ТЕХНІКА ТА ПРИЛАДИ НАДВИСОКИХ ЧАСТОТ...

1

Міністерство освіти і науки, молоді та спорту України

Національний технічний університет України

«Київський політехнічний інститут

Інститут телекомунікаційних систем

А. О. Ліпатов, М. О. Могильченко, Є. А. Якорнов

КОНСПЕКТ ЛЕКЦІЙ

ТЕХНІКА ТА ПРИЛАДИ НАДВИСОКИХ ЧАСТОТ

ТЕЛЕКОМУНІКАЦИЙНИХ СИСТЕМ

з дисципліни:

«ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА ТА ПОШИРЕННЯ

РАДІОХВИЛЬ, мод.2. Ч.1»

для студентів денної та заочної форми навчання напряму бакалаврської

підготовки: “6.050903 Телекомунікації”

Київ- 2013

2

Міністерство освіти і науки, молоді та спорту України

Національний технічний університет України

«Київський політехнічний інститут

Інститут телекомунікаційних систем

А. О. Ліпатов, М. О. Могильченко, Є. А. Якорнов

КОНСПЕКТ ЛЕКЦІЙ

ТЕХНІКА ТА ПРИЛАДИ НАДВИСОКИХ ЧАСТОТ

ТЕЛЕКОМУНІКАЦИЙНИХ СИСТЕМ

з дисципліни:

«ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА ТА ПОШИРЕННЯ

РАДІОХВИЛЬ, мод.2. Ч.1»

для студентів денної та заочної форми навчання напряму бакалаврської

підготовки: “6.050903 Телекомунікації”

Рекомендовано

Вченою радою

інституту

Протокол № _2__

від _25__ лютого

2013 р

Київ- 2013

3

Л61 Техніка та прилади надвисоких частот телекомунікацийних систем:

Консп. лекцій з дисципліни «Технічна електродинаміка та поширення радіохвиль,

мод.2. Ч.1» для студентів напряму бакалаврської підготовки: “6.050903

Телекомунікації” / Укл. А.О. Ліпатов, М.О. Могильченко, Є.А. Якорнов - К.: НТУУ

«КПІ», 2013. – 248 с. іл..

ISBN 000–000–000–0

Розглянуто особливості телекомунікаційних систем (ТКС) надвисоких частот

(НВЧ); лінії передачі та коливальні системи НВЧ, пасивні пристрої на них як

елементи трактів НВЧ; принципи дії, конструкції, характеристики, параметри й

особливості експлуатації електровакуумних та напівпровідникових приладів НВЧ і

пристроїв на них, а також способи підвищення ефективності та приклади реалізації

НВЧ пристроїв, трактів і засобів телекомунікаційних систем.

УДК 621.029.6: 621.372.8: 621.385.6: 621.382

ББК

ISBN 000–000–000–0 А. О. Ліпатов, М. О. Могильченко,

Є. А. Якорнов 2013

КОНСПЕКТ ЛЕКЦІЙ «ТЕХНІКА ТА ПРИЛАДИ НАДВИСОКИХ

ЧАСТОТ ТЕЛЕКОМУНІКАЦИЙНИХ СИСТЕМ» З ДИСЦИПЛІНИ

«ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА ТА ПОШИРЕННЯ РАДІОХВИЛЬ,

мод.2. Ч.1»

Укладачі: Анатолій Олексєєвич Ліпатов, канд. техн. наук, проф.

Микола Олександрович Могильченко, канд. техн. наук, доцент.

Євгеній Аркадійович Якорнов, канд. техн. наук, проф.

Відповідальний редактор: М.О. Коломицев, канд. техн.наук, доц.

Рецензенти: О.О. Трубин, докт. техн. .наук, проф.

К. С. Сундучков, докт. техн. .наук, проф.

4

ПЕРЕДМОВА Зміст конспекту лекцій відповідає програмі навчальної дисципліни «Технічна

електродинаміка та поширення радіохвиль» (модуля 2. Ч. 1 «Техніка та прилади

надвисоких частот телекомунікацийних систем») Інституту телекомунікаційних систем

НТУУ «КПІ». Конспект також містить матеріал, який сприяє глибшому опануванню

засобів НВЧ радіорелейних і супутникових систем зв’язку.

Конспект складається з чотирьох розділів:

1. Взаємні нерегулярні елементи і пристрої хвилевідних трактів ТКС.

2. Керуваемні і невзаємні елементи і пристрої хвилевідних трактів ТКС

3. Прилади НВЧ: електровакуумні прилади НВЧ та твердотільні прилади і пристрої

НВЧ.

4. Приклади реалізації пристроїв і трактів НВЧ.

Останній розділ буде корисним студентам під час виконання курсових і дипломних

робіт, а також магістрам

Особливостями конспекту лекцій є:

тісний взаємозв’язок матеріалу зі змістом попередніх навчальних дисциплін,

насамперед дисципліни «Технічна електродинаміка та поширення радіохвиль (мод. 1

«Електродинаміка»);

поєднання «класичних» уявлень техніки НВЧ та нових телекомунікаційних

технологій;

наявність висновків та контрольних запитань і завдань, що сприяє осмисленню та

засвоєнню матеріалу.

Матеріал конспекту лекцій протягом багатьох років апробовано в Інституті

телекомунікаційних систем НТТУ «КПІ» та Військовому інституті телекомунікацій та

інформатизації НТУУ «КПІ» (Київському військовому інженерному училищі зв’язку і

Київському вищому радіотехнічному училищу ППО). Конспект лекцій можна

рекомендувати до використання і в інших вищих навчальних закладах

телекомунікаційного напряму.

Автори вдячні рецензентам – д-ру техн. наук, проф. О.О. Трубину та д-ру техн. наук

К. С. Сундучкову, і колегам з кафедри за низку зауважень і порад, які ґрунтовно сприяли

поліпшенню змісту посібника, а також академіку НАНУ М. Ю. Ільченкові.

ЗМІСТ

Література…………………………………………………………………………...9

Перелік використаних скорочень……………………………………………………11

Введення .......................................................................................................................13

В.1. Визначення діапазону НВЧ…………………………………………………..13

В.2. Особливості радіохвиль НВЧ та їх використання…………………………..13

В.3. Особливості пристроїв діапазону НВЧ…………………………………….15

В.4. Особливості телекомунікаційних систем НВЧ……………………………17

Висновки………………………………………………………………19

Розділ 1. Взаємні нерегулярні елементи і пристрої

хвилевідних трактів ТКС…………………………………………………..20

1.1. Загальні характеристики хвилевідних трактів ТКС…………………………...20

1.1.1. Призначення і склад типового хвилевідного тракту телеко-

мунікаційних систем…………………………………………………………20

1.1.2. Загальні принципи конструювання пристроїв і

трактів НВЧ.....................................................................................................20

1.1.3. Вибір типу лінії передачі і її розмірів………………………………………22

1.1.4. Особливості експлуатації хвилевідних трактів……………………………24

Запитання та завдання ……………………………………………………26 1.2. Багатополюсники НВЧ і методи їхнього опису………………………………..26

5

1.2.1. Хвильова матриця розсіювання…………………………………………...26

1.2.2. Хвильова матриця передачі чотириполюсника………………………….30

1.2.3. Зв’язок елементів матриць передачі та розсіювання………………………30

1.2.4. Хвильові матриці простих чотириполюсників та

восьмиполюсників…………………………………………………………...31

Запитання та завдання …………………………………………………….33

1.3. Чотириполюсники НВЧ…………………………………………………………34

1.3.1. Регулярні відрізкі лінії передачі…………………………………………….34

1.3.2. Хвилевідні зчленування …………………………………………………….36

1.3.2.1. Контактні зчленування…………………………………………………..36

1.3.2.2. Безконтактні зчленування……………………………………………….36

1.3.2.3. Гнучкі зчленування………………………………………………………36

1.3.2.4. Обертові зчленування……………………………………………………36

1.3.3. Хвилевідні вигини…………………………………………………………...37

1.3.4. Хвилевідні поглинаючі навантаження……………………………………...37

1.3.5. Хвилевідні атенюатори……………………………………………………...38

1.3.5.1. Поглинаючі змінні механічно керовані атенюатори…………………..38

1.3.5.2. Фіксовані атенюатори на смужкових лініях…………………………...40

1.3.5.3. Граничні атенюатори …………………………………………………….41

1.3.6. Фазообертачі…………………………………………………………………42

1.3.7. Перетворювачі поляризації (поляризатори)………………………………..44

1.3.8. Хвилевідні фільтри типів хвиль …………………………………………….45

Запитання та завдання …………………………………………………….47

1.3.9. Резонатори НВЧ……………………………………………………………...48

1.3.9.1. Типи резонаторів і їх параметри………………………………………..48

1.3.9.2. Власні та змушені коливання в резонаторах…………………………...49

1.3.9.3. Власні довжини хвиль і структури полів

регулярних резонаторів…………………………………………………..49

1.3.9.4. ЕМП у хвилевідних об'ємних резонаторах …………………………….51

1.3.9.5. Добротність об’ємних резонаторів……………………………………..53

1.3.9.6. Резонатори складної форми. Квазістаціонарні

резонатори……………………………………………………………….55

1.3.9.7. Поняття о резонаторах щілина-отвір………………………………….57

1.3.9.8. Коаксіальний резонатор із зазором……………………………………58

1.3.9.9. Коаксіальний розімкнений на кінці чвертьхвильовий

резонатор…………………………………………………………………58

1.3.9.10. Прохідний резонатор………………………………………………….59

1.3.9.11. Перестроювання частоти резонаторів………………………………..60

1.3.9.12. Особливості смужкових і друкованих резонаторів………………….61

1.3.9.13. Діелектричні резонатори……………………………………………...62

1.3.9.14. Феритові резонатори………………………………………………….65

Запитання та завдання………………………………………………..66

1.3.10. Фільтри НВЧ………………………………………………………………...67

1.3.10.1. Призначення фільтрів НВЧ і класифікація…………………………...67

1.3.10.2. Смугові фільтри НВЧ…………………………………………………...69

1.3.10.3 Смугово-затримні (режекторні) фільтри ……………………………..71

1.3.10.4. Електричні характеристики фільтрів НВЧ…………………………..72

1.3.10.5. Фільтри на діелектричних резонаторах……………………………….75

1.3.10.6. Фільтри на феритових резонаторах…………………………………...76

1.3.10.7. Широкосмугове узгодження комплексних

навантажень за допомогою фільтрів………………………………….78

1.3.10.8 Фільтри оптичного діапазону на дифракційних решітках……………78

6

1.3.10.9. Основи розрахунку фільтрів НВЧ …………………………………….81

Запитання та завдання………………………………………………..84

1.4. Шестиполюсники НІЧ…………………………………………………………...85

1.4.1. Схеми заміщення трійникових з’єднань хвилеводів…………………….85

1.4.1.1. Схема заміщення поперечної щілини в широкій стінці

прямокутного хвилеводу та трійника в площині

Е (Е-трійника)…………………………………………………………...85 1.4.1.2. Схема заміщення поздовжньої щілини у вузькій стінці

прямокутного хвилеводу та трійника в площині Н (Н-трійника)…………………………………………………………...85

1.4.2. Струмове збудження хвилевідно-резонаторних пристроїв……………...86

1.4.2.1. Вхідний опір хвилеводів у разі струмового збудження………………86

1.4.2.2. Схема заміщення й узгодження КХП …………………………………...87

1.4.3. Хвилевідні дільники і підсумовувачі потужності…………………………87

1.4.4. Розподілювачі і суматори потужності на коаксіальних

та оптичних хвилеводах………………………………………………..89

1.4.5. Смужкові розподілювачі і суматори потужності…………………………90

1.4.6. Комутатори НІЧ……………………………………………………………...91

1.4.7. Поляризаційні фільтри і трійникі……………………………………………92

Запитання та завдання………………………………………………...92

1.5. Спрямовані восьмиполюсники………………………………………………….93

1.5.1. Параметри спрямованих відгалужувачів і сфери

їх застосування…………………………………………………………93

1.5.2. Класифікація спрямованих відгалужувачів………………………………..94

1.5.3. Спрямовані відгалужувачі…………………………………………………..94

1.5.3.1. Спрямований відгалужувач з двома отворами зв’язку………………..94

1.5.3.2. Відгалужувачі зі спрямованими елементами зв’язку …………………97 1.5.3.3. Спрямованні відгалужувачі у коаксіальному

смужковому та оптичному виконанні………………………………...100

1.5.4. НВЧ мости…………………………………………………………………..102

1.5.4.1. Шлейфний міст ……………………………………………………….103

1.5.4.2. Подвійний хвилевідний трійник………………………………………103

1.5.4.3. Кільцевий хвилевідний міст …………………………………………...106

1.5.4.4. Щілинний хвилевідний міст …………………………………………...109

1.5.4.5. Мости Ланге…………………………………………………………..111

Запитання та завдання………………………………………………112

1.5.5. Диплексери (частотно-розділові пристрої)……………………………….113

1.5.5.1. Диплексери з мостовими з’єднаннями…………………………………114

1.5.5.2. Поляризаційний диплексер ……………………………………………115

Запитання та завдання……………………………………………….116

Розділ 2. Керовані і невзаємні елементи і пристрої

хвилевідних трактів ТКС………………………………………………..117

2.1. Пристрої з електронним керуванням…………………………………………117

2.1.1. Еквівалентні схеми напівпровідникових діодів НВЧ при

подачі на них напруги зміщення протилежної полярності……………..118

2.1.2. Пристрої керування амплітудою…………………………………………..119

2.1.2.1. Діодний вимикач………………………………………………………..120

2.1.2.2. Перемикачі (комутатори)………………………………………………120

2.1.2.3. Електрично керовані атенюатори……………………………………..123

2.1.3. Пристрої керування фазою………………………………………………..125

2.1.3.1. Дискретні електрично керовани фазообертачі……………………..125

2.1.3.2. Аналогові електрично керовани фазообертачі……………………...127

7


2.2. Невзаємні феритові пристрої НВЧ…………………………………………….129

2.2.1. Класифікація феритові пристроїв та загальні відомості з

феритів……………………………………………………………………….129

2.2.2. Невзаємні поляризатори…………………………………………………...130

2.2.3. Феритові фазообертачі……………………………………………………..131

2.2.4. Феритові вентилі …………………………………………………………..133

2.2.4.1. Резонансні вентилі……………………………………………………..133 2.2.4.2. Вентилі зі зсувом поля…………………………………………………134 2.2.4.3. Граничні вентилі………………………………………………………..135 2.2.4.4. Вентиль на ефекту Фарадея……………………………………………136 2.2.4.5. Вентилі на основі циркуля торів………………………………………136

2.2.5. Феритові циркуля тори……………………………………………………..136

2.2.5.1. Y – циркуля тор…………………………………………………………136 2.2.5.2. Фазови циркуля тори……………………………………………………...137

2.2.5.3. Поляризаційний циркуля тор………………………………………….138


Розділ 3. Прилади НВЧ………………………………………………………………..141

3.1. Електровакуумні прилади НВЧ………………………………………………...141

3.1.1. Особливості застосування електровакуумних

приладів НВЧ………………………………………………………… ..141

3.1.2. Фізичні основи електровакуумних приладів НВЧ……………………….143

3.1.2.1. Взаємодія електронів зі статичними електричним і

магнітним полями…………………………………………………….143

3.1.2.2. Взаємодія електронів з електромагнітним полем…………………….144

3.1.2.3. Струм, наведений хвилею конвекційного струму.

Час і кут прольоту……………………………………………………...145

3.1.2.4. Зміна швидкості електронів під дією поля НВЧ……………………..147

3.1.2.5. Обмін енергією між потоком електронів і полем.

