01 권고비교검토(심화) 연구 결과 보고서(SG1) …...사용하기 때문에...

••국내 기술기준 / 정책 / 표준제안 연구결과

•• ITU- R 권고와 국내 규정과의 비교검토결과

2011년도한국 ITU연구위원회권고비교분석서

TTA-11100-SD

한국ITU연구위원회

PartⅠⅠ : ITU-R 분야

국내 기술기준 / 정책 / 표준제안 연구결과

ITU-R 권고와 국내 규정과의 비교검토 결과

2011년도 한국 ITU연구위원회 권고 비교 분석서

1

293

목차

2011년도 한국ITU연구위원회 권고 비교 분석서

국내 기술기준/정책/

표준제안 연구결과

SG 1

SG 3

SG 6

SG 7

1

41

167

235

기술기준/정책/표준제안 Ⅰ 1

No. 구분 제출처 제목 관련권고 담당자

1 정책 방송통신위원회 육상 이동통신의 상호변조 간섭 계산 SM.1134 이일규박승근

2 기술기준 국립전파연구원 수신기의 선택도 연구 SM.332-4 이일규박승근

기술기준 / 정책 / 표준제안SG1


No. 분류 연구 권고 제안명

1 정책 SM.1134 육상 이동통신의 상호변조 간섭 계산

정책 제안 수요 신청서

수요

신청자

개요

제목 육상 이동통신의 상호변조 간섭 계산

위원회 명 한국ITU연구위원회

연구반 명 ITU-R SG1 분과 반장명 이 일 규

대표

작성자

성 명 이일규, 박승근 전화번호 041-521-9185

회사명 공주대학교 직위 부교수

간섭기반

기술

수요

간섭기반기술

수요 제기 배경 및

필요성

o 다중 채널 무선기기가 날로 증가하면서 상호변조에 의한 전파간섭 분석이

중요함

o 현재 전파간섭 분석에서는 방사마스크 중심으로 수행되어 상호변조에 대한

간섭평가 기법이 요구되고 있음

간섭기반기술 연구

및 제안 내용

o 연구내용

- SM. 1134 권고서의 상호변조 계산방법 분석

- SM. 2021 상호변조 생성 및 완화 기술 보고서 분석

- 상호변조를 고려한 가드밴드 및 안테나 이격거리 산출

o 제안내용

- SM. 1134 권고서 및 SM. 2021 보고서의 상호변조 분석방법 제시

- 상호변조를 고려한 가드밴드 산출 및 안테나 이격거리 제안

기타

(붙임 자료 첨부 가능)

붙임1) 권고서 SM. 1134 분석서

붙임2) 보고서 SM. 2021 분석

4 2011년도 한국ITU연구위원회 권고 비교분석서

육상 이동통신의 상호변조 간섭 계산

연구반 : 한국ITU연구위원회 ITU-R SG1 분과

반 장 : 이일규

작성자 : 이일규, 박승근

제출처 : 방송통신위원회

제출일 : 2011년 12월

1. 연구 배경

최근 다양한 무선기기들 사용이 활성화됨에 따라서 신규 무선기기와 기존 무선기기 간의

전파간섭 분석 연구 및 공유방안에 관한 연구가 활발히 진행되고 있다. 현재 무선기기 간

전파간섭 영향 분석 시 주로 송신 방사 마스크를 이용하여 수행되어왔지만 앞으로는 상호변

조에 의한 간섭영향 분석도 고려되어야 할 것으로 보인다. 특히 소 출력 기기 중 무선 마이

크에 대한 주파수 소요량 산출시 반드시 상호 변조 영향이 포함되어야 하고 또한 그린 전파

환경 구축을 위해 기지국 동일지역(Co-site) 이용 시 상호 변조영향을 고려해야 한다. 따라

서 상호변조에 관한 이론적 분석과 상호변조 경감 방안에 대한 연구가 필요하게 되었다.

상호 변조에 관한 ITU-R 권고서 및 보고서 자료를 근거로 하여 상호변조에 대한 이론

적 해석을 검토하였고 상호변조를 고려한 간섭 경감을 위해 송신기 선형화 방법 및 안테나

이격 거리 도출에 대한 방법을 제시하였다.

2. 연구 내용

2.1 이산 주파수에서 상호변조(Intermodulation) 발생원리

상호변조(Intermodulation)이란, 비선형 소자를 통한 RF신호처리 과정에서, 두 개의 다른

입력 주파수신호의 harmonic 주파수들끼리의 합과 차로 조합된 출력주파수 성분이 나오는

현상을 말한다. 즉 하나의 RF신호가 처리되면서 나타나는게 아니라 두 개 이상의 주파수

신호가 동시에 처리될 때 나타나는 현상이다. 그리고 그러한 것들은 원래 신호에 방해되는

왜곡요소로서, 그 결과물들을 우리는 흔히 IMD (Intermodulation Distortion) 이라고 부fms

다.

선형 시스템은 아래 (그림1)과 같이, 두 개의 다른 주파수 성분이 동시에 들어가더라도

각각 명확히 구분되어 처리되고, 두 신호의 간섭이 없다. 두 개의 다른 주파수 신호가 섞여


도 완벽히 구분되는 시스템, 그것이 선형 시스템/회로 이다.

(그림 1) 선형시스템 신호 발생

하지만 비선형 시스템은 (그림 2)와 같이 각각의 주파수 신호 하모닉 출력 뿐만아니라 다른

신호들을 부가적으로 발생시킨다.

(그림 2) 비선형 시스템 신호 발생

이러한 상호변조 발생하는 원리는 결국 수학적으로 분석할 수밖에 없다. 일반적으로 비선

형소자의 입출력은 (그림 3)과 같다.

(그림 3) 비 선형소자 신호 입출력 관계


예로써 입력에 두 개의 주파수 신호 ω1 과 ω2가 동시에 들어간다고 가정하고 계산을 해 보면

at

다음과 같은 출력을 얻는다.

2승째 항 (Second order)은 다음과 같이 얻어진다.

3승째 항 (Third order)은 아래와 같이 얻어진다.

3승 이후의 항들은 값들이 너무 작아서 무시 하고, 3승까지의 비선형 출력 값에서의 특이

주파수는 아래와 같다.

: 지극히 정상적인 harmonic 주파수들.

: 2승항에서 발생한 상호변조 주파수

: 3승항에서 발생한 상호변조 주파수


비선형 소자를 동시에 통과한 두 주파수 성분은, 위와같이 하모닉끼리의 합과 차에 의한 새

로운 주파수출력항인 상호변조 주파수를 만들어낸다는 것을 수식으로 확인하였다.

일례로 비선형 입력단에 890MHz와 900MHz 두 개의 주파수가 입력된다고 가정하면 아

래와 같이 과 같이 정리할 수 있다.

비선형 출력 주파수 특성

비선형 출력 주파수 종류 출력주파수 (단위 : MHz)

fundamental 890, 900

harmonic1780 (2*890), 1800 (2*900),

2670 (3*890), 2700 (3*900)

2nd Intermodulation 1790 (890 + 900), 10 (900 - 890)

3rd Intermodulation2680 (2*890 + 900), 2690 (890 + 2*900)

880 (2*890 - 900), 910 (2*900 - 890 )

이것을 그래프도표로 나타내면 (그림 4)와 같다.

(그림 4) 비선형 상호변조 발생 예

결국 2f1-f2, 2f2-f1의 3차 상호변조 항들은 원래 신호에 가까이 붙어 버려서 필터링이 매우

어렵게 되고 이러한 상호변조 신호는 다른 시스템의 간섭원으로 작용될 수 있다.

2.2 연속 주파수에 의한 상호변조 발생

아날로그 시스템에서 성능은 신호 대 잡음비 (S/N) 로 측정되고 상호변조 신호의 왜곡도 S/N 감쇄로 표현된다. 디지털 변조 방법을 사용하는 경우에는 연속 신호 스펙트럼을

사용하기 때문에 상호변조에 의한 시스템 성능 열화를 비트 에러율 (BER)로 측정되고 특

정 변조 방법과 같은 시스템 파라미터에 의해 결정된다. 비 선형 시스템의 성능을 BER

로 평가하는 방법으로는 Volterra 급수 와 Wiener 가 사용한 특별한 기본 함수 확장이

있다.

아래 그림5 에서처럼 한 예로써 2개의 데이터 신호 x1(t) 와 x2(t) 는 임펄스응답 특성 ha(t) 와hb(t)를 갖는 소자로 필터링 되고, 출력 y는 송신 증폭기 모델이 될 수 있는 제곱


특성을 갖은 소자에 의해 왜곡된다.

(그림 5) 제곱 특성을 갖는 소자에 2개의 데이터 신호 입력

3차 특성을 갖는 소자를 고려할 경우 입력과 출력관계는 다음과 같다.

)()()( 3 taytytz +=

사용된 주파수 근처에 떨어지는 상호변조 잡음을 (그림 6)과 같이 나타낼 수 있다. 굵은

선은 왜곡의 합을 나타낸다.

(그림 6) 3차 왜곡에 의해 발생되는 사용 주파수 대역 내 상호 변조 잡음

2.3 상호변조 경감 기술

1) 송신기 선형화 기법

송신기 선형화 기법에는 피드백(Feedback) 방법, 전치왜곡(Predistortion) 및 피드포워드

(Feedforward) 방법이 있다.

- 피드백(Feedback) 방법


피드백을 이용한 선형성 증가방법의 개념적인 원리를 설명한다면 아래 (그림7)과 같다.

(그림 7) 피드백 방법

실제로 피드백 방식은 종류가 많다. 중요한 것은 출력 쪽의 특성을 커플링하여 모종의 처

리를 한후, 원신호에 더해주거나 빼주는 방식이라는 점이다. 그래서 개념적으로 설명한다면

위의 그림7 처럼 출력 쪽에서 왜곡 또는 왜곡의 원인이 되는 성분을 추출하여 입력 단에서

보상시키는 방식이다.

왜곡 피드백의 예를 든다면, 출력 측의 IMD(Inter Modulation Distortion) 성분을 골라내

서 그것들을 입력 단에서 미리 빼 버리도록 처리한다. 이것은 회로자체에서 구현하기도 하

고, 회로 밖에서 시스템적으로 구현하기도 한다. 구현이 비교적 쉬운 편이라 다양한 형태가

존재하지만, 선형성 증가는 보통수준이다.

