BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ...
50
T.C. KARADENİZ TEKNİK ÜNİVERSİTESİ Mühendislik Fakültesi Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR İÇİN ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI Sinan KAZAN Doç. Dr. Ali GANGAL Mayıs 2012 TRABZON
Transcript of BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ...
T.C. KARADENİZ TEKNİK ÜNİVERSİTESİ
Mühendislik Fakültesi
Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü
BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN
BATARYALAR İÇİN ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI
Sinan KAZAN
Doç. Dr. Ali GANGAL
Mayıs 2012 TRABZON
T.C. KARADENİZ TEKNİK ÜNİVERSİTESİ
Mühendislik Fakültesi
Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü
BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN
BATARYALAR İÇİN ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI
Sinan KAZAN
Doç. Dr. Ali GANGAL
Mayıs 2012 TRABZON
LİSANS BİTİRME PROJESİ ONAY FORMU
Sinan KAZAN tarafından Doç. Dr. Ali GANGAL yönetiminde hazırlanan “Boost Dönüştürücü Kullanılarak Elektrikli Araçlarda Kullanılan Bataryalar İçin Şarj Ünitesi Tasarımı” başlıklı lisans bitirme projesi tarafımızdan incelenmiş, kapsamı ve niteliği açısından bir Lisans Bitirme Projesi olarak kabul edilmiştir. Danışman : Doç. Dr. Ali GANGAL ………………………………
Jüri Üyesi 1 : ………………………………
Jüri Üyesi 2 : ………………………………
Bölüm Başkanı : Prof. Dr. İsmail H. ALTAŞ ………………………………
iii
ÖNSÖZ
Bu projenin hazırlanmasında emeği geçen değerli hocalarımızdan Doç.
Dr. Ali Gangal’a, Prof. Dr. İ. Hakkı Çavdar’a ve Doç. Dr. İsmail Kaya’ya
şükranlarımı sunmak isterim.
Bitirme projesi çalışmalarımda, bölüm olanaklarının kullanılmasına izin
veren Bölüm başkanlığına, bölümümüzde görev alan teknisyenlere ve tüm
çalışanlara, desteklerinden dolayı Mühendislik Fakültesi Dekanlığına ve
KTÜ rektörlüğüne teşekkür ederim.
Her şeyden öte, eğitimim süresince bana her konuda tam destek veren
aileme ve hayatlarıyla örnek olan bütün hocalarımı saygı ve sevgilerimi
sunarım.
Mayıs 2012
Sinan KAZAN
iv
İÇİNDEKİLER Syf. No. LİSANS BİTİRME PROJESİ ONAY FORMU ........................................................................ ii
ÖNSÖZ .................................................................................................................................. iii
İÇİNDEKİLER ....................................................................................................................... iv
ÖZET .......................................................................................................................................v
SEMBOLLER VE KISALTMALAR ...................................................................................... vi
1. GİRİŞ ........................................................................................................................1
2. TEORİK ALTYAPININ HAZIRLANMASI ..............................................................3
2.1. Doğrultucular .....................................................................................................3
2.2. Boost Dönüştürücü Topolojilerinin incelenmesi .................................................4
2.2.1. Geleneksel Boost Dönüştürücü Topolojisi ..................................................7
2.2.2. Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi ..................................................8
2.2.3. Bridgeless Boost Dönüştürücü Topolojisi ...................................................8
2.2.4. Bridgeless Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi .................................9
2.2.5. Kullanılacak Boost Dönüştürücü Topolojisinin Seçimi ............................. 10
2.3. Güç Faktörü Düzenleyici.................................................................................. 11
2.3.1. UCC28070 Güç Faktörü Düzenleyici Entegresi ........................................ 13
2.4. UCC27324 Mosfet Sürücü Entegresi ................................................................ 15
3. PROJE TASARIM AŞAMALARI ........................................................................... 16
3.1. Tasarım Hedefleri ............................................................................................ 16
3.2. Boost Endüktanslarının Belirlenmesi ................................................................ 17
3.3. Çıkış Kondansatörlerinin Belirlenmesi ............................................................. 19
3.4. Mosfet ve Diyotların Belirlenmesi .................................................................... 20
3.5. Akım Transformatörünün Belirlenmesi ............................................................ 21
3.6. Güç Faktörü Düzenleyici Devresinin Tasarımı ................................................. 24
3.7. Projede Kullanılacak Malzemeler ve Maliyet Tablosu ...................................... 27
4. DENEYSEL ÇALIŞMALAR VE SONUÇLAR ....................................................... 28
5. YORUMLAR VE DEĞERLENDİRME .................................................................. 32
KAYNAKLAR ....................................................................................................................... 33
EK.1: PROJE İLE İLGİLİ ŞEMATİK ÇİZİMLER VE BASKI DEVRE GÖRÜNTÜLERİ...... 34
EK.2: STANDART VE KISITLAR FORMU .......................................................................... 35
ÖZGEÇMİŞ............................................................................................................................ 36
v
ÖZET
Bu projede, elektrikli araçlarda kullanılan bataryaları kısa sürede güvenli bir şekilde
şarj etmek için şebeke geriliminden beslenen, güç faktörü düzenleyicili ve yüksek
verimli boost dönüştürücü devresi tasarlanması ve gerçekleştirilmesi amaçlanmıştır.
Boost dönüştürücü topolojileri incelenerek, tasarıma uygun olarak interleaved boost
dönüştürücü topolojisi belirlenmiştir. Bu topolojinin anahtarlama elemanlarına
birbirleriyle 180o faz farklı darbe genişlik modülasyonu (PWM) uygulanarak iletim
süresi iki kola bölünmüştür. Bu sayede güç faktörü düzenleme için kolaylık
sağlanmıştır. Anahtarlama elemanlarının kontrolünü sağlamak ve güç faktörü
düzenleme işlemini yapmak için Texas instruments firmasının üretmiş olduğu
UCC28070 entegresi kullanılmıştır.
Gerçekleştirilen güç faktörü düzenleyicili boost dönüştürücü devresi, şebekeden
ideale yakın formda akım çekeceği, bunun sonucunda veriminin yüksek olacağı ve
elektrikli araçlarda kullanılan bataryaların kısa sürede güvenli bir şekilde şarj edileceği
düşünülmektedir.
vi
SEMBOLLER VE KISALTMALAR
GFD Güç Faktörü Düzenleyici
PWM Palse width modulation (Darbe genişlik modülasyonu)
η Verim
∆ Endüktans akımının Değişimi
VG Giriş gerilimi
VÇ Çıkış gerilimi
fhat Şebeke frekansı
GF Güç faktörü
fs Anahtarlama frekansı
IG Giriş akımı
1. GİRİŞ
Elektrikli araçlar sıfır emisyonlu çevreye duyarlı araçlar olmaları ve petrol
kaynaklarının azalması nedeniyle petrol türevli araçlara göre daha cazibeli ve güçlü bir
alternatif haline gelmektedir. Elektrikli araçların sürüş mesafesi en önemli
sınırlılıklarından biridir [1]. Sürüş mesafesini arttırmak için batarya teknolojileri
geliştirilmektedir. Sonuç olarak daha yüksek enerji kapasiteli bataryalara olan ihtiyaç
giderek artmaktadır. Bunun yanında batarya şarj teknikleri de geliştirilmektedir. Bu
teknikler; sabit akım ve gerilim, sabit akım, sabit gerilim olmak üzere üç tanedir [2].
Elektrikli araçlardaki batarya ihtiyacını karşılamak için daha hafif ve küçük boyutlu
olmaları sebebiyle lityum-iyon veya lityum polimer bataryalar kullanılmaktadır. Buna
bağlı olarak şarj işlemleri yüksek gerilim ve akım ihtiyacı duyduğundan daha karmaşık
algoritmalar içermektedir [1].
Eski batarya şarj cihazlarında köprü diyot kullanıldığından bu cihazlarda akım
harmonikleri oldukça fazlaydı. Günümüzde ise batarya şarj cihazları darbe genişlik
modülasyonu ile mikroişlemci kontrollü olup akım harmonikleri çok düşük seviyelere
inmiştir.
Elektrikli araçlarda kullanılan bataryaları şarj etmek için birçok çalışma yapılmıştır.
Burak Akın, elektrikli araçlarda kullanılan li-ion bataryaların tek fazdan hızlı ve verimli
şarjı için güç faktörü düzenleyicili dual boost dönüştürücü kullanarak bir simülasyon
gerçekleştirmiştir [3]. Tufan Kayıklı ve arkadaşı, elektrik araçlarda kullanılan lityum-
polimer bataryalar için bir şarj cihazı tasarımı simülasyonu gerçekleştirmiştir [1].
Bu projede elektrikli araçlarda kullanılan bataryaların yükseltici tip interleaved
boost dönüştürücü kullanılarak sabit gerilimde şarj etme işlemi gerçekleştirilmiştir.
Bunun için ülkemizdeki şebeke geriliminin değişimlerinden etkilenmeden çıkış
gerilimini sabit tutacak, güç faktörünü düzenleyecek ve akım harmoniklerini azaltacak
Texas instruments firmasının üretmiş olduğu UCC28070 entegresi kullanılmıştır.
Şekil.1’de elektrikli araç batarya şarj cihazı tasarımında kullanılan yapının blok
diyagramı görülmektedir.
2
Şekil.1: Batarya şarj cihazı blok diyagramı.
Elektrikli araç batarya şarj cihazı projesini istenilen zamanda ve planlanan
özelliklerde gerçekleştirebilmek için tablo.1’de görüldüğü gibi iş zaman grafiği
hazırlanmıştır.