Електронне навантаження зазору…………………………………148


3.1.3. Особливості роботи електронних ламп на підвищених

частотах…………………………………………………………………149

3.1.3.1. Комплексні параметри ламп …………………………………………...149

3.1.3.2. Залежність параметрів ламп від частоти……………………………...150

Запитання та завдання……………………………………………..153

3.1.4. Пролітні клістрони………………………………………………………….153

3.1.4.1. Будова та принцип дії дворезонаторного

пролітного клістрона………………………………………………….153

3.1.4.2. Фізичні процеси у дворезонаторному клістроні……………………...154

3.1.4.3. Помножувальні клістрони……………………………………………..156

3.1.4.4. Передача енергії згустків полю вихідного

резонатора……………………………………………………………..156

3.1.4.5. Основні характеристики дворезонаторного клістрона………………..157

3.1.4.6. Особливості багаторезонаторних клістронів…………………………157


3.1.5. Відбивні клістрони…………………………………………………………159

3.1.5.1. Будова та принцип дії…………………………………………………..159

3.1.5.2. Характеристики та параметри…………………………………………160

3.1.5.3. Конструкції та застосування…………………………………………...163


3.1.6. Лампи біжучої та зворотної хвилі типу О………………………………...165

8

3.1.6.1. Особливості приладів із тривалою взаємодією електронного потоку й поля………………………………………….165

3.1.6.2. Уповільнювальні системи електровакуумних

приладів НВЧ………………………………………………………….166

3.1.6.3. Лампи біжучої хвилі типу О …………………………………………...173

3.1.6.4. Лампи зворотної хвилі………………………………………………….180


3.1.7. Прилади зі схрещеними полями (типу М)………………………………..183 3.1.7.1. Будова та принцип дії ЛБХ та ЛЗХ типу М…………………………..183

3.1.7.2. Платинотрони, амплітрони та стабілітрони…………………………..185

3.1.7.3. Магнетрони та мітрони………………………………………………...187


3.2. Твердотільні прилади і пристрої НВЧ………………………………………...189

3.2.1. Особливості та класифікація напівпровідникових

приладів НВЧ……………………………………………………………...189

3.2.2. Транзистори НВЧ …………………………………………………………..190 3.2.2.1. Структура і принцип дії біполярного транзистора…………………...190 3.2.2.2. Основні електричні параметри біполярного

транзистора ……………………………………………………………191 3.2.2.3. Типи й застосування біполярного транзистора………………………194

3.2.2.4. Будова та принцип дії однозатворних польових

транзисторів……………………………………………………………...195

3.2.2.5. Двозатворні польові транзистори з бар’єром Шотткі……………..199


3.2.3. Напівпровідникові генератори та підсилювачі потужності……………..200

3.2.3.1. Загальна характеристика……………………………………………….200

3.2.3.2. Пристрої НВЧ на лавинно-пролітних діодах…………………………203

3.2.3.3. Пристрої НВЧ на діоде Ганна………………………………………….205 3.2.4. Транзисторні підсилювачі потужності та генератори …………………...208


3.2.5. Інтегральні пристрої НВЧ………………………………………………….211

3.2.5.1. Елементи й компоненти інтегральних схем НВЧ…………………….211

3.2.5.2. Напівпровідникові (монолітні) інтегральні схеми……………….212

3.2.5.3. Інтегральні транзисторні підсилювачі НВЧ…………………………..213

3.2.6. Гібридні інтегральні схеми………………………………………………...215

3.2.7. Корпусування інтегральніх схем НВЧ…………………………………….217

3.2.8. Безкорпусний захист мікрозборок і мікроблоків…………………………218

3.2.9. Модулі НВЧ…………………………………………………………………219


3.2.10. Малошумні лінійні підсилювачі…………………………………………220

3.2.10.1. Загальна характеристика……………………………………………...220

3.2.10.2. Транзисторні МШП …………………………………………………...223

3.2.10.3. Загальні властивості регенеративних підсилювачів………………..224 3.2.10.4. Підсилювачі на тунельних діодах……………………………………227

3.2.10.5. Параметричні підсилювачі …………………………………………...229


Розділ 4. Основні положення про проектування і приклади реалізації

пристроїв та трактів НВЧ…………………………………………………….234 4.1. Енергетичний потенціал радіолінії……………………………………………234 4.2. Методи поліпшення техніко економічних характеристик

пристроїв НВЧ………………………………………………………………...236

4.2.1. Комплексна мініатюризація………………………………………………..236 4.2.2. Збільшення ККД та зменшення споживаної потужності………………...236

9

4.2.3. Проблема тепловідведення………………………………………………….237 4.2.4. Забезпечення надійності модулів НВЧ …………………………………...238 4.2.5. Проблеми зниження вартості твердотільних пристроїв…………………239

4.2.6. Про використання компонентів і пристроїв НВЧ загального

й часткового застосування ………………………………………………….240

4.2.7. Охолодження пристроїв НВЧ як засіб підвищення

ефективності їх роботи……………………………………………………...240

4.3. Автоматизоване проектування пристроїв НВЧ………………………………242

4.4. Приклади реалізації пристроїв і трактів НВЧ………………………………………..243 4.4.1. НВЧ тракт тропосферної станціі…………………………………………..243 4.4.2. Активні ретранслятори системи GSM-1800………………………………245

ЛІТЕРАТУРА

1. Пименов Ю. В., Вольман В.И, Муравцов А. Д. Техническая электродинамика – М.,

Радио и связь, 2000 – 536 с.

2. Ліпатов А.О. Пристрої НВЧ телекомунікаційних систем.- К.: Політехніка, 2003.- 440 с.

3. Техника сверхвысоких частот./С.М. Финкельштейн, М.З. Чашник, А.Г. Новиньков,

В.П. Пуганов К.: КВИРТУ, 1970.-432 с.

4. Ильченко М.Е., Трубин А.А. Электродинамика диэлектрических резонаторов. К.:

Технiка, 2004.-266 с.

5. Ильченко М.Е., Трубин А.А. Теория диэлектрических резонаторов. К.:

Либидь, 1993.-214 с.

6. Диэлектрические резонаторы./Под ред. М. Е. Ильченко.-М.:Радио и связь,1989.-328 с.

7. Микроволновые технологии в телекоммуникационных системах./ В.П. Бабак, Т.Н.

Нарытник, М. Е. Ильченко, С. А. Кравчук. К.: Технiка, 2000.-298 с.

8. Интегральные устройства СВЧ телекоммуникационных систем ./ М.Е.Ильченко,

А.А.Липатов, Н.А.Могильченко, Т.Н.Нарытник, А.А.Савельев, Ю.И.Якименко -К.:

Технiка,1998.-110 с.

9. Ільченко М.Ю., Кравчук С.О. Сучасні телекомунікаційні системи.-К.: Наукова думка,

2008.-328 с.

10. Микроволновые устройства телекоммуникационных систем. В 2 т. Том 1:

Распространение радиоволн. Антенные и частотно-избирательные устройства / М.З.

Згуровский, М.Е. Ильченко, С.А. Кравчук, Т.Н. Нарытник, Ю.И. Якименко. – К.: ІВЦ

“Видавництво “Політехніка”, 2003. – 456 с.

11. Семенов Н.А. Техническая электродинамика. – М., Связь, 1973. – 480 с.

12. Баскаков С.И. Электродинамика и распространение радиоволн. – М.: Высшая

школа, 1992. – 416 с.

13. Бова Н.Т., Резников Г.Б. Антенны и устройства СВЧ. – Вища школа, 1977. –

260 с.

14. Петров Б.М. Электродинамика и распространение радиоволн. – М.,: Горячая

линия -Телеком, 2003. – 558 с.

15. Антенно-фидерные устройства и распространение радиоволн/ Под ред.. Г.А.

Ерохина.- М.: Горячая линия-Телеком, 2004.-491 с.

16. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ.- Т.1.- М.: Высш. шк., 1970.- 439 с.

17. Проектирование интегральных устройств СВЧ: Справ./ Ю.Г. Ефремов, В. В. Конин, ,

А. А. Липатов и др.- К.: Техніка, 1990.-159 с.

18. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам волноводной

техники.- М.: Сов. радио, 1967.-652 с.

19. Фуско В. СВЧ цепи.Анализ и автоматизация проектирования./ Под. ред. В. И.

Вольмана.- М.: Радио и связь , 1990.-184 с.

20. Электродинамика и техника СВЧ.-Ч.2: Техника сверхвысоких частот.- М.: Воениздат,

1985.-251 с.

10

21. Электронные приборы СВЧ. Учебное пособие для вузов по специальности

«Электронные приборы» /Березин В.М. и др.-М.:Высш. шк., 1985.-296 с.

22. Микроэлектронные устройства СВЧ/ Н.Т. Бова, Ю.Г. Ефремов, В.В. Конин и др.К.:

Техніка, 1984,-184 с.

23. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи / Л.Г.Гассанов, А.А.Липатов,

В.В.Марков, Н.А.Могильченко.-М.:Радио и связь,1988.-288 с.

24. Тимофеев В.И. Электронные цепи СВЧ. –К.: НТУУ “КПИ”, Політехніка, 2006.-172 с.

25. Могільченко М. О. Основи синтезу фільтрів: Довідник з теорії і розрахунку

електричних фільтрів.- К.: КВІУЗ, 2001.- 192 с.

26. Фано Р. М. Теоретические ограничения полосы согласования произвольных

импедансов. М.: Сов. радио, 1965. – 67 с. 27. Гупта К., Гардж Р., Чадха Р. Машинное проектирование СВЧ устройств: Пер. с англ.

М.: Радио и связь, 1987. 432 с. 28. Милованов О. С., Собенин Н. П. Техника сверхвысоких частот. М.: Атомиздат, 1980.

464 с. 29. Модульовані сигнали: Навч. посіб. / В. Д. Бабич, О. В. Кувшинов, С. П. Лівенцев та

ін. К.: КВІУЗ, 2001. – 185 с. 30. Окунев Ю. Б., Плотников В. Г. Принципы системного подхода к проектированию в

технике связи. М.: Связь, 1976. – 184 с. 31. Силаев А. М., Брянцев С. Ф. Приложение матриц и графов к анализу СВЧ устройств.

М.: Сов. радио, 1972. 248 с.

32. Справочник по волноводам. М.: Сов. радио, 1952. 432 с. 33. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / Под ред. В.

И. Вольмана. М.: Радио и связь, 1982. 328 с. 34. Техника сверхвысоких частот: Учеб. для воен. вузов связи / Под ред. А. А. Липатова

К.: КВВИУС, 1979. 298 с.

35. Техника СВЧ / Под ред. Б. М. Машковцева. Л.: ВАС, 1972. 352 с. 36. Формирователь цифровых сигналов СВЧ с компактным спектром и постоянной

огибающей / Л. Г. Гассанов, Р. В. Киселев, Н. И. Лелюх и др. // Изв. вузов СССР.

Радиоэлектроника. 1985. Т. 28, № 9. – С. 26 29. 37. Электронные приборы СВЧ: Учеб. пособие для вузов по специальности

«Электронные приборы» / Под ред. В. М. Березина. М.: Высш. шк., 1985. – 296 с.

38. Бутусов М.М., Верник С.Л., Галкин В.Н. и др. Волоконно-оптические системы

передачи. М.: Радио и связь, 1992. – 416 с.

39. Матвеев А.Н. Оптика. М.: Высшая школа, 1985.-352 с.

40. Семенов А.С., Смирнов В.Л., Шмалько А.В. Интегральная оптика для систем

передачи обработки информации. М.: Радио и связь, 1990.-224 с.

41. Унгер Г.Г. Оптическая связь. М.: Связь, 1979.-264 с.

42. Малорацкий Л.Г., Явич Л.Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых

линиях. М.: Сов. радио, 1972. 232 с.

43. Микаэлян А.Л. Теория и применение ферритов на сверхвысоких частотах.

Госэнергоиздат, 1963.-663 с. 44. Ильченко М.Е., Кравчук С.А. Телекоммуникационные системы на основе высотных

аэроплатформ. – К.: НПП "Издательство "Наукова думка" НАН Украины", 2008. – 580 с.

45. Шокало В.М., Правда В.І., Усін В.А., Вунтесмері В.С., Грецьких Д.В.

Електродинаміка та поширення радіохвиль Ч.1. Основи теорії електромагнітного

поля.- Харків: ХНУРЕ; Колегіум, 2009. 286 с.

46. Шокало В.М., Правда В.І., Усін В.А., Вунтесмері В.С., Грецьких Д.В.

Електродинаміка та поширення радіохвиль Ч.2. Випромінювання та поширення

електромагнітних хвиль.- Харків: ХНУРЕ; Колегіум, 2010. 435 с.

Перелік використаних скорочень

1

АФХ – амплітудно-фазова

характеристика

АЦП – аналого-цифровий перетворювач

АЧХ – амплітудно-частотна

характеристика

БТ – біполярний транзистор

ВАХ – вольт-амперна характеристика

ВК – відбивний клістрон

ГДГ – генератор на ДГ

ГІС – гібридна ІС

ГЛПД – генератор на ЛПД

ДБШ – діод із бар’єром Шотткі

ДГ – діод Ганна

ДМХ – дециметрові хилі

ДР – діелектричний резонатор

ДЩХ – діелектричний щілинний

хвилевід

ДХ – діелектричний хвилевід

ЕВП – електровакуумний прилад

ЕІВП – ефективна ізотропно

випромінювана потужність

ЕХ – еліптичний хвилевід

ІС – інтегральна схема

КБХ – коефіцієнт біжучої хвилі

КЗ – коротке замикання

ККД – коефіцієнт корисної дії

КСХ – коефіцієнт стоячої хвилі

КХП – коаксіально-хвилевідний перехід

ЛБХ-М – лампа біжучої хвилі типу М

ЛБХ-О – лампа біжучої хвилі типу О

ЛЗ – лінія затримки

ЛЗХ-М – лампа зворотної хвилі типу М

ЛЗХ-О – лампа зворотної хвилі типу О

ЛП – лінія передачі

ЛПД – лавинно-пролітний діод

ММХ – міліметрові хвилі

МСЛ – мікросмужкова ЛП

МПЧХ – максимально плоска ЧХ

МШП – малошумний підсилювач

НВЧ – надзвичайно високі частоти

НП – напівпровідник

НПП – напівпровідниковий прилад

НСЛ – несиметрична СЛ

НУС – неоднорідна УС

ОЛП – однопровідна ЛП

ОНОЗ – обмежене нагромадження

об’ємного заряду

ПБХ – підсилювач біжучої хвилі

ПДГ – підсилювач на ДГ

ПДП – передавальний пристрій

-Мн – пі- маніпулятор

ПЛПД – підсилювач на ЛПД

ПНВЧ – пристрій НВЧ

ПП – параметричний підсилювач

ПС – поляризаційний селектор

ПТ – польовий транзистор

ПТШ – ПТ із затвором Шотткі

ПХТ – подвійний хвилевідний

трійник

ПЧ – проміжна частота

РЕЗ – радіоелектронний засіб

РЛС – радіолокаційна станція

РПр – радіоприймальний пристрій

РРЛ – радіорелейна лінія

РРС – радіорелейна станція

РФ – режекторний фільтр

РЧ – радіочастота

САПР – система автоматизованого

проектування

СЗФ – смуго-затримуючий фільтр

СК – спільний катод

СЛ – смужкова лінія

СМХ – сантиметрові хвилі

СПФ – смуго-пропускний фільтр

СС – спільна сітка

СФ – смуговий фільтр

ТД – тунельний діод

ТП – тунельний підсилювач

ТРЛ – тропосферна лінія

ТрП – транзисторний підсилювач

ТРС – тропосферна станція

УС – уповільнювальна система

ФАР – фазована антенна решітка

ФДР – фільтр на ДР

ФВЧ – фільтр верхніх частот

ФМ – фазова модуляція

(маніпуляція)

ФНЧ – фільтр нижніх частот

ФО – фазообертач

ФЧХ – фазочастотна характеристика

ФМ ШПС – фазоманіпульований

шумоподібний сигнал

ХХ – холостий хід

ХЩЛ – хвилевідна щілинна лінія

ЧМ – частотна модуляція

ЧХ – частотна характеристика

ЧЧХ – чебишовська ЧХ

ШСЗ – штучний супутник Землі

ЩЛ – щілинна лінія

ЩМ – щілинний міст

Введення

13

Особливості діапазону та телекомунікаційних систем НВЧ

В.1. Визначення діапазону НВЧ

Із запроваджених Міжнародним консультативним комітетом з радіо (МККР)

діапазонів спектра електромагнітних коливань для радіозв’язку використовують лише

частину – від 4-го до 12-го діапазону. Частоти зазначених діапазонів лежать у межах

(0,3...3,0) 10N 9

ГГц, де N – номер діапазону.

У радіозв’язку, радіолокації, радіоастрономії, супутниковій радіонавігації й інших

областях науки та техніки велике значення мають 9, 10 і 11-й діапазони. Назви та значення

частот і довжин хвиль для них наведено в табл. В.1.

Таблиця В.1.

Номер

діапазону Найменування частот Частоти, ГГц Найменування хвиль

Довжина

хвиль

9

10

11

Ультрависокі (УВЧ, UHF)

Надвисокі (НВЧ, SHF)

Украй високі (КВЧ, EHF)

0,3…3,0

3…30

30…300

Дециметрові (ДМХ)

Сантиметрові (СМХ)

Міліметрові (ММХ)

10...1 дм

10...1 см

10...1 мм

Нагадаємо, що довжина хвилі й частота коливань пов’язані між собою

співвідношенням c, звідки з урахуванням того, що швидкість світла c 300000

км/с, маємо 30 /, де довжину хвилі задано в сантиметрах, частоту – у гігагерцах.

Через велику подібність 9, 10 та 11-го діапазонів за умовами поширення радіохвиль, а

також за науково-технічними принципами та конструктивними особливостями побудови

приладів і пристроїв їх уважають єдиним діапазоном НВЧ. Ми також будемо

додержуватися цього погляду.

У закордонній літературі цей єдиний діапазон називають мікрохвильовим і відповідно

використовують поняття «мікрохвильова техніка», «мікрохвильові системи передачі»

тощо.

У технічній літературі іноді застосовують літерні позначення діапазонів частот,

наприклад як у табл. В.2.


Позначення

діапазонів L S C X Ku K Ka W

Частота, ГГц 1...2 2...4 4...8 8,0...12,5 12,5...18,0 18,0...26,5 26,5...40,0 Більше 40

Однак наведеної в табл. В.2 відповідності позначень і частот не завжди

додержуються. Так, у системах супутникового зв’язку й телебачення за нижню межу Ku-

діапазону прийнято вважати частоту 10,9 ГГц, а частоти 3,4...3,9 ГГц відносять до С-

діапазону.

В.2. Особливості радіохвиль НВЧ та їх використання

Квазіоптичні властивості. Радіохвилі НВЧ мають, зокрема, такі квазіоптичні

властивості:

напрямок їх поширення у вільному просторі прямолінійний;

дифракція незначна, а поблизу поверхні Землі рефракція мала;

вони проходять через іоносферу майже без втрат.

Під час поширення через область із опадами відбувається певне згасання радіохвиль

(унаслідок розсіювання й поглинання енергії в гідрометеорах), що зростає зі зменшенням

довжини хвилі.

У цьому діапазоні порівняно нескладно створювати антени з розмірами, у багато разів

більшими, ніж довжина хвилі. Завдяки цьому антени прийнятних габаритів мають

гостроспрямоване випромінювання й забезпечують просторову селекцію сигналів, що дає

14

L, дБ/км

10

1,0

0,1

1 2 3 4 5 10 20 30 40 60 100 200 , ГГц 0,01

H2

O H2O

H2O

O2

O2

1 2

3

4

змогу організовувати в заданому географічному районі велику кількість радіоліній,

зокрема з повторюваними робочими частотами, задовольняючи умови їх

електромагнітної сумісності (ЕМС).

Гостроспрямоване випромінювання сприяє підвищенню дальності зв’язку, а також

роздільної здатності радіолокаційного виявлення й точності визначення координат

об’єкта. Використання гостроспрямованих антен утруднює перехоплення сигналів

військових радіоліній і створення завад для них засобами радіоелектронної боротьби.

Однак для збільшення коефіцієнта підсилення антен понад 50 дБ потрібно

дотримувати важкореалізовних допусків на розміри під час їх виготовлення.

Унаслідок зазначених властивостей радіохвиль НВЧ можна встановити зв’язок між

об’єктами, розміщеними на поверхні Землі, тільки за умови їх взаємної (прямої)

видимості. В інших випадках потрібні проміжні активні чи пасивні ретранслятори

сигналів.