- 전치왜곡(Predistortion)

선형성을 증가시킨다는 것은, 비선형성을 최소화한다는 의미와 같다. 그것을 직접적으로

응용한 것이 바로 전치왜곡, 즉 미리 왜곡시켜 버리는 방법이다. 아래 (그림 8)에 기본 원리

를 소개한다.

(그림 8) 전치왜곡 기본 원리

전치왜곡 방법은 비교적 유용한 선형화 방법이다. 포화되는 이득을 보상하기 위해 신호파

형자체를 높은 레벨에서 위로 튀도록 미리 만들어서 입력하면, 결국 두 개의 반대되는 형태

의 비선형성이 혼합되어 선형적인 출력이 발생된다는 것이다.

전치왜곡은 다이오드(diode)의 비선형 곡선 특성을 이용하여, 고의적으로 Tr과 반대되는


비선형성을 만들어서 입력시킨다. 원래는 고출력 증폭기(HPA)등에서 시스템적으로 구현되

는 방식이지만 단말기 등의 작은 회로에도 응용이 가능하다. 이 방법은 RF는 물론 IF와 디

지털적으로도 사용이 가능한 방법이다. 최근에는 디지털 신호상에서 가변적으로 전치왜곡을

응용하는 예가 점점 많아지고 있다.

- 피드포워드(Feedforward)

용어에서 느낄 수 있듯이 이것은 피드백의 반대개념으로 (그림 9)와 같다.

(그림 9) 피드포워드 동작원리

피드백과 달리 왜곡성분을 추출하고 그것을 입력단으로 보내어 처리하는게 아니라 출력

단 자체에서 해결한다. 출력신호를 일부 커플링하여 추출한후, 원래의 입력 신호에서 이 커

플링 신호를 빼면 기본 신호(fundamental signal)은 사라지고 IMD에너지들만 -방향으로 남

게 된다. 이것을 에러 증폭기(error amp)로 증폭해서 다시 출력 단 맨끝에서 합치면 IMD를

빼는 것처럼 되어 결국 IMD가 제거된다. 여기서 시간지연(time delay)가 필요한 이유는 증

폭기에서 신호가 처리되며 걸리는 시간과 그냥 원래신호에서 추출한 신호가 진행하는 것을

정확히 맞추기 위한, 그 시간차를 보정하기 위한 것이다. 그리고 추출된 신호는 원신호보다

전력레벨이 낮기 때문에, 에러 증폭기를 통해 원래 신호레벨로 -IMD 신호들을 증폭시킨 후

합쳐야 IMD가 확실히 제거된다.

이 방법은 실제 IMD가 발생하는 출력 단에서 IMD를 제거하기 때문에 탁월한 선형성 증

가를 얻을 수 있다. 반면 매우 큰 출력 신호레벨을 다루기 때문에 상당히 까다로운 편이다.

선형화 방법중에서 가장 복잡하고 덩치가 크고 비싸지만, 가장 확실한 선형화 방법이라 고

가의 기지국 선형증폭기(LPA)등에 많이 사용되고 있다.


2) 안테나 간격 및 분리도

안테나 간격은 결합감쇄와 매우 비례한다. 원 역장 조건, d >> l , 을 가정할 때 경로손실(L)은 자유공간 식에 의해 다음과 같이 주어진다.

( ) ( )222111 ,,MHzlog20mlog205.27 Jj-Jj-++-= GGfdL dB

( ) ( )2221110 ,, Jj-Jj-= GGLL dB

여기서 d 는 안테나 거리(m), f 는 주파수(MHz), G1, G2 는 등방선 안테나에 대한 입사각에 따른 안테나 이득이다. 등방성 그리고 매우 작은 안테나에 대해서 경로손실 L » L0 와 같이 된다. 분리도는 안테나 설치장소에 배치된 안테나 패턴에 의해 영향을 받게 되고,

패턴에서 너치(notch)의 사용은 분리도를 매우 증가 시킨다.

3. 제안 내용

무선 시스템의 상호변조 간섭영향 검토를 위해 ITU_R 권고서(SM. 1134) 및 보고서(SM.

2021)를 근거로 수신기 및 송신기의 상호변조 모델을 검토하였고, 시스템의 비 선형성 특

성에 의해서 발생되는 이산 주파수 상호 변조 현상과 연속 주파수 상호 변조 현상을 분석하

였다. 이렇게 발생되는 상호 변조 성분은 다른 수신 시스템에 간섭 원으로 작용되어 수신

성능 열화를 발생시킬 것이다. 이러한 상호 변조에 의한 간섭영향을 줄이기 위해서 송신 시

스템 선형화 기법, 안테나 이격 및 너치를 이용한 안테나 분리도 증가 방법 등이 제시되고

있다. 구체적인 예로 무선 마이크 주파수 소요량 개선 시 이와 같은 상호변조 영향을 포함

하여야 할 것으로 판단되면 시스템 구현 시 상호변조 영향 경감 기술 적용 방안을 고려해야

할 것이다. 또한 기지국 공유 시 Co-site에서 발생될 수 있는 상호변조 간섭영향을 고려하

여 안테나 분리도 개선 방안 등 상호변조에 의한 간섭완화 방안을 마련해야 할 것이다.


[붙임 1]

권고 ITU-R SM.1134 분석

육상 이동업무에서 상호변조 계산

( Question ITU-R 44/1 )

(1995)

ITU 전파통신 총회에서는,

다음 사항을 고려하여

a) 육상이동업무에서 간섭을 결정하는 다음과 같은 중요한 요소들이 있음:

- 두 개 이상의 높은 레벨의 간섭신호에 의해 발생되는 대역 내 상호변조 성분;

- 송신하는 RF 단 입력에 다른 송신기 신호가 동시에 존재할 때 송신기 내에서 발생하는 원치 않는 방사;

- 원하는 신호와 간섭신호들은 log-normal 분포를 갖는 랜덤 변수들임;

b) 두 개 이상의 원치 않는 신호들은 상호 변조 성분들이 수신 대역에 나타날 수 있도록 특정한 주파수 이어

야 함;

c) 높은 레벨을 갖는 두 개 이상의 원치 않는 신호에 의해 야기되는 상호변조 간섭 발생 확률은 매우 낮음;

d) 상호변조 간섭계산 절차는 육상이동업무에서 효율적인 스펙트럼 이용 개선에 유용한 수단으로 제공될 것

임;

다음 사항을 권고한다.

1. 부록1에 제시된 수신기 상호변조 모델은 육상이동업무 내 상호변조 간섭계산에 이동되어야함;

2. 상호변조 간섭계산은 부록1에 제시된 절차를 따라야 함;

2.1 수신기 입력 단에서 랜덤형태의 원하는 신호 전력의 분산 값과 평균 값 구하기;

2.2 수신기 입력 단에서 랜덤형태의 상호변조 간섭신호 전력의 분산 값과 평균 값 구하기;

2.3 수신기 자체에서 발생되는 상호변조 성분과 송신기에서 발생되는 상호변조 성분이 수신과정에서 나타날

확률 구하기;

3. 상호변조 간섭과 송수신기의 지정학적 분리에 의해 영향을 받는 지역이 주어진 간섭확률에 근거하여 결정

되어야 함;


부록 1

상호변조 모델

부록에서는 수신기 상호변조 모델과 송신기 상호변조모델을 설명한다. 다섯 개의 장으로 구분하였다. 제 1

장에서는 수신기 상호변조 간섭 계산을 위한 공식을 나타내었고, 제 2장에서는 수신기 상호변조 측정을 설명

하였다. 제 3장에서는 일반 수식을 사용하여 수신 상호변조 간섭 평가 절차를 서술하였고, 제 4장에서는 송신

상호변조 간섭에 대한 공식을 소개 하였다. 제 5장에서는 수신 상호간섭 과 송신 상호간섭 확률계산을 설명하

였다.

1. 수신기 상호변조 분석 모델

두 신호의 3차 상호변조 전력은 (수식 1)과 같이 정의 된다.

Pino = 2 (P1 – b1) + (P2 – b2) – K2,1 (수식 1) 여기서:

P1 과 P2 : f1 과 f2에서 간섭 신호 전력

Pino : f0 (f0 = 2f1 - f2)에서 3차 상호변조 성분 전력

K2,1 : 3차 상호 변조 측정에 의해 얻어진 3차 상호변조 계수

: 동작주파수 f0 로부터 주파수편이 ∆ ∆ 에서의 RF 주파수 선택도 파라미터

b1 과 b2 는 주파수 편이에서 (수식 2)와 같이 신호의 감쇄 값을 계산하여 얻는다.

b(D f ) = 60 log ëêé

ûúù

1 +

èçæ

ø÷ö

2 D fBRF

2

(수식 2)

여기서 BRF 는 수신기의 RF 대역폭이다.

VHF 와 낮은 UHF 대역에서 동작하는 육상 이동 아날로그 무선 수신기에서 특별한 3차 상호변호 측정에

대해서 (수식 1)은 다음과 같은 식으로 조정할 수 있다 [McMahon, 1974]:

Pino = 2 P1 + P2 + 10 – 60 log (s f) (수식 3)여기서 sf 는 평균 주파수편이(MHz) 이고 다음 식과 같다.

D f1 + D f22


2. 수신기 상호변조 특성

(그림 1)에서 Gs 는 원하는 신호 발생기이다. GI1 과 GI2 는 수신 상호변조 성분을 발생하는 간섭 신호

(그림 1) 수신기 상호변조 측정을 위한 블록도

수신 상호변조 특성을 측정할 때 수신기 입력 단에 원하는 신호레벨( Psr ) 과 2개의 같은레벨을 갖는

간섭신호레벨(GI1 , GI2) 인가한다. 첫 번째 간섭신호는 + Df0 주파수 오프셋을 주고, 두 번째 간섭신호는 - Df0

주파수 오프셋을 주어 간섭 신호간 주파수 오프셋은 대략 2Df0 되게 한다. 수신기에 입력되는 간섭

신호레벨을 상호간섭 민감도 레벨PI (IM) 이 될 때 까지 증가시킨다. 즉, 원하는 신호의 수신 품질이 정해진 값

이하로 되기 전까지 간섭신호레벨을 증가시킨다. 그리고 수신 품질은 보호 비 A 와 명확히 관련된다.

Psr: 수신기 감도(dBW)

PI (IM): 측정된 수신기 상호변조 감도 (dBW).

(수식 1)에 의해:

Pino = 3 PI (IM) – 2 b(D f0) – b(2 D f0) – K2,1 (수식 4)이 레벨은 다음과 같이 Psr 과 관련된다.

