率計算出阻值和容值。



版別 A1

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3. 零件擺放與佈局

零件擺放：

MOS

D

D

R&C

R&C

C

CC

C

C

MOS

VoutVout

Vin

LL

FP5453

圖圖圖圖 16. Placement example

此零件擺放根據前述電路圖進行之，做法基本參考幾個要點：

(1). VIN 到 VOUT 是大電流路徑，要儘可能靠近。

(2). 熱源之功率元件保留空間散熱，及利用 PCB鋪銅散熱，所以空間留大。

(3). 將易受交換雜訊干擾而影響 PWM IC 的週邊零件靠近 IC 擺放。

佈局：



版別 A1

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六. 量測

1. 數值記錄

輸出+3.3VDC、+1.8VDC 測量結果：

測試條件量測值單位

負載變動率 V IN=5V, IO=0.5~2A ±0.3Max %

線電壓變動率 IO=1A,VIN=5V~15V ±0.22Max %

輸出漣波 V IN=5V, IO=1A 12 mV

轉換效率 V IN=5V, IO=1A 89.6 %

效率

86

86.5

87

87.5

88

88.5

89

89.5

90

90.5

91

91.5

0.5 1 1.5 2

A

EVAL Board轉換效率圖表



版別 A1

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2.波形記錄

VOUT2 PWM 與輸出漣波波形

VOUT1 PWM 與輸出漣波波形

CH1 PWM

CH4 Vout漣波



版別 A1

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PWM 與 DTC 外加軟啟動波形

SCP短路保護發生(重啟動瞬間 PWM ON)

CH1 PWM

CH2 SCP

CH3 DTC

CH4 VOUT1

CH1 VREF

CH3 PWM

CH4 SCP



版別 A1

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SCP斷電再啟動功能



版別 A0

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3. 實驗板 FP5453EVAL BOARD PCB佈局

Silk Screen

Top Layer

Bottom Layer



版別 A0

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4. FP5453 EVAL BOARD零件表(BOM)

Reference Quantity Description

C1 1 270pF

C2 1 0.33uF

C3 1 330uF

C4,5 2 2200pF

C6,7 2 1000pF

C9,11,12,15 4 0.1uF

C13,17 2 22uF

C10,16 2 470uF

R1,2 2 300KΩ

R3 1 6.8KΩ

R6,16 2 75 KΩ

R7,8,10,23 4 1 KΩ

R19,20,24 3 27 KΩ

R14 1 15 KΩ

R15 1 20 KΩ

R12,26 2 0 KΩ

R11 1 56 KΩ

R13,27 2 10 KΩ

D1,2 2 SCD34 Schottky Diode

IC1 1 FP5453 DC/DC PWM Controller

Q1,2 2 AP9435M PMOS RDS(ON)=50mΩ

L1,2 2 20µH, 3A Inductor DCR=110mΩ

FP5453 EVAL Board Bill of Materials

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