Відкритий у більшості випадків верхній півпростір дає змогу широко

використовувати діапазон НВЧ для зв’язку земних станцій із космічними апаратами (КА) і

останніх між собою.

Особливий характер поширення мають хвилі міліметрового діапазону, який інтенсивно

освоюється системами зв’язку. На деяких частотах цього діапазону відбувається

резонансне поглинання енергії в парі води й у газах атмосфери (див. рис. В.1, де наведені

залежністи згасання радіохвиль від частоти, причому суцільна лінія – в атмосфері,

штрихові – додаткове згасання в дощі різної інтенсивності: 1 – 16 мм/год; 2 – 4 мм/год; 3 –

1 мм/год; 4 – 0,25 мм/год; позначки Н2О і О2 показують максимуми поглинання хвиль у

парі води та кисні атмосфери). Значення частот (довжин хвиль) вікон прозорості та піків

поглинання в атмосфері наведено в табл. В.3.

Радіозв’язок здійснюється переважно у вікнах

прозорості. Більше порівняно із сантиметровими

хвилями поглинання ММХ у гідрометеорах

зменшує дальність радіозв’язку, тому для

компенсації цього згасання потрібно підвищувати

енергетичний потенціал радіолінії. Діапазон ММХ

не перевантажений; засобам зв’язку, що працюють

у ньому, властива хороша електромагнітна

сумісність із засобами зв’язку інших діапазонів.


Частота, довжина хвилі Вікна прозорості Піки поглинання

, ГГц , мм

35 8,6

94 3,2

140 2,1

230 1,3

22 13

60 5,0

120 2,5

183 1,64

325 0,92

Завдяки підвищеному згасанню в піках поглинання можна передавати інформацію на

цих частотах із низьким рівнем взаємних завад від різних служб і організовувати

прихований зв’язок уздовж поверхні Землі на невеликих відстанях. Крім того, частоти, що

відповідають пікам поглинання в атмосфері, за її межами можна використовувати на

міжсупутникових лініях зв’язку великої довжини. У цьому випадку атмосфера відіграє

роль загороджувального фільтра для завад від Землі.

Порівняно з хвилями оптичного чи інфрачервоного діапазонів ММХ краще

проникають крізь туман, дим, дощ, пил і т. ін. Вони з невеликим згасанням проходять

Рис.В.1

15

через плазму, тому їх використовують для зв’язку з ракетами, що проходять через

іонізовану атмосферу.

На приземних лініях зв’язку в діапазоні ММХ спостерігаються флуктуації амплітуди,

фази та напрямків приходу хвиль, спричинені впливом атмосфери й поверхні Землі, а

також відбиттям хвиль від літаків та інших об’єктів (виявляється ефект

багатопроменевого поширення). На ММХ відбувається великий доплерівський зсув

частот.

Інформаційна ємність. Практична цінність діапазону НВЧ для систем зв’язку

визначається його великою інформаційною ємністю. Дійсно, усі діапазони від наддовгих

до дециметрових хвиль займають смугу частот 0,3 ГГц, а НВЧ діапазон – близько 300

ГГц. Отже, у діапазоні НВЧ за той самий проміжок часу можна передати приблизно в 104

разів більше інформації, ніж в інших разом узятих радіочастотних діапазонах.

Сказане можна підтвердити оцінкою смуги частот одного радіоканалу НВЧ. Так, якщо

вважати, що центральна частота каналу дорівнює 10 ГГц і що смуга радіосигналу

становить 10 % несучої, то ширина цієї смуги дорівнює 1000 МГц. Нагадаємо, що

стандартний телефонний канал займає смугу від 0,3 до 3,4 кГц, а телевізійний сигнал –

близько 6 МГц.

Значна ширина діапазону НВЧ дає змогу використовувати частотну, фазову й

імпульсні види модуляції, за яких рівень корисного сигналу на виході радіоприймальних

пристроїв не залежить від зміни амплітуди радіосигналу (у певних межах) на їх вході.

Завдяки надзвичайно широкій смузі частот діапазону НВЧ можна за допомогою

широкосмугових завадостійких методів модуляції здійснювати високоякісний телефонний

зв’язок, вести передачі багатьох програм телебачення, а також передавати з великою

швидкістю інформацію в цифрових системах радіозв’язку.

Взаємодія поля НВЧ з речовиною. Енергія кванта, що відповідає діапазону НВЧ,

порівнянна з різницею енергій близько розташованих енергетичних рівнів атомів і

молекул, що вможливлює резонансну взаємодію поля з речовиною. На цьому основані

методи радіо- й оптичної спектроскопії, а також робота квантових надчутливих

підсилювачів і високостабільних генераторів.

Коливання НВЧ широко застосовуються в промисловості (для сушіння матеріалів,

склеювання пластмас, знищення біологічних шкідників і т. ін.), у медицині (у діатермії,

КВЧ-терапії), у побуті (у печах НВЧ).

Коливання НВЧ мають специфічну біологічну дію, тому під час експлуатації засобів

зв’язку НВЧ слід дотримувати відповідних вимог правил безпеки. Запроваджену раніше

максимально допустиму норму густини потоку потужності, що опромінює протягом 8-

годинного робочого дня – 10 мкВт/см2

нині знижено до 2,5 мкВт/см2.

В.3. Особливості пристроїв діапазону НВЧ

У разі переходу від звичайних радіочастот до діапазону НВЧ (зі зменшенням довжини

хвилі) наочно виявляється закон діалектики – зв’язок кількісних змін з якісними. Так,

передача НВЧ коливань по двопровідній лінії стає неприйнятною внаслідок значних втрат

на випромінювання. З подальшим укороченням хвилі та відповідним зменшенням

поперечного перерізу лінії передачі (ЛП) (рис. В.2, де а – діелектричні хвилеводи; б –

металеві хвилеводи прямокутного та круглого перерізу; в – смужкова лінія; г –

коаксіальна лінія) стають непридатними й коаксіальні лінії (рис. В.2.г) через зменшення

максимальної потужності, передаваної без пробою, і підвищення рівня теплових втрат.

Тому основним видом ЛП в сантиметровому й міліметровому діапазонах хвиль є

хвилеводи [1-3] – порожнисті металеві труби, частіше прямокутного чи круглого

поперечних перерізів (рис. В.2.б).

16

Вони характеризуються

малими втратами й

великим значенням

передаваної потужності.

У хвилеводі,

обмеженому бічною

провідною поверхнею,

на відміну від

двопровідної та

коаксіальної ліній,

немає двох окремих

провідників для

проходження струму в

прямому та зворотному

напрямку. Оскільки

поняття струмів і напруг при цьому стають неоднозначними, то процес передачі енергії у

хвилеводах потрібно аналізувати за допомогою теорії електромагнітного поля.

Зі збільшенням частоти 0 = 1/LC добротність LC-контурів зменшується, і їх селективні

властивості погіршуються через зростання втрат на скін-ефект і випромінювання. Тому

навіть у нижній частині НВЧ діапазону, де малі значення індуктивності L і ємності С ще

можуть бути реалізовані у вигляді елементів із зосередженими параметрами,

застосування цих контурів утруднене. У верхній частині НВЧ діапазону контури із

зосередженими L і С стають конструктивно нереалізовними. У зв’язку з цим як коливальні

системи на НВЧ використовують об’ємні резонатори – порожнисті металеві чи

діелектричні об’єми різної конфігурації з поверхнями, що відбивають електромагнітні

хвилі (рис. В.3, де наведен дволанковий перестро-

юваний фільтр НВЧ на коаксіальних /4 резонаторах та

рис. В.4, на яком зображена резонансна система

магнетрона – генератора НВЧ, де 1 – петля зв’язку;

2 – вивід НВЧ коливань; 3 – простір взаємодії

електронів із полем НВЧ; 4 – катод; 5 – анодно-

резонаторний блок;6 – резонатори ).

У діапазоні НВЧ не можна застосовувати звичайні

електронні лампи, тому що період коливань Т стає

порівнянним із часом прольоту електронів між

електродами лампи ( = 10–8

...10–9

с), і часто

виявляється, що Т < . Ефективність керування

електронним потоком лампи зовнішньою напругою при

цьому різко зменшується.

Крім того, у лампах з електростатичним

керуванням виникають паразитні резонанси внаслідок

впливу індуктивностей вводів і міжелектродних

ємностей, що призводить до появи додаткових некерованих зсувів фаз, активних і

реактивних навантажень.

Тому для діапазону НВЧ розроблено й безупинно вдосконалюються особливі типи

діодів, металокерамічних тріодів і тетродів, а також клістронів, ламп біжучої та зворотної

хвилі, амплітронів, які являють собою єдине ціле електронної лампи й коливальних

систем.

Для роботи на НВЧ, крім «класичних» напівпровідникових діодів і транзисторів зі

зменшеними значеннями індуктивностей вводів і міжелектродних ємностей, створено

Рис. В.2. Рис. В.3.

а б

в г

3 2

1 4

5 6

Рис. В.4.

17

спеціальні лавинно-пролітні діоди та діоди Ганна, у яких використовуються специфічні

фізичні явища.

Виходячи з викладеного, основним змістом конспекту є розгляд таких питань:

особливості фізичних явищ у елементів та узлів НВЧ тракту, коливальних системах,

електровакуумних і напівпровідникових приладах НВЧ;

характеристики й параметри зазначених приладів, а також особливості їх

застосування й експлуатації;

методи аналізу, елементи розрахунку та проектування.

На основі відрізків ЛП, коливальних систем і приладів НВЧ створено безліч різних

функціональних пристроїв, що є елементною базою засобів телекомунікацій.

Деякі особливості роботи й параметри радіорелейних, тропосферних і супутникових

систем передачі, насичених згаданими пристроями та приладами НВЧ, проілюстровано на

рис. В.5.

В.4. Особливості телекомунікаційних систем НВЧ

Значення багатоканальних систем зв’язку НВЧ безупинно зростає. Дуже поширені й

мають велике народногосподарське значення системи радіорелейного та супутникового

зв’язку; у багатьох країнах застосовують тропосферні системи зв’язку (рис. В.5).

Радіорелейні та тропосферні лінії (РРЛ і ТРЛ) зв’язку характеризуються передачею

інформації по ланцюжку ретрансляційних станцій, причому на проміжних станціях можливі

відгалуження та введення каналів.

Тропосферна лінія зв’язку, L = 150...1000 км

Cистема супутникового зв’язку, L – до 10000 км

Радіорелейна лінія, L – до 10000 км

КА

0,3...2,0

до 1 кВт

до

360

00 к

м

2...17

5...7

км

0,1...10,0 кВт

1 2

2 1 4

3 4

0,1...10,0 Вт

10 – 9

Вт

10–13

Вт

3...300 Вт

до 70 км

до 1 кВт

50 м

3

Рис. В.5

18

Антени сусідніх радіорелейних станцій (РРС) мають бути в межах взаємної прямої

видимості. Відстань між сусідніми РРС зазвичай не перевищує (40...70) км, що дає змогу

використовувати транзисторні передавачі невеликої потужності, до одиниць ват.

На ТРЛ сусідні станції розміщені за межами прямої видимості, і зв’язок між ними

здійснюється розсіюванням і відбиттям радіохвиль від неоднорідностей тропосфери.

Інтервали між тропосферними станціями (ТРС) можуть бути (150...300) км, а іноді й

до 1000 км. Тому тропосферні лінії зв’язку доцільно використовувати у важкодоступних

малонаселених місцевостях, а також для зв’язку через великі водні простори.

Ослаблення сигналу на трасі ТРЛ може досягати 200 дБ, у місці прийому його рівень дуже

низький. Крім того, унаслідок багатопроменевого поширення сигнал зазнає

інтерференційних завмирань глибиною до (20...30) дБ. Тому на ТРЛ застосовують

передавачі великої потужності – від 300 Вт до (50...100) кВт, гостроспрямовані антени з

коефіцієнтом підсилення (40...50) дБ (рис. В.6,

на яком наведена дводзеркальна антенна за

схемою Кассегрена (у режимі передачі), де

1 – розкрив дзеркала; 2 – мале дзеркало; 3 –

опромінювач; 4 – узгоджувальний пристрій;

5 – вхід антени ), високочутливі приймачі,

рознесений прийом (складання декількох

прийнятих копій сигналів із попереднім їх

фазуванням). Із цих причин ТРС зазвичай

вузькосмугові.

У радіорелейному зв’язку використовують

частоти від десятків мегагерц до десятків

гігагерц, у тропосферному – від сотень мегагерц

до одиниць гігагерц. Відносні смуги робочого

діапазону частот РРС можуть перевищувати 10

%. Тому є потреби в широкосмугових пристроях

НВЧ та їх літерних рядах.

Для ослаблення впливу передавача на

приймач своєї станції в разі використання однієї

антени як для прийому, так і для передачі сигналів, що відрізняються частотою,

застосовують частотно- та поляризаційно- розв’язувальні пристрої – так звані диплексери

(чи дуплексери).

Загальна довжина РРЛ і ТРЛ може досягати декількох сотень і навіть тисяч

кілометрів. Лінії зв’язку можуть складатися з декількох десятків тропосферних і навіть

сотень радіорелейних станцій. Для послідовної ретрансляції сигналу такою великою

кількістю станцій, частина з яких може бути розміщена у важкодоступній місцевості й

не мати висококваліфікованого персоналу, потрібна висока надійність усіх пристроїв НВЧ,

підвищене значення їх ККД.

У супутниковому зв’язку (див. рис. В.5) для ретрансляції сигналів застосовують

бортові прийомопередавачі (ретранслятори, або транспондери) КА – штучних супутників

Землі (ШСЗ), що перебувають у зоні взаємної видимості станцій-кореспондентів.

Лінії супутникового зв’язку призначені для багатоканального зв’язку, передачі даних і

телевізійних програм (зокрема, на інші континенти), зображень газетних шпальт, програм

радіомовлення. Функціонують міжнародні глобальні, регіональні та національні системи

зв’язку. Створено розподільні системи телевізійних програм із тисячами земних

приймальних станцій, розгорнутих на території, що охоплює декілька годинних поясів.

Експлуатуються супутникові системи зв’язку з рухомими об’єктами, а також системи

дистанційного дослідження Землі. Усе більшого значення набувають супутникові

радіонавігаційні системи, що дають змогу рухомому об’єктові визначати місце свого

розташування з точністю до одиниць метрів.

1

5

2

S 3

4

Рис. В.6.

19

Регламент радіозв’язку встановлює розподіл частот між різними службами до 275

ГГц.

Нині в системах супутникового зв’язку використовують частоти від сотень мегагерц

до 40 ГГц. Виконується міжсупутникова передача потоків інформації зі швидкістю до

декількох Гігабіт за секунду на частотах близько 60 ГГц (де пік згасання радіохвиль в

атмосфері забезпечує захист радіоліній від завад із Землі).

Глобальний характер супутникового зв’язку, висока вартість КА та його запуску

змушують використовувати кожний супутник у режимі багатостанційного доступу –

забезпечення через нього взаємного зв’язку багатьох земних станцій одночасно. Тому

бортові ретранслятори мають широкі смуги пропускання (до 500 МГц) і можуть

провадити обробку сигналів на борту ШСЗ. Зрозуміло, що частоти прийому та передачі

бортового ретранслятора різняться.

Антени бортових ретрансляторів можуть бути однопроменевими, часто на основі

параболічних дзеркал (рис.В.6), або багатопроменевими – з використанням керованих

фазованих антенних решіток (ФАР), інколи активних.

Висновки

До діапазону НВЧ відносять електромагнітні хвилі з частотами від 0,3 до 30 ГГц і

навіть вище.

Радіохвилі НВЧ мають квазіоптичні властивості. Їх взаємодію з речовиною

використовують у науці, техніці, медицині й побуті.

Пристрої й електронні прилади НВЧ за принципом дії та конструктивним виконанням

зазвичай відрізняються від відповідних виробів більш низькочастотних радіодіапазонів.

Функціонування сучасних багатоканальних (високошвидкісних) систем передачі

інформації – супутникових, радіорелейних і тропосферних – ґрунтується на використанні

НВЧ. Діапазон НВЧ має велику інформаційну ємність.

Застосування телекомунікаційних систем НВЧ у світі та якість їх послуг

безупинно зростають. Ці системи стали найбільш масовими споживачами пристроїв

НВЧ. Цим визначається рівень вимог до кваліфікації фахівців – проектувальників,

системних інтеграторів, інженерів з експлуатації, а також до студентів, що вивчають

технології телекомунікаційних систем.

.

20

Розділ 1. Взаємні нерегулярні елементи і

пристрої хвилевідних трактів телекомунікаційних систем 1.1. Загальні характеристики хвилевідних трактів ТКС

1.1.1. Призначення і склад типового хвилевідного тракту телекомунікаційних

систем.

Хвилевідни тракті сучасніх безпроводовіх телекомунікаційніх систем, що працюють у

діапазоні 300 МГц<f<30 ГГц можна представити у виді деяких функціональних пристроїв

(вузлів), з'єднаних відрізками ліній передачі (наприклад, на рис. 1.1).

Тому трактом НВЧ чи ланцюгом

НВЧ. називають сукупність

функціональних пристроїв НВЧ,

зчленованих між собою таким чином,

щоб забезпечити передачу й обробку

радіосигналів. Найбільш розпов-

сюдженими функціональних

вузлів НВЧ ланцюгів є (рис. 1.1)

відрізки ліній передачі 1, перехідні 2 і

стикувальні 3 вузли між лініями

різних типів, що погодять, суматори,

дільники й відгалужувачі 4 потужності, поляризаційні пристрої, фільтри, фазообертачі,

комутатори 5 і перемикачі 6, гнучкі зчленування 7 і обертові 8, вигини 9 і скрутки 10,

пристрою контролю 11, баластові поглинаючі навантаження 12, невзаємні пристрої з

намагніченими феритами, наприклад, вентилі 13 і циркулятори 14 та інш.

Частина перерахованих функціональних вузлів НВЧ тракту є, у свою чергу, складними

пристроями які містят сукупність елементїв (наприклад, елементи зв’язку, настраювальні

елементи, феритови, напівпровідникові елементи та інш).