Psr – A = Pino (수식 5)그러므로 K2,1 는 다음과 같다.

K2,1 = 3 PI (IM) – 2 b(D f0) – b(2 D f0) – Psr + A (수식 6)


3. 수신기 상호변조 분석 절차

다음 2가지 조건을 만족하면 수신기 내 3차 상호변조 성분에 의해 간섭이 발생된다.

≺∆∆ ≺

(수식 7)

과

(수식 8)

여기서

Df1, Df2: 간섭신호의 주파수 오프셋

BIF: IF 수신 대역폭 (Df1 과 Df2 와 같은 단위)

Pino: 등가 간섭전력 (dBm)

Ps: 원하는 신호 전력 (dBm)

A: 동일 채널 보호 비 (dB)

Pino 는 (수식 1)에 주어진다. (수식 1)의 관점에서 조건 (수식 8)은 다음과 같이 다시 쓰여질 수

있다.

(수식 9)

여기서:

(수식 10)

4. 송신기 상호변조 성분 전력

송신기에서 발생하여 결국 수신기에 도달되는 상호변조 성분 전력은 다음과 같이 표현된다.

′ (수식 11)

여기서:

′ : f1 송신출력 단에 상호변조 성분을 발생 시키면서 간섭을 주는 f2 송신전력 (dBW)

b12, b10 : 간섭 송신기에 대한 송신출력 회로 및 안테나 회로에 의한 f1 송신기의

감쇄 량 및 f0 에서 발생되는 상호변조 성분에 대한 f1 송신기의 감쇄 량 (dB)

K(2),1 : 식(1)에서의 K2,1 와 다른 송신기내 상호변조 변환 손실 (dB)

L10 : f1 송신기와 수신기 사이의 경로 상 상호변조 성분 감쇄 (dB)


다음과 같은 조건일 때 송신 상호변조에 의해 간섭이 발생된다.

Ps – Pi < A (수식 12)여기서:

A는 동일채널 보호 비이다.

5. 간섭확률

5.1 수신 상호변조 간섭확률

권고안 ITU-R P.370, ITU-R P.1057 그리고 ITU-R P.1146 에 따르면 패이딩에 의해 원하는 신호와 간섭

신호 레벨은 log-normal 분포를 갖는 랜덤변수이다. 그래서 식(9)의 dBW 로 표현된 좌측은 독립 정규 랜덤

량을 나타내고 정규 랜덤 량으로 구성된다. 랜덤 량 R= 2P1 + P2 - Ps 의 평균 값 과 분산 값 은 다

음과 같다.

R_ = 2 P1m + P2m – Psm

s R2 = 4 s 1

2 + s 2

2 + s s

2

여기서:

P1m, P2m, Psm 수신기 입력 단에서 원하는 신호와 간섭신호의 평균값과 분산 값이다.

5.2 송신 상호변조 간섭 확률

식(11)은 다음과 같은 형태로 가정한다. 을 고려하여 조건식 (수식 12):

P2¢ – Ps – L10 > T0 (수식 13)

여기서

T0 = b12 + b10 + K(2),1 – A

랜덤 양의 평균값 와 분산 값 은 다음과 같다.

T = P2¢ – Ps – L10


T_

= P2m¢ – Psm – L10m

s T2 = s 2

2 + s s

2 + s 1

2

여기서

′ 평균값

랜덤량 ′ 의분산값

5.3 상호변조 성분 확률

수신기 자체(조건(9)) 그리고 송신기 상호변조 결과에 의해 발생되는 상호변조 성분들(조건 (수식 13))이 수신

동안에 발생될 확률 는 다음과 같다.

a = õó

x

¥

e– t2/2

dt2p

(수식 14)

x = (R0 - R_) / sR

: 수신기에 발생되는 상호변조 성분들에 대한 확률 결정 (조건 (수식 9))

x = (T0 - T–

) / sT : 송신기에 발생되는 상호변조 성분에 의해 야기되는 간섭확률 결정(조건 (수식 13))


[붙임 2]

보고서 ITU-R SM.2021 분석

송신기 상호변조 성분 발생 및 완화

( Question ITU-R 211/1 )

(2000)

1. 개 요

여러 종류의 상호변조 형태가 있는데, ITU-R SM.1446 에서는 무선 시스템에서 다음과 같은 다섯 가지

형태로 정의했다.

Type 1 : 한 채널 상호변조 : 송신기의 비선형성에 의해 원 하는 신호가 왜곡 됨

Type 2 : 다중 채널 상호변조 : 같은 송신기 내 비선형성에 의해 다중 채널로 이루어진 원하는 신호들이

왜곡됨

Type 3 : 송신기간 상호변조 : 같은 지역에서 송신기들 자체 혹은 비선형 성분에 의해 상호변조 성분이 발

생되어서 한 개 이상의 송신기들이 상호 변조됨

Type 4 : 능동 안테나에 의한 상호변조 : 비선형 증폭기와 함께 능동 안테나의 다중반송파 동작모드는 상

호변조 신호 형태로 불요방사를 발생시킴

Type 5 : 수동회로에 의한 상호변조 : 송신기들이 같은 방사 요소를 갔고 있고 수동소자의 비선형에 의해

상호변조가 발생됨

2. 상호 변조 발생

2.1 이산 주파수에 의한 상호변조 성분

증폭기는 일반적인 전달함수인 테일러 급수로 표현될 수 있다[Chadwick,1986].

...554

43

32

210 ++++++ INININININ ekekekekeki

여기서 i0 는 정 동작 출력전류, k1, k2, etc. 는 계수 그리고 eIN 는 입력신호를 나타낸다.

크기가 a1 와 a2 인 두 개의 정현파 신호 w1 = 2p f1 과 w2 = 2p f2 를 증폭기 입력에 인가했을 때 입력신

호는 다음과 같다.

tataeIN 2211 cosωcos w+=

출력신호 iOUT 은 DC 성분:

( ) ( )4221414222120 312382 aaak

aak

iiOUT +++++=

기본 성분:

taakaakakaakakak 14215

22

315

515

2213

31311 cos8

154

1585

23

43

w÷øö

çèæ ++++++


taakaakakaakakak 22415

32

215

5252

213

32321 cos8

154

1585

23

43

w÷øö

çèæ ++++++

2차 성분:

taakakak 122

214

413

212 2cos2

321

21

w÷øö

çèæ +++

taakakak 222

214

423

222 2cos2

321

21

w÷øö

çèæ +++

( ) taakaakaak 2132142314212 cos2

323

w±w÷øö

çèæ +++

3차 성분:

taakakak 122

315

515

313 3cos4

5165

41

w÷øö

çèæ +++

taakakak 232

215

525

323 3cos4

5165

41

w÷øö

çèæ +++

( ) taakaakaak 21322152

4152

213 2cos8

1545

43

w±w÷øö

çèæ +++

( ) taakaakaak 12223154215

2213 2cos8

1545

43

w±w÷øö

çèæ +++

4차 성분:

taktak 24241

414 4cos8

14cos81

w+w+

( ) ( ) ( ) taaktaaktaak 2132142122

214212

314 3cos2

122cos433cos

21

w±w+w±w+w±w+

5차 성분;

taktak 25251

515 5cos16

15cos161

w+w+

( ) ( ) taaktaak 2122315212415 23cos8

54cos165

w±w+w±w+

( ) ( ) taaktaak 2142152132

215 4cos16

532cos85

w±w+w±w+

의 합으로 표현될 수 있다.

이러한 급수는 원하면 6

6 INek 형태로 더 확장될 수 있다. 상호변조 성분들을 (그림 1)에 나타내었다. 짝수

차수 성분들은 입력신호의 하모닉 형태로 출력으로 나타나고 합과 차는 입력 신호로부터 멀리 떨어져서 발

생되므로 제거하기 쉽다. 하지만 홀수 차수 성분들은 입력신호 근처에 발생되므로 필터링으로 제거하기 어

려워 선형성 개선을 통해 제거해야 한다.


(그림 1) 기본 신호(점선) 와 상호변조 신호(실선)

A급 증폭기 동작을 가정할 경우, a1 = a2 와 k4, k5 는 매우 작다. 3차 성분 IM3 는 a3 에 비례한다. 즉, 그

림2에서와 같이 원하는 신호의 기울기는 1이고 3차 성분의 기울기는 3이 된다. 마찬가지로 2차 성분의 기

울기는 2가 된다. 이때 3차 성분과 기본 신호와 만나는 점을 IP3 라 하고 2차 성분과 기본신호와 만나는 점

을 IP2 라 한다. 예를 들어 어떤 소자가 0 dBm 의 입력전력에서 –40 dBm 의 상호변조 레벨을 갖고, 다른

소자는 –10 dBm 의 입력전력에서 –70 dBm 의 상호변조 레벨을 갖을 경우 이 두 소자는 특성이 같다고 볼

수 있다.

(그림 2) A급 증폭기에서 2차와 3차 상호변조 성분 이득억압 예

2.2 연속 주파수 스펙트럼에 의한 상호변조 잡음

아날로그 시스템에서 성능은 신호 대 잡음비 (S/N) 로 측정되고 상호변조 신호의 왜곡도 S/N 감쇄로 표

현된다. 디지털 변조 방법을 사용하는 경우에는 연속 신호 스펙트럼을 사용하기 때문에 상호변조에 의한 시

스템 성능 열화를 비트 에러율 (BER)로 측정되고 특정 변조 방법과 같은 시스템 파라미터에 의해 결정된다.


비 선형 시스템의 성능을 BER 로 평가하는 방법으로는 Volterra 급수[Schetzen,1980] 와 Wiener 가 사용

한 특별한 기본 함수 확장이 있다. (그림 3)에서처럼 한 예로써 2개의 데이터 신호 x1(t) 와 x2(t) 는 임펄스

응답 특성 ha(t) 와hb(t)를 갖는 소자로 필터링 되고, 출력 y는 송신 증폭기 모델이 될 수 있는 제곱 특성을

갖은 소자에 의해 왜곡된다.

(그림 3) 제곱 특성을 갖는 소자에 2개의 데이터 신호 입력

비선형 소자의 입력과 출력 관계는 다음과 같다.

)()()( 2 taytytz +=

상호변조 잡음을 포함하는 출력 신호는 (그림 4)와 같이 표현된다. 3차 특성을 갖는 소자를 고려할 경우 입

력과 출력관계는 다음과 같다.