Tablo.1: İş-zaman grafiği.
Elektrikli Araçlarda Kullanılan Bataryalar için Şarj Cihazı Projesi İş-Zaman Grafiği
Yapılan İş 6-12
Şubat 13-19 Şubat
20-29 Şubat
1-31 Mart
1-30 Nisan
1-24 Mayıs
25 Mayıs
Proje konusunun belirlenmesi
Literatür taraması ve gerekli konuların araştırılması
Zaman planlaması ve ön raporun hazırlanması
Projede kullanılacak çevirici topolojisinin belirlenmesi
Gerekli hesapların yapılması ve malzeme listesinin çıkarılması
Malzemelerin temini ve PCB tasarımı ve montajı
Proje testlerinin yapılması ve raporun hazırlanması
Proje teslimi
2. TEORİK ALTYAPININ HAZIRLANMASI
2.1.Doğrultucular
Hemen hemen bütün elektronik devrelerde DC güç kaynağı gereksinimi vardır.
Bunlar AC/DC dönüştürücülerdir. Yani alternatif akımı doğru akıma dönüştüren
devrelerdir. Tipik olarak üç çeşit doğrultucu devre şekli vardır. Bunlar yarım dalga, tam
dalga ve köprü tipi tam dalga doğrultucularıdır. Devrede kullanacağımız doğrultucu tipi
köprü tipi doğrultucudur. Şekil.2’de köprü tipi doğrultucu devresi görülmektedir.
Şebekeden gelen AC sinyali köprü doğrultucu devresi yardımıyla DC akıma
dönüştürülmüştür. Devreye uygulanan AC sinyalin bir alternansında karşılıklı ayrı
koldaki iki diyot iletime geçecek diğer iki diyot kesimde olacaktır. Diğer alternansta ise
bu işlem ters dönecek ve bu sayede doğrultma işlemi gerçekleşecektir. Bu şekilde tam
doğrultma işlemi gerçekleştirilmemiştir, tam doğrultma için devrenin çıkışında
kondansatör kullanılmıştır, çıkıştaki bu kondansatör filtre görevi görmektedir.
Sinyaldeki frekans bileşenlerini filtre etmektedir. Kondansatör değeri devrenin zaman
sabitine göre uygun seçilirse, çıkıştaki DC gerilim yükün değişmesine göre daha düzgün
formda olacaktır. Dolayısıyla gerilim dalgalanması olmayacaktır.
Şekil.2: Köprü tipi tam dalga doğrultucu.
Şebekeden gelen etkin değeri 220V AC sinyal için devrenin çıkışından 311V DC
gerilim elde edilir.
4
2.2.Boost Dönüştürücü Topolojilerinin incelenmesi
Boost dönüştürücü girişine uygulanan DC gerilimi, çıkışına daha yüksek DC
gerilime dönüştürerek aktaran devrelerdir. Şekil.3’de ideal boost topolojisi
görülmektedir. Görüldüğü gibi boost dönüştürücü devresi endüktans, kondansatör, diyot
ve anahtarlama elemanından oluşmaktadır.
Şekil.3: İdeal boost dönüştürücü topolojisi
Devrenin çalışması basit olarak, anahtarlama elemanının iletime ve kesime
götürülmesiyle gerçekleşmektedir. Devrenin çalışmasını daha da açacak olursak,
anahtarlama elemanı S iletime götürüldüğü anda devre şekil.4’deki gibi iki kola
ayrılacaktır. S anahtarının kapanmasıyla birlikte endüktans üzerinden akan akım artacak
ve endüktans üzerine enerji depolanmaya başlayacaktır. Bu durumda diyodun anot ucu
negatif potansiyelde olduğundan diyot tıkama durumundadır.
Şekil.4: Anahtarlama elemanı iletimde
5
Anahtarlama elemanı S kesime götürüldüğü anda ise giriş gerilimi Vg ile endüktans
üzerinde depolanan enerjinin toplamı diyotu iletime götürecek ve devre şekil.5’deki gibi
bir hal alacaktır. Bu sayede endüktansın enerjisi kondansatör üzerinden boşalırken,
kondansatör şarj olmaya başlayacaktır. Bu şekildi giriş geriliminin seviyesi çıkışta
yükseltilmiş olacaktır. Kondansatör değeri uygun seçildiği takdirde gerilim
dalgalanmaları en aza indirgenmiş olacaktır.
Şekil.5: Anahtarlama elemanı kesimde
Devrenin çalışması incelenirken tüm elemanlar kayıpsız ve ideal oldukları
düşünülmüştür [4].
Anahtarlama elemanının iletimi ve kesimi sabit frekansta gerçekleştirilmektedir.
Frekans değeri T periyodunu belirler. İletim oranı yani doluluk oranı D ile ifade edilir.
Bu durumda anahtarlama elemanının iletim süresi DT olacaktır. Kesim süreside (1-D)T
olur.
Anahtarlama elemanı iletimde olduğu süre boyunca endüktans giriş gerilimi
üzerinden beslenmektedir. Bu durumda endüktans geriliminin değişimi denklem (2.1)
deki gibidir.
= .
(2.1)
Endüktans akımının değişimi ise denklem (2.2) deki gibi olur.
∆=
. ∫ .
(2.2)
6
İntegral işleminin çözümlenmesiyle birlikte, iletim süresi boyunca endüktanstan
akan akımın değişimi denklem (2.3) deki gibidir.
∆=.
(2.3)
Anahtarlama elemanı kesimde olduğu süre boyunca ise yük gerilim kaynağı
üzerinden beslenir. Bu durumda endüktans üzerindeki gerilim denklem (2.4) de
verilmiştir.
= − ç (2.4)
Anahtarlama elemanının kesim süresi boyunca, endüktans akımının değişimi
denklem (2.5) deki gibi hesaplanmıştır.
∆=
. ∫ − ç. =
ç
. (1 − ). (2.5)
Anahtarlama elemanının kesim ve iletim süreleri boyunca, endüktansın üzerinden
geçen akımın değişiminin toplamı sıfır olacaktır. Denklem (2.3) ve denklem (2.5)’in
toplamları sıfır olmalıdır. Bu eşitlik denklem (2.6) da verilmiştir.
ç
. (1 − ). +
.
= 0 (2.6)
Denklem.2,6’nın çözümlenmesiyle çıkış gerilimi denklem (2.7) de verilmiştir.
ç =
(2.7)
İletim oranı D’nin aldığı değer 0 ile 1 arasındadır. Denklem (2.7) de de görüldüğü
gibi çıkış gerilimi iletim oranının aldığı değere göre şekil almaktadır. Anlaşıldığı gibi
D’nin değeri çıkış gerilimini artırma eğilimindedir. Bu da boost dönüştürücünün
yükseltici tip olduğunu göstermektedir [4].
Sürekli akım modunda çalışan bir boost dönüştürücü için endüktansın akım ve
geriliminin değişimi şekil.6’daki gibidir.
7
Şekil.6: Endüktans akım ve gerilim değişimi
Boost dönüştürücü topolojileri olarak 4 farklı topoloji incelenmiştir. Bu topolojiler;
geleneksel boost, bridgeless boost, Interleaved boost ve bridgeless interleaved boost
dönüştürücülerdir. Aşağıda bu topolojilerin birbirlerine üstünlükleri tartışılacaktır.
2.2.1. Geleneksel Boost Dönüştürücü Topolojisi
Geleneksel boost topolojisi uygulamalarda en çok kullanılan ve en popüler olan
topolojidir. Çalışma şekli ideal boost dönüştürücüsü ile aynıdır. Şekil.7’de geleneksel
boost dönüştürüşü topolojisi görülmektedir. Topolojide AC/DC dönüştürücü olarak
köprü doğrultucu, anahtarlama elemanı olarak Mosfet, endüktans, diyot ve kondansatör
kullanılmıştır. Bu topoloji 1kW altındaki güçler için idealdir ancak hem köprü diyot
üzerinde oluşacak kayıplar hem de yüksek güçlü projeler için farklı topolojiler tercih
edilmektedir. 1kW üzeri projeler için geleneksel boost yapısına paralel olarak eklenen
ikinci bir boost ile çözümler oluşturulmuştur [5].
Şekil.7: Geleneksel boost dönüştürücü topolojisi.
8
2.2.2. Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi
Interleaved boost topolojisi, iki adet boost dönüştürücünün paralel bağlanması ile
oluşturulmuş bir topolojidir. Şekil.8’de devre topolojisi gösterilmektedir. Burada
anahtarlama elemanı olarak kullanılan Mosfetler 180o faz faklı olarak kotrol
edilmektedir. Bu sayede anahtarlama frekansı iki katına çıkmış olur ve yüksek güçler
için ideal bir çözüm üretmiş oluruz. Devrenin giriş akımı iki endüktans üzerinden akan
akımların toplamıdır. Endüktanslarda oluşan dalgalanma akımları birbirini azaltma
eğilimindedir. Devrenin çalışmasını inceleyecek olursak yine ideal boost
dönüştürücüdeki gibi Mosfetin iletime ve kesime götürülmesiyle devrenin çalışması
gerçekleşmektedir. Fark olarak paralel iki yapı bulunması ve bu yapıların anahtarlama
elemanları 180o faz farklı olarak kontrol edilmektedir. Q1 iletime götürüldüğünde L1
endüktansı enerjilenecek ve Q1 kesime götürüldüğünde DA diyotu iletime geçip çıkış
kondansatörünün şarj edilmesi sağlanacaktır. Aynı durum Q2 içinde tekrarlanıp bu
şekilde işlem devam edecektir. Çıkıştaki kondansatör değeri devrenin zaman sabitine
göre uygun seçildiğinde çıkış gerilimi sabit olarak elde edilebilecektir [5].