1.1.2. Загальні принципи конструювання

пристроїв і трактів НВЧ

Створюючи функціональні вузлі НВЧ тракту (ПНВЧ), зазвичай дотримуються таких загальних правил.

1. Контактні з’єднання окремих елементів деталей ПНВЧ мають бути стійкі, з малим перехідним опором за будь-яких умов експлуатації. Кількість таких з’єднань має бути мінімальною. Це зменшує нестабільність параметрів ПНВЧ, а також запобігає появі «наведень» і зменшує ступінь їх впливу.

2. Довжина відрізків ЛП, що з’єднують елементи ПНВЧ, має бути малою для мінімізації внесених ними втрат і частотної залежності параметрів ПНВЧ.

3. Електрогерметичність ПНВЧ має бути високою для розв’язки електромагнітних полів усередині й поза ПНВЧ.

4. До елементів регулювання ПНВЧ (змінних атенюаторів, гвинтів настройки та ін.) має бути зручний доступ у робочих умовах. У разі потреби передбачається можливість настройки чи перевірки параметрів основних елементів ПНВЧ (мостів, змішувальних камер і т. ін.), а також заміни електровакуумних і напівпровідникових приладів (ЛБХ, клістронів, ЛПД і т. ін.).

5. Зазвичай у ПНВЧ приймача (прийомопередавача) мають бути малі габарити, маса та об’єм.

6. У більшості випадків конструкція ПНВЧ має бути механічно міцною та жорсткою, щоб забезпечити задані високу вібростійкість, ударостійкість і збереження електричних параметрів пристрою в умовах підвищеної вологості, зниженого тиску, а також у разі змін температури навколишнього середовища. .Для цього ПНВЧ та окремі його вузли й елементи амортизують, герметизують і в разі потреби термостабілізують (термостатують).

Рис. 1.1

21

7. Хвилевідні й коаксіальні елементи ПНВЧ найчастіше виготовляють із латуні чи алюмінію з подальшим нанесенням на їх поверхні металевих і неметалевих антикорозійних покрить (лакофарбових і окисних плівок). Застосування алюмінію та його сплавів зменшує масу ПНВЧ. Хвилевідні елементи складної конфігурації (наприклад, згорнуті Т-мости) із жорсткими допусками на розміри, особливо елементи міліметрових хвиль, виготовляють методами гальванопластичного нарощування на спеціальні оправки.

8. Для підвищення електрогерметичності й широкосмуговості, а також для зменшення

втрат у ПНВЧ кількість фланцевих з’єднань дросельного чи контактного типу має бути

мінімальною. Дросельно-фланцеві з’єднання рідко застосовують у ПНВЧ через низьку

електрогерметичність (близько 60 дБ у 3-сантиметровому діапазоні) та обмежену

широкосмуговість. Їх використовують, наприклад, для з’єднання елементів, вікна зв’язку

яких трохи виступають чи заглиблені щодо площини флан-ців, а також у хвилевідних

конструкціях змішувачів.

Завдяки простоті конструкції, широкосмуговості та високій електрогерметичності в

ПНВЧ ширше застосовуються контактні фланцеві з’єднання, іноді зі спеціальною

бронзовою контактною прокладкою. З’єднання з контактними прокладками забезпечують

найменші втрати та максимальну електрогерметичність. Зокрема, у 3-сантиметровому

діапазоні (для хвилеводу 10

23 мм) електрогерметичність стандартних контактних

фланцевих з’єднань становить 70 дБ без прокладки та 90...100 дБ із бронзовими

розсіченими прокладками.

9. Компонування елементів ПНВЧ у єдину конструкцію залежить від складності

схеми та вимог щодо її розміщення в блоці. У багатьох випадках ПНВЧ має найменший

об’єм, якщо його елементи розташовано в площині (у деяких випадках у двох площинах),

паралельній широкій стінці хвилеводу, а органи регулювання й доступ до активних

приладів – з одного боку від цієї площини. При цьому для зменшення габаритів ПНВЧ

окремі хвилевідні елементи (змішувачі, мости, фільтри тощо) розміщують упритул один до

одного вузькими стінками.

10. Однак, як уже було зазначено, потреба в доступу до високопотужних ЕВП з

обмеженим терміном служби, забезпеченні регулювання, відведенні тепла та інші фактори

змушують у багатьох випадках використовувати просторово розподілені конструкції.

Прикладом може бути показана на рис. 1.2 компоновка тракту НВЧ потужної станції

зв’язку сантиметрового діапазону, що працює на спільну приймально-передавальну

антену.

Сигнал з виходу збудника 4 підсилюється двома лампами біжучої хвилі (ЛБХ1 з

великим коефіцієнтом підсилення виконує роль попереднього підсилювача, а ЛБХ2 –

потужний вихідний каскад передавача) і по прямокутному хвилеводу 5 надходить у

круглий рупорний опромінювач 8 параболічної антени 7. Антена може обертатися за

азимутом (Аз) та кутом місця (КМ), тому для з’єднання її з жорстким і нерухомим

хвилевідним трактом використовуються обертові з’єднання хвилеводів 10.

Для розв’язки входів і виходів підсилювачів застосовуються феритові циркулятори 1, а

для контролю рівня потужності у хвилевідному тракті використані спрямовані

відгалужувачі з детекторними секціями 11.

Хвилевідний перемикач 3 призначений для підключення до виходу передавача антени

чи її еквівалента (охолоджуваного рідиною узгодженого навантаження) 2. Другий

хвилевідний перемикач 12 забезпечує підключення до антени основного чи резервного

передавача 13.

Одночасна робота передавача та приймача на одну антену забезпечується

диплексером 9. До прямокутного хвилеводу, котрий є ортогональним плечем диплексера,

приєднано коаксіально-хвилевідний перехід, від якого коаксіальний кабель 6 подає

прийнятий дводзеркальною параболічною антеною сигнал на приймач.

22

1.1.3. Вибір типу лінії передачі і її розмірів

У процесі проектування хвилевідного тракту звичайно необхідно

обґрунтовано обирати тип передавальної лінії чи зробити її розрахунок, тобто

визначити розміри поперечного перетину хвилеводу, граничну та робочу

потужності, загасання та інші характеристики.

Головною задачею розрахунку хвилеводу є визначення розмірів

поперечного перетину, так як вони визначають усі інші параметри хвилеводу. При

цьому необхідно виконати ряд вимог. Головною з яких є необхідність передачі

енергії хвилі що біжить лише одного типу. Застосування декілька типів хвиль

недоцільно по ряду розумінь.

По-перше, сигнали, які передаються хвилями різноманітних типів,

переносились би з різними груповими швидкостями, що призвело б до

перекручування сумарного сигналу, за рахунок фазових зсувів у точці прийому.

Кожен тип хвилі має визначену структуру поля, тому застосування декілька типів

хвиль призвело б до ускладнення приладів вводу та виводу енергії, пристроїв що

погодять та інших елементів НВЧ.

Інтерференція полів декількох типів хвиль призведе до нерівномірного

розподілу амплітуд результуючого поля уздовж хвилеводу навіть у режимі хвиль

що біжать, отже, збільшується імовірність пробоїв діелектрика.

Найпростіше, передача енергії одним типом хвилі забезпечується в одно

хвильовому режимі, коли може розповсюджуватися лише основна хвиля, а всі

вищі хвилі автоматично усуваються. При цьому розміри поперечного перетину

хвилеводу мінімальні.

У прямокутному хвилеводі ця умова виконується в діапазоні а 2а.

Однак практично увесь діапазон не реалізується, так як при зростанні

довжини хвилі гранична потужність різко зменшується, а загасання зростає (рис.

6

13

ЛБХ2

1

4

ЛБ

Х1

УН

КМ

1 2

3

5

1

1

7

8

9

10

10

12

11 11

11

Аз

Рис. 1.2

23

1.3). Звичайно приймають, що у робочому діапазоні хвилеводу гранична

потужність не повинна зменшуватися біль ніж у два рази. Тому умові задовольняє

нерівність 0.5 0.9 чи а 1.8а. звідки отримаємо: а = ср/1.4

0.72ср.

Розмір вузької стінки хвилеводу

знаходять за умовою

b = (0.40.5)a.

Кінцевий вибір виконується за

відповідним стандартом. У стандартних

хвилеводах звичайно b=0.5a, що відповідає

максимальній електричній міцності та

мінімальному загасанню при максимальному

одно хвильовому діапазоні. (рис.1.3).

В окремих практичних випадках

стандартні хвилеводи не задовольняють

пред`явленим вимогам. Наприклад, якщо на

перше місце виступає вимога зменшення

габаритів та маси хвилеводу, то приймають

b=(0.10.2)a. Однак, чим менша висота

хвилеводу b, тим більший коефіцієнт ослаблення

s (рис. 1.4), але при цьому краще узгоджуються з хвилеводом

коаксіально-хвилевідні переходи (КХП) та електронні прилади.

Якщо ж необхідно збільшити граничну

потужність, то навпаки, збільшують розмір вузької

стінки, приймаємо b 0.5а. У цьому випадку діапазон

одно хвильового режиму зменшується: 2b 1.8a.

Іноді в одно хвильовому режимі передачі

неможливо забезпечити необхідну величину граничної

потужності чи заданий рівень загасання. Щоб

задовольнити пред`явлені вимоги, застосовують

хвилеводи зі збільшеним поперечним перетином. При

цьому робочий діапазон частот опиняється в області

вищих типів хвиль.

Щоб забезпечити передачу енергії одною основною хвилею, приймають

спеціальні заходи щодо усунення хвиль вищих типів, що розповсюджуються.

Одним із таких заходів є використання фільтрів типів хвиль.

В окремих випадках для передачі енергії використовується одна з хвиль

вищих типів, а основна хвиля та інші вищі типи хвиль відфільтровуються.

Режим передачі енергії одною хвилею в діапазоні частот, в якому можуть

розповсюджуватися декілька типів хвиль, називають багато хвильовим режимом.

Відзначимо, що в літературі використовують також поняття одно

хвильовий та багато хвильовий хвилеводи, що відповідає розглянутим одно

хвильовому та багато хвильовому режимам передачі енергії.

Прямокутні хвилеводи мають просту жорстку конструкцію; їм властива висока

електрична міцність і малі втрати. Основні їх недоліки – великі маса й габарити, а також

відносна вузькосмуговість (ширина смуги становить близько 40 % середньої частоти),

b/а = 0,5

b/а = 0,1

0,5

0,3

Рис. 1.4

Рис. 1.3

24

зумовлена сильною дисперсією та виникненням вищих типів хвиль на верхніх

частотах.

Для прикладу в табл. 1.1 наведено параметри декількох латунних прямокутних

хвилеводів, використовуваних у сучасних засобах зв’язку НВЧ.

Таблиця 1.1

Внутрішні розміри

а b, мм 7,2 3,4 11,0 5,5 16,0 8,0 28,5 12,6 35,0 15,0 40,0 20,0

Діапазон, ГГц

Погонна маса, кг/м

Погонні втрати, дБ/м

26,4...40,0

0,213

0,600

18,0…26,5 0,314

0,400

11,9…18,0 0,688

0,200

6,57…9,99 2,413

0,103

5,38…8,17 2,856

0,075

4,64…7,00 3,524

0,046

1.1.4. Особливості експлуатації хвилевідних трактів

Герметизація хвилевідних трактів. Складні, розгалужені та протяжні тракти на

основі порожнистих хвилеводів (прямокутних, круглих, еліптичних) зазвичай

герметизують. При цьому всередині хвилеводів створюють надлишковий тиск, що

перевищує нормальний атмосферний на (10...70) %. Цей тиск захищає хвилевідний тракт

від проникнення в нього пилу, вологи та ін. і дає змогу безупинно контролювати його

герметичність за допомогою манометра чи спеціальної контрольної апаратури.

Усередину хвилевідного тракту через редуктор і штуцери від спеціальних балонів зі

стисненим повітрям (у разі невеликої його витрати) подають сухе й очищене повітря.

Герметизація тракту неідеальна, тому повітря поступово витрачається, і балони

періодично замінюють. У разі потреби застосовують компресори.

Герметизацію тракту щодо зовнішнього середовища виконують за допомогою

гумових чи діелектричних ущільнювальних кілець у фланцях, рознімних з’єднаннях і

обертових зчленуваннях. Окремі поздовжні ділянки герметизують одну від одної

гермовікнами, що перекривають поперечний переріз хвилеводу, але прозорі для

електромагнітних хвиль.

Одну з можливих конструкцій показано на рис. 1.5. Гермовікно 1 з ковару у вигляді

рамки розміщене між дросельними фланцями 2.

Центральну частину вікна заповнено спеціальним

склом (або керамікою) 3, що пропускає радіохвилі.

Герметизацію від зовнішнього середовища

забезпечують гумові прокладки 4.

Мінімізації випромінювання через стики

ділянок тракту досягають застосуванням таких

деталей:

в обертових і поворотних з’єднаннях –

поглинальних кілець, наприклад із карбонільного

заліза;

у фланцевих з’єднаннях – екранувальних

прокладок (плетених стрічок із тонкого пружного дроту чи гумових кілець,

обвальцьованих фольгою тощо).

У відповідальних випадках фланці після складання та настроювання пропаюють і,

отже, їх не треба розбирати.

Несправності хвилевідного тракту й заходи для підвищення його надійності.

Хвилевідні тракти сучасних ТКС високонадійні й у разі правильної експлуатації рідко

1

4

2 2

3

Рис. 1.5

25

виходять із ладу. Одна з можливих несправностей – порушення герметичності, що

виявляється в зменшенні надлишкового тиску. Причинами можуть бути руйнування

герметизувальних прокладок, тріщини заслінок, розгерметизація обертових зчленувань.

Для виявлення причин категорично заборонено створювати в тракті великий

надлишковий тиск, бо можуть здутися хвилеводи.

Для підвищення стійкості поверхні пристроїв НВЧ до корозії використовують як

провідні, так і непровідні покриття. В окремих випадках вони служать і для збільшення

електропровідності поверхонь.

Згодом посріблені поверхні хвилеводів окиснюються (особливо під дією сірчистих

з’єднань), і втрати зростають. Корозійна стійкість підвищується, якщо поверхню покрити

шаром золота. Коли вплив активних втрат не дуже істотний, але важливо зберегти

сталість параметрів у часі, використовують покриття з нікелю, хрому, паладію, родію. У

пристроях із механічним перестроюванням застосовують срібно-паладієві сплави, що

зберігають провідність срібла та збільшують у кілька разів його зносостійкість.

Непровідні покриття у вигляді лаків, емалей, наприклад фторопластових, наносять

тонкою плівкою на очищену металеву поверхню.

Якщо площа порушених провідних і непровідних покрить перевищує граничне

значення, яке зазначено зазвичай у формулярах на РЕЗ, то хвилевідні тракти ремонтують.

Місця порушення покрить невеликої площі акуратно зачищають і покривають лаком чи

емаллю. Контактні поверхні, наприклад у фланцях, тільки зачищають. В обертових чи

поворотних зчленуваннях можуть відпаятися настроювальні штирі, а мастило –

проникнути у внутрішню порожнину. Такі зчленування зазвичай слід замінити.

Вм’ятини й інші механічні ушкодження тракту виправляють у спеціальних

майстернях чи на підприємствах-виготовлювачах.

Правила експлуатації трактів на жорстких коаксіалах із повітряним заповненням

подібні правилам щодо хвилевідних трактів. Під час експлуатації трактів на гнучких

коаксіальних хвилеводах основну увагу треба звертати на високочастотні з’єднувачі:

можливе проникнення вологи та бруду, обриви внутрішнього провідника біля

рознімного з’єднання, зломи кабелів і ушкодження покрить захисного чи

екранувального.

Профілактика хвилевідних трактів. Профілактика включає періодичний огляд,

ремонт, чищення, підстроювання апаратури для підтримки її в робочому стані та

продовження терміну служби. До профілактичних робіт на хвилевідних трактах

належать перевірки надлишкового тиску, стикування хвилевідних вузлів і блоків,

якості герметизації хвилевідного тракту, станів внутрішніх захисних покрить

хвилеводів і рознімних з’єднань, а також станів герметизувальних та екранувальних

прокладок і т. ін.

Для перевірки якості герметизації тракту зазвичай припиняють подавання стиснутого

повітря й вимірюють час, протягом якого тиск усередині тракту знизиться до значення,

записаного у формулярі. Цей час має бути не менше допустимого. Для перевірки стану

захисних покрить провадиться повний демонтаж хвилевідного тракту згідно з

інструкціями. За результатами перевірок несправні елементи замінюють на запасні з їх

підстроюванням, якщо це потрібно.

Висновки

У хвилевідних трактів ТКС застосовують багато різних функціональних пристроїв

НВЧ і функціональних вузлів, виконаних переважно на таких видах ЛП:

хвилеводи – у сантиметровому та міліметровому діапазонах хвиль;

коаксіальні та смужкові лінії – у дециметровому та сантиметровому діапазонах хвиль.

Зазначимо, що смужкові ЛП використовують у малопотужних пристроях та ГІС.

Назвемо ЛП за значенням передаваної по них потужності (у спадному порядку):

26

хвилеводи, коаксіальні лінії, смужкові.

У принципі, в ЛП можуть поширюватися типи хвиль різних класів, однак як робочий

використовують зазвичай основний тип хвилі, що має найменшу критичну частоту.

Хвилевідні тракти працюють надійно в разі дотримання технічних вимог щодо їх

експлуатації.

Розглянемо далі конструкції та принципі дії основних взаємних нерегулярних функціональних вузлів НВЧ хвилевідних трактів ТКС.

Інтегральною характеристикою роботи того чи іншого вузла є коефіцієнти відбиття і

передачі, поєднувані звичайно в матриці.

Запитання та завдання (див. також мод.1)

1. Перерахувати основні функціональні пристрої і вузлі НВЧ хвилевідних трактів

ТКС.

2. Які властивості мають основні типи хвиль прямокутного та круглого хвилеводів?

3. Обґрунтувати вибір розмірів прямокутних і круглих хвилеводів.

4. Зазначити застосування, переваги та недоліки прямокутних і круглих хвилеводів.

5. Зазначити застосування, переваги та недоліки коаксіальних і смужкових ЛП.

