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主題

文章 2用於自動雷達系統的一個具有新型雙平衡式混波器並整合平衡器之21~27 GHz CMOS接收機前端電路A 21~27 GHz CMOS Receiver Front-End with a Novel Double-Balanced Mixer and Integrated Balun for Automatic Radar Systems李仁豪1、陳永親1、林佑昇1、呂學士2

國立暨南國際大學電機工程學系1、國立台灣大學電機工程學系2

摘　要

本篇描述一個以標準 0.18微米 CMOS製程整合低雜訊放大器和具有中頻放大器的新型雙平衡式混波器和 LO端平衡器

的接收機前端電路。我們使用一個共源極電晶體並且搭配電感並聯回授，來取代傳統的兩個電晶體和一個電流源的雙

平衡式混波器以改善雜訊指數。此接收機消耗 24.12毫瓦，在 21 ~ 27GHz的轉換增益為 14.83 ± 1.94 dB，而在 21 ~

25.4 GHz的雜訊指數為 5.96 ~ 6.86 dB，此外，在 15 ~ 30 GHz間的三端隔離度 LO-IF、RF-IF和 LO-RF更分別可以達到

39.7 ~ 48.76 dB、20.27 ~ 31.15 dB和 60.45 ~ 72.75 dB。1-dB增益壓縮點和輸入三階交錯點的量測值分別是 -24和 -13.3

dBm。在不包含測試墊情況下的晶片面積是 1.21 x 0.773 mm2，也就是 0.935 mm2。

Abstract

This paper describes a monolithic receiver front- end comprising a low-noise amplifier (LNA), and a novel double-balanced

mixer with an IF amplifier and an integrated LO-port balun implemented in a standard 0.18 µm CMOS technology. To

improve the NF of the double-balanced mixer, instead of the traditional RF di�erential transconductance stage using two

transistors and a current source, an inductive-parallel-feedback common- source transistor is used. The receiver front-

end dissipates 24.12 mW and exhibits a CG of 14.83 ± 1.94 dB for frequencies 21 ~ 27 GHz and an NF of 5.96 ~ 6.86 dB for

frequencies 21~25.4 GHz. In addition, excellent isolation is also achieved. The measured LO-IF, RF-IF and LO-RF isolation is

-39.7 ~ -48.76 dB, -20.27 ~ -31.15 dB and -60.45 ~ -72.75 dB, respectively, for frequencies 15 ~ 30 GHz. The measured input 1

dB compression point (P1dB) and input third-order compression point (IIP3) are -24 and -13.3 dBm, respectively. The chip area

is only 1.21×0.773 mm2, i.e. 0.935 mm2, excluding the test pads.

關鍵字／Keywords ● 接收機前端

Receiver Front-end

● 低功率

Low Power

● 低雜訊

Low Noise

● 低雜訊放大器

LNA

● 雙平衡式混波器

Double-balanced Mixer

● 隔離度

Isolation

奈米通訊NANO COMMUNICATION 19卷 No.3

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用於自動雷達系統的一個具有新型雙平衡式混波器並整合平衡器之21~27 GHz CMOS接收機前端電路