Şekil.8: Interleaved Boost dönüştürücü topolojisi.
2.2.3. Bridgeless Boost Dönüştürücü Topolojisi
Bridgeless boost dönüştürücüsü, adından da anlaşıldığı gibi geleneksel boost
dönüştürücüden farklı olarak girişinde bulunan köprü diyotun bu topolojide
bulunmamasıdır. Bundan dolayıdır ki bu topolojiye Bridgeless boost topolojisi
denilmektedir. Şekil.9’da bridgeless boost dönüştürücü topolojisinin temel devresi
görülmektedir. Devrede köprü diyot kullanılmamıştır, bunun yerine iki adet endüktans
9
ve iki adet mosfet kullanılmıştır. Mosfetlerin ikiside aynı anda iletime ve kesime
götürülmektedir. Çalışma mantığı diğer topolojilere benzemektedir. Köprü diyotsuz
olması diyotta oluşacak kayıpları ortadan kaldırmıştır. Bu topolojide dezavantaj olarak,
mosfetler aynı anda iletime geçirildiğinden endüktaslar da aynı anda enerjilenecektir bu
yüzden de devrenin girişinden kontrol için akım geribeslemesi alınamaması
söylenebilir. Bir diğer dezavantaj girişteki EMI (elektromanyetik girişim) diğer
topolojilere göre daha yüksektir[5].
Şekil.9: Bridgeless boost dönüştürücü topolojisi.
2.2.4. Bridgeless Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi
Bridgeless boost topolojisinde olduğu gibi, bu yapıda da köprü diyot
kullanılmamıştır. Diğerinden fark olarak girişteki endüktans sayısı dörde çıkarılıp
ikişerli enerjilenecek şekilde her ikili grup için ikili mosfet anahtarlama elemanı
kullanılmıştır. Bu topolojiye ait devre yapısı şekil.10’da görülmektedir. Burada da
interleaved topolojisinde olduğu gibi mosfet grupları birbirinden 180o faz farklı olarak
kontrol edilmektedirler. Giriş sinyalinin pozitif yarım periyodunda Q1 ve Q2 mosfetleri
iletime götürülecek, L1 ve L3 endüktansları enerjilenecektir. Q1 ve Q2 kesime
götürüldüğünde ise L1 ve L3 endüktanslarındaki enerji D1 ve D2 diyotlarını iletime
götürecek, dolayısıyla kondansatör endüktanslar üzerinden şarj olmaya başlayacaktır.
Bu durum aynı şekilde diğer mosfetlerin iletime geçirilip aynı işlemlerin olmasıyla
devam edecektir. Bu devre yüksek güçlü uygulamalarda ideal bir çözümdür ancak
devrenin maliyet olarak dezavantajı bulunmaktadır[5].
10
Şekil.10: Bridgeless boost dönüştürücü topolojisi.
2.2.5. Kullanılacak Boost Dönüştürücü Topolojisinin Seçimi
İncelenen bu dört topolojinin sonucunda, oluşacak kayıplar için tablo.2’deki grafik
oluşturulmuştur. Tabloya göre kayıpların en az olduğu topoloji bridgeless interleaved
boost dönüştürücü topolojisidir. Ancak bu topolojinin maliyet açısından yüksek olması
nedeniyle aynı özelliklere ulaşabileceğimiz interleaved boost dönüştürücü topolojisi bu
proje için kullanılacaktır. Tabloya göre bu topolojideki toplam kayıp 42.3W olarak
belirlenmiştir.
Tablo.2: Yarıiletken malzemelerdeki kayıplar [5].
0
10
20
30
40
50
60
Köprüdiyot HızlıDiyotlar
MOSFETs MOSFETsGövde
Diyotları
ToplamKayıplar
Geleneksel Boost (W)
Köprüsüz Boost (W)
Interleaved Boost (W)
Köprüsüz Interleaved Boost(W)
11
2.3.Güç Faktörü Düzenleyici
Teknoloji geliştikçe, elektronik gücün kullanılması basit yüklerden (akkor flamanlı
lambalar, motorlar, röleler vs.) elektronik yüklere (elektronik balastlı floresan lambalar,
kişisel bilgisayarlar ve birçok elektronik ev aleti) doğru bir eğilim vardır. Elektronik
yeni yüklerin şebekeden çektiği akım formu eski yüklerden çok farklıdır. Bu durum
gelecekte güç kaynaklarının kapasitesinde ve aynı beslemeden çalışan diğer yüklerin
birbirlerini etkilemesine neden olacaktır. Eski teknoloji modern güç kaynakları
şebekeden bozuk harmonikli akım çekerler. Kullandığımız bilgisayarların güç
kaynakları ısıtıcı ve flamanlı lambalardan farklı olarak yumuşak bir sinüs akımı yerine
darbeli bir akım çekerler. Bu kaynaklar aynı enerjiyi verebilmek için kısa sürede
şebekeden akım çekerler. Sonuçta akımın tepe değerine ulaşılmış olur. Bu da kablolama
ve dağıtıcılarda zorlanmaya neden olur. Bu zorlanmayı azaltmak ve güç kaynaklarının
kontrol kapasitesini arttırmak için giriş güç kontrol devreleri eklenmeye başlanmıştır.
Bu devreler çekilen akımın şeklini geliştirmek için eklenmektedir. İdealde giriş
akımının formu giriş geriliminin formuyla aynı formda ve fazladır. Bu durumda güç
kaynağının limitleri içerisinde girişten maksimum güç çekilebilir. Bu durumda güç
faktörü 1.00 diyebiliriz. Günümüzdeki birçok anahtarlamalı güç kaynaklarında güç
faktörü düzenleme devresi yoktur. Dolayısıyla bu cihazların güç faktörü 0,6
civarlarındadır. Ancak son dönemlerde standartların yenilenmesiyle birlikte yeni nesil
güç kaynaklarında güç faktörü düzenleyici devresi bulunmaktadır. Bu sayede yeni nesil
güç kaynaklarında 0,99 güç faktörü elde edilebilir ve ideal forma yakın bir akım formu
elde edilebilir. Şekil.11’de güç faktörü düzenlenmeden önce şebekeden çekilen akımın,
gelimin ve çıkış geriliminin grafiği görülmektedir. Görüldüğü gibi şebekeden çekilen
akımın idealin oldukça uzağında ve güç faktörü oldukça düşüktür.
12
Şekil.11: Güç faktörü düzenlenmeden önce giriş akımı, giriş gerilimi ve çıkış gerilimi[6].
Şekil.12’de güç faktörü düzenlemesi yapıldıktan sonra şebekeden çekilen akım ve
gerilimin grafiği gösterilmiştir. Burada da şebekeden çekilen akımın ideale yakın aynı
fazda ve aynı formda olduğu görülür. Güç faktörü de yaklaşık olarak 1’e yakın bir
değerdedir.
Şekil.12: Güç faktörü düzenlemesi yapıldıktan sonra giriş geilimi ve akımı[6].
Günümüzde güç faktörü düzenleyici entegreleri yaygın olarak bulunmaktadır ve
kullanım alanları oldukça geniştir. Neredeyse bütün elektronik eşyaların besleme
devrelerinde güç faktörü düzenleyici entegresi kullanılmaktadır. Bu projede de Texas
Instruments firmasının üretmiş olduğu UCC28070 güç faktörü düzenleyici entegresi
kullanılacaktır.
13
2.3.1. UCC28070 Güç Faktörü Düzenleyici Entegresi
UCC28070 PFC kontrol entegresi içerisinde aralarında 180o faz farklı bulunan iki
adet darbe kod modülasyon (PWM) modülüne sahip, interleaved boost dönüştürücüler
için tasarlanmış bir entegredir. Bu iki PWM modülü giriş ve çıkıştaki dalgalanma
akımlarını önemli ölçüde azaltmaktadır. Bu sayede de giriş devresinde tasarlanacak
EMI filtresi daha kolay ve ucuz tasarlanmış olacaktır[8].
Şekil.13’de UCC28070 entegresinin pin bağlantıları görülmektedir. Entegre 12V ile
21V arasında beslenebilmektedir. CSA ve CSB pinleri GDA ve GDB uçlarından hangisi
aktifse o çıkışa ait mosfetin drain akım yoluna bağlı olan akım transformatörü
yardımıyla mosfetin drainden yolundan akan akımın bir örneği CSA ve CSB pinlerine
aktarılmış olur ve bu şekilde PWM çıkışın doluluk oranını değiştirerek güç faktörünü
düzenler. Yine aynı şekilde girişteki tam dalga doğrultulmuş işaretten ve çıkıştaki DC
işaretten sırasıyla VINAC ve VSENSE pinleri yardımıyla gerilim örnekleri alınarak
geribesleme sağlanmış olur ve yine PWM çıkışın doluluk oranı değiştirilir. Girişten ve
çıkıştan alınan işaretler gerilim bölücü dirençler yardımıyla şaseye karşı direnç
üzerinden bu pinlere giriş yapılır. Bu gerilim bölücü direnç değerleri yüksek değerlikte
(1MΩ ve üzeri) olmalıdır. GDA ve GDB pinleri mosfet sürücü çıkışlarıdır. Uygulanan
besleme gerilimine göre aynı oranda çıkış gerilimi vermektedir. Ayrıca mosfetleri
kontrol etmek için mosfet sürücü entegrede kullanılmaktadır.