6. Яким чином можна збудити в прямокутному хвилеводі з розмірами 23 ..10 мм

хвилю H20 (або хвилю Н01), не збуджуючи при цьому основної хвилі Н10? Зазначити

частоту генератора, тип збудника та де його потрібно розмістити.

7. Зазначити спосіб збудження в прямокутному хвилеводі одночасно двох хвиль Н20 і

Н01, не збуджуючи при цьому основної хвилі Н10.

8. Чому потрібно узгоджувати навантаження з хвилевідним трактом? Пояснити

можливі методи узгодження.

9. Визначити довжини хвиль у тракті НВЧ (1 і 2 ) й у вільному просторі (3).

10. Викласти особливості експлуатації хвилевідних трактів.

1.2. Багатополюсники НВЧ і методи їхнього опису

Будь-якому хвилевідному вузлу (рис. 1.6) можна поставити у відповідність

багатополюсник НВЧ. Він являє собою зчленування декількох взаємозалежних

хвилеводів. Хвилеводи каналів (пліч) можуть бути різного типу: прямокутного, круглого,

смужкового та ін. Якщо в кожнім хвилеводі поширюється

(точніше, є робочим один тип хвиль), то через цей хвилевідний канал багатополюсник зв'язаний з іншими пристроями двома фізичними величинами: хвилею, що поширюється до багатополюснику (падаюча хвиля) і хвилею, що поширюється від багатополюсника (відбита чи розсіяна хвиля). Кожному типу хвилі можна зіставити еквівалентну довгу лінію, тому багатополюснику з N типами хвиль на його входах відповідає схема заміщення у вигляді лінії з 2N полюсами. Такий багатополюсник називають 2N- Рис. 1.6

= 9 72 34 мм

1= ? 2 = ? 3 =

?

G

3 ГГц

27

полюсником. Число полюсів у два рази перевищує кількість каналів (пліч) багатополюсника. На стику регулярного хвилеводу та багатополюсника виникають місцеві поля, сукупність яких разом із хвилею, що падає, та відбитою хвилею задовольняє

граничним умовам.

У кожному регулярному хвилеводі (еквівалентній лінії) можна вибрати перерізи Т1, Т2,

…ТN, настільки віддалені від стиків, що амплітуди вищих типів полів у цих перерізах

будуть нехтовно малі порівняно з амплітудами поширюваних хвиль. Такі перерізи зручно

вважати межами багатополюсника.

Комплексну амплітуду хвилі, що поширюється в плечі з номером і до багатополюснику

(падаюча хвиля) будемо позначати через ia (Eіпад), а комплексну амплітуду хвилі

поширюється від багатополюсника (відбита хвиля), - через ib (Eівідб).

Це амплітуди нормуються як:

;2/2/2*

падiiii Paaa відбiiii Pbbb 2/2/2* , де падiP і відбіР -

потужності, що переносяться відповідно падаючої і відбитої хвилями, а знак * означати

комплексно-спряжену величину.

У дійсні час широке поширення одержали матричні способи опису багатополюсников

НВЧ за допомогою матричних опорів [Z], провідностей [Y], матриць передачі [T] і

розсіяння [S]. Матриці провідностей [Y] і опорів [Z] вивчають у курсі лінійних електричних

кіл, тому розглянемо властивості тільки хвильових матриць розсіювання [S] і передачі [T].

У діапазоні НВЧ доцільно використовувати матриці передачі і розсіювання, тому що

вони дозволяють досить легко розраховувати такі параметри ланцюгів НВЧ як коефіцієнт

передачі, коефіцієнт відбиття й ослаблення.

1.2.1. Хвильова матриця розсіювання

Розгляд почнемо з матриці розсіювання чотириполюсника (рис.1.7).

Хвиля, що поширюється з плеча 1 і має

амплітуду 1b , пропорційна унаслідок лінійності

розглянутого пристрою амплітудам 1a і 2a хвиль, що

падають, тобто

.2121111 asasb (1.1)

Аналогічно для хвилі, що поширюється з плеча 2, маємо

2221212 asasb . (1.2)

Або ).2.1(;

~~

).1.1(;~~

2221212

2121111

аESESЕ

аESESЕ

ПАДПАДВІДБ

ПАДПАДВІДБ

Співвідношення (1.1) і (1.2) у форми матриці мають вигляд

2

1

2221

1211

2

1

a

a

ss

ss

b

b. (1.3)

Таблиця комплексних коефіцієнтів sik, яку позначимо символом [S],

називається матрицею розсіювання чотириполюсника:

2221

1211~~

~~

][SS

SSS (1.4)

Таким чином, хвильова матриця розсіювання визначає зв'язок амплітуд відбитої і

падаючої хвиль на вході і виході чотириполюсника.

Розкриємо зміст елементів sik матриці розсіювання. Для цього к плечу 2 підключимо

узгоджено навантаження ( 02 a ( 02 ПАДE )), тому з (1.1) і (1.2) получимо

1111 / abs , ( ГEЕS ПАДВІДБ

~/

~1111 ) 1221 / abs . ( kEЕS ПАДВІДБ

~/

~1221 ).

а1

а2

b2

b1

[S]

Рис. 1.7

28

Таким чином, 11s є комплексним коефіцієнтом відбиття (див. у модулі 1 Г~

) від

плеча 1, а 21s - комплексний коефіцієнт передачі з плеча 1 у плечу 2.

Оскільки у загальному випадку 11||~

1111

jeSS , 21||

~2121

jeSS , то 11s і 21s є

відношенням амплітуд відбитої і тої, що пройшла крізь чотириполюсник, хвиль до

амплітуди падаючої хвилі, а фази 11 і 21 визначають, на яку величину змінюється фаза

падаючої у плече 1 хвилі при відбитті і тої, що пройшла, відповідно.

Аналогічно, при умові 01 a з виразів (1.1) і (1.2) визначається фізичній зміст

коефіцієнтів 12s і 22s .

Вираз (1.3), правдивий для чотириполюсника, можна узагальнити на 2N-полюсник

N

i

NNNiNN

kNkikk

Ni

Ni

N

k

a

a

a

a

ssss

ssss

ssss

ssss

b

b

b

b

.

.

.

.

.

.

......

..........

..........

..........

......

..........

...........

..........

......

......

.

.

.

.

.

.

2

1

21

21

222221

111211

2

1

(1.5)

Впровадження матриць [S] (і надалі [T]) дає змогу подати лінійні перетворення виду

(1.3) і (1.5) між аi та bi в компактній формі:

[b] = [S][a], ( ;~

ПАДВІДБ ESЕ ) (1.6)

де а- матриця-стовпець падаючих хвиль;

b- матриця-стовпець розсіюваних хвиль;

S- матриця розсіювання, порядок якої дорівнює кількості плеч багатополюсника.

Матриці-стовпці а і b для стислості запису можна зобразити у наступнім вигляді

'21 ,...,,...,, Ni aaaaa , '21 ,...,,...,, Nk bbbbb ,

дє штрих позначати операцію транспонування.

Елемент Skі матриці S є коефіцієнт пропущення з і плеча в k-е, якщо kj . При і=k - це

є Г.

Якщо iiS~

=0, то плече і називається погодженим і при подачі сигналу в це плече відбиття

(відбиття) від нього немає.

Якщо Sіk =0 і Skі=0, то при подачі сигналу в ці плечі сигнал на виході відсутній.

Якщо Sіk =0 і 0jkS то сигнал з плеча k у плече і не надходить - однобічна розв'язка

Залежності модуля sik та фази argsik від частоти є амплітудно-частотною (АЧХ)

та фазочастотною характеристиками (ФЧХ) багатополюсника в разі передачі енергії з

k-го плеча в i-е.

Величини елементів матриць розсіювання [S] цілком визначаються тільки внутрішнім

пристроєм хвилевідного вузла і не залежать від того які навантаження і які джерела

підключені до його плечем. Крим того, важлива перевага системи параметрів [S] – чіткий

фізичний зміст усіх її елементів і можливість простого експериментального виміру їх

29

значень. У цьому безсумнівну перевагу опису елементів бази НВЧ [S] - матриць у

порівнянні з іншими.

Багатополюсники НВЧ можна класифікувати по наступним ознакам:

* пасивним (активним) називається багатополюсник, у яком нема (є) джерела ЕМП;

* лінійним (нелінійним) називається багатополюсник, на виходах якого амплітуди

падаючих а і розсіюваних b хвиль зв‘язані системою лінійних (нелінійних) рівнянь;

* взаємним (невзаємним) називається багатополюсник, у якого ikki ss ( ikki ss );

* симетричним (несиметричним) називається багатополюсник, у якого взаємна заміна

водних плеч (або груп плеч) іншими не змінювати (змінювати) зовнішні характеристики

багатополюсника.

При поділи багатополюсників на пасивні і активні необхідно використовувати

баланс сумарної активної потужності. Потужність, яку переносять поширюванні к

багатополюснику хвилі визначаються співвідношенням

aaaaaaaaaaaaaaP NNNNПАД

*'

21

**

2

*

1

*

2

*

21

*

12

1,...,,,...,,

2

1

2

1...

2

1

2

1 (1.7)

Аналогічно SaSabbPВІДБ

***

2

1

2

1 . (1.8)

Тут ураховано тотожність (1.6), а також то, що *** Sab (ермітіво спряження

включати у собі операції транспонування та комплексного спряження кожного

елементу, а при транспонуванні добутку матриць співмножники змінюються місцем).

Знайдемо різниця між (1.7) і (1.8):

;)(2

1

2

1

2

1 *** aSSEaSaSaaaPPP ВІДБПАД

(1.9)

де Е- одинична матриця, що має такій же порядок як і S.

З останнього виразу можливі наступні випадки:

0P і (1.!0)

0P (1.11)

Так як при виконанні умові (1.10) відбита потужність не більше падаючої, то

багатополюсник буде пасивним. При 0P багатополюсник називають дисипативним

(має місце, наприклад, теплові витраті, активної потужності). Якщо 0P ,

багатополюсник називають не дисипативним (реактивним). Для його виконується

матрична рівність

ESS * . (1.12)

Вираз (1.12) є ознака матриці, яку називають унітарної. Крим того, матриця [S]

багатополюсників без втрат унітарна; якщо правдиві два твердження:

сума квадратів модулів її елементів, що належать одному стовпцю (чи одному рядку),

дорівнює одиниці:

N

i

N

k

ikik ss1 1

22;1 (1.13)

сума парних добутків коефіцієнтів одного стовпця (рядка) на комплексно-спряжені

коефіцієнти іншого стовпця (рядка) дорівнює нулю: .01 1

**

N

i

N

k

mkikimik ssss

Наприклад, для матриці розсіювання чотириполюсника (1.4) правдиві співвідношення і

Властивість унітарності в цілому означає, що коефіцієнти матриці [S] не є цілком

незалежними, між ними існує певний зв’язок.

При виконанні нерівність (1.11) відбита потужність перевищують падаючу і

12

12

2

11 ss .0*

2221

*

1211 ssss

30

багатополюсник буде активним.

Для взаємного багатополюсника ikki ss .При сему S матриця виявляється рівної

своєю транспонуваної. Таки матриці називаються симетричними Тобто, взаємні

багатополюсники описуватися симетричними S матрицями; звідси випливає, що матриця

[S] симетрична щодо головної діагоналі.

1.2.2. Хвильова матриця передачі чотириполюсника

Визначення матриці передачі [Т]. Матриця передачі [T] пов’язує амплітуди хвилі,

що падає (а1), та відбитої (b1) на вході чотириполюсника з відповідними амплітудами (а2

та b2) на його виході (рис. 1.8):

а1 = t11b2 + t12a2, ;

~~

;~~

2222211

2122111

ПАДВІДБВІДБ

ПАДВІДБПАД

EtEtЕ

EtEtЕ

(1.14)

b1 = t21b2 + t22a2,

або в матричній формі

,2

2

22

12

21

11

1

1

a

b

t

t

t

t

b

a де .

22

12

21

11T

t

t

t

t

Якщо в рівнянні (1.14) припустити, що а2 = 0, ( Е2ПАД

=0), то t11 = а1/b2 = 1/s21. Отже, коефіцієнт t11 – це величина, обернена до

коефіцієнта передачі від першого плеча до другого; він характеризує внесені

втрати.

Тому залежності модуля t11 і фази argt11 від частоти є величинами, оберненими до АЧХ та ФЧХ чотириполюсника. Величина t11

2, що дорівнює відношенню потужності хвилі, що падає на вхід, до вихідної потужності, називається внесеним ослабленням чотириполюсника.

На практиці внесене ослаблення L визначають у децибелах, тобто

.lg102

11tL (1.15)

Величина t22 = b1/а2 характеризує передачу в зворотному напрямку. Коефіцієнти t12

та t21 не мають чіткого фізичного змісту.

Матриця Т каскадно з’єднаних чотириполюсників. Визначимо матрицю [T]

ланцюжка каскадно з’єднаних чотириполюсників, матриці [T1], [T2], …, [Tn] кожного з

яких можна вважати заданими (рис. 1.9).

Амплітуда 2b хвилі, що йде від першого чотириполюсника, дорівнює амплітуді

1a

хвилі, що надходить на вхід другого чотириполюсника, а 12 ba і т. д. Тому можна

записати такий ланцюжок рівностей:

.2

2

21

1

1

1

2

2

1

1

1

a

bTT

b

aT

a

bT

b

a

Продовжуючи послідовно виражати амплітуди хвиль на входах чотириполюсників

через їхні матриці передачі [T3], [T4], …, [Tn] і амплітуди хвиль на виходах, одержимо

вираз, що пов’язує амплітуди хвиль 1a і 1bна вході ланцюжка з амплітудами хвиль )(

2

na і

а1

а2

b2

b1

[T]

Рис. 1.8

;~1

~1~

212

1

11SkE

Еt

ВІДБ

ПАД

1а

1b

[T1] [T2] [T3] [Tn]

1a

1b

2b

2а

1а

2а 2а

)(

1

nа

)(

2

nа1b

2b2b

)(

1

nb

)(

2

nb

Рис. 1.9

31

nb2 на його виході:

.

2

)(

2

21

1

1

n

n

na

bTTT

b

a (1.16)

Вираз (1.16) дає змогу дійти такого висновку: матриця передачі ланцюжка каскадно

з’єднаних чотириполюсників дорівнює добутку їхніх матриць передачі: [T] = [T1] [T2] [T3]∙ ∙ ∙[Tn].

1.2.3. Зв’язок елементів матриць передачі та розсіювання

Елементи матриці [T] можна виразити через елементи матриці [S]:

(1.17)

Для оборотного чотириполюсника s12 = s21 і визначник матриці [T] дорівнює одиниці:

12

21

2211

2

21

2211211221122211

s

ss

s

ssssttttT . (1.18)

З урахуванням виразу (1.18) коефіцієнт 2

11t можна записати у вигляді

,111 2

21

2

21

11

2

21

2

11 ts

s

st

використавши властивість унітарності 2 2

21 11 1.s s

Аналогічно елементи матриці [S] можна виразити через елементи матриці [T]:

;

;/)(/2

;/)(2;/)(

22211211

112112222221

21122211122221121111

ttttD

деDttttSDS

DttttSDttttS

(1.19)

1.2.4. Хвильові матриці простих чотириполюсників та восьмиполюсників

. Наведемо приклад використання матриці [S].

Розглянемо ділянку ЛП електричною довжиною '

0

0

00 22

lll

, у якої

поширюється Т- хвиля. Ділянка нескінченного регулярного хвилеводу (рис.1.10. а) не

відбиває хвилю, тому s11 = s22 = 0. Переміщення хвилі від одного входу до іншого

супроводжується зміною її фази на 0, тому 0

2112

θjess

.

Матриця розсіювання такого відрізка має вигляд

0

0

0

θ

θ

θ

0 0 1.

1 00

j

j

j

eS e

e

(1.20)

Зі співвідношення (1.17) знайдемо елементи матриці [T] ділянки лінії: t11= 0θ ,j

e t12 =

22

21 21 22

11 11 22 112112

21 21

1

11.

det

s

s s sT

s s s s sss

s s

0

b2 Y0 Y0 jB

Y0, 0 b1 а2

а б

Рис. 1.10

а1

а2

b2

b1

[S] Г

Г

в

32

0, t21 = 0, t22 = 0θ .j

e , тобто

lj

lj

e

eT

0

0

0

0

. (1.21)

Тепер розглянемо реактивну провідність jВ, включену в ЛП паралельно (рис.

1.10. б). Коефіцієнти відбиття s11 і s22 від реактивної провідності визначимо за

формулою, отриманою в теорії довгих ліній, що пов’язує коефіцієнти відбиття s11 =

s22 від навантаження Yн = jB + Y0 із хвильовою провідністю лінії Y0:

0 н

11 22

0 н 0

,2 2

Y Y jB jbs s

Y Y Y jB jb

де b = B/Y0 – нормована реактивна провідність.

Знайдемо коефіцієнт передачі s21 = s12 за означенням як відношення амплітуд хвилі а2,

що падає, та b1 – тієї, що пройшла:

jbs

a

b

a

ba

a

bss

2

211 22

2

2

2

22

2

12112

.

Тут використано безперервність дотичних складових поля з обох боків тонкої

неоднорідності рівність амплітуди хвилі, що пройшла, сумі амплітуд хвилі, що падає, та

відбитої (b1= а2+ b2). Як і в попередньому випадку, елементи матриці [T] визначимо зі

співвідношення (1.17):

1

2 2.

12 2

b bj j

Tb b

j j

(1.22)

З огляду на рівність (1.17) унесене ослаблення можна подати у вигляді

411

22

21

btL .

Матрицю (1.22) іноді записують у параметричній формі, вводячи

такий параметр , що

φ

φ

cosφ1.

sinφ cosφ

j

j

eT

j e

(1.22.а)

Нехай вихід чотириполюсника, матриця [S] якого відома, навантажений на довільне

навантаження, яке має комплексний коефіцієнт відбиття Г (рис. 1.10.в).