前　言

近年來，超寬頻相關技術因為具有極低的傳輸能量、

在短距離範圍內具有高頻寬、無多重路徑傳播效應和訊號

不易攔截等特性，已吸引許多學術界和工業界的興趣。

歐洲電信管理研討會在 2005年開放了在 24 GHz附近，

也就是由 21.65 GHz到 26.65 GHz共 5 GHz的頻寬，來作

為短距離雷達的運用。而 5 GHz的頻寬也足以滿足距離只

有幾公分的短距離雷達運用。最近，也有幾篇屬於 K頻

帶 CMOS接收機前端電路的文獻發表，例如文獻 [2]利用

0.18微米 CMOS製程實現了一個 21.8 GHz的接收機前端

電路，雖然具有 27.5 dB的高轉換增益和 7.7 dB的低雜訊

指數，但是 64.5毫瓦的功率消耗仍稍嫌太高；文獻 [3]利

用 0.13微米 CMOS製程實現了一個 24 GHz的直接降頻式

接收機前端電路，雖然雜訊指數可小於 9 dB，但是 12.5 dB

的轉換增益和 140.8毫瓦的功率消耗卻不符合需求。因

此，在本研究中，我們利用 0.18微米 CMOS技術，實現

可應用於 21.65 GHz到 26.65 GHz自動雷達系統之低功

率、低雜訊和高轉換增益的 21 GHz到 27 GHz接收機前

端電路。

接收機架構

圖 1為應用於超寬頻自動雷達系統之典型超寬頻脈

衝雷達接收機系統方塊圖。首先超寬頻低雜訊放大器把

接收到最小的大小和相位衰減之寬頻 RF脈衝訊號放大，

脈衝調變器藉由本地震盪端的 24.15 GHz（21.15 GHz到

26.65 GHz的雷達感測器）或 25.5 GHz（22 GHz到 29 GHz

的雷達感測器）訊號把基頻帶的脈衝訊號升頻至自動雷

達頻帶，而寬頻混波器把接收到的放大脈衝訊號和經由

脈衝調變器的本地震盪訊號做正交調變，而正交調變後

的訊號由電壓控制放大器來放大並傳送至後端電路。脈

衝調變器、基頻電壓控制放大器和本地震盪訊號產生器

雖不包含於本文中，但未來將有一系列和本設計案相關

的設計。

圖 1　典型的超寬頻脈衝雷達接收機系統方塊圖。

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主題

文章 2

接收機前端電路設計

本設計中 21 GHz到 27 GHz接收機前端

電路乃採用台積電 0.18微米 1P6M CMOS製

程（基板阻值介於 8歐姆到 12歐姆之間）

來做設計。為了把損耗降到最低，所有連

接線和平衡器主要使用最上面的金屬 M6

（厚度為 2.34微米）來實現。 接下來我們將

介紹接收機前端電路的子電路相關設計。

1. 低雜訊放大器設計

圖 2 為低雜訊放大器電路架構和相關

的元件參數。本電路是由共源級放大器串

聯疊接放大器所組成的兩級放大器。我們

在每一級的輸出端採用電感補償技術，使

得每一級輸出端可等效成一個共振在 21

GHz到 27 GHz的 L和 C所組成之低品質因

子但寬頻的並聯共振腔。此外，第二級的

電感 L4和電晶體 M2汲極端、M3源極端的

雜散電容產生共振，因此在 27 GHz附近產

生了增益補償效果。在 24 GHz附近，我們

將第一級的輸出端和第二級的輸入端設計

為共軛匹配以補償第一級放大器在 24 GHz

的增益。如此一來即可達到又高又平的增

益和不錯的相位線性度。並且電感 L3採用

欠阻尼（underdamped）的品質因數來達

到又平又低的雜訊指數 [4]。

2. 馬遜平衡器（Machand Balun）

此 21 GHz到 27 GHz的平衡器是參考

文獻 [5]的集總元件馬遜平衡器來設計的。

和傳統單端轉差動的變壓器架構 [6]來比，

此架構的優點是具有卓越的大小和相位匹

配，並具有寬頻特性。圖 3 為馬遜平衡器

架構，其線寬和線距分別是 4 微米和 2 微

米，整體架構由一個非平衡式輸入（port-

1），一個開路端，兩個短路端和兩個平衡式

的輸出（port-2和 port-3）所組成。為了降

低損耗，此平衡器主要是由 M6做繞線，最

後藉由 M5拉出最為輸出。

3. 混波器設計

圖 4 ( a ) 是典型的吉伯特雙平衡式混

波器，和傳統的吉伯特雙平衡式混波器來

圖 2　寬頻低雜訊放大器電路架構圖。

圖 3　馬遜平衡器架構。

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用於自動雷達系統的一個具有新型雙平衡式混波器並整合平衡器之21~27 GHz CMOS接收機前端電路