Şekil.13: UCC28070 pin bağlantıları[8].
14
PWM çıkış verebildiğinden VINAC, VSENSE, CSA ve CSB pinlerinden alınan
işaretler ile doluluk oranını ayarlayarak mosfetlerin iletim kesim durumlarını belirler ve
bu sayede girişten ve çıkıştan çekilen akımın formunu ideale yakınlaştırır. Yükdeki
değişimlere karşı çıkış geriliminde dalgalanmalar önlenmiş olur. Güç faktörü ve verim
iyileştirilir. Entegre içyapısının blok diyagramı da şekil.14’de verilmiştir.
Şekil.14: UCC28070 entegresi fonksiyonel blok diyagramı[8].
15
2.4. UCC27324 Mosfet Sürücü Entegresi
Yüksek hızda kapasitif yüklerdeki büyük tepe akımlarını kotrol edebilen Mosfet
sürücü entegresidir. İçyapısı iki ayrı Mosfeti sürebilecek yapıdadır. Entegre üç farklı
çeşitte üretilmiştir (dual noninverting, dual inverting, one inverting one noninverting).
Bu projede dual noninverting yapısında olan mosfet sürücü entegresi kullanılacaktır.
Şekil.15’de bu entegrenin içyapısı görülmektedir[9].
Şekil.15: UCC27324 entegresi blok diyagramı[9]
Entegre uygulama gerilimi 4,5V ile 15V arasında uygulanabilir. Şebekeden çok
düşük akım çekmektedir 0,3mA seviyelerinde. Çıkış akımı 4A’dir[8]. Yüksek
anahtarlama hızında kontrol edilebilir. Çıkış gerilimi uygulanan besleme gerilimi ile
aynı değerdedir.
3. PROJE TASARIM AŞAMALARI
3.1. Tasarım Hedefleri
Projede hedeflerine uygun boost çevirici topolojisi olarak, şekil.16’daki interleaved
boost çevirici topolojisi seçilmiştir. Bu topoloji için güç faktörü düzenleyici entegresi
olarak, Texas instruments firmasısın üretmiş olduğu UCC28070 entegresi
kullanılacaktır. Topolojide kullanılan anahtarlama elemanları (Mosfet) sürmek için de
yine Texas instruments firmasının üretmiş olduğu UCC27324 mosfet sürücü entegresi
kullanılacaktır. Proje için diğer malzemelerin seçimi (mosfet, diyotlar, çıkış
kondansatörü, kontrol devresi için malzemeler vs.) bu bölümde yapılacak hesaplamalar
sonucunda seçilecektir. Tablo.3’de, istenilen hedeflere ulaşmak için gerekli
parametreler verilmiştir.
Şekil.16: Interleaved boost dönüştürücü topolojisi.
Tablo.3: Tasarım hedefleri.
Parametreler Min. Max. Birim
VG Giriş gerilimi 200 250 VAC
VÇ Çıkış gerilimi 400 VDC
fhat Hat frekansı 40 60 Hz
GF Güç faktörü 0,99
η Maksimum yükteki verim %90
fs Anahtarlama frekansı 200 KHz
IG Giriş akımı maksimum 16 A
17
3.2. Boost Endüktanslarının Belirlenmesi
Güç faktörü düzenleyicisine sahip boost dönüştürücülerin özelliklerinden en
önemlisi girişteki dalgalanma akımlarını düzeltip ideal forma yaklaştırmasıdır.
Endüktanslardaki dalgalanma akımı oldukça yüksektir. Dolayısıyla güç faktörü
düzenleyicisinin olmasıyla birlikte endüktansda oluşan dalgalanma akımları göz ardı
edilebilmektedir.
İnterleaved boost çeviricide kullanılacak iki tane endüktansın seçimi ile ilgili
hesaplamalar aşağıda verilmiştir. Burada kullanılan D iletim oranıdır. K(D) ise giriş
dalgalanma akımının endüktans dalgalanma akımına oranıdır. İletim oranı D denklem
(3.1) de hesaplanmıştır [7].
=Ç(İ )√
Ç=
√
= 0.292 (3.1)
K(D) hesaplanırken, iletim oranı 0,5 den küçük veya büyük olmasına göre iki farklı
denklem ile hesaplanabilir. Bu denklemler denklem (3.2) ve (3.3) de verilmiştir.
D ≤ 0,5 ()=
(3.2)
D > 0,5 ()=
(3.3)
İletim oranı 0,5’den küçük olduğundan dolayı, K(D)’nin hesaplanmasında denklem
(3.2) kullanılmıştır. Denklem (3.4) de K(D)’nin hesaplanması verilmiştir.
()=
= 0.585 (3.4)
Projenin çıkış gücü tasarım hedeflerinden faydalanılarak denklem (3.5) ve (3.6) da
hesaplanarak bulunmuştur.
=ÇŞ
İİŞ=
ÇŞ
( ).(İ ). (3.5)
Ç = . ( ). (İ ). = 0,9.16.200.0,99 = 2851,2 ≅ 2,9 (3.6)
Denklem (3.6) da hesaplanan çıkış gücü değeri, tam yük altında maksimum çıkış
gücü olacaktır.
18
Çıkış gücünün hesaplanmasından sonra devrede kullanılacak endüktansların tam
yükteki akımları ve endüktansların minimum değerleri sırasıyla denklem (3.7) ve (3.8)
de hesaplanmıştır.
∆=Ç.,.√
(İ ).. ()=
.,.√
.,.,= 11,68 (3.7)
= =(İ )..√
∆.=
.,.√
,..= 35,35 (3.8)
Endüktansların toplam etkin akımları, denklem (3.9) da verilen formül ile denklem
(3.10) da hesaplanmıştır.
= = Ç
.(İ ).
+
∫
(İ ).√.
..Ç(İ ).√.
Ç
√
(3.9)
= = 8,25 (3.10)
Hesaplamalar sonucunda endüktansın değeri minimum 35µH ve akımı da 8,25A
olarak hesaplandı. Bu değerlere uygun olarak, şekil.17’de görülen coilcraft firmasının
üretmiş olduğu DMT3-35-12L kodlu toroidal trafo seçilmiştir [10]. Bu trafonun
minimum endüktans değeri 35 µH ve akımı 12A’dir.
Şekil.17: Toroidal trafo.
19
3.3. Çıkış Kondansatörlerinin Belirlenmesi
Çıkıştaki RC devresinin zaman sabiti devrenin anahtarlama frekansına göre daha
yüksek olmalı aksi takdirde değişen yüke göre çıkış gerilimde azalmalar veya
dalgalanmalar meydana gelebilir. Bunun için uygun çıkış kondansatörü denklem (3.11)
ve denklem (3.12) de hesaplanmıştır.
Ç ≥
.Ç
ÇÇ.,
= 2071 (3.11)
Ç = 6.470 = 2820 (3.12)
Hesaplama sonucunda çıkış kondansatörünün 2071µF’tan daha büyük olması
istenmektedir. Bu değerde bir kondansatör olmadığından kondansatörler paralel
bağlanarak bu değer elde edilebilir. Çıkış geriliminin 400VDC olduğu göz önünde
bulundurularak kondansatör grubu için 470µF/450VDC değerlerinde 6 tane
kondansatörün paralel bağlanmasıyla istenilen değerden daha büyük bir değer elde
edilmiştir. Şekil.18’de paralel olarak bağlanan kondansatör grubu görülmektedir.
Şekil.18: Çıkış kondansatörleri.
Çıkış kapasitesinin belirlenmesinden sonra çıkışta oluşabilecek maksimum
dalgalanma gerilimi denklem (3.13) de hesaplanmıştır.
=.Ç
.
Ç....Ç= 11,36 (3.13)
20
3.4. Mosfet ve Diyotların Belirlenmesi
Boost dönüştürücü devresinde kullanılacak anahtarlama elemanları mosfet ve güç
diyotlarının belirlenmesinde, mosfetler için IDS akımı, diyotlar içinde ID akımı göz önüne
alınmıştır. İlk olarak mosfetler ve diyotlar için tepe akımı denklem (3.14) de hesaplandı.
= Ç.√2
.( İ).+
∆
. 1,2 = 20,67 (3.14)
Mosfetler için IDS akımı denklem (3.15) de hesaplandı:
=Ç
.( İ).2√2 2 −
.( İ).√2
.Ç= 5,09 (3.15)
Diyotlar için ID akımı denklem (3.16) da hesaplandı.
=Ç
.Ç=
.= 3,625 (3.16)
Denklem (3.15) in sonucunda Mosfet olarak 2 tane Infineon firmasının üretmiş
olduğu IPW60R099CP mosfetlerinin kullanılmasına karar verilmiştir[9]. Bu mosfet ile
ilgili teknik bilgi vermek gerekirse VDS gerilimi 650V, ID drain akımı 30A ve Rdson
direnci 0,099Ω olarak verilmiştir. Mosfetin ID, VGS grafiği ve pin bağlantıları şekil.19’da
verilmiştir.
Şekil.19: IPW60R099CP ID-VGS grafiği ve pin bağlantıları[11].