Знайдемо коефіцієнт відбиття від входу чотириполюсника s11 із урахуванням

впливу цього навантаження. Для чотириполюсника правдиві рівняння

У випадку неузгодженого навантаження а2 = b2Г 0, і з першого рівняння випливає,

що

Г 1 211 11 12

1 1

.b a

s s sa a

(1.23)

Із другого рівняння з урахуванням того, що b2 = a2/Г, маємо

2 21

1 22

Г.

1 Г

a s

a s

. (1.24)

Підставимо праву частину співвідношення (1.24) у вираз (1.23) і одержимо

Г 21 1211 11

22

Г.

1 Г

s ss s

s

. (1.25)

Матриці стику двох хвилеводів, яки мають однаковий розмір широкої стінки а, але

різні вузькі стінки, наприклад b2 > b1 (рис.1.11), і в разі поширення в обох хвилеводах

ctgφ :2

b

.

;

2221212

2121111

asasb

asasb

33

тільки основної хвилі, можна виразити у

наступному виду

1

1

1

21

2

1

1

R

R

R

RR

R

R

R

S;

R

RT

/10

0 , (1.26)

де 1

2

B

B

Z

ZR - відношення хвильових опірив.

Матриця направленого восьмиполюсника (рис. 1.12) має вид:

, (1.27)

яка правдива для направлених відгалужувачів, що ділять вхідну потужність між йох

вихідними плечима в заданому співвідношенні.

Трьох децибельним направленим відгалужувачем або мостом називають

чотирьохплечивий вузол, якій поділяєть потужність хвилі, що надходить до кожного з входів

моста, нарівно між протилежними плечима. Вони поділяються на сінфазно-протифазні та

квадратурні і йох матриці відрізняються. Наприклад, аналізуючи матрицю розсіювання

подвійного хвилевідного трійника (рис. 1.13), можна виявити важливі його властивості, які

важко пояснити міркуваннями якісного характеру.

Сформулюємо ці властивості у вигляді теореми:

якщо подвійний трійник узгоджений з боку Е- та H-пліч (s33 = s44 =

0), то:

він узгоджений і з боку бічних пліч (s11 = s22 = 0);

зв’язку між бічними плечима немає (s12 = s21 = 0);

потужність, що підводиться до одного з бічних пліч,

поділяється

нарівно між Е- та H-плечима

Для доведення перетворимо матрицю розсіювання подвійного трійника з урахуванням

умов цієї теореми, взаємності пристрою – симетрії матриці [S] щодо головної діагоналі, а

також властивостей трійника, установлених у результаті якісного його розгляду (s34 = s43=

0, s23 = s32 за властивістю взаємності та s23 = s13 через протифазність збудження бічних

пліч у разі живлення подвійного трійника з боку Е-плеча). Отже,

11 12 13 14 11 12 13 14

21 22 23 24 12 22 13 14

31 32 33 34 13 13

41 42 43 44 14 14

.0 0

0 0

s s s s s s s s

s s s s s s s s

s s s s s s

s s s s s s

(1.28)

Запишемо суми парних добутків коефіцієнтів стовпців, поєднаних у правій матриці

(1.28) стрілками, відповідно до властивостей унітарності:

* *

11 13 12 13

* *

11 14 12 14

0,

0,

s s s s

s s s s

звідки випливає

а це може бути тільки для

01211 ss . (1.29)

З огляду на співвідношення (1.29), симетрію та взаємність розглянутого пристрою

Рис. 1.11

Рис. 1.12

333141

334131

314111

413111

0

0

0

0

sss

sss

sss

sss

S

41 31 1 2 .s s

Рис. 1.13

11 12

11 12

0,

0,

s s

s s

34

.02122 ss

Тепер розглянемо суми квадратів модулів коефіцієнтів двох останніх рядків правої

матриці (1.28). За властивістю унітарності,

;12

13

2

13 ss ;12

14

2

14 ss

звідси випливає ,21 41131413 ssss

що й потрібно було довести.

На підставі викладеного, матрицю [S] подвійного трійника за належного вибору

відлікових перерізів на його входах можна подати у вигляді:

0 0 1 1

0 0 1 11.

1 1 0 02

1 1 0 0

S

(1.30)

Аналогічно матриця [S] квадратурного моста має від:

001

001

100

100

2

1

j

j

j

j

S (1.31)

Висновок

Властивості багатополюсників, зумовлені структурами поширюваних у них полів та зсувами фаз електромагнітних хвиль, зручно характеризувати хвильовими матрицями розсіювання та передачі.

Запитання та завдання

1. Дати класифікацію багатополюсників. 2. Назвати властивості хвильових матриць розсіювання та передачі. 3. Пояснити фізичний зміст комплексних коефіцієнтів хвильових матриць

розсіювання та передачі.

1.3. Чотириполюсники НВЧ

До чотириполюсників НВЧ, у першу чергу, відносяться відрізки регулярних ліній

передачі, різні сплетення, вигини, скрутки, атенюатори, фазообертачі та ін. НВЧ елементи.

1.3.1. Регулярні відрізкі лінії передачі

Лінії передачі спрямовують потік електромагнітної енергії в заданому напрямку.

Хвилевідні, коаксіальні (жорсткі, гнучкі), смужкові та інші ЛП (див. рис. В.2)

використовують для передачі сигналів від передавача до антени та від антени до

приймача, а також для з’єднання блоків апаратури та їх вузлів. Відрізки цих ліній є

основою конструкції багатьох приладів НВЧ – фільтрів, мостів, фазообертачів (ФО) та ін.

У дециметровому й сантиметровому діапазонах використовують хвилевідні,

коаксіальні та смужкові ЛП, у міліметровому – переважно хвилевідні. У наш час провідні

кабелі ліній дальнього зв’язку (з мідними жилами) інтенсивно замінюють волоконно-

оптичними, основою яких є світловоди, збуджувані в інфрачервоному діапазоні.

Лінії передачі називають однорідними, якщо їх поперечний переріз заповнено

однорідним середовищем, і регулярними, якщо форма, розміри й орієнтація їх поперечних

перерізів незмінні за всією довжиною, а також електромагнітні властивості середовища,

що заповнює їх, незмінні в поздовжньому напрямку. Матриці [S] (див.(1.20)) і [T] (1.21)

регулярного та однорідного відрізка лінії передачі довжиною l описують тільки набіг

фази на довжині l . Вимоги до даних відрізків таки ж як і до відповідних ЛП.

35

1.3.2. Хвилевідні зчленування

Для зручності монтажу і ремонту хвилевідній тракт звичайно збирається з окремих

секцій (відрізків). Хвилевідні зчленування служать для з'єднання секції з однаковою

формою і розмірами поперечного переріза. Вони можуть бути твердими, гнучкими й

обертовими. Тверді зчленування можуть бути контактними і безконтактними.

1.3.2.1. Контактні зчленування

Контактні зчленування виконуються за допомогою притертих фланців (рис. 1.14.а) чи

фланців із бронзовими пружними прокладками (рис. 1.14.б).

а) Рис. 1.14 б)

У першому випадку використовуються плоскі фланці. Надійність контакту залежить від

точності обробки фланців. Таке зчленування простої і легеня, а також не зменшує

діапазону частот тракту. Але має істотні недоліки:

1) різке погіршення контакту при численних розбираннях тракту (мала надійність);

2) необхідність точної обробки фланців (складність при масовому виробництві).

Ці недоліки частково усувається при установці між

фланцями пружної прокладки (із бронзи) (рис. 1.15).

Зчленування з пружною прокладкою конструктивно

складніший, чим попереднє, але більш надійний в

експлуатації. Недолік контактного зчленування з

прокладками - витік енергії через зазори між пелюстками і

фланцями, а також трохи більший рівень втрат у контактах.

1.3.2.2. Безконтактні зчленування

У цих зчленуваннях використовують один плоский, а інший дросельний фланець.

(рис. 1.16). Безпосередній, гальванічний контакт між хвилеводами, що з'єднуються, не

обов'язковий.

Електричний контакт у крапці А забезпечується за

допомогою 2-х чвертьхвильових відрізків АВ і ВС.

У крапці С - опір дорівнює 0, отже, через у крапці В

воно дорівнює нескінченності" і ще через 4/B у

крапці А буде також дорівнює нулю. Рис. 1.16

Відрізок АВ - радіальна лінія, утворена плоскими

частинами фланців. Відстань X=0,2-1 мм. Відрізок ВС - коаксіальна лінія, утворена

кільцевий проточний дросельного фланця (рис.1.17.а). Для збільшення диапазоності

розмір У =(2-5) X . Іноді проточка робиться часткової, тільки в широкої стінки хвилеводу

(рис. 1.17.б).Таке зчленування допускає перекіс і не вимагає точної обробки.

Рівень потужності, що просочується через

зчленування, 80-60 дБ.

Рис. 1.17

Рис. 1.15

36

1.3.2.3. Гнучкі зчленування

Застосовуються в тих випадках, де необхідно забезпечити невеликі переміщення

хвилеводів відносно один одного, а також для усунення передачі механічних навантажень

(наприклад, вібрації) від однієї частини тракту до іншої.

Розрізняють гнучкі зчленування і нерезонансні і резонансні. До нерезонансного

відносяться гофровані рис.(1.18.а) та сітчасті рис.(1.18.б) тонкостінні хвилеводи. Середні

розміри прозорого перетину гнучкого

хвилеводу такі ж як у твердого. Для

зменшення відбитої хвилі розміри гофра й

осередків сітки виробляють багато менше

довжини хвилі. Щоб збільшити механічну

міцність і ужність, гнучкі хвилеводи

покривають гумовою оболонкою.

Резонансні гнучкий хвилевід складається з

окремих довжиною λ /4 відрізків хвилеводів, з'єднаних дросельно-

фланцевими зчленуваннями .(1.18.в). У єдине ціле відрізки

з'єднуються гумової чи пружному металевою оболонкою. Для зменшення відбиття

береться непарне число відрізків. Чим більше число таких відрізків, тим більше

переміщення можна одержати.

1.3.2.4. Обертові зчленування

Застосовуються для передачі ЕМЕ з нерухомої частини тракту в обертову і навпаки.

Щоб при обертанні не змінювалися умови поширення хвилі необхідно використовувати

хвилі, полючи яких мають осьову симетрію: EО

О1 , HО

О1 і Т° у коаксіальній лінії. Хвиля

HО

О1 не використовується, тому що необхідно приймати міри до придушення 4-х типів

хвиль HО

11, EО

01, HО

21, ЕО

11, умова

поширення, полючи яким

виконується.

Найбільше часто застосовуються обертові зчленування., в. яких використовуються

круглий хвилевід із хвилею EО

01 (рис.1.19.а,б,г). Таке зчленування складається з 2-х

трансформаторів типів хвиль. Один перетворить основну хвилю прямокутного хвилеводу

Н10 У хвилю ЕО

01 круглого, а інший EО

01 - H10.

Електричний контакт забезпечується (між рухливою і нерухомою частинами) за

допомогою дросельного зчленування, утвореного двома λХ/4 відрізками коаксіальної лінії.

Для розширення діапазону Y відрізків відрізняється не менш чим у 2 рази.

Діаметр круглого хвилеводу вибирається так, щоб виконувалася умова поширення

хвилі EО

01 і не поширювалася наступна хвиля вищого типу HО

21. З діаграми типів хвиль

випливає, що при цьому

2,06а < λ <2,61a, відкіля а = λср/2,3.

Для узгодження обертового зчленування в круглому хвилеводі встановлюються кільцеві

діафрагми, а в прямокутному -індуктивна: діафрагма або штир.

Застосовуються зчленування на коаксіальних лініях із хвилею Т (рис. 1.19.в).

Рис.2.9

Рис. 1.19

г)

в)

в) Рис. 1.18

37

Хвиля H10 у переході ґудзикового типу трансформується в хвилю T, що потім за

допомогою пестикового переходу, у хвилю H10. Електричний контакт забезпечується

дросельним зчленуванням.

При поганому центруванні внутрішнього провідника з'являється паразитна амплітудна

модуляція і знижується електрична міцність.

У коаксіальних обертових зчленуваннях контакт забезпечується за допомогою

дросельного зчленування. .

Останнім часом знаходять застосування

багатоканальні обертові зчленування. На рис.

1.20 приведена конструкція двоканального

обертового зчленування. Зчленування

представляє комбінацію двох зчленувань: чисто

коаксіального і зчленування, зображеного на

рис. 1.19 в.

1.3.3. Хвилевідні вигини

Для зміни хвилеводу застосовуються

спеціальні вигнуті секції, що включаються між прямолінійними ділянками. Хвилевід

згинатися як по вузькій стінці ( рис. 1.21) (Н- поворот), так і по широкій (рис. 1.22 ) (Е -

поворот). Хвилевідні вигини - це нерегулярності тому їхню конструкцію і розміри

потрібно вибирати так ,щоб вони створювали мінімальні відбиття.

Рис. 1.21 Рис. 1.22

Хвильовий опір по напрузі вигнутої ділянки буде відрізнятися, від хвильового опору

прямолінійного в ділянки.

Оскільки вхідний опір півхвильового відрізка хвилеводу дорівнює опору навантаження,

те якщо довжину вигину взяти рівної mλх/2,(m=1,2), те поворот виявиться погодженим.

При вигині хвилеводу на 90° довжина L складає чверть окружності, тому радіус вигину

визначається по формулі

R=(m/π) λх, де m=1,2,3…

Число m вибирається з урахуванням припустимого радіуса вигину, що визначається

ступенем деформації стінок, Величина радіуса береться не менш розміру стінки, у

площині якої здійснюється поворот. Ці вигини досить широкополосні (+/- 20%).

Застосовуються також хвилевідні куточки. Причому злам може здійснюватися в Е- чи Н-

площини. Величина скосу залежить від. частоти і підбирається експериментально.

Застосовуються також куточки з подвійним зламом (рис. 1.21. а), що забезпечує більш

високу широкополосність у порівнянні з куточком з одним зламом. Кутові повороти

мають менші габарити в порівнянні з куточком з одним зламом. Кутові повороти мають

менше габарити в порівнянні з плавними, але мають меншу широкополосність.

Для повороту площини поляризації використовуються

скручені секції (скрутки) (рис.. 1.23)

Вони також є нерегулярними елементами, тому як верб

випадку плавного вигину їхня довжина вибирається

рівної (mλх)/2 . При повороті на 90° довжина L>>λх.

Смуга пропущення скручених ділянок +/-6% при Кc<

1,05.

1.3.4. Хвилевідні поглинаючі навантаження

Це оконечні пристрої хвилевідного тракту, що служать для поглинання ЕМЕ.

Поглинання ЕМЕ відбувається в спеціальному поглинаючому матеріалі (поглиначі) з

великими втратами, у якому ЕМЕ перетворюється в теплову. Поглинання навантаження

Рис. 1.23

Рис. 1.20.

38

використовується як еквіваленти антен РЕС, у вимірювальній техніці, в окремих

пристроях. Якщо поглинається вся енергія, то навантаження називається погодженим. У

реальних погоджених навантаженнях Кс= 1,02 - 1,05 у діапазоні частот (10-15)%.

Розрізняють навантаження малої (до декількох ватів) і великої потужності.

Конструктивне навантаження – це закорочений на кінці відрізок хвилеводу, в якому

встановлюється поглинач з поверхневим або об'ємним опором. У першому випадку

використовуються діелектричні пластини (рис.1.24.а), покриті поглинаючим шаром

(графітом, розпорошеним металом), що має опір порядка декілька сотень Ом на 1 см2.

Пластини встановлюються паралельно електричним силовим лініям. Для узгодження

пластини мають один або два скоси.

Об'ємний опір виконується у вигляді суцільних клинів з полізаліза, керографіта,

азбоцементу та ін. (рис. 1.24.б, в).

Рис. 1.24

1.3.5. Хвилевідні атенюатори

Атенюатори (ослаблювачі) служать для регулювання рівня потужності сигналу, що

проходить по хвилевідному тракту ТКС. Вони класифікуються:

1) за принципом дії на:

- поглинаючі;

- граничні;

2) за ступінню регулювання на:

- фіксовані (дискретні ступінчасті);

- змінні;

3) за способами регулювання на:

- механічно керовані;

- електрично керовані.

Основним параметром атенюатора є ослаблення (L = РВХ / Рвих), що зазвичай

вимірюється в децибелах.

Принцип дії поглинаючих атенюаторів полягає в зменшенні рівня передавальної

потужності за рахунок перетворення частини ЕМЕ хвилі, що поширюється по пристрою, в

теплову.

Конструктивно атенюатор є відрізок того чи іншого хвилеводу з двома фланцями,

усередині якого знаходиться діелектрична пластина з поглинаючим шаром. Якщо

пластина нерухома, то атенюатор є фіксованим. Якщо рухлива, то змінним.

1.3.5.1. Поглинаючі змінні механічно керовані атенюатори

Зміна положення пластини і тим самим регулювання ослаблення виробляється за

допомогою механічного або електричного привідного механізму, що знаходиться зовні, і

пов'язаного зі шкалою, відградурованою в dВ.

Найбільше вживання отримали наступні змінні механічно керовані атенюатори:

1) у вигляді поглинаючої пластини у відрізку прямокутного хвилеводу, розташованої

паралельно вузьким стінкам з можливістю переміщення до центру хвилеводу (рис.

1.25);

Рис. 1.25 Рис. 1.26

39

2 3

1

Н0

х

y

z

E

a

Н0

х z

y

E

б

2) у вигляді поглинаючої пластини у відрізку прямокутного (коаксіального)

хвилеводу, що змінює глибину свого занурення в хвилевід через невипромінюючу

щілину по центру широкої стінки прямокутного хвилеводу (рис.1.26) (через зовнішній

провідник коаксіального відрізку хвилеводу) - атенюатори ножового типу;

3) у вигляді поглинаючої пластини у відрізку круглого хвилеводу, що повертається

навколо своєї осі – поляризаційні атенюатори (рис.1.27).