)()()( 3 taytytz +=

(그림 4) 상단: 그림 3의 y1 과 y2의 전력스펙트럼, 하단: 상호변조 2차 성분 스펙트럼


사용된 주파수 근처에 떨어지는 상호변조 잡음을 (그림 5)와 같이 나타낼 수 있다. 굵은 선은 왜곡의 합을

나타낸다.

(그림 5) 3차 왜곡에 의해 발생되는 사용 주파수 대역 내 상호 변조 잡음

3. 경감 기술

상호변조 성분을 발생시켜 원치 않는 방사를 제공함으로써 송신기 의 손실이 나타나게 되는데 총 손실 ACI

는 다음과 같이 AC와 AI의 합으로 표현된다.

A A ACI C I= +

AC 는 한 송신기에서 방사되는 전력과 다른 송신기 출력에서의 그 방사된 송신 전력레벨과의 비로 정의

되는 결합 손실이다. AI 는 외부로 부터의 간섭 전력 레벨과 상호변조 성분의 비로 정의되는 상호변조 변환

손실이다. 따라서 총 손실 ACI 손실을 증가시킴으로써 상호변조 성분을 경감 할 수 있다.

3.1 송신기에서의 억압

3.1.1 송신기 구조

일반적인 RF 송신기 구조는 그림 6과 같이 이루어져있다. 주파수 변환과정에서 믹서의 국부 발진기의 하

모닉과 IF 신호의 하모닉의 믹싱과정에서m ´ n 성분들이 발생된다. 원하는 신호로부터 멀리 있는 불요파 신

호들은 필터링을 통해 제거될 수 있지만, 캐리어 근처에 있는 불요파 신호들은 감쇄가 어렵다.


(그림 6) 주파수 상향변환 송신기 구조

이러한 문제를 해결하기 위한 한 방법으로 그림 7과 같이 출력 단에서 벡터 변조를 사용하여 원하는 신호

를 발생시킨다. 이 경우 출력 단에서 기저대역 신호(동위상: I, 직교위상:Q)와 캐리어를 직접 변조시킴으로써

하모닉 믹싱 효과를 제거할 수 있다. 이 방식의 단점은 출력에 캐리어 누설이 발생 될 수 있다는 것이다. 대

개 원하는 신호에 비해 약 30 dB 정도 억압이 발생된다. 이정도의 억압 값이면 시스템 성능에 큰 문제가 없

지만 더 좋은 억압을 요구하는 경우에는 기저 대역 신호의 d.c. 바이어스 값을 조정하여 억압을 개선할 수

있다.

(그림 7) 벡터 변조기 송신구조

3.1.2 필터링

필터는 대역 외 제거, 통과대역 감쇄, 시간영역 응답, 크기, 무게, 비용 등을 고려하여 선택한다. 표 1에

필터의 종류와 장단점을 나타내었다.


필터의 종류 및 장단점

필터 종류 장 점 단점

Butterworth 통과대역 평탄도 대역 외 제거

Chebyshev 대역 외 제거 통과대역 평탄도 및 감쇄

Bessel 통과대역 지연 평탄도 대역 외 제거

Elliptic 대역 외 제거(근접 주파수) 대역 외 제거(멀리떨어진 주파수)

차수가 3 일 경우 각 필터의 대역 외 제거 특성을 (그림 8)에 나타내었다.

(그림 8) 차수=3 일 때 Butterworth, Chebyshev 및 Elliptic 필터의 대역 외 제거특성 비교

차수가 7인 경우는 (그림 9)에 나타내었다.

(그림 9) 차수=7 일 때 Butterworth, Chebyshev 및 Elliptic 필터의 대역 외 제거특성 비교


송신기 출력 필터는 주로 동조회로 혹은 전송선 라인과 같은 공진 소자를 이용한다. 표면탄성파(SAW) 필

터는 2 GHz 까지 주파수 대역에 사용되며 낮은 전력에서 이용된다. 통과대역 감쇄특성은 SAW 공진기 필터

인 경우는 6 dB, 지연 라인 필터인 경우는 30 dB 까지 이른다.

수백 MHz 까지는 인덕터와 커페시터(LC) 필터를 사용하여 대역 폭 10 % 이상을 얻는다. 수 GHz 의 높

은 주파수에서는 프린트 마이크로 스트립을 이용한다.

3.1.3 선형화

송신 시스템 선형화 방법에는 전치왜곡, 피드포워드, 피드백 방법이 있다.

3.1.3.1 전치 왜곡

이 방법은 (그림 10)에서처럼 증폭기 전단에 비선형 보상회로를 인가한다. 비선형 전치회로는 증폭기의

비 선형성과 정확히 반비례하는 특성을 가져야 한다. 따라서 증폭기에 의해서 발생되는 왜곡을 제거할 수 있

다.

(그림 10) 전치왜곡 개념

실제 전치왜곡 회로는 다이오드 혹은 트랜지스터와 같은 비선형 소자와 저항으로 구성할 수 있다. 증폭기

의 특성이 시간, 주파수, 인가된 전압 및 기타 환경조건에 따라서 변하므로 선형화 성능이 좋지않다. 더 좋은

성능을 얻기 위해 (그림 11)과 같이 두 개의 FET 증폭기를 사용하고 크기와 위상을 조절할 수 있도록 구성

한다. 또한 디지털 신호처리를 이용한 적응형 전치왜곡 기술이 개발되어왔다. 하지만 역시 계산에 민감하고

전력소모가 큰 편이다.

(그림 11) 가변 가능한 전치왜곡 구조


3.1.3.2 피드포워드

이 기술은 여러 개의 기지국들이 공동으로 증폭되는 셀룰러 기지국에 주로 사용된다. 20 MHz 대역폭에서

30 dB 이상 상호변조 제거가 가능하다. 기본 구성 도는 (그림 12)와 같다.

(그림 12) 피드포워드 기본 구성도

입력 신호를 지연시킨 후 반전시킨 다음 증폭기 출력신호와 합하면 신호는 제거되고 에러성분(비선형 성

분)만 검출된다(신호 제거 루프). 에러신호는 보조 증폭기를 통해 증폭된 후 지연된 증폭기 출력신호와 합하

여 제거(에러제거 루프) 된 후 원하는 신호만 출력된다. 어떤 대역 내에서는 약 30 dB 이상의 왜곡 제거가

가능하지만 지연회로, 에러 제거를 위한 기타회로 및 보조 증폭기의 전력소모에 의해 전체 전력소모가 증가

하는 단점이 있고 또한 하드웨어 회로 구성이 복잡하다.

3.1.3.3 피드백

피드백 방법으로는 변조 궤환과 폴라 루프 기술이 있는데 포락선 제거 및 복원(EER) 원리를 이용한 폴라 루

프 기술이 많이 이용되어 왔다. 블록도는 (그림 13)과 같다.

(그림 13) 폴라 루프 기술


중간 주파수 발생기(Exciter)로부터 발생된 중간 주파수 fi 는 포락선 검출기에 의해 크기 값과 리미터에 의

해 위상 값을 얻어 폴라 형태로 변형된다. RF 출력 주파수 fo 는 주파수 합성기 와 믹싱하여 fi 로 변환된 후

포락선 검파와 리미터를 통해 폴라 형태로 변형된다. 두 개의 포락선 검파신호는 고 이득 차동 증폭기에 인

가되어 비교된 후 진폭변조기(AM)을 제어하여 피드백 시스템을 만든다. 두 개의 위상 신호들은 위상 검출기

(PSD)에서 비교된 후 에러 신호는 전압제어 발진기(VCO)를 제어한다. 폴라 루프 시스템 성능에 중요한 요

소는 두 개 폴라 회로(리미터 와 믹서)의 균형 및 크기/위상 스펙트럼과 피드백 루프의 상대적인 대역폭이다.

실제로 폴라 루프 송신기는 협대역(5 kHz)응용에 사용된다. 폴라 회로의 균형문제를 해결하기위해

Cartesian 루프 기술을 이용한 변조 피드백 대체 기술이 (그림 14)와 같이 제시되었다.

(그림 14) Cartesian 루프 기술

복소 기저대역 신호 Imod 과 Qmod 가 믹서에 인가되어 LO 신호를 동위상 및 직교위상 변조 시킨 다음 구

동증폭기와 전력증폭기에 인가된다. 전력증폭기 출력은 복조기에 인가된 후 I 와 Q 기저대역 신호로 변환

된다. 변환된 Ifb 와 Qfb 신호는 고 이득 차동 증폭기에서 입력 신호 Iin 및 Qin 과 비교된 후 변조기에 입력

된다. 지연 소자는 RF 출력과 변조 캐리어가 같은 위상을 갖도록 하기위해 이용된다.

Cartesian 루프의 유효성은 I와 Q의 입력 대역폭에 대한 피드백 루프 대역폭 비와 복조지 선형성에 의해

결정된다. 실제 Cartesian 루프 송신기는 900 MHz에서 비교적 협대역 신호에 대해 좋은 성능을 보였다.

두 톤 실험 시 40 dB 3차 상호변조 억압 특성을 얻었다.


3.2 송신기간 상호변조 제거를 위한 위치 차폐

같은 위치에서 다른 송신기들의 출력단에서 발생되는 상호변조 성분을 줄이는 방법은 결합은 최소화 시키

는 것이다. 이때 안테나가 가장 중요한 요소로 작용한다. 안테나의 특성은 이득, 정재파비, 방사패턴, 입력

전력 대역폭 및 상호변조 성능 등이다.

3.2.1 안테나 간격

안테나 간격은 결합감쇄와 매우 비례한다. 원 역장 조건, d >> l , 을 가정할 때 경로손실(L)은 자유공간

식에의해 다음과 같이 주어진다.

( ) ( )222111 ,,MHzlog20mlog205.27 Jj-Jj-++-= GGfdL dB

( ) ( )2221110 ,, Jj-Jj-= GGLL dB

여기서 d 는 안테나 거리(m), f 는 주파수(MHz), G1, G2 는 등방선 안테나에 대한 입사각에 따른 안테나

이득이다. 등방성 그리고 매우 작은 안테나에 대해서 경로손실 L » L0 와 같이 된다.

UHF/VHF 방송 송신기의 수직 및 수평 이격에 대한 경로 손실의 예를 (그림 15)에 나타내었다.