21
Kullanılacak güç diyotları için hesaplanan ID diyot akımı hesabı denklem (3.16)
sonucunda ID yaklaşık olarak 4A hesaplanmıştı. Bu değer taban alınarak, Rohm
semiconductor firmasının üretmiş olduğu şekil.20’de görülen silicon carbide schottky
diyodu SCS110AG kodlu diyotunun kullanılması belirlenmiştir[12]. Diyotla ilgili
teknik bilgi olarak; ters yön diyot gerilimi 600V, sürekli iletim durumunda diyot akımı
10A’dir.
Şekil.20: SCS110AG diyotunun pin bağlantıları.
3.5. Akım Transformatörünün Belirlenmesi
Akım transformatörünün seçiminde dönüştürme oranı denklem (3.14) de hesaplanan
tepe akımıyla tahminen verilen IRS değerinin oranından hesaplanmaktadır. IRS değeri
tahminen 200mA olarak alınmıştır. Buna göre dönüşüm oranı denklem (3.17) de
hesaplanmıştır.
=
≥
=
,
,= 103 (3.17)
Dönüştürme oranı 103’den büyük olmalıdır. Buna en yakın değerde 125 değeri
alınmıştır. Buna göre akım transformatörünün endüktans değeri denklem (3.18) de
hesaplanmıştır.
≥
.,.
.Ç ( İ).√2
Ç=
,,
.,..
..√
= 1,63 (3.18)
22
Denklem (3.17) ve (3.18) deki sonuçlara göre würth elektronik firmasının üretmiş
olduğu 749251125 kodlu transformatör kullanılacaktır. Transformatörün endüktansı
3mH ve nominal akımı 10A’dir[13]. Yüksek frekanslı anahtarlamalı uygulamalar için
uygundur. Şekil.21’de kullanılacak akım transformatörü görülmektedir.
Şekil.21: Akım transformatörü.
Akım transformatörünün şekil.22’de gösterilen sekonder devresi için oluşturulması
gereken devrenin malzeme seçimi aşağıdaki formüller ve hesaplamalarla yapılmıştır.
Interleaved boost çevirici olduğundan iki ayrı mosfet kolu için akım transformatörü
kullanılmıştır. Şekil.20’deki devrenin aynısı diğer kol için de tasarlanmıştır.
Şekil.22: Akım transformatörü sekonder devresi.
RSA direncinin hesabı denklem (3.19) da verilmiştir.
=,. .
=
,..,
,= 20,13Ω (3.19)
Standart bir değer olması açısından =22Ω olarak seçildi.
23
RR direncinin hesabı denklem (3.20) de verilmiştir.
≥ .
=
.,
,= 711,33Ω (3.20)
RR direnci de standart olması için yaklaşık değer olarak 1KΩ seçildi.
Akım transformatörünün resetleme voltajı denklem (3.21) de hesaplanmıştır.
= .
=
,.
≥ 165,36 (3.21)
ROA direncini hesaplayabilmek için Voff değerine ihtiyaç vardır. Bu değerde güç
faktörü düzenleyici entegresinin kataloğundan bakılarak 0,2V olarak belirlenmiştir.
ROA direnci denklem (2.22) de hesaplanmıştır.
=.
=
(,).
,= 1408Ω (3.22)
ROA yaklaşık değer olarak 1,5KΩ seçildi.
RTA direnci denklem (3.23) de hesaplanmıştır.
=.,.
.,= 1582Ω (3.23)
RTA standart değer olarak 1,5KΩ seçildi.
CTA kondansatörünün değeri denklem (3.24) de hesaplanmıştır.
= =
..=
...= 75,75 (3.24)
CTA 100nF olarak seçildi.
Uygulama notlarından CFA=220pF, CRR=4.7pF, DRA, DPA1, DPA2 diyotları
1N4148 olarak seçildi.
24
3.6. Güç Faktörü Düzenleyici Devresinin Tasarımı
Güç faktörü düzenleyici entegresi olarak kullanacağımız UCC28070 entegresinin
datasheet kataloğundan faydalanılarak bu tasarım yapılmıştır. Şekil.23’de GFD devresi
görülmektedir. Bu bölümde devrede kullanılan malzemelerin değerleri belirlenecektir.
Şekil.23: GFD devresi şeması[7].
Entegrenin VREF pin çıkışından 6V elde edilmektedir. Bu gerilim, gerilim bölücü
dirençler üzerinden PKLMT pini için referans gerilim oluşturmaktadır. PKLMT pini
akım trafosu için reset voltajı girişidir. Buradan alınan gerilim ile akım trafosunun reset
voltajı belirlenir. RPK1 direncini 3,9KΩ alarak, RPK2 hesap yoluyla bulunur. Akım
trafosunun sekonder gerilimi Vs 3.7V’a ayarlanmıştır. Buna göre RPK2 denklem (3.25)
de hesaplanmıştır.
=.
=
,.
,= 6273Ω (3.25)
En yakın standart direnç değeri için = 6,8Ω belirlendi.
VREF pinine bağlı olan CB2 kondansatörüde 100nF olarak belirlendi.
RRT ve RDMAX dirençleri denklem (3.26) ve (3.27) de hesaplanmıştır.
=,..
=
,.
.= 37,5Ω (3.26)
= 39Ω Seçildi.
25
= . (2. − 1)= 3900.(2.0,97− 1)= 36,66Ω (3.27)
= 39Ω Seçildi.
Giriş ve çıkış gerilimlerinden alınan örnekler yüksek gerilim olduğundan, kontrol
devresine zarar vermemesi açısından direnç değerleri yüksek ve birbirine seri bağlı
olarak oluşturulan gerilim bölücü dirençler üzerinden VSENSE ve VINAC uçlarına
giriş yapılır. Seri dirençler toplamda 3MΩ olacak şekilde üç tane 1MΩ direnç seri
bağlanarak oluşturulmuştur (RA=3MΩ). RAC ve RVS dirençleri eşit değerdedir.
Denklem (3.28) de hesaplanmıştır.
=
.
Ç
= 22,67Ω (3.28)
En yakın standart direnç olarak 22KΩ seçilmiştir.
RAC ve RVS dirençlerine paralel bağlı olan CAC ve CVS kondansatörleri 1,2nF
olarak seçildi.
Çıkış geriliminin çok yüksek olması durumunda entegre kendini korumaya alacaktır
bunun içinde aşırı gerilim koruması vardır. Aşırı gerilim değeri denklem (3.29) da
hesaplanmıştır. Bu değerin üzerine çıktığı anda entegre kendini korumaya alacaktır.
= 3,18.
= 436,81 (3.29)
CPV kondansatörü denklem (3.30), (3.31) ve (3.32) de hesaplanmıştır.
Gerilim yükselteci kazancı katalogdan bilgilerinden gmv=70µ’dir. Gerilim bölücü
geri besleme kazancı;
=
Ç=
= 0,0075 (3.30)
Olarak hesaplandı. Buradan da çıkış empedansı Zç;
Ç = .,
..=
,.,
,.,..= 16,096Ω (3.31)
Bulundu ve CPV kondansatörü;
=
..Ç= 123,6 (3.32)
Standart olarak 150nF seçildi.
RZV direncinin hesaplanması denklem (3.33) ve (3.34) de yapılmıştır.
26
= ..Ç
...Ç.Ç..= 8,89 (3.33)
=
..= 120Ω (3.34)
Czv kondansatörü denklem (3.35) de hesaplanmıştır.
=
.
.= 1,5 (3.35)
RSYN, RIMO, RZCA, RZCB, CZCA, CZCB, CPCA ve CPCB elemanlarının
değerleri denklem (3.36) ile (3.44) arasındaki denklemlerle hesaplanmıştır.
= . .
.,=
...
.
.,.= 36,56Ω (3.36)
= 33Ω Olarak standart değer seçildi.
=.. .( )
=
..,.()
,= 130Α (3.37)
=,.()
.√= 73,82 (3.38)
=,.Ç.√.
...=
,..√.
.,.,.= 5,97 (3.39)
=
=
,
= 45,9Ω (3.40)
= 47Ω Standart değer belirlendi.
=Ç.
... .
=.
...
...
= 2,33 (3.41)
= 100 Katalogdan okundu.
= =
.=
..,= 4,28Ω (3.42)
= = 4,7Ω Standart değer seçildi.
= =
..= 1,7 (3.43)
= = 2,2 Olarak seçildi.
= =
..= 338,6 (3.44)
27
= = 330 Seçildi.
CSS kondansatör değeri denklem (3.45) ve (3.46) de hesaplanmıştır.
=,.
= 338 (3.45)
≥ Olmalı, bu durumda Css;
= .
,=
.
,= 0,888 (3.46)
= 1,5 Olarak belirlendi.
RRDM, CCDR elemanları denklem (3.47) ve (3.48) de hesaplanmıştır.
= 30 , = 10 belirlendi.
=,.
= 31,25Ω (3.47)
=,..
= 208 (3.48)
= 33Ω ve = 220 seçildi.
3.7. Projede Kullanılacak Malzemeler ve Maliyet Tablosu
Üçüncü bölümde yapılan tasarım çalışmaları sonucunda, seçilen malzemeler tablo
halinde fiyatlarıyla birlikte tablo.4’de listelenmiştir. Gerekli olan direnç ve
kondansatörler bütün değer aralıklarıyla paket halinde alınmıştır.