Рис. 1.27 Рис. 1.28

Для розуміння механізму варіювання ослабленням ЕМХ в атенюаторах перших двох

типів необхідно пам'ятати розподіл поля основної хвилі по широкій стінці прямокутного

хвилеводу (див. рис. 1.28.б, на якому приблизно показаний процес проходження хвилі у

відрізку прямокутного хвилеводу з поглинаючою пластиною, розташованою паралельно

вузьким стінкам). Як видно з рисунків 1.26, 1.27 і 1.28, тонка діелектрична пластина,

покрита шаром поглинаючого матеріалу (графіт, шар металу, товщина якого менша

глибини проникнення, і т. д.) розміщена паралельно лініям електричного поля. Під

впливом поля в поглинаючому шарі виникає струм провідності, що і приводить до

загасання хвилі, що поширюється. Оскільки амплітуда вектора Е хвилі Н10 змінюється

уздовж широкої стінки, то переміщуючи пластину у цьому напрямку, можна в широких

межах змінювати величину загасання L, що вноситься. Максимальне L виходить при

розташуванні пластини в центрі широкої стінки, мінімальне - поблизу вузької. При цьому

для зменшення початкового ослаблення поглинаючий шар наноситься на поверхню,

найближчу до бічної стінки.

Для зменшення віддзеркалень кінці пластини загострюють. При фіксованому

положенні пластини величина L залежить від її довжини, параметрів діелектрика і

властивостей поглинаючого матеріалу.

Атенюатори ножового типу (рис.1.26) мають перевагу у тому, що дозволяють

отримати нульове ослаблення при повному виведенні пластини з хвилеводу. Ослаблення

таких атенюаторів до 30-40 дБ, .)%1510(05,102,1 0ffвКС

Загальний недолік: не можуть поглинати великий рівень потужності через відсутність

примусового охолоджування поглинача. Також до недоліків можна віднести:

- залежність L від частоти;

- зміна фазового зрушення, що отримується хвилею при її поширенні з входу на вихід,

при зміні загасання, що вноситься, оскільки переміщення пластини викликане зміною

фазової швидкості хвилі, що поширюється;

- зміна згасання, що вноситься, з часом через старіння матеріалів.

Як видно з рис.1.27 поляризаційний атенюатор складається з трьох хвилевідних секцій.

Крайні секції виконані у вигляді плавного переходу від прямокутного хвилеводу до

круглого і здійснюють трансформацію структури поля основної хвилі прямокутного

хвилеводу Н10 в структуру поля основної хвилі круглого Н11 і навпаки. Всередині кожної

секції встановлена поглинаюча пластина, причому в крайніх секціях посередині перетину

40

і паралельно широким стінкам. Середня секція, що виконана у вигляді відрізку круглого

хвилеводу, може повертатися разом з поглинаючою пластиною довкола подовжньої осі.

Принцип дії атенюатора основано на зміні ступіні поглинання ЕМХ при зміні кута

поглинаючої пластини відносно структури поля основної хвилі в другій і третій секціях. У

першій секції хвиля Н10 проходить без ослаблення, оскільки її вектор Е перпендикулярний

поглинаючій пластині. Якщо поглинаюча пластина у відрізку круглого хвилеводу

орієнтована паралельно поглинаючим пластинам крайніх секцій, то атенюатор практично

не ослаблює ЕМХ. При повороті середньої секції, коли розташована в ній поглинаюча

пластина утворює з пластинами крайніх секцій кут , складова поля, паралельна пластині

sin1 ЕЕ , поглинається, а друга складова ЕсosЕ 2 , перпендикулярна поглинаючій

пластині, проходить без ослаблення у бік третьої секції, де вона виявляється орієнтованою

під кутом до поглинаючої пластини третьої секції.

У свою чергу, складова Е2 в третій секції розкладається на дві складові:

sincossin2

'

2 EEЕ - паралельну пластині та

2

2

"

2 coscos EEЕ - перпендикулярну їй.

Складова '

2Е поглинається в третій секції, а на вихід атенюатора проходить

складова .cos2"

2 EЕ

Таким чином, згасання, що вноситься поляризаційним атенюатором, залежить лише

від кута повороту поглинаючої пластини в середній секції.

1.3.5.2. Фіксовані атенюатори на смужкових лініях

У трактах ТКС на смужкових та мікросмужкових лініях зазвичай застосовують

дискретні ступінчасті атенюатори на зосереджених резисторах.

Кожна ступінь

атенюатора, як правило, має вигляд або Т- (рис.1.29) або П-

подібніх (рис.1.30) з'єднань активних опорів, до входу і виходу

якого підключені смужкові лінії, що

підводять, з хвилевим опором ZB.

З відомих причин величинам ZВ, R1 и R2 нескладно знайти матрицю

опорів Z або матрицю провідності Y , а по ним – матрицю

розсіювання S для даних еквівалентних схем. Використовуючи

знайдені елементи матриці S , визначають узгодження на вході схеми КБ =(1-

ГГSS 1/1)1/() 1111 і загасання, що вноситься схемою )./1lg(102

21SL Для

забезпечення узгодження з лініями, що підводять (КБ =1) величини резисторів необхідно

підбирати за наступними співвідношеннями:

- для Т-подібної схеми R1=ZB/A, R2=ZB/B;

- для П-подібної схеми R1=ZBA, R2=ZBB,

де А=(К+1)/(К-1); В=(К2 -1)/(2К); К

2 =10

L/10.

Зосереджені резистори застосовують на частотах аж до 12....18 ГГц, проте на частотах

вище 1....2 ГГц використовують спеціальні конструкції

резисторів, які називають ЧІП-резисторами. Їх застосовують в

мікросмужкових лініях у складі гібридних інтегральних схем.

Такий резистор є вельми рисою діелектричною пластиною, на яку

нанесені резистивний шар (поглинаюча плівка) і контактні

ділянки (рис.1.31). Рис. 1.31

Наприклад, один з типових розмірів пластини 5,011 мм, при цьому розмір ділянки з

резистивним шаром 15,0 мм, а контактних ділянок - 125,0 мм. Настільки рисі розміри і

Рис. 1.29.

Рис. 1.30.

41

1 2 3 4 5

а

б)

1 6 7 4 7 5 6

l

дозволяють розглядати такі елементи, як зосереджені резистори на частотах до12…18

ГГц.

На рис.1.32 показана мікросмужкова конструкція Т-ланки з використанням ЧІП-

резисторів.

Використовуючи набір окремих ступенів з різними

загасаннями, які вносяться, можна побудувати дискретний

атенюатор, що забезпечує ряд фіксованих значень загасання,

яке вноситься, що відрізняються на постійну величину L ,

яку називають дискретом загасання.

1.3.5.3. Граничні атенюатори

У граничних атенюаторах не відбувається перетворення ЕМЕ в теплову, тому вони

можуть використовуватися в хвилевідних трактах ТКС великої потужності. Для

ослаблення в них використовуються властивості позамежного хвилеводу при

. иКР Прикладом може бути позамежний атенюатор, що являє собою відрізок

позамежного (для робочих довжин хвиль) круглого хвилеводу радіусом R, в обидва торці якого

введено петлі чи диски зв’язку, котрі є продовженням центральних провідників коаксіальних

ліній (рис.1.33, де а) – на полі типу Е01; б) – на полі типу Н11; в – на полі типу ;10H 1 –

вхідний коаксіал; 2 – узгоджувальна шайба; 3 –

диск зв’язку хвилі Е01; 4 – позамежний

хвилевід; 5 – вихідний коаксіал; 6–

узгоджувальний резистор; 7 – петля зв’язку

хвилі Н11).

Петля збуджує в круглому хвилеводі

переважно місцеве поле Н11, диск місцеве поле

Е01, штирь- місцеве поле Н10. Змінюючи довжину

l круглого хвилеводу, одержимо більше чи

менше ослаблення атенюатора, тому що

амплітуда місцевого поля в круглому хвилеводі зменшується за експоненціальним законом

,)0()( eEEm (1.32)

де ;; kku S

Ослаблення, внесене позамежним атенюатором і відлічуване в децибелах, лінійно

залежить від відстані l, тому що

L = 10 lg (E(0)/E(l))

2 = 8,68l,

і практично не залежить від частоти. Останнє пояснюється тим, що для кр (а саме

такі довжини хвиль є робочими для позамежного атенюатора) 2кр const. Ця

особливість атенюатора істотно полегшує його градуювання. У разі використання хвилі

Н11 чи Е01 відповідно дорівнює u11/R чи = u01/R. Ослаблення поля в атенюаторі

відбувається через відбиття частини потужності назад до генератора, тому для підтримки

в лінії режиму, близького до режиму біжучої хвилі, в атенюатор вводять узгоджувальне

навантаження з поглинаючого матеріалу. Тому позамежному атенюатору властиве

зазвичай значне початкове ослаблення.

2 2 2 2

крα 2π 1 λ 1 λ .u k

в)

a)

Рис. 1.32

Рис. 1.33 ]).[)(12

68,8( 2

м

dBКР

КР

в)

а)

б)

42

Найчастіше граничні атенюатори

використовуються для відгалуження частини

потужності з основного тракту (рис.1.34).

1.3.6. Фазообертачі

Фазообертачі – це пристрої, що служать для зміни фази ЕМХ, що поступає на їх вхід.

Вони поділяються на прохідні і відбивні, плавні (аналогові) і стрибкоподібні (дискретні), з

механічним управлінням фазовим зрушенням і електричним.

Виходячи з класичної формули для фази коливань

Bt , (1.33)

де ЭЭ

КР

ЭЭ

КР

В иf

с

;;)(

2)(1

20

20

0

2

відповідно еквівалентна діелектрична і магнітна проникність, на фіксованій частоті

фазу можна регулювати шляхом:

1) зміни геометричної довжини ;

2) зміни фазової швидкості ЕМХ, тобто шляхом зміни хвилевої (електричної)

довжини ( в ) відрізку лінії передачі;

В другому випадку в =2 в / , де в - довжина хвилі в хвилеводі, і звідси

витікає, що зміна фази ЕМХ можна забезпечити:

1) включенням в лінію передачі зосередженої реактивності (у загальному випадку

регульованої);

2) зміною кр шляхом варіювання розмірами поперечного розрізу хвилеводу;

3) зміною значень Э та Э завдяки введенню в хвилевід діелектричної або

магнітодіелектрічної пластини.

На практиці застосовують прохідні і відбивні фазообертачі.

Прохідний фазообертач – це двоплічний пристрій. В ідеальному випадку ЕМХ

повинна проходити з входу на вихід такого пристрою без віддзеркалень та загасання,

отримуючи лише фазовий зсув . У цьому випадку фазообертач можна уявити у

вигляді еквівалентного чотириполюсника, матриця розсіяння якого має вигляд:

0)exp(

)exp(0

j

jS .

Відбивний фазообертач є одноплічним пристроєм, який в ідеальному випадку

повністю відображає ЕМХ, що поступає на його вхід. При цьому фаза відбитої хвилі

змінюється на по відношенню до фази падаючої хвилі. Такий фазообертач можна

уявити у вигляді еквівалентного двополюсника, описуваного коефіцієнтом

віддзеркалення на вході ).exp(~

jГ Фазовий зсув, що вноситься фазообертачем,

може бути або фіксованим, або керованим. У фазообертачах з регульованим фазовим

зсувом величина може змінюватися плавно (плавні або аналогові фазообертачі)

або стрибкоподібно (дискретні фазообертачі).

Управління фазовим зрушенням, що вноситься, зазвичай здійснюють механічним

або електричним шляхом. У механічних фазообертачах зміна фазового зрушення, що

вноситься, відбувається внаслідок переміщення окремих елементів конструкції, а в

електричних - зміна фазовій швидкості хвилі здійснюється дією електричних

сигналів, що подаються.

Нижче розглядаються найбільш поширені конструкції механічних фазообертачів

(електрично керовані фазообертачі вивчаються в другому розділі мод.2 дисципліни).

Рис. 1.34

43

Зокрема, на рис. 1.35, 1.36 зображені схеми фазообертачів тромбонного типа, тобто

конструкції, в яких змінюється довжина .

Це по класифікації прохідні механічні

плавні фазообертачі. У першому випадку

фазообертач виконаний на основі

коаксіальної лінії, в якої завдяки переміщенню

рухливої частини змінюється довжина лінії між входом

і виходом пристрою. Для усунення віддзеркалення хвилі, що проходить, ковзаючі

контакти в зовнішньому і внутрішньому провідниках рознесені, що дозволяє

забезпечити однакове BZ у всіх перетинах лінії незалежно від положення рухливої

частини. Компенсація віддзеркалень в місцях стрибкоподібної зміни діаметрів

зовнішнього і внутрішнього провідників коаксіальної лінії забезпечується послідовним

включенням коротких відрізків коаксіальній лінії з більшою величиною хвилевого

опору, ніж BZ . Еквівалентною схемою таких відрізків є послідовно включена

індуктивність, величина якої підбирається так, щоб компенсувати вплив ємності в

еквівалентній схемі стику коаксіальних ліній з різними розмірами металевих

провідників.

Друга схема (рис.1.36) виконана на основі хвилевідного щілинного моста, у

вихідних плечах якого встановлені рухливі короткозамикаючі поршні. За

властивостями щілинного моста хвиля, що поступає на його одне вхідне плече,

ділиться порівну між вихідними плечима, відбивається від короткозамикачів і знову

складається сінфазно в другому

вхідному плечі моста. Фазовий зсув, що вноситься, в даному фазообертачі визначається

подвоєною відстанню, на яку синхронно переміщуються поршні, оскільки ЕМХ

спочатку поширюючись убік короткозамикачів проходить відстань , а потім

відбиваючись від них проходить його ще раз.

Зміну фазової швидкості хвилі, що поширюється по відрізку лінії, можна

забезпечити за допомогою зміни параметрів середовища, що заповнює цей відрізок.

При цьому можна отримати фазовий зсув, що вноситься, не змінюючи довжину

відрізка лінії. Зокрема, конструктивно в прямокутний хвилевід з основною хвилею Н10

вводиться тонка діелектрична пластина завдовжки паралельно його вузьким стінкам

(див. рис. 1.25, тобто, як в атенюаторі, але без поглинаючого шару). В останньому

випадку фазообертач називають діелектричним і пластину переміщують від краю

(вузька стінка хвилеводу) до центру прямокутного хвилеводу за допомогою тримача,

пропущеного через отвір в бічній стінці хвилеводу і пов'язаного з механізмом

переміщення зі шкалою, відградуйованої у відносних одиницях або безпосередньо в

градусах. Для зменшення віддзеркалень кінці пластини загострюють.

При просуванні пластини в область більшої концентрації поля Е (до центру

поперечного перетину прямокутного хвилеводу (див. рис. 1.28.а.)) збільшується

уповільнення хвилі в хвилеводі і зростає запізнювання, що вноситься пластиною, а

значить і зміна фази, що вноситься пристроєм. Математично це оцінюється шляхом

заміни у формулі для в на ефективну діелектричну проникність эф= Vф0 /Vф , яка

змінюється приблизно від одиниці (пластина біля вузької стінки) до деякої

максимальної величини (пластина розташована в середині широкої стінки). Це

пов'язано з тим, що поблизу вузької стінки, де амплітуда вектора Е близька до нуля,

потужність, що переноситься ЕМХ, дорівнює нулю, а всередині широкої стінки, де

амплітуда вектора Е максимальна, максимальна і енергія, що переноситься хвилею

усередині пластини.

Перевагою таких фазообертачів є конструктивна простота і невеликі габарити. Недолік

– втрати в діелектриці.

Рис. 1.35 Рис. 1.36

44

Фазообертачі, у яких зміна фазової швидкості хвилі здійснюється шляхом зміни КР

застосовуються порівняно рідко. У якості прикладу на рис. 1.37 наведено конструкцію

такого фазообертача на відрізку прямокутного хвилеводу з

основною хвилею, в якого на ділянці по середній лінії обох

широких стінок прорізають подовжні невипромінюючі щілини.

При стисканні хвилеводів в поперечній плоскості змінюється

розмір „а” і, як наслідок, критична довжина хвилі. Фазовий зсув,

що вноситься, при цьому можна визначити як

)( 21 BB , де 1B і 2B - відповідно коефіцієнти

фаз до стискування і після стискування хвилеводу.

Загальні переваги механічних фазообертачів:

- велика точність установки фази;

- мала залежність від зовнішніх умов.

Недолік – мала швидкість зміни фази. Цей недолік усувається електрично керованими

фазообертачами.

1.3.7. Перетворювачі поляризації (поляризатори)

У ряді хвилевідних трактів ТКС виникає необхідність перетворення одного виду

поляризації ЕМХ в інший, наприклад, лінійної поляризації в кругову і навпаки. Крім того,

для збільшення об'єму інформації, що передається, в системах космічного зв'язку і

супутникового мовлення зазвичай використовують ЕМХ з круговою поляризацією

вектора Е, причому одночасно застосовують сигнали як з лівою поляризацією, так і з

правою.

Розглянемо декілька класичних конструкцій взаємних перетворювачів лінійної

поляризації в кругову.

Перетворювач поляризації на основі переходу від стандартного прямокутного

хвилеводу до квадратного.

У цих перетворювачах поляризації за рахунок спеціальних скосів здійснюється

розкладання структури поля основної хвилі Н10 прямокутного хвилеводу на дві

ортогональні і з рівними амплітудами структури поля Н10 і Н01 квадратного (рис.1.38)

Ці хвилі мають різні фазові швидкості і підбором довжини

квадратного хвилеводу Ф (фазуючої секції) забезпечують зсув

по фазі між ними 90о , тим самим виконуючи всі три умови для

створення кругової (еліптичної) поляризації. Розглянутий

пристрій взаємний, тобто, якщо на вихід фазуючої секції подати ЕМХ з

круговою поляризацією, то вона на вході пристрою перетвориться в

лінійну.

Поляризатор на основі відрізку круглого хвилеводу з діелектричною пластиною.