(그림 15) 수직편파 안테나의 이격에 따른 경로손실


3.2.2 안테나 패턴

분리도는 안테나 설치장소에 배치된 안테나 패턴에 의해 영향을 받게 되고, 패턴에서 너치(notch)의 사용

은 분리도를 매우 증가 시킨다. 다이폴 안테나와 8개 야기안테나를 사용하였을 경우 정규화 된 파장 에 대

한 분리도를 (그림 16)에 나타내었다.

(그림 16) 안테나 사이의 분리도

최소 분리도 안테나 사이의 간격을 평행으로 하였을 경우에 발생하였고, 전 방향 다이폴 안테나의 경우

방향성을 갖은 8개 야기안테나 보다 10 dB 악화되었다. 같은 직선상(Co-linear)의 배치일 경우 평행

(parallel) 배치보다 10 dB 이상 분리도를 얻었다. 다이폴 안테나와 야기안테나는 약 2 dB의 차이를 보였다.



2 기술기준 SM. 332-4 수신기의 선택도

기술기준 제․개정 수요 신청서

수요

신청자

개요

제목 수신기의 선택도

위원회 명 한국ITU연구위원회 ITU-R

연구반 명 ITU-R SG1 분과 반장명 이 일 규

대표

작성자

성 명 이일규, 박승근 전화번호 041-521-9185

회사명 공주대학교 직위 부교수

기술

기준

수요

장치명 및 용도 무선설비 주파수범위 -

변조방식 - 전파형식 -

공중선 전력 - 점유주파수 대역폭 -

수요 제기 내용

o 4G 등 신규 무선기기와 기존 무선기기간의 전파간섭 분석이 요구

되고 있음

o 현행 전파간섭 분석은 송신 마스크 중심으로 수행되어 상대적으로

수신기의 선택도 등 수신기 기술기준에 대한 연구가 미흡

o 전파규칙, SM. 332-4 권고서 수신기 선택도 관련 내용 분석

o ECC 보고서 127 표준관련 수신기 파라미터 검토 분석

국제적 동향 및 사례

기타

(붙임자료 첨부가능)

[붙임 1] ITU-R 권고 SM. 332-4

[붙임 2] ECC REPORT 127


수신기의 선택도 연구


반 장 : 이일규

작성자 : 이일규, 박승근

제출처 : 국립전파연구원

제출일 : 2011년 12월

1. 수신기의 선택도 검토 배경

최근 4 G 기기 및 다양한 소 출력 무선기기들 사용이 활성화됨에 따라서 신규 무선기기

와 기존 무선기기 간의 전파간섭 분석 연구 및 공유방안에 관한 연구가 활발히 진행되고 있

다. 현재 무선기기 간 전파간섭 영향 분석 시 주로 송신 방사 마스크를 이용하여 수행되고

있으며 상대적으로 수신기 성능에 영향을 주는 수신기의 선택도 개선에 관한 연구 및 선택

도 관련 수신기 기술기준에 관한 연구가 미흡한 상태이다. 또한 간섭 영향을 고려한 이동

통신 단말기 및 다양한 소출력 기기들의 수신 성능 파라미터인 선택도에 대한 구체적인 기

술 기준이 요구되고 있다. 특히 간섭 문제 여부를 판단할 수 있도록 무선기기 인증 시험 시

시험 성적서에 수신 선택도 관련 내용이 포함 되어야 할 것으로 보인다. 따라서 ITU-R 권

고서(SM. 332-4) 와 ECC 보고서(127) 내용을 근거로 수신기 선택도에 관한 내용을 검토

하였다.

2. 연구 내용

2.1 선택도(Selectivity) 정의 및 성능

일반적으로 무선통신 시스템의 RF 수신부 블록도는 (그림 1)과 같다.

사용된 블록도가 모든 통신시스템에서 똑같지는 않지만, 기본적인 수신구조를 설명하기 위

한 개념도는 비슷비슷하다.

(그림 1) RF 수신 블록도


수신블록 수성 요소 중 수신 선택도와 관련이 되는 요소들의 기능을 고려해 보면

- Band select filter (대역선택 필터)

안테나로 수신된 신호는 잡스런 주파수들이 섞여 있으므로, 원하는 주파수 대역만 증폭시

켜줄 수 있도록 대역통과 필터링을 한다. 채널을 여러개 쓰는 경우 채널들 전체(in-band)를

통과시켜주어 하며, 동일한 안테나를 쓰는 경우에는 duplexer가 band select filter의 역할

을 겸한다.

- Image reject filter (이미지 제거필터)

저잡음 증폭기(LNA)에서 증폭된 신호 중에서 치명적인 image frequency가 믹서로 전달

되는 것을 막기 위해 다시 한번 대역통과 필터링을 한다. 부가적으로 불요(spurious) 주파

수들을 제거하고, RF단과 IF단을 분리하여 수신부의 안정성을 도모한다.

- Channel select filter (채널선택 필터)

IF 주파수로 변환된 신호들은 여러 채널들을 다 포함하고 있습니다. 이들중에서 원하는

채널만을 대역통과 필터링하여 선택하는 기능으로서, 매우 중요한 역할을 한다. 각 채널간

의 간격은 대부분 좁기 때문에, 스커트 특성이 좋은 필터가 필요하게 된다.

실제로 IF가 사용되는 큰 이유는 바로 이 선택도(selectivity) 때문입니다. 잘게 쪼개진

채널에서 자기가 원하는 주파수 채널만 정확하게 골라내는 능력이 바로 선택도이다. 결국

선택도란 원하는 주파수대역만 정확하게 골라낸다는 의미를 말하는 것이고, 이렇게 주파수

를 선택하는 필터(공진)회로의 Q와 직접적으로 관련이 있다. 즉, 주파수 선택성을 나타내는

공진의 대역폭을 의미하는 지표가 바로 Q 이다. Q에 대한 설명은 (그림 2)에 나타내었다.

(그림 2) Q의 정의

원하는 주파수채널을 골라내기 위해서는 수신 받은 주파수를 bandpass filtering해야 한

다. 그런데 이런 채널선택 과정을 수신된 RF 고주파에서 하기는 무척 어렵다. 왜냐하면 중

심주파수가 무척 높아서 Q값이 매우 높은 필터를 사용해야 하는 부담이 있다. Q값이 높으

려면 필터입장에서는 스커트 특성이 좋아야 한다는 의미이므로 차수가 매우 높아야 하고,

결국 필터의 크기나 가격, 성능면에서 부담이 커진다.


하지만 이런 채널선택과정을 IF주파수대역으로 내리고 나서 처리하면, 중심주파수는 이동

하지만 실제로 선택해야 하는 채널대역폭은 그대로이기 때문에 필터에서 요구되는 Q값은

작아진다. 결국 필터의 성능요구가 덜 심해지고, 채널 선택능력도 더 좋아진다. 이러한 현상

을 그림 3에 나타내었다.

(그림 3) IF 주파수와 Q의 관계

위의 그림에서 같은 대역폭을 가진 필터라도 중심주파수의 크기에 따라 Q값이 달라진다

는 것도 쉽게 이해하실 수 있을 것이다. 이것을 수치적으로 이해하기 쉽게 900MHz의 캐리

어 RF 주파수를 사용하는 통신의 예제를 들어 보자. 이 경우 한 주파수에서 사용하는 채널

폭이 1MHz라고 가정한다. 만약 IF단을 사용하지 않으려면, RF단에서 통화자가 이용하려는

채널의 주파수가 필터링되어야 한다. 중심주파수 900MHz에서 1MHz 대역폭의 채널을 골라

내려면 Q = 중심주파수/대역폭 = 900M / 1M = 900, Q값이 900 이나 되는 샤프한 BPF

가 필요하다. 이정도 공진을 만들기도 쉽지 않을 뿐더러 만든다해도 특성잡기가 힘들기 때

문에 가격이 무척 비싸거나 부피가 크게된다. 가격적으로나 기술적으로나 어려운 문제가 된

다. 하지만 만약 50MHz의 IF를 사용하기로 한다면, 900MHz의 RF주파수를 일단 50MHz

의 IF단으로 내려서 필터링을 할 때의 Q값은 아래와 같다.

Q = 50M / 1M = 50

50정도의 Q값을 가지는 대역통과필터(BPF)는 구현하기가 상대적으로 쉽다. 특성 또한 안정

적으로 보장이 가능해서 더욱 값싸면서도 성능 좋은 채널선택이 가능해진다. 그런데 언뜻

생각하면 IF조차 필요 없게 RF에서 베이스밴드로 바로 내려서 채널선택을 하면 되지 않겠

는가? 하는 생각이 들 수 있다. 주파수가 낮을수록 Q값은 낮아질 것이지만 베이스밴드로

내린 경우는 BPF개념이 아니라 저역통과필터(LPF)개념으로 채널 필터링을 해야 하는데, 민

감도 문제를 비롯한 여러 가지 복잡한 사정이 있어서 구현이 쉽지 않은 문제이다. 정확도를

고려한다면 RF와 베이스밴드 중간의 IF를 통해 채널 선택을 하는게 가장 좋다. 이것은 쉽

게 계산해보기 위한 예제이지만, 어쨌든 이런 방법으로 IF단을 가지는 구조를 사용하면 채

널선택의 경제성과 정확성이 동시에 확보가 가능하다.


2.2 ITU-R 권고서(SM. 332-4) 내용 요약

수신기의 선택도를 결정하기 위해서는 인접 채널에서의 신호 스펙트럼 특성, 피할 수 없

는 진폭 비 선형성, 전파 수신 특성, 상호변조 특성 등을 고려해야 한다. 또한 선택도 성능

파라미터인 감쇄 기울기, 이미지 제거 비, IF 제거 비, 불요파 응답 제거 비, 블록킹, 상호변

조 특성 등에 대한 정확한 정의 검토가 이루어져야 한다.

2.2 ECC 보고서(127) 내용 요약

수신 성능파라미터를 다음과 같이 소개하였음.