比，因為不需要在 RF輸入端加上一個被動或是主動的平

衡器把單端的 RF輸入轉成差動的 RF輸出，所以架構較

為簡單，也因此有較佳的雜訊指數表現。

圖 4(b)是我們所提出的電感回授雙平衡式混波器。

根據米勒定理，在電晶體 M2的閘極端（Leff1）和汲極端

（Le�2）的等效並聯感值如下所示：

其中 A, gm2, and RL 分別為電壓增益、轉導和電晶體 M2的

等校負載阻抗，假設 Cg和 Cd是電晶體閘極端和汲極端

等效電容，根據公式 (1)和 (2)得到回授電感 LFB的理想

值如下：

公式 (3)顯示回授電感 LFB的值和電晶體 M2的尺寸

跟偏壓都必須使得 Leff1和 Cg、Leff2和 Cd在頻率 w0並聯

共振來小心設計。圖 5(a)是模擬接收機前端電路是否加

上回授電感 LFB的轉換增益與頻率關係圖，可以看出在

混波器的 RF 輸入端電晶體的閘極和汲極端加入回授電

感 LFB，能把 21 GHz到 27 GHz之間的整體轉換增益由

13.5 ± 0.6 dB提升到 21.6 ± 1.3 dB。

和圖 4(a)比較，我們所提出的架構較為簡單，原因

在於少了用來產生反相位的共閘極電晶體 M1和產生偏壓

圖 4　 簡化的 (a)吉伯特雙平衡式混波器和 (b)我們提出的雙平衡式混波器。

圖 5　 模擬接收機有無加回授電感的 LFB (a)轉換增益和 (b)雜訊指數。

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主題

文章 2

電流 IB的相關電路，也因為使用較少元件，進而可減少

雜訊源而降低整體的雜訊指數。圖 5(b)是模擬接收機前

端電路和圖 6所示的混波器有無加入回授電感 LFB的雜訊

指數與頻率關係圖。加了回授電感之後，混波器的雜訊

指數改善了 4.39 ~ 5.87 dB，而接收機部分

的雜訊指數則改善了 1.2 ~ 2.72 dB。原因

是因為如果沒加回授電感，RF 的差動訊

號在工作頻帶之外將不存在。

圖 6為我們所提出的混波器架構，此

架構對於 RF、LO和 IF訊號均為對稱，並

且在本地震盪端整合了平衡器，我們也採

用電流流出技術來降低功耗，其重要的元

件參數一併附於圖中。此處寬頻的馬遜平

衡器不只在 21 GHz到 27 GHz間把單端輸

入的 LO訊號轉成近乎完美的差動輸出，

還能改善端點間的隔離度。

4. 量測結果與討論

圖 7為接收機前端電路晶片照相圖，

包含測試墊的面積是 0.935 mm2。其偏壓

條件是 VDD1 = VDD2 = 1.8 V，VG1 = VG2 = 0.7

V， VG3 = VG4 = 0.5 V 和 VG5 = VG6 = 0.65 V，而低雜訊放大器

和混波器汲極偏壓電流分別是 7.13 mA和 6.27 mA，也就

是低雜訊放大器和混波器分別消耗的功率是 12.83 mW和

11.29 mW，故整體接收機前端電路消耗 24.12 mW。RF頻

圖 7　接收機前端電路晶片照相圖。

圖 6　我們提出的混波器架構圖。

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用於自動雷達系統的一個具有新型雙平衡式混波器並整合平衡器之21~27 GHz CMOS接收機前端電路

率由 21 GHz到 27 GHz，IF 頻率是 0.1 GHz，而 LO頻率是低

於 RF頻率 0.1 GHz。

圖 8(a)為接收機前端電路的 RF端和 LO端輸入反射係

數量測結果。RF端的輸入反射係數在 24 GHz是 -10.9 dB，

並且在 20.4 GHz到 24.7 GHz間皆優於 -10 dB；LO端的輸

入反射係數在 23.9 GHz是 -10.3 dB，並且在 22.1 GHz到

30.2 GHz間皆優於 -10 dB。

圖 8(b)為 RF訊號為 24 GHz時量測到的轉換增益與 RF

輸入功率關係圖。其對應的 1- dB增益壓縮點是 -24 dBm。

圖 8(c)為接收機前端電路的轉換增益和雜訊指數的頻率

關係圖。轉換增益在 24 GHz為 16.77 dB，並且在 21 GHz

到 17 GHz之間的平均轉換增益為 14.83 dB，上下變動

1.94 dB。在 24 GHz量測到的雜訊指數是 6.03 dB，而在

21 GHz到 25.4 GHz之間的雜訊指數是 5.96 dB到 6.86 dB

圖 8(d)為三端隔離度對頻率的關係圖。LO對 IF在

24 GHz的隔離度是 -46.4 dB，而在 15 GHz到 30 GHz的隔

離度是 -39.7 dB到 -48.76 dB；LO對 RF在 24 GHz的隔離度

是 -66.26 dB，而在 15 GHz到 30 GHz的隔離度是 -60.45 dB

到 -72.75 dB；RF對 IF在 24 GHz的隔離度是 -23.05 dB，而

在 15 GHz到 30 GHz的隔離度是 -20.27 dB到 -31.15 dB。

圖 9是 RF訊號為 24 GHz時所量測到的輸入三階交

錯點，由量測結果得知輸入三階交錯點為 -13.3 dBm。下

頁表 1是本設計和最近其他研究團隊發表的相關文獻比

較表，跟文獻 [3]比較，我們的設計具有較低的雜訊指數

和功率消耗；和文獻 [4]比較，我們具有較佳的轉換增益

和較低的雜訊指數和功率消耗。

圖 8　 接收機前端電路的量測結果 (a)RF端和 LO端輸入反射係數圖；(b)轉換增益與 RF輸入功率關係圖；(c) 轉換增益和雜訊指數的頻率關係圖；(d)

三端隔離度對頻率關係圖。

14

主題

文章 2

表 1 　相關文獻比較表。

結　論

在本文中，我們利用 0.18 微米 CMOS 技術實現了

用於自動雷達系統的一個具有低雜訊放大器、新型雙

平衡式混波器並整合 LO端平衡器之 21 GHz到 27 GHz

CMOS接收機前端電路。此接收機前端電路的功率消耗

24.12 mW，轉換增益為 14.83 ± 1.94 dB，在 21 GHz到

25.4 GHz間的雜訊指數為 5.96 ~ 6.86 dB，此外更達到優

越的三端隔離度。這些結果顯示我們提出的接收機前端

電路是非常適合 21 GHz到 27 GHz自動雷達系統。

致　謝

本研究案主要由國科會計畫 NSC97-2221-E-260-009-

MY3和 NSC 97-2221-E-260-010-MY3 所支援。作者在此也

非常感謝國家晶片系統設計中心支援晶片的製作，以及

國家奈米元件實驗室在晶片相關量測的支援。

參考文獻

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圖 9　接收機前端電路的輸入三階交錯點量測結果。