Tablo.4: malzeme ve maliyet tablosu
Malzeme adı Adet Birim fiyat Toplam 1 UCC28070 PFC kontrolör 1 18 TL 18 TL 2 UCC27324D Mosfet Sürücü 1 8 TL 8 TL 3 IPW60R099CP Mosfet 2 42 TL 84 TL 4 SCS110AG Diyot 2 30 TL 60 TL 5 GSIB2560 Köprü diyot 1 5 TL 5TL 6 470uF/450V kondansatör 6 20 TL 120 TL 7 10x6x3 soğutucu 1 10 TL 10 TL 8 0805 smd direnç paket 1 22 TL 22 TL 9 0805 smd kondansatör paket 1 45 TL 45 TL
Genel Toplam 372 TL
4. DENEYSEL ÇALIŞMALAR VE SONUÇLAR
Projenin gerçekleştirilmesiyle ilgili devre çizimleri ve baskı devre şekilleri Ek.1’de
verilmiştir. Yapılan çalışmanın son hali şekil.24’de görülmektedir. Şekilin üst tarafında
görülen küçük kart kontrol kartı devresidir. Bu kartta bulunan güç faktörü düzenleyici
entegre yardımıyla mosfetlerin anahtarlanması ve iletim süreleri belirlenmektedir.
Şekil.24:gerçekleştirilen projeden bir görünüş
Devrenin çalışması şu şekildedir; devreye şebekeden gerilim uygulandığında GFD
entegresi anahtarlama yapmaya başlayacak ve çıkış gerilimi seviyesine göre pwm iletim
süresini belirleyecektir. GFD entegresi giriş ve çıkış gerilimi, akım örneklerinden geri
besleme yaparak iletim sürelerini belirlemektedir. çıkış gerilimi yükün değişimiyle ya
da giriş geriliminin değişmesiyle değişebilmektedir. Entegrenin iletim süresini geri
besleme yardımıyla ayarlamasıyla çıkış gerilimi değişen yüke ve giriş gerilimine karşı
sabit kalacaktır. Örneğin giriş gerilimi 220V’iken çıkış gerilimi 400V olduğunu
düşünelim ve yükün sabit rezistif olduğunu düşünelim. Giriş gerilimi 200V’a
düştüğünde çıkış geriliminin de normalde düşmesi beklenir. Ancak GFD entegresi
düşen çıkış gerilimini tekrar yükseltmek için pwm iletim süresini artıracaktır ve bu
şekilde çıkış gerilimi yeniden 400V seviyesine çıkmış olcaktır. Aşağıda devre ile ilgili
deneyler ve sonuçları açıklanmıştır.
29
Devreye enerji verilmeden önce kartların öncelikli olarak testleri yapıldı. İlk olarak
mosfet sürücü entegresinin çalıştırılıp, girişine sinyal jeneratöründen 13V genlikli
200khz frekansında karedalga sinyali verilerek, osiloskop yardımıyla giriş ve çıkış
sinyalleri gözlendi. Bu deneyle ilgili sonuç şekil.25’de verilmiştir. Osiloskop
görüntüsünde üstte olan görüntü giriş sinyali, alttaki görüntü ise mosfete tetikleme
sinyali olarak uygulanacak sinyaldir.
Şekil.25:Mosfet sürücüsü deneyi anahtarlama işaretleri
Mosfet sürücü entegresi ve kontrol devresi için gerekli olan besleme gerilimi
(+13V) harici olarak devreye uygulanmaktadır. Uygulanan besleme gerilimi ile kartın
belirli yerlerinde istenilen gerilimler kontrol edildi. Kontrol kartında bulunan güç
faktörü düzenleyici entegresinin Vref ucunda beklenen değer olarak 6V ve PKLMT
ucunda ise 3.7V ölçüldü.
Devre ile ilgili ilk kontroller yapıldıktan sonra devre şebeke gerilimiyle denenmek
için şekil.26’daki düzen kuruldu.
30
Şekil.26: deneme sırasında bir görüntü
Devreye +13V besleme gerilimi uygulandı ve yük olarak akkorlu lamba bağlandı.
Çıkış gerilimini ölçmek için voltmetre çıkışa bağlandı. Devreye ilk olarak şebekeden
transformatör aracılığı ile düşük gerilim 24V uygulanarak anahtarlama sinyali ve çıkış
gerilimi voltmetre ile gözlenmek istenmiştir. Çıkış gerilimi 30V olarak ölçüldü.
Anahtarlama sinyali için GFD entegresinin GDA ve GDB uçlarına osiloskop bağlandı
ve oluşacak pwm sinyali gözlenmek istendi. Ancak güç faktörü düzenleyici entegresi
geri beslemeli çalıştığından istenilen sinyaller oluşmadığı için pwm sinyali
üretememektedir. Bunun için devreyi şebeke geriliminden direk beslemeye karar
verilmiştir. Bu yüzden devre şebeke gerilimine bağlanmak için düzenek kuruldu. Yük
olarak iki adet 75W’lık akkorlu lamba birbirine seri bağlanarak devrenin çıkışına
bağlandı. Yine osiloskop, güç faktörü düzenleyici entegresinin çıkış uçları GDA ve
GDB’ye bağlandı. Devreye enerji verildi, çıkışa bağlı olan lambalar ilk anda hafif
şiddetde yanar yanmaz devrenin girişine bağlı olan sigorta atarak enerji kesildi. Devre
şebekeden çıkartılıp devre üzerinde kontroller yapıldı, mosfet ve diyotların kısa devre
olduğu belirlendi. Daha sonra bu malzemelerin bozulma sebeplerinin, ilk başlangıç
anında çekilen yüksek akımın diyot nominal akımının üzerinde olduğu ve malzemelerin
bundan dolayı bozulabileceği düşünüldü. Gerekli değişiklikler yapıldı. Diyot yerine
daha yüksek nominal akıma sahip MUR20100 kodlu schottky bariyer diyodu kullanıldı
ve mosfetlerde değiştirildi. Bunların yanında mosfet sürücü ve kontrol kartındaki güç
faktörü düzenleyici entegresi değiştirildi ancak elimizde olmadığından dolayı akım
31
transformatörleri değiştirilemedi. Devre denenmek için tekrar düzenek kuruldu. Çıkış
gerilimi ölçülmek için voltmetre çıkışa bağlandı. Devreye enerji verildi, ancak bu sefer
devrenin girişindeki koruma amaçlı kullanılan sigorta atarak enerji yine kesildi.
Devrede akım transformatörünün de bozulabileceği düşünülerek devrenin yeniden
basılarak malzemelerin tekrar yenileriyle değiştirilmesi gerektiği düşünüldü. Ancak
devre malzemelerinin temin edilememesinden dolayı tekrar gerçekleştirilemedi.
5. YORUMLAR VE DEĞERLENDİRME
Bu proje, elektrikli araçlarda kullanılan bataryaları güvenli ve verimli bir şekilde
şarj etmek için tasarlamış ve gerçekleştirilmiştir. Gerçekleştirilme kısmında karşılaşılan
problem olarak anahtarlamanın düzgün yapılamadığı bu yüzden de çıkış alınamadığı
gözlenmiştir. Ancak mikrodenetleyici yardımıyla uygun pwm sinyalleri oluşturularak
anahtarlama yapılabilirse istenildiği şekilde çalıştırılabilir. PWM sinyalleri birbirleriyle
1800 faz farkıyla anahtarlama elemanlarına uygulanmalıdır. İletim süresi de uygun bir
şekilde ayarlanmalıdır. Ek olarak geri besleme özelliği de eklenebilirse
mikrodenetleyici ile güç faktörü düzenleme işlemi de gerçekleştirilebilir. Aynı zamanda
çıkış gerilimi ve akımı ayarlı bir hale getirilebilir.
Boost dönüştürücüler günümüzde yaygın olarak kullanılmaktadır. Özellikle LCD
televizyonlarda, son zamanlarda elektrikli araçlarda kullanılan bataryalar için şarj
yöntemlerinde çözüm olarak araştırılmakta ve kullanılmaktadır.
Bu projeden kazanımlara gelince, öncelikle boost dönüştürücülerin nasıl formüle
edildiği, giriş ile çıkış arasındaki ilişkinin nasıl olduğu öğrenildi. Boost dönüştürücüde
kullanılan anahtarlama elemanlarının pwm ile nasıl kontrol edildiği ve yapılan boost
dönüştürücü incelenmesinde, iletim süresinin çıkış gerilimini arttırmaya eğilimli olduğu
öğrenildi.