1) 수신기 감도 : 수시기가 수신할 수 있는 최소 수신레벨

2) 수신기 선택도 : 원치 않는 신호들로부터 원하는 신호를 분리하는 수신기 능력

3) 수신기 블록킹(blocking) : 인접채널에 있는 간섭 신호로부터 원하는 신호를 수신할 수

있는 수신기 능력

4) 수신기 축퇴(desensitization) : 채널 외 강한 신호가 수신기 전치 단에 입력되어 채널 상의

원하는 신호의 수신감도를 약하게 만드는 현상

5) 외부 불요파 응답 : 수신가 동조된 주요 응답 주파수 외의 주파수에서 발생되는 신호

6) 내부 불요파 응답 : 수신기 내부 오실레터에 의해 발생되는 믹싱 신호 혹은 하모닉 신호

7) 동일 채널 제거 : 원하는 신호와 원치 않는 신호가 같은 주파수에 있으면서 원치 않는

변조 신호에 의해 수신기 성능열화 없이 원하는 변조신호를 수신할 수 있는 능력

8) 상호변조 응답 제거 : 원하는 신호의 주파수와 특별한 관계를 갖는 주파수에서 둘 이상의

원치않는 신호에 의해 수신기 성능이 열화 되지 않고 원하는 변조신호를 수신할 수 있는 능력

9) 동적영역 : 수신기가 동작할 수 있는 최대 수신 레벨 과 최소 수신 레벨 범위

10) 불요신호 없는(Spurious Free) 동적영역 : 3차 상호변조 교차점과 잡음 층 사이 전력의 2/3

3. 제안 내용

다양한 무선기기들 간에 간섭문제 발생 시 판단 기준이 될 수 있도록 인증 요청 시 시

험 성적서에 수신기 선택도 관련 내용이 포함되어야 한다. 즉, 단일 신호 선택도 측정 방법,

이미지 제거 비, IF 제거 비 감쇄 기울기, 이미지 제거 비, IF 제거 비, 불요파 응답 제거

비, 블록킹 등에 관한 내용이 무선기기 인증 시험 시 고려되어야 한다.


[붙임 1]

권고 ITU-R SM.332-4

수신기 선택도

(1953-1956-1959-1964-1966-1970-1974-1978)

ITU 전파통신 총회에서는,

다음 사항을 고려하여

(a) 수신기의 선택도란 수신기에서 원하는 신호와 원치 않는 신호를 구별하는 수신기 능력에 대한 판단

기준임;

(b) 전파 스펙트럼 사용 시 특정 수신기와 관련된 기술적 및 경제적 고려사항들과 양립할 수 있는 최대 선택

도를 요구하는 경제;

(c) 단일 신호 선택도 방법은 수신기의 어떤 특성에 대한 성능을 표현하기위해 사용된다. 측정은 비 선형성이

발생되지 않도록 충분히 낮은 레벨로 이루어져야함; 자동 이득 조절, 자동 주파수 조절 등이 동작되어야

함;

(d) 한 개 이상의 신호로 선택도를 측정할 경우 일반적인 방법을 이용한다. 비선형 효과가 많이 있으므로

측정을 간소화 하기위해 가장 대표적인 경우를 선택;

(e) 단일 신호 및 다중신호 선택도 측정에 대해 정의 된 방법은 수신기들을 비교하는데 바람직함,

다음 사항을 만장일치로 권고한다.

1. 수신기 대역폭은 특별한 왜곡없이 원하는 신호의 필요한 전송 대역폭 보다 넓지 않아야 함(권고안 ITU-R

SM. 328)

2. 수신기의 선택도를 수립할 때 설명이 이루어져야 함 ;

2.1 인접채널에서의 신호 스펙트럼의 피할 수 없는 확산;

2.2 피할 수 없는 진폭 비선형성에 의한 수신기 선택도 제한;

2.3 과도하게 큰 감쇄 경사도는 통과대역 내 위상과 주파수에 심각한 왜곡을 줄 수 있는 거라는 사실;

2.4 선택도와 보호 비는 다른 특성이라는 사실, 선택도는 수신기만의 성질임, 보호비는 방사특성, 전파 및 수

신 특성을 고려해 볼 때 동의 된 최소 값이 됨;

3. 선택도를 결정하는 필터는 가능한 수신기 입력 근처에 포함되도록 하고 필터 전 단계에 위치하는 증폭 기

능은 충분히 선형성을 갖고 있어서 원치 않는 강한 신호에 의해 발생되는 원하는 신호의 상호변조에 의한 선

택도의 심각한 손실을 피해야 함

4. 대역폭 혹은 단일 신호 선택도를 연구할 목적으로 다음과 같은 정의가 사용되어야 한다:

4.1 진폭변조 신호(단일 신호 측파대 와 독립 측파대 방사 포함)에 대해서 통과 대역폭은 수신기 검출기에서

측정된 감쇄 값이 어느 특정 값(일반 적으로 6 dB)을 만족하는 주파수 대역, 높은 품질을 요구하는 무선


전화 수신기의 경우는 특정 감쇄 값을 2 dB 로 함

4.2 주파수 변조 혹은 위상변조 신호에 대해서 수신 대역폭은 수신 감도레벨 보다 6 dB 높은 신호를 인가했

을 때 입력신호의 주파수 편이의 2배가 되고 ITU-R SM.331§, 11에 따라서 다음과 같이 측정함

잡음왜곡신호잡음왜곡

4.3 감쇄 기울기: 통과대역 각 측면의 기울기는:

- 통과대역 이외의 두 개의 주파수 차이와 통과 대역과 그 대역 이외의 주파수에서의 신호레벨

감쇄량 비

4.4 이미지 제거 비: 이미지 제거 비는:

- 수신기로부터 특정 출력를 발생시키기 위해 이미지 주파수에서 인가된 입력레벨과 같은 출력을 발생하

기 위한 원하는 신호의 레벨의 비

4.5 IF 제거 비율: IF 제거 비는:

- 수신기로부터 특정 출력을 발생하도록 수신기 IF 입력 단에 전력레벨을 인가한 후 이 인가된 입력레벨

과 수신기 출력으로부터 같은 출력레벨을 발생하는데 필요한 원하는 신호 레벨의 비

4.6 간섭 신호와 LO 하모닉 성분들이 더해지거나 빼짐에 따라서 IF 신호가 발생될 때 다른 불요 응답이 발생

될 수 있다.

불요응답 제거 비: 불요응답 제거 비는

- 수신기로부터 특정 출력을 발생하도록 간섭 주파수에서 전력레벨을 인가한 후 이 인가된 입력레벨

과 수신기 출력으로부터 같은 출력레벨을 발생하는데 필요한 원하는 신호 레벨의 비

5. 단일 신호 측정은 통과대역, 감쇄 기울기, 이미지 응답, IF 제거, 다른 불요응답 제거 비 그리고 주파수

변조 수신기에서 변조 허용 대역폭.

감쇄 기울기는 주파수 차에 따른 감쇄 값으로 얻을 수 있다. 이 관계는 그림 1을 통해서 쉽게 파악될 수 있

다.

(그림 1) 단일 신호 선택도 표현


공식 은 특정 레벨에서 대역폭 변환을 위해 필요하다.

여기서:

: 통과대역 가장자리에서의 감쇄

: 통과대역 중간(kHz) 로부터 레벨에서의 대역폭

: kHz 단위의 대역폭

: 감쇄 기울기(dB/kHz)

: 정수(1,2,3, 혹은4)

6. 2개 혹은 그 이상의 입력신호를 갖는 비선형 영역 내 선택도를 연구할 목적으로 다음과 같은 정의를 사용

한다;

6.1 유효 선택도: 유효 선택도는 원하는 신호(수신기에 동조된 주파수)와 원치 않는 신호(통과대역 이외의 주

파수) 구분할 수 있는 수신기 능력. 유효 선택도는 다음과 같이 블록킹, 인접 신호 선택도 그리고 RF 상호변

조를 측정함으로써 구할 수 있다:

6.2 블록킹: 수신기 입력에 특정레벨의 변조된 원하는 신호를 인가시켰을 때 인접 채널에 원치 않는 신호를

인가하여 수신기 출력신호가 3 dB 감쇄하게되는 원치 않는 신호레벨을 블록킹 으로 측정함;

6.3 인접신호 선택도: 다음의 2가지 측정원리 중 하나를 사용함:

6.3.1 인접신호 선택도는 원하는 신호의 변조에 의해 발생된 출력 전력보다 원하는 신호 근처에서 특

정한 양 이하(20 dB)의 출력전력(모든 원치 않는 성분의 전력 합)을 발생시키는 원치 않는 변조신호의

레벨로 측정 된다(인접신호 선택도 Type A).

원치 않는 신호레벨은 원하는 신호의 변조를 제거한 후 측정한다. 변조를 제거하지 않은 경우, 변

조에 의해 발생된 출력 전력은 적당한 필터링으로 측정에서 제외되어야 하거나 파형 분석기를 이용하여

원치 않는 성분을 측정해야 한다.

6.3.2 인접신호 선택도는 수신기 출력에서 원하는 신호의 변조 열화를 발생시키는 원하는 신호 주파수

근처에서의 원치 않는 변조신호 레벨로 측정된다.

- 최대 수신 감도레벨에서 측정하였을 때


이 6 dB 변화되는 것으로 측정 (인접신호 선택도 Type B1)

- 혹은 최대 수신 감도레벨 이상에서 측정하였을 때 12 dB 변화되는 것으로 측정 (인접신호 선

택도 Type B2)

6.4 상호변조: 상호변조는 두 개의 원치 않는 신호를 수신기 입력 단에 함께 인가 한 후 수신기 출력 단에서

다음과 같은 레벨을 발생하는 두 개의 원치 않는 신호레벨로 측정한다.

- 원하는 입력 신호에 의해 발생된 레벨보다 20 dB 이하의 상호변조 레벨을 발생시킴(상호변조 Type

A) 혹은

- 최대 사용 가능한 감도 레벨에서 측정할 경우 특정한 성능열화


이 약 6 dB 변화되는 것으로 측정(상호변조 Type B1) 혹은

- 최대 사용 가능한 감도 레벨 이상에서 측정할 경우 특정한 성능열화



이 약 12 dB 변화되는 것으로 측정(상호변조 Type B2)

7. 비선형 영역에서 선택도를 표현하기 위해서 유효 선택도는 상기 정의된 블록킹, 인접신호 선택도 및 RF

상호변조 특성으로 측정되어야 바람직하다.

8. 제시된 데이터의 최적 통계적 처리를 위해 주관청은 본 권고 사항에 따라서 최근 설계된 수신기에 대해 측

정된 결과를 제공하도록 권장해야 한다.


[붙임 2]

ECC Report 127

(ECC 보고서 127)

THE IMPACT OF RECEIVER STANDARDS ON SPECTRUM MANAGEMENT

(스펙트럼 관리에 대한 수신기 표준 영향)

(October 2008)

1. 개 요

최근 소출 력 기기 등 전파통신을 이용한 다양한 무선기기들이 활성화됨에 따라서 기존 서비스와 새로운

서비스 간 공존 문제 및 간섭문제 등이 매우 중요한 이슈로 대두되고 있다. 특히 이미 기존 서비스에 할당된

주파수 근처에 새로운 다른 서비스를 할당할 경우 간섭 영향을 고려한 효율적인 스펙트럼 이용 및 관리가 스

펙트럼 공학 분야에 매우 중요한 역할이 되고 있다.

주파수 재사용 및 유연한 스펙트럼 관리를 위해 재구성 가능한 무선 시스템(Reconfigurable Radio

System), 무선 인지 시스템(Cognitive Radio System) 및 소프트웨어 기반 무선 시스템(Software Defined

Radio System)에 대한 연구개발이 활발히 진행되고 있다. 특히 시스템 구성 요소 중 RF 송신기와 수신기의

성능이 서비스 간 간섭에 매우 큰 영향을 미치므로 유럽의 CEPT(European Conference of Postal and

Telecommunications Administrations) 산하 ECC(Electronic Communications Committee)에서는 스펙트럼

관리를 위해 표준에 고려해야 할 수신기 성능파라미터를 정의하였다.

2. 수신 성능파라미터

□ 수신기 감도 : 수시기가 수신할 수 있는 최소 수신레벨

□ 수신기 선택도 : 원치 않는 신호들로부터 원하는 신호를 분리하는 수신기 능력

□ 수신기 블록킹(blocking) : 인접채널에 있는 간섭 신호로부터 원하는 신호를 수신할 수 있는

수신기 능력

□ 수신기 축퇴(desensitization) : 채널 외 강한 신호가 수신기 전치 단에 입력되어 채널 상의 원

하는 신호의 수신감도를 약하게 만드는 현상

□ 외부 불요파 응답 : 수신가 동조된 주요 응답 주파수 외의 주파수에서 발생되는 신호

□ 내부 불요파 응답 : 수신기 내부 오실레터에 의해 발생되는 믹싱 신호 혹은 하모닉 신호

□ 동일 채널 제거 : 원하는 신호와 원치 않는 신호가 같은 주파수에 있으면서 원치 않는 변조신

호에 의해 수신기 성능열화 없이 원하는 변조신호를 수신할 수 있는 능력

□ 상호변조 응답 제거 : 원하는 신호의 주파수와 특별한 관계를 갖는 주파수에서 둘 이상의 원치

않는 신호에 의해 수신기 성능이 열화 되지않고 원하는 변조신호를 수신할 수 있는 능력

□ 동적영역 : 수신기가 동작할 수 있는 최대 수신 레벨 과 최소 수신 레벨 범위

□ 불요신호 없는(Spurious Free) 동적영역 : 3차 상호변조 교차점과 잡음 층 사이 전력의 2/3


No. 구분 제출처 제목 관련권고 담당자

1 정책 방송통신위원회주파수정책과 10~60 ㎓ 범위의 고정통신용 채널배치 기준 -이주환박종민권동욱

2 표준 TTA표준화위원회 주파수 블록 기반의 고정업무시스템 주파수 배치 방법 -박종민이주환

3 기술기준 국립전파연구원 항공감시시스템 (ADS-B) 관련 무선설비 기술기준 - 김인규

기술기준 / 정책 / 표준제안SG5



1 정책 - 10~60 ㎓ 범위의 고정통신용 채널배치 기준

정책 제안 수요 신청서

수요

신청자

개요

제목 10~60 ㎓ 범위의 고정통신용 채널배치 기준

위원회 명 한국ITU연구위원회

연구반 명 ITU-R SG5 분과 반장명 성 향 숙

대표

작성자

성 명 이 주 환 전화번호 042-860-6166

부 서 ETRI, 전파기술연구부 직위 책임연구원

정책

수요

정책

수요 제기 내용

o 방통위(주파수정책과)에서는 주파수 이용이 저조한 10 ㎓ 이상의 고정업

무 대역 활성화를 위하여, 2010년 10월부터 ‘MW 대역 활성화 방안’을

수립 중

o 위 정책 계획에 의거, 10㎓ 이상 대역 채널의 활발한 이용을 도모하고 국

내 개발 장비의 국제 시장 점유를 목적으로, 국내 고정통신망에 적용되

는 전파지정기준과 국제 표준 채널배치 기준의 호환성을 검토

o 현재 주 관심의 초점이 되는 대역은 10 ~ 60㎓ 범위의 MW중계용 지정

대역이며, 동 범위의 주파수 대역에 대한 고정통신용 채널배치기준의 개

정을 포함한 호환성 연구 수행이 필요

국제적 동향 및

사례

o ITU-R SG5, 특히 WP5C에서는 회원국의 제안에 근거하여 고정통신 시

스템의 국제 채널배치 기준을 제시

o 2000년 이후, 유럽 지역의 이태리, 북미 지역의 캐나다, 아․태 지역의 일본 등 여러 국가에서 자국의 선호 기준을 제안하여, 국제 표준에 반영함

o 우리나라에서도 ‘M/W 대역의 재배치’ 계획에 따라 6 ~ 11 ㎓ 범위의

고정통신용 채널배치 기준을 국제 표준에 반영한 바 있음

기타

(붙임 자료 첨부 가

능)

붙임1) 정책 제안 연구 분석서

붙임2) 정책 제안 반영시 현 정책과 변경 정책과의 차이점 대비표

붙임3) 국내 전파지정기준 개정(안)


붙임1)

10~60 ㎓ 범위의 고정통신용 채널배치 기준 정책

제안 연구 분석서


반 장 : 성향숙

작성자 : 이주환, 박종민, 권동욱

제출처 : M/W대역 활성화 연구반(방통위 주파수 정책과)

제출일 : 2011년 12월

1. 현 정책 개요

1.1. 10 ~ 60 ㎓ 범위의 대한민국 주파수분배표

ITU-R의 전파규칙(RR; Radio Regulations) 5조에 따라, 10~60 ㎓ 범위의 주파수 대역

에서는 많은 부분 대역들이 우리나라에서도 고정통신(FS; Fixed Service) 용으로 분배하고

있다. 또한 이들 고정통신용 분배 대역들은 각각 고정M/W, 가입자회선, 국간중계, 방송중

계, 지하철 무선영상전송 등의 세부 용도로 지정하고 있으나 20㎓ 이상의 주파수 대역은 그

사용이 매우 미미하다.

아래 에서는 10~60 ㎓의 주파수 범위에 대해, 우리나라에서 고정통신용으로 분배

및 지정되어 운용되고 있는 주파수 대역과 해당 주석을 나타낸 것이다. 각 대역의 세부 용

도에 대한 채널배치 기준에 관한 세부 내용은 전파지정기준으로 별도로 정하고 있다.

10.0 ~ 60.0 ㎓ 대역의 고정통신용 분배 대역

국 제 한 국

제 1 지 역 제 2 지 역 제 3 지 역 주파수대별 분배 용 도 등

10.5-10.55

고정

이동

무선표정

10.5-10.55

고정

이동

무선표정

10.5-10.55

고정

이동

무선표정

고정M/W중계 K151A

물체감지센서용 K40A

10.55-10.6

고정

이동(항공이동 제외)

무선표정

10.55-10.6

고정




(계속)

국 제 한 국


10.6-10.68

지구탐사위성(수동)

고정


전파천문

우주연구(수동)

무선표정

5.149 5.482 5.482A

10.6-10.68


고정

이동(항공이동제외)

전파천문


무선표정

5.149 5.482


10.68-10.7


전파천문


5.340 5.483

10.68-10.7

고정



전파천문


5.340 5.483


10.7 ㎓(실험국용) K30

10.7-11.7

고정

고정위성(우주대지구)

5.441 5.484A

(지구대우주) 5.484

이동(항공이동제외)

10.7-11.7

고정

고정위성(우주대지구) 5.441 5.484A


10.7-11.7

고정


5.441 5.484A


10.7 ㎓(실험국용) K30


11.7-12.2

고정

방송

방송위성 5.492


5.487 5.487A

11.7-12.1

고정 5.486


5.484A 5.488


5.485

11.7-12.2

고정


방송

방송위성 5.492

5.487 5.487A

11.7-12.2

고정

방송

방송위성 5.492

5.487 5.487A

12.2 ㎓(실험국용) K30

위성서비스용 K151B


12.1-12.2


5.484A 5.488

5.485 5.489

17.7-18.1

고정


5.484A

(지구대우주) 5.516

이동

17.7-17.8

고정


5.517

(지구대우주) 5.516

방송위성

이동

5.515

17.7-18.1

고정


5.484A

(지구대우주) 5.516

이동

17.7-18.1

고정


5.484A

(지구대우주) 5.516

이동

고정 M/W,

특정소출력(무선랜을

포함한 무선접속시스템용)

K162

17.8-18.1

고정


5.484A

(지구대우주) 5.516

이동

5.519


(계속)

국 제 한 국


18.1-18.4

고정

고정위성(우주대지구) 5.484A 5.516B

(지구대우주) 5.520

이동

5.519 5.521

18.1-18.4

고정


5.484A

(지구대우주) 5.520

이동

고정 M/W K162

거리측정, 도난경보

등의 업무용 K163

CATV중계용 K168

18.4-18.6

고정

고정위성(우주대지구) 5.484A 5.516B

이동

18.4-18.6

고정


5.484A

해상교통관제 K141

고정 M/W K164

CATV중계용 K168

18.6-18.8


고정


5.522B



5.522A 5.522C

18.6-18.8


고정


5.516B 5.522B



5.522A

18.6-18.8


고정


5.522B



5.522A

18.6-18.8


고정


5.522B


5.522A

18.7 ㎓(실험국용) K30

고정 M/W K164 K166

18.8-19.3

고정

고정위성(우주대지구) 5.516B 5.523A

이동

18.8-19.3

고정


5.523A

이동

해상교통관제 K141

고정M/W K162 K164

K166

특정소출력(무선랜

등) K162

지하철(철도 등 포함)

무선영상전송장치용

K166A

19.3-19.7

고정

고정위성(우주대지구) (지구대우주)

5.523B 5.523C 5.523D 5.523E

이동

19.3-19.7

고정


5.523B 5.523C

5.523D 5.523E

이동

고정 M/W K162

21.2-21.4


고정

이동


21.2-21.4


고정

이동


고정 M/W K175

21.4-22

방송위성 5.347A

5.530

고정

이동

21.4-22

고정

이동

21.4-22

방송위성 5.347A

5.530

고정

이동

5.531

21.4-22

방송위성 5.530

고정

이동

고정 M/W K175

K176


(계속)