33
KAYNAKLAR
[1]. T. Kayıklı ve A. Balıkçı, “Elektrikli Araçlarda Kullanılan Lityum-Polimer
Aküler İçin Bir Şarj Cihazı Tasarımı”, [Online]. Erişim tarihi:13.02.2012,
http://www.emo.org.tr/ekler/fd4a775cc33fa5b_ek.pdf/
[2]. O. Satılmış ve E. Meşe, “Elektrikli ve Hibrit Elektrikli Araçlar İçin Batarya Şarj
Yöntemleri”, [Online]. Erişim tarihi: 13.02.2012,
http://web.firat.edu.tr/feeb/kitap/C12/83.pdf/
[3] B. Akın, “Elektrikli Arabalarda Kullanılan li-on Akülerin Tek Fazdan Hızlı ve
Verimli Şarjı İçin Güç Faktörü Düzeltmeli Dual Boost Dönüştürücü”, [Online]
Erişim tarihi: 20.02.2012, http://web.firat.edu.tr/feeb/kitap/C12/15.pdf/
[4]. N. Çoruh, T. Erfidan ve S. Ürgün, “DA-DA Boost Dönüştürücü Tasarımı ve
Gerçeklenmesi”, [Online]. Erişim tarihi: 16.02.2012,
http://code.google.com/p/roboturk/downloads/detail?name=DA-DA Boost
Dönüştürücü Tasarımı ve Gerçeklenmesi.pdf/
[5]. F. Musavi, W. Eberle ve W. G. Dunford, “Efficiency Evaluation of Single-Phase
Solutions for AC-DC PFC Boost Converters for Plug-in-Hybrid Electric
Vehicule Battery Chargers”, [Online]. Erişim tarihi:14.02.2012,
http://66.147.244.111/~deltaqco/technical-papers/EfficiencyEvaluationofSingle-
PhaseSolutionsforAC-DCPFCBoostConvertersforPlug.pdf/
[6]. M. C. Kaya ve A. M. Hava, “Yüksek Güç Katsayılı Serpiştirilmiş Yükseltici GKD
AC/DC Dönüştürücü”, [Online]. Erişim Tarihi:29.05.2012,
http://www.emo.org.tr/ekler/c3ac11afe8cbab8_ek.pdf/
[7]. Texas Instruments, application note “UCC28070300-WInterleaved PFC Pre-
Regulator Design Review”, [Online]. Erişim tarihi:17.02.2012.
http://www.ti.com/lit/an/slua479b/slua479b.pdf/
[8]. “UCC28070 data sheet”, Texas Instruments, Dallas
[9]. “UCC27324 data sheet”, Texas Instruments, Dallas
[10]. “DMT3-35-12L toroid endüktans data sheet”, Coilcraft
[11]. “IPW60R099CP data sheet”, Infineon, Germany
[12]. “SCS110AG data sheet”, Rohm Semiconductor
[13]. “749251125 current sensing transformer data sheet”, Würth Elektronik,
Germany
34
EK.1: PROJE İLE İLGİLİ ŞEMATİK ÇİZİMLER VE BASKI DEVRE GÖRÜNTÜLERİ
1
1
2
2
3
3
4
4
D D
C C
B B
A A
Title
Number RevisionSize
A4
Date: 24.05.2012 Sheet ofFile: C:\Users\..\batterycharger.SchDoc Drawn By:
CSACSB
OUTBOUTA
DrvADrvB
VcoutVac
VCC
U_boostboost.SchDoc
DrvADrvBOUTAOUTB
VacVcoutCSBCSA
VCC
U_chargercharger.SchDoc
BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR İÇİN
ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI PROJESİ
SİNAN KAZAN
NLBOOST DÖNÜÞTÜRÜCÜ KULLANILARAK NLELEKTRÝKLÝ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR ÝÇÝN
NLSÝNAN KAZAN
NLÞARJ ÜNÝTESÝ TASARIMI PROJESÝ
1
1
2
2
3
3
4
4
D D
C C
B B
A A
Title
Number RevisionSize
A4
Date: 24.05.2012 Sheet ofFile: C:\Users\..\boost.SchDoc Drawn By:
8
7
1
3
T3
CurrentSenseWurth
8
7
1
3
T4
CurrentSenseWurth
T1
CoilCraftToroid
T2
CoilCraftToroid
Q1IPW60R099CP
Q2IPW60R099CP
D1
SCS110AG
D2
SCS110AG
GND
GND
GND
GND
GSIB2560Bridge Rectifier
2
4
3
1+V-V
AC
AC
BR1GSIB2560
GND
R261K
C154.7pf C16
220pF
R2722R
R281K
GND
CSA
D3 1N4148
R311K
C194.7pF C20
220pF
R3222R
R331K
GND
CSB
D4 1N4148
R29 1K5
D51N4148
R341K5
D61N4148
C17100nF
C18100nF
GND
R301K5
R351K5
D7
1N4148
D8
1N4148
OUTB
OUTA
VCC
DrvA
DrvB
Vcout
C22100nF
GND
C21470nF
1234
CON1
Con7.5mm
RW
2R2
1 2F1
fuses
D101N4007
D91N4007
Vac
HS1
heatsink_10mm
INTERLEAVED BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ DEVRESİ
SİNAN KAZAN
PIBR101
PIBR102
PIBR103
PIBR104
COBR1
PIC1501
PIC1502 COC15
PIC1601
PIC1602COC16
PIC1701
PIC1702 COC17
PIC1801
PIC1802COC18
PIC1901
PIC1902 COC19
PIC2001
PIC2002COC20
PIC2101
PIC2102COC21
PIC2201
PIC2202COC22
PICON101
PICON102
PICON103
PICON104
COCON1
PID101PID103
COD1
PID201PID203
COD2
PID301 PID302
COD3
PID401 PID402
COD4
PID501PID502
COD5
PID601PID602
COD6
PID701 PID702
COD7
PID801 PID802
COD8
PID901PID902
COD9PID1001PID1002
COD10
PIF101 PIF102
COF1
COHS1
PIQ101
PIQ102
PIQ103COQ1
PIQ201
PIQ202
PIQ203COQ2
PIR2601
PIR2602
COR26PIR2701
PIR2702
COR27
PIR2801
PIR2802COR28
PIR2901PIR2902COR29
PIR3001PIR3002COR30
PIR3101
PIR3102
COR31PIR3201
PIR3202
COR32
PIR3301
PIR3302COR33
PIR3401PIR3402COR34
PIR3501PIR3502COR35
PIRW01 PIRW02
CORW
PIT101 PIT104
COT1
PIT201 PIT204
COT2
PIT301
PIT303PIT307
PIT308
COT3
PIT401
PIT403PIT407
PIT408
COT4
PIBR104
PIC1501 PIC1601
PIC1701
PIC1802
PIC1901 PIC2001
PIC2202
PIQ103
PIQ203
PIR2702
PIR3202
PIT303
PIT403
NLINTERLEAVED BOOST DÖNÜÞTÜRÜCÜ DEVRESÝ
PIBR101
PIC2201PIT101
PIT201
PIBR102
PIC2102
PID901
PIRW02
PIBR103
PIC2101PICON104
PID1001PIC1502PIR2602
PIC1602PIR2801 POCSA
PIC1702
PID501 PID701
PIR3002
PIC1801
PID601 PID801
PIR3502
PIC1902PIR3102
PIC2002PIR3301 POCSB
PICON101
PIF101
PICON102
PICON103 PID101
PID201
POVcoutPID103PIT104
PIT308
PID203PIT204
PIT408
PID301PIR2601PIT301 PID302
PID502
PIR2701 PIR2802 PIR2902
PID401PIR3101PIT401 PID402 PID602PIR3201 PIR3302
PIR3402
PID702
PIR3001
POOUTA
PID802
PIR3501 POOUTB
PID902 PID1002
POVac
PIF102 PIRW01
PIQ101PODrvA
PIQ102PIT307
PIQ201PODrvB
PIQ202PIT407
PIR2901
PIR3401
POVCC
NLSÝNAN KAZAN
POCSA
POCSB
PODRVA
PODRVB
POOUTA
POOUTB
POVACPOVCC
POVCOUT
1
1
2
2
3
3
4
4
D D
C C
B B
A A
Title
Number RevisionSize
A4
Date: 24.05.2012 Sheet ofFile: C:\Users\..\charger.SchDoc Drawn By:
N/C1
INA2
GND3
INB4 OUTB 5VDD 6OUTA 7N/C 8IC2
UCC27324D
C13100nF
R2210K
GND
R245K6
R2110K
R23
5K6
GND
GND
DrvA
DrvB
OU
TA
OU
TB
GNDGNDGND
R1910K
R2010K
GDA
GDB
R2522R
C1422uF
ZD113V
GND
ZD35V
ZD25V
GND
GND
12
CON2
2*7.5mm con
1 23 45 67 89 1011 1213 1415 1617 1819 20
P2
Header 10X2
VACinGDBGDA
GND
VOUT
VACinGDBGDA
GND
VOUT
R11M
R21M
R31MVac VACin
R61M
R51M
R41MVcout VOUT
CSBCSA
VCC
GND
1234
CON3
Con7.5mm
GND
CSBCSA
VCC VCC
VCC
VcoutVcout
C23470u/450V
C24470u/450V
C25470u/450V
C26470u/450V
C27470u/450V
C28470u/450V
INTERLEAVED BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ DEVRESİ
SİNAN KAZAN
PIC1301
PIC1302COC13
PIC1401
PIC1402
COC14
PIC2301PIC2302
COC23PIC2401PIC2402
COC24PIC2501PIC2502
COC25PIC2601PIC2602
COC26PIC2701PIC2702
COC27PIC2801PIC2802
COC28
PICON201
PICON202
COCON2
PICON301
PICON302
PICON303
PICON304
COCON3
PIIC201
PIIC202
PIIC203
PIIC204 PIIC205
PIIC206
PIIC207
PIIC208
COIC2
PIP201 PIP202
PIP203 PIP204
PIP205 PIP206
PIP207 PIP208
PIP209 PIP2010
PIP2011 PIP2012
PIP2013 PIP2014
PIP2015 PIP2016
PIP2017 PIP2018
PIP2019 PIP2020
COP2
PIR101 PIR102COR1
PIR201 PIR202COR2
PIR301 PIR302COR3
PIR401 PIR402COR4
PIR501 PIR502COR5
PIR601PIR602COR6
PIR1901
PIR1902COR19