국 제 한 국


22-22.21

고정


5.149

22-22.21

고정


5.149

전기통신업무의 비상

․재해복구업무용K174

고정 M/W K176

22.21-22.5


고정


전파천문


5.149 5.532

22.21-22.5


고정


전파천문


5.149 5.532

22.35 ㎓(실험국용) K30



고정 M/W K175

22.5-22.55

고정

이동

22.5-22.55

고정

이동

고정 M/W K175

22.55-23.55

고정

위성상호간 5.338A

이동

5.149

22.55-23.55

고정

위성상호간

이동

5.149



고정 M/W K175

K176

23.55-23.6

고정

이동

23.55-23.6

고정

이동



24.25-24.45

고정

24.25-24.45

무선항행

24.25-24.45

고정

이동

무선항행

24.25-24.45

고정

이동

가입자회선 K176A

24.45-24.65

고정

위성상호간

24.45-24.65

위성상호간

무선항행

5.533

24.45-24.65

고정

위성상호간

이동

무선항행

5.533

24.45-24.65

고정

위성상호간

이동

5.533


24.65-24.75

고정

위성상호간

24.65-24.75

위성상호간

무선표정위성

(지구대우주)

24.65-24.75

고정

위성상호간

이동

5.533

24.65-24.75

고정

위성상호간

이동

5.533



(계속)

국 제 한 국


25.5-27

지구탐사위성(우주대지구) 5.536B

고정

위성상호간 5.536

이동

우주연구(우주대지구) 5.636C

표준주파수 및 시보위성(지구대우주)

5.536A

25.5-27

고정

이동


가입자회선, CATV

전송용 K176A

27-27.5

고정


이동

27-27.5

고정

고정위성(지구대우주)

위성상호간 5.536 5.537

이동

27-27.5

고정


5.537

이동

CATV전송용 K176A

36-37


고정

이동


5.149 5.550A

36-37


고정

이동


5.149

국간중계 K183A

36.5 ㎓(실험국용)

K30

37-37.5

고정

이동

우주연구(우주대지구)

5.547

37-37.5

고정

이동

우주연구(↓)

5.547

국간중계 K183A

37.5-38

고정


이동

우주연구(우주대지구)

지구탐사위성(우주대지구)

5.547

37.5-38

고정

고정위성(↓)

이동

우주연구(↓)

지구탐사위성(↓)

5.547

국간중계 K183A

38-39.5

고정


이동


5.547

38-39.5

고정

고정위성(↓)

이동


5.547

국간중계 K183A

방송중계 K183

39.5-40

고정

고정위성(우주대지구) 5.516B

이동

이동위성(우주대지구)


5.547

39.5-40

고정

고정위성(↓)

이동

이동위성(↓)


5.547

방송중계 K183


(끝)

국 제 한 국


40.5-41

고정


방송

방송위성

이동

5.547

40.5-41

고정


5.516B

방송

방송위성

이동

이동위성(우주대지구)

5.547

40.5-41

고정


방송

방송위성

이동

5.547

40.5-41

고정


방송

방송위성

이동

5.547

가입자회선 K176B

41-42.5

고정

고정위성(우주대지구) 5.516B

방송

방송위성

이동

5.547 5.551F 5.551H 5.551I

41-42.5

고정


방송

방송위성

이동

5.547 5.551F

5.551H 5.551I

가입자회선 K176B

41.5 ㎓(실험국용)

K30

1.2. 대역별 지정 및 이용 현황

우리나라의 경우, 10~60 ㎓의 주파수 범위에서 운용하는 고정통신의 규정은 고정M/W

의 중계용(K151A), 전기통신역무(K162), 전기통신역무 및 자가통신업무(K164) 및 자가통신업

무(K166), 해상교통관제(K141), 방송중계(K183), 가입자회선(K176B), 국간중계(K183A) 등으로

구분되어 있다. 이들 규정적 주석 원문은 다음 와 같다

10.0 ~ 60.0 ㎓ 대역의 고정통신용 지정 규정

주석 적용 용도 운용 규정

K141해상교통관제

(VTS)

8275.02～8343.33 ㎒(8426.634～8494.944 ㎒), 9360～9390 ㎒, 945

0～9480 ㎒, 18.58～18.60 ㎓(18.91～18.94 ㎓) 및 18.82～18.85 ㎓

(19.16～19.19 ㎓)의 주파수대역은 해상교통관제(VTS)용으로 사용

한다.

K151A통신사업 M/W

및 방송중계

5925～6425 ㎒, 6430～7110 ㎒, 7725～8275 ㎒, 10.5～11.7㎓ 및

12.0～12.2 ㎓의 주파수대역은 점유주파수대역폭 40, 20, 10, 5 ㎒

전송용의 통신사업 및 방송중계를 위한 고정중계용으로 사용하

고, 5925～6425 ㎒의 주파수대역은 점유주파수대역폭 30 ㎒ 전송

용의 통신사업 M/W용으로도 사용할 수 있다. 또한, 동 대역의

고정중계용 시설은 지정된 전송거리기준에 따라 사용한다. 점유

주파수대역폭 및 전송거리기준과 다르게 사용 중인 시설은 장비

수명 만료시까지 사용을 허용한다.


(계속)

주석 적용 용도 운용 규정

K162전기통신역무용

고정 M/W

17.70～18.14 ㎓ 및 19.26～19.7 ㎓의 주파수대역은 고정M/W의

전기통신역무가 우선한다. 또한, 17.7～17.74 ㎓ 및 19.26～19.3

㎓의 주파수대역은 2순위 업무로 특정소출력무선기기(무선랜을

포함한 무선접속시스템용)로 사용할 수 있다

K164

전기통신역무 및

자가통신업무용

고정 M/W

18.58～18.76 ㎓ 및 18.92～19.1 ㎓의 주파수대역은 고정M/W의

전기통신역무 및 자가통신용으로 사용한다.

K166자가통신업무용

고정 M/W

18.76～18.92 ㎓ 및 19.10～19.26 ㎓의 주파수대역은 고정M/W의

자가통신업무용으로 사용한다.

K166A무선영상

전송장치용

18.86～18.92 ㎓ 및 19.20～19.26 ㎓의 주파수대역은 안전 및 공공

목적을 위한 지하철(철도 등 포함)의 무선영상전송장치용으로 사

용한다.

K168 CATV 중계용18.148～18.580 ㎓의 주파수대역은 CATV 방송중계용으로 사용

한다.

K174비상 재해

복구업무용

22.2～22.4 ㎓ 및 23.4～23.6 ㎓의 주파수대역은 전기통신역무의 비

상 재해 복구업무용으로 사용한다.

K175자가통신업무용

고정 M/W

21.2～21.625 ㎓ 및 22.4～22.825 ㎓의 주파수대역은 고정M/W 자

가통신업무용으로 사용한다.

K176전기통신역무용

고정 M/W

21.65～22.2 ㎓, 및 22.85～23.4 ㎓의 주파수대역은 전기통신역무

용으로 사용한다.

K176A가입자회선 및

CATV 중계용

24.25～24.75 ㎓ 및 25.5～26.7 ㎓의 주파수대역은 가입자회선

(WLL)용으로 사용하며, 26.7～27.5 ㎓의 주파수대역은 무선CATV

전송용으로 사용한다.

K176B가입자회선

(WLL)용

40.5～42.5 ㎓의 주파수대역은 가입자회선(WLL)의 연구개발용으로

사용할 수 있다.

K183 이동 방송중계용39～40 ㎓의 주파수대역은 방송프로그램 이동중계업무로 사용한

다.

K183A 국간중계 M/W8275～8350 ㎒, 8430～8500 ㎒, 36.5～37.678 ㎓ 및 37.818～38.996

㎓의 주파수대역은 국간중계 M/W용으로 사용한다.

1.3. 전파지정기준의 채널배치 기준

우리나라의 경우, 고정업무 시스템(M/W중계, 국간중계, 방송중계, 가입자회선, VTS

등)의 점유 주파수대역폭, 채널 중심 주파수 등 채널배치 기준 관련 지침은 방송통신위원회

의 전파지정기준으로 규정하고 있다. 이 전파지정기준에 의하면, 10 ~ 60 ㎓ 범위의 고정업

무 시스템의 채널배치 기준은 에 요약한 바와 같으나, 지정시 참고한 국제표준이 현

행화되지 않아 일부 규정은 아날로그 전송에서 고려된 국제 배치기준인 경우도 있다.


10~60 ㎓ 범위의 고정업무용 국내 채널배치 기준

대 역 (㎓) 세부 용도 배치 기준 기 참고표준

10.5 ~ 10.7․통신사업용 M/W

․방송프로그램 중계

․채널간격: 5, 10, 20㎒

․배치방식 : alternated

․12.0~12.2 ㎓ 대역과 pair-

band로 지정

․참고표준: 없음

10.7 ~ 11.7․통신사업용 M/W


․채널간격: 5, 10, 20, 40㎒


․송․수신 간격: 530㎒

․참고: Rec. ITU-R F.387-10

(2006년 제정)

12.0 ~ 12.2․통신사업용 M/W


․채널간격: 5, 10, 20㎒


․10.5~10.7 ㎓ 대역과 pair-

band로 지정


17.7 ~ 19.7

․통신사업용 M/W

․자가통신용 M/W


․전기통신 재해복구

․해상교통관제(VTS)

․지하철등 영상전송

․채널간격: 용도별 상이

(5, 10, 20, 40, 80㎒ 등)


․송․수신 간격: 용도별

개별 지정 (1560, 340 ㎒)


(국가/지역별 표준 포함)

(1995년 제정)

21.2 ~ 23.6





․채널간격: 25, 50㎒


․송․수신 간격: 1200 ㎒


(1994년 제정)

24.25 ~ 24.75 ․가입자회선(B-WLL): 가입자 송신용

․블록간격: 150㎒

․배치방식 : 블록 배치

․점유대폭: 40㎒ 이하


25.5 ~ 27.5 ․가입자회선(B-WLL): 사업자 송신용

․블록간격: 360㎒

․배치방식 : 블록 배치

․점유대폭: 40㎒ 이하


36.5 ~ 39.0





․채널간격: 3.5, 7, 14, 28,

56, 140 ㎒

․배치방식 : altern

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