PIR2001
PIR2002COR20
PIR2101 PIR2102COR21
PIR2201 PIR2202COR22
PIR2301
PIR2302COR23
PIR2401
PIR2402COR24
PIR2501 PIR2502COR25
PIZD101PIZD102
COZD1
PIZD201PIZD202
COZD2
PIZD301PIZD302
COZD3
PIIC202
PIP207 PIP208
PIR1902
NLGDA
PIIC204
PIP205 PIP206
PIR2002
NLGDB
PIC1302
PIC1402
PIC2302 PIC2402 PIC2502 PIC2602 PIC2702 PIC2802
PICON202
PICON304
PIIC203 PIP2011 PIP2012
PIR1901 PIR2001 PIR2301
PIR2402
PIZD101
PIZD201
PIZD301
NLGND
NLINTERLEAVED BOOST DÖNÜÞTÜRÜCÜ DEVRESÝ
PICON201
PIR2501
PICON302
PICON303
PIIC201
PIIC205 PIR2101
POOUTBPIIC207 PIR2201
POOUTAPIIC208
PIP201 PIP202
PIC1301
PIC1401
PIIC206
PIP209 PIP2010
PIR2502
PIZD102
POVCC
PIP2013 PIP2014 POCSBPIP2015 PIP2016 POCSA
PIP2019 PIP2020
PIR101POVac PIR102 PIR201 PIR202 PIR301
PIC2301 PIC2401 PIC2501 PIC2601 PIC2701 PIC2801PICON301
PIR401POVcout PIR402 PIR501 PIR502 PIR602
PIR2102
PIR2302 PIZD202 PODrvB
PIR2202
PIR2401 PIZD302PODrvA
NLSÝNAN KAZAN
PIP203 PIP204
PIR302NLVACin
PIP2017 PIP2018
PIR601NLVOUT
POCSAPOCSB
PODRVA
PODRVB
POOUTAPOOUTB
POVAC
POVCC
POVCOUT
1
1
2
2
3
3
4
4
D D
C C
B B
A A
Title
Number RevisionSize
A4
Date: 24.05.2012 Sheet ofFile: C:\Users\..\kontrolkartışema.SchDoc Drawn By:
CDR1
RDM2
VAO3
VSENSE4
VINAC5
IMO6
RSYNTH7
CSA8
CSB9
PKLMT10 CAOB 11CAOA 12VREF 13GDA 14VCC 15GND 16GDB 17SS 18RT 19DMAX 20IC1
UCC28070PW
C10
220pFR18
33KR1747K
R1533K
R16120K
C11150nF
C121.5uF
GND GND GND GND GND GND
R93K9
R106K8 C3
100nF
GND GND
C4330pF
C52.2nF
C6330pF
C72.2nF
R114K7
R124K7
GND GND GND GND
C11.5uF
R839K
R739K
GND
C2100nF
GNDGNDGND GND
R1422KC9
1.2nF
GNDGND
R1322KC8
1.2nF
GNDGND
GDB
GDAV
ACi
n
VO
UT
CSACSB
VCC
VACinGDBGDAVCCGNDCSBCSAVOUT
VACinGDBGDAVCCGNDCSBCSAVOUT
1 23 45 67 89 1011 1213 1415 1617 1819 20
P1
Header 10X2H
KONTROL KARTI DEVRESİ
SİNAN KAZAN
PIC101
PIC102COC1
PIC201
PIC202COC2
PIC301
PIC302COC3
PIC401
PIC402COC4
PIC501
PIC502COC5
PIC601
PIC602COC6
PIC701
PIC702COC7
PIC801
PIC802COC8
PIC901
PIC902COC9
PIC1001
PIC1002COC10
PIC1101
PIC1102COC11
PIC1201
PIC1202COC12
PIIC101
PIIC102
PIIC103
PIIC104
PIIC105
PIIC106
PIIC107
PIIC108
PIIC109
PIIC1010 PIIC1011
PIIC1012
PIIC1013
PIIC1014
PIIC1015
PIIC1016
PIIC1017
PIIC1018
PIIC1019
PIIC1020
COIC1
PIP101 PIP102
PIP103 PIP104
PIP105 PIP106
PIP107 PIP108
PIP109 PIP1010
PIP1011 PIP1012
PIP1013 PIP1014
PIP1015 PIP1016
PIP1017 PIP1018
PIP1019 PIP1020
COP1
PIR701
PIR702COR7
PIR801
PIR802COR8
PIR901
PIR902COR9
PIR1001
PIR1002COR10
PIR1101
PIR1102COR11
PIR1201
PIR1202COR12
PIR1301
PIR1302
COR13PIR1401
PIR1402
COR14
PIR1501
PIR1502
COR15PIR1601
PIR1602
COR16PIR1701
PIR1702
COR17
PIR1801
PIR1802COR18
PIIC108
PIP1015 PIP1016
NLCSA
PIIC109
PIP1013 PIP1014
NLCSB
PIIC1014
PIP107 PIP108
NLGDA
PIIC1017
PIP105 PIP106
NLGDB
PIC101 PIC201
PIC302 PIC402 PIC502 PIC602 PIC702
PIC802 PIC902
PIC1002
PIC1102
PIIC1016
PIP1011 PIP1012
PIR702 PIR802
PIR1001
PIR1302 PIR1402PIR1502 PIR1602 PIR1702 PIR1801
NLGND
NLKONTROL KARTI DEVRESÝ
PIC102
PIIC1018
PIC301
PIIC1013
PIR902
PIC401
PIIC1011
PIR1102
PIC501
PIR1101
PIC601
PIIC1012
PIR1202
PIC701
PIR1201
PIC1001
PIIC101
PIC1101
PIC1201
PIIC103
PIC1202
PIR1601
PIIC102
PIR1501
PIIC106
PIR1701
PIIC107
PIR1802PIIC1010
PIR901
PIR1002
PIIC1019
PIR801PIIC1020
PIR701
PIP101 PIP102
PIP1019 PIP1020
NLSÝNAN KAZAN
PIC801
PIIC105
PIP103 PIP104
PIR1301
NLVACin
PIC202
PIIC1015
PIP109 PIP1010
NLVCC
PIC901
PIIC104
PIP1017 PIP1018
PIR1401
NLVOUT
35
EK.2: STANDART VE KISITLAR FORMU
Karadeniz Teknik Üniversitesi Mühendislik Fakültesi Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü
STANDARTLAR VE KISITLAR FORMU
Tasarım Projesinin hazırlanmasında Standart ve Kısıtlarla ilgili olarak, aşağıdaki soruları cevaplayınız. 1. Projenizin tasarım boyutu nedir? Açıklayınız.
Tasarım projesi gerçekleştirilmiş boyuttadır.
2. Projenizde bir mühendislik problemini kendiniz formüle edip, çözdünüz mü?
Hayır, çeşitli kaynaklar üzerinden çalışılmıştır ancak deney esnasında karşılaşılan problemler çözülmeye çalışılmıştır.
3. Önceki derslerde edindiğiniz hangi bilgi ve becerileri kullandınız?
Endüstriyel elektronik dersinde öğrenilen dönüştürücüler ve kontrolleri konularından faydalanılmıştır.
4. Kullandığınız veya dikkate aldığınız mühendislik standartları nelerdir?
Türkiye’de kullanılan şebeke frekansı ve gerilimi dikkate alınarak, proje 200-250VAC geriliminde ve 40-60Hz frekansında çalışabilecek şekilde tasarlanmıştır.
5. Kullandığınız veya dikkate aldığınız gerçekçi kısıtlar nelerdir?
a) Ekonomi Gerçekleştirilen projede, kalite yüksek tutulup uygun maliyette üretilmesi amaçlanmıştır. b) Çevre sorunları: Projenin kullanım alanlarında elektrikli araçların bataryalarını şarj etmek olduğundan, bu proje
elektrik enerjisini verimli kullanarak elektrikli araçlardaki bataryaları hızlı ve verimli bir şekilde şarj edecek ve dolayısıyla elektrik enerjisi verimli bir şekilde kullanılmış olacaktır.
c) Sürdürülebilirlik:
Günümüzde elektrikli araçlar üzerinde hızını arttırma, batarya şarj yöntemlerinin geliştirilmesine yönelik çalışmalar yapılmaktadır. Bu çalışmalar ışığında şarj cihazlarının geliştirilmeye açık olduğu düşünülmektedir.
d) Üretilebilirlik:
Proje hedeflerinin gerçekleştirildiği takdirde elektrikli araçlar için batarya şarj cihazı olarak üretimi yapılabilir.
e) Etik: Etik, bu bitirme tezinin hazırlanmasında en önemli kıstaslarımızdandır. Bu yüzden yapılan alıntılar
özellikle belirtilmektedir. f) Sağlık: Sağlık açısından herhangi bir zararı öngörülmemiştir. g) Güvenlik: Proje gerçekleştirilmesinde güvenliğe önem verilmiştir. Çalışılan gerilim yüksek olduğundan ve
yüksek akım çekebileceğinden devrenin girişine yüksek akıma karşı sigorta kullanılmıştır. Soğutucularda ise anahtarlama elemanlar izole edilerek oluşabilecek tehlikeler önenmiştir.
Projenin Adı BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ
ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR İÇİN ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI
Projedeki Öğrencilerin adları Sinan KAZAN
Tarih ve İmzalar
36
ÖZGEÇMİŞ
Sinan Kazan 15.02.1988 tarihinde Trabzon/Of’ta doğdu. Yakacık Endüstri Meslek
Lisesi Elektronik bölümünü 2005 yılında bitirdikten sonra önlisans eğitimini Anadolu
Üniversitesi Elektronik Haberleşme bölümünden 2007 yılında bölüm birinciliği ile
mezun olarak tamamladı. 2009 yılında Karadeniz Teknik Üniversitesi Elektrik–
Elektronik Mühendisliği bölümünü kazandı ve halen lisans eğitimine devam etmektedir.