Хвилевідні тракти систем космічного зв'язку, в яких поширюються хвилі з обома

напрямами обертання вектора Е, будуються, як правило, на круглому хвилеводі з хвилею

Н11 і містять ряд пристроїв для управління поляризацією цієї хвилі. Одним з базових

елементів поляризаційних пристроїв є поляризатор – пристрій для повороту плоскості

поляризації лінійно поляризованого вектора Е хвилі Н11 в круглому хвилеводі або для

перетворення в круглому хвилеводі хвилі Н11 з лінійною поляризацією вектора Е в хвилю

Н11, в якої на осі хвилеводу вектор Е має кругову поляризацію, і назад. Конструкція

поляризатора складається з відрізку круглого хвилеводу, в якому знаходиться тонка

діелектрична пластина із скосами, що погоджують (рис.1.39). Нехай по хвилеводу

поширюється хвиля Н11 з лінійною поляризацією вектора Е, орієнтованого в центрі

поперечного розрізу круглого хвилеводу під деяким кутом

до пластини (рис. 1.39). При цьому її вектор Е, як і в

попередньому перетворювачі, розкладається

Рис. 1.37

Рис. 1.38

Рис. 1.398

45

на дві ортогональні складові Е1 і Е2 , але в загальному випадку з різними амплітудами,

одна з яких перпендикулярна площині пластини (рис.1.39), а інша паралельна. Як і в

діелектричних фазообертачах відмінності в поширенні цих ортогональних складових

можна пояснити за допомогою поняття ефективної діелектричної проникності еф. Для

хвилі Н11 з вектором Е у центрі хвилеводу, що співпадає з Е1 , значення ,1ЭФ тобто її

фазова швидкість дорівнює швидкості хвилі Н11 у хвилеводі з повітряним заповненням.

Для хвилі Н11 з вектором Е у центрі хвилеводу, що співпадає з Е2 , значення ,ЭФ тобто її

фазова швидкість буде менше швидкості хвилі Н11 у хвилеводі з повітряним заповненням.

Отже, на виході поляризатора фази векторів Е1 и Е2 будуть відрізнятися на . При

цьому в загальному випадку вектор Е сумарної хвилі Н11 має еліптичну поляризацію.

Величина залежить від діелектрика та від товщини і довжини пластини.

Даний пристрій широко застосовується в якості:

1) перетворювача поляризації (лінійної в кругову і навпаки);

2) взаємного обертача площини поляризації.

У першому випадку перетворення лінійної поляризації в кругову відбувається завдяки

розміщенню діелектричної пластини під кутом 45о (рівність амплітуд) по відношенню

до структури поля його основної хвилі Н11 і виконанню умови 2/)( 12 ВВ , де

1B і 2B - відповідно коефіцієнти фаз двох ортогональних складових Е1 и Е2. Такий

пристрій називають ще 2/ - поляризатором. Тобто, при виконанні цих двох умов в разі

надходження на вхід пластини хвилі Н11 з лінійною поляризацією на її виході буде хвиля

Н11, вектор Е якої на осі хвилеводу має відповідно ліву або праву кругову

поляризацію. Аналогічно, якщо на вхід перетворювача поступає хвиля Н11, вектор Е якої

на осі хвилеводу має ліву або праву кругову поляризацію, то на виході буде хвиля Н11,

вектор Е якої на осі хвилеводу орієнтований під кутом 45о до пластини в тій або іншій

ортогональній площині.

У разі використання пристрою у якості взаємного обертача площини поляризації (рис.

1.40) необхідно підібрати параметри діелектричної пластини так, щоб виконувалася

умова .)( 12 ВВ

Його ще називають - поляризатором. Якщо на його вхід

надходить хвиля Н11, вектор Е якої на осі хвилеводу лінійно

поляризований (рис. 1.40.а), то на виході поляризатора

буде хвиля Н11, вектор Е якої на осі хвилеводу повернеться

відносно вхідного на кут 2 за годинниковою стрілкою, якщо дивитися

уздовж напряму поширення хвилі (рис. 1.40.б). Повертаючи діелектричну

пластину навколо осі хвилеводу, тобто змінюючи кут від 0 до 2/ можна повертати

площину поляризації хвилі Н11 на виході на кут від 0 до по відношенню до площини

поляризації хвилі на вході.

1.3.8. Хвилевідні фільтри типів хвиль

Ці фільтри призначені для пропущення по багатохвильовому хвилеводу хвилі робочого

типу і придушення хвиль інших типів. За принципом дії розрізняють випромінюючі,

поглинаючі і фільтри, що відбивають.

У випромінюючому фільтрі використовують систему щілин, прорізаних у стінках

хвилеводу таким чином, щоб енергія хвилі робочого типу не випромінювалася з них, а енергія

типів хвиль, що придушуються, випромінювалася. Одна з

конструкцій таких фільтрів представлена на рис.1.41. Фільтр

складається з набору почергових металевих і діелектричних

кілець, що мають загальну вісь.

Вузькі кільцеві щілини між металевими кільцями

практично не впливають на умови поширення симетричних

Рис. 1.41

б) а)

Рис.. 1.40

46

хвиль onH , що мають на стінках тільки кільцеві поверхневі струми. Хвилі всіх інших типів

мають подовжню складову струму, що перериває кільцеві щілини. Енергія цих хвиль

інтенсивно випромінюється з хвилеводу через щілини. Розглянутий фільтр застосовується в

багатохвильових круглих хвилеводах, призначених для передачі ЕМЕ на великі відстані з

малими втратами на хвилі 0

01H .

Загальний принцип побудови поглинаючих і фільтрів типів, що відбивають, хвиль полягає

в розміщенні в поперечному перерізі хвилеводів ґратів з тонких поглинаючих пластин або

провідників, орієнтованих ортогонально лініям Е хвилі робочого типу, унаслідок чого ця

хвиля не збуджує в ґратах струм і проходить крізь них майже без відображення. З іншого

боку, хвилі типів, що придушуються, що мають складову Е, спрямовану уздовж пластин або

провідників, збуджують у них струми і поглинаються ґратами, якщо вони виконані з

поглинаючих пластин, або відбиваються, якщо з провідників. На рис. 1.42 приведені

найбільш розповсюджені конструкції ґрат для придушення відповідно хвиль 01H , 0

01E і 0

01H .

Якщо як

робочу хвилю в круглому хвилеводі використовується 0

01E , наприклад, в обертовому

зчленуванні, зображеному на рис. 1.19.б, то необхідно приймати міри

до придушення . У цьому випадку застосовуються фільтр, що

відбиває, у вигляді резонансного кільця (рис.1.43).

Хвиля (рис. 1.43.а) не наводить у кільці струм і кільце

мало впливає на її поширення. Хвиля 0

11H збуджує в кільці великі

струми, що веде до її відображення. Для 0

11H кільце має еквівалентну

схему представлену на рис.1.43.в. Ємності обумовлені концентрацією

зарядів у верхній і нижній частині кільця, а індуктивності струмами,

що протікають по кільцю, тобто схема представляє послідовний коливальний контур

(рис.1.43. г).

Якщо настроїти його в резонанс, то відбудеться відображення хвилі 0

11H .

Резонанс спостерігається, якщо довжина кільця l дорівнює довжині хвилі генератора.

Кріпиться кільце діелектричними або металевими (довжиною 4

Х ) стрижнями. В останньому

випадку стрижні повинні бути перпендикулярні електричним силовим лініям.

Смуга пропущення залежить від товщини кільця. При її збільшенні смуга

збільшується, але при цьому збільшується відображення хвилі .

Іншим, широко розповсюдженим фільтром типів хвиль, в обертовому

зчленуванні на хвилі 0

01E є фільтр у виді короткозамкненого шлейфа.

Короткозамкнений шлейф – замкнутий відрізок круглого хвилеводу – співвісного

з основним хвилеводом (рис.1.44). Якщо

4

Хl

, то в розрізі а-б для буде розрив

лінії. При цьому частково відбивається хвиля 0

01E .

Щоб придушити хвилю 0

11H не

0

11H

0

01E

0

01E

0

11H

а) Рис. 1.42

Рис. 1.43.

Рис. 1.44

в) б)

47

створюючи відображень робочій хвилі , необхідно задовольнити 2-м вимогам:

ХХl 2

1

4

3 .

При цьому в розрізі а-б для хвилі 0

01E буде коротке замикання і відображення не буде.

Для виконання цієї умови необхідно, щоб 01.1l , 442.0a .

Висновки

Чотириполюсники НВЧ є найпоширенішими елементами хвилевідніх трактів

телекомунікаційних систем

У хвилевідних трактів ТКС у качестві чотириполюсників застосовують регулярні

відрізки ліній передачі, різні зчленування, вигини, скрутки, атенюатори, фазообертачі,

поляризатори, фільтри типів хвиль та ін. НВЧ елементи.


1. Пояснити принцип дії хвилевідних дросельних фланців.

2. Пояснити принцип дії обертових зчленувань.

3. Зазначити застосування, переваги та недоліки змінних механічно керованих

поглинаючих та граничних атенюаторів.

4. Пояснити принцип дії фазообертачів.

5. Пояснити принцип дії поляризаторів.

6. Пояснити принцип дії фільтрів типів хвиль.

7. Розрахуйте величину зазорів X і Y, а також довжину і хвильовий опір відрізка

коаксіального хвилеводу дросельного фланця, який призначений для зчленування

прямокутних хвилеводів з розмірами 72×;34 мм.

8. Розрахуйте діаметр круглого хвилеводу зчленування, що обертається та працює на

хвилі E01, для середній частоти робочого діапазону 3 ГГц.

9. Розрахуйте максимально досяжний діапазон частот зчленування, що обертається,

виконаного на трансформаторах типів хвиль вигляду 0

01

[]

10 EH , якщо розміри

прямокутного хвилеводу зчленування, що обертається, а ×в =23×10 мм

10. Розрахуйте довжину граничного атенюатора, виконаного з круглого хвилеводу

діаметром 20 мм, якщо на частоті 3 ГГц ослаблення коливань H11 повинне складати 90

дБ.

11. На скільки градусів зміниться фаза коливань на виході хвилеводу з розмірами 90×45

мм і завдовжки 200 мм, якщо замість повітря його заповнити полістиролом (ε = 2,25)?

Частота сигналу рівна 2,1 ГГц.

12. Діелектрична пластина завдовжки 100 мм встановлена в хвилеводі з розмірами 4824

мм. У яких межах можна змінювати фазу коливань, якщо при переміщенні пластини в

поперечному перетині хвилеводу еквівалентна відносна діелектрична проникність

змінюється від 1,05 до 1,37. Частота коливань рівна 4,55 ГГц.

13. Перетворювач поляризації, виконаний на основі діелектричної пластини, поміщеної в

круглий хвилевід, перетворить лінійну поляризацію в кругову. Визначите довжину

пластини пристрою, якщо коефіцієнт фаз хвиль, поляризованих паралельно пластині і

перпендикулярно їй, відповідно рівні 0,775 і 0,235 рад/см.

0

01E

48

1.3.9. Резонатори НВЧ

1.3.9.1. Типи резонаторів і їх параметри

Як було відзначено в п. В.3, контури на LC-елементах використовують тільки до частот у сотні мегагерц, тому що зі збільшенням частоти різко зростають випромінювання та втрати в цих елементах, що призводить до зниження добротності та погіршення селективних властивостей контурів. Тому як коливальні системи в діапазоні НВЧ використовують резонатори – діелектричні об’єми, в яких нагромаджується електромагнітна енергія за час, набагато більший періоду коливань.

Резонатори обмежені поверхнями, на яких відбувається повне внутрішнє відбиття електромагнітних хвиль. Це провідні металеві стінки чи межі поділу із зовнішнім

діелектриком, відносна діелектрична проникність r якого істотно менша, ніж проникність середовища, що заповнює резонатор. Резонатори мають елементи

зв’язку із зовнішніми колами. Розрізняють такі види резонаторів: хвилевідні (регулярні та складної форми),

твердотільні й відкриті.

Регулярні резонатори – це відрізки регулярних (однорідних) ЛП (рис. 1.45): хвилевідних (рис.

1.45.а,б), яки замкнені на кінцях, а також коаксіальних (рис. 1.45.в)і смужкових(рис. 1.45.г),

кінці яких можуть бути як замкненими, так і розімкненими. До цієї групи резонаторів

відносять і кільцеві резонатори біжучої хвилі, що являють собою ЛП, згорнуту в кільце (рис.

1.46) довжиною срL в ціле число хвиль, тобто замкнену на себе.

До резонаторів складної форми відносять такі коливальні системи:

з’єднання відрізків ЛП різних типів;

комбінації відрізків ЛП та елементів із зосередженими параметрами;

квазістаціонарні резонатори з просторовим розподілом електричних і магнітних полів,

як у LC-контурах.

Залежно від складності конструкції широко використовувані радіальні, спіральні

й інші типи резонаторів можуть бути складної чи регулярної форми.

Твердотільні резонатори – це діелектричні зразки малого об’єму з проникністю r > 10 та

феритові сфери діаметром 1…2 мм (наприклад, із монокристалу залізоітрієвого гранату

ЗІГ-резонатори).

Відкриті резонатори являють собою резонансну систему, обмежену плоскими

паралельними пластинами чи сферичними дзеркалами та відкриту з боків (резонатор

Фабрі – Перо).

Основні параметри резонаторів – власні частоти (довжини хвиль), добротність, а

також еквівалентна вхідна провідність, що визначає, зокрема, реакцію резонатора на

режим роботи ЛП, до якої його підключено як прохідний чи кінцевий елемент. Ці

параметри визначають експериментально чи розрахунковим способом (для цього потрібно

знати структури електромагнітних полів резонатора).

Резонатори використовують як ланки фільтрів частотної селекції та як коливальні

системи хвилемірів, підсилювачів і генераторів НВЧ, а також квантових приладів .

Рис. 1.45 Рис. 1.46

49

1.3.9.2. Власні та змушені коливання в резонаторах

В ідеальному (без втрат) резонаторі стоячих хвиль може бути безліч видів власних

незгасаючих коливань. Кожен вид має свою

власну частоту v та певну структуру поля.

Напруженість електричного поля SE набирає

максимального значення одночасно в усіх точках

резонатора (рис. 1.47), напруженість магнітного

поля SH в цей момент дорівнює нулю. Через

чверть періоду вся енергія запасається в

магнітному полі, а електричне поле зникає.

Максимуми електричних і магнітних полів у

резонаторі просторово рознесені, тому процес

електромагнітних коливань супроводжується

переходом енергії WE з області електричного поля

в область магнітного (енергія WH) і навпаки.

Умова резонансу така: WE = WH.

У резонаторах біжучої хвилі електричне та

магнітне поля синфазні, тобто реалізується режим

біжучої хвилі; енергія циркулює по замкненому колу. Такі резонатори називають

кільцевими (рис. 1.46).

У разі підключення генератора з перестроюваною частотою г до реального резонатора

в ньому збуджуються змушені коливання на частоті г. Їх амплітуда стає максимальною на

частоті 0, називаній резонансною. Значення амплітуди коливань на частоті 0 залежить від добротності резонатора на збудженому виді коливань. У сталому режимі змушених коливань енергія, що надходить у резонатор, витрачається тільки на поповнення втрат (у металі стінок, у діелектрику, що заповнює порожнину резонатора, і на заповнення витоку енергії через елементи зв’язку з іншими пристроями, зокрема із джерелом енергії).

У разі імпульсного збудження на резонатор діє широкий спектр частот, і в ньому може

бути збуджено відразу кілька видів коливань, кожний на своїй резонансній частоті та з

власним значенням амплітуди.

Коливання після вимкнення джерела називають вільними; їх амплітуда через втрати

з часом спадає до нуля.

Резонансні частоти трохи нижчі відповідних власних частот резонаторів v через

вплив втрат:

(1.34)

але ця різниця мала навіть для добротності Q = 100, і нею нехтують. Якщо ж пристрої

зв’язку не узгоджені та вносять у резонатор реактивності, то різниця між власними v й

резонансними 0 частотами істотніша.

Уведеним тут поняттям власних і резонансних частот у теорії електричних кіл

відповідають терміни власних частот незгасаючих і згасаючих коливань у LC-контурі.

Потрібний вид коливань збуджується в резонаторі тими самими способами, що й у

ЛП. Однак тут має бути виконана умова г = v, а не г > кр. Точне аналітичне

визначення власних частот можливе тільки для деяких найпростіших форм резонаторів.

Реальний резонатор із його елементами зв’язку, підстроювання, різними

нерегулярностями характеризують резонансними частотами 0і.

1.3.9.3. Власні довжини хвиль і структури полів регулярних резонаторів

Нехай резонатор утворено введенням у регулярну ЛП двох неоднорідностей, що

,21ωω2

0

Q

Е,Н

Z

lp

ЕS,НZ ЕZ,НS

Рис. 1.47

50

розміщені на відстані l одна від одної та мають

коефіцієнти відбиття 1φ

1

je і 2φ

2

je , де 1 і 2 фази цих

коефіцієнтів (рис. 1.48). Для одержання резонансу

потрібно, щоб хвиля Е1, яка відбилася від другої

неоднорідності в напрямку до першої, а потім

відбилася від першої та набула зсуву фази 2,

виявилася синфазною з наступним полем Е2, що приходить від генератора,

тобто треба, щоб виконувалась умова

2 = Х l + 2 + Х l + 1 = 2k, де k = 1, 2, 3,….

Якщо неоднорідностями є металеві перегородки (1 = 2 = ), ця умова набирає вигляду

,1)-(k2

Х

pХ де р=1,2,3,… (1.35)

Вираз (1.35) можна одержати також, виходячи з таких міркувань. Регулярний резонатор розглядають як результат перекриття металевою перегородкою

поперечного перерізу короткозамкненої ЛП на відстані

lp=pх/2, (1.36)

де р=1, 2, … і - тип хвилі, від площини КЗ, тобто у вузлі електричного поля (рис. 1.47).

Звідси

2

12

kpv

рез

резplp

, (1.36.а)

де рез=с/fрез = v - резонансна довжина хвилі.

Граничні умови для E та Нn при цьому не порушуються, і поле у відсіченому порожньому об’ємі існує в режимі власних коливань.

Якщо задана генератора, то резонанс забезпечується вибором lp по формулі (1.36.а).

Якщо задана довжина резонатора lp, то його рез обчислюється згідно (1.36.а) по

формулі

22

22

1

1

lp

р

кр

рез

(1.37)

Резонансні довжини хвиль резонаторів з урахуванням формул для S/к2кр

,

хвилеводів визначаються виразами: для прямокутного 222

E,H

рез

lp

p

b

n

a

m

2

для резонатора круглого перерізу

22

2

lp

p

a

Umn

oE

рез

- при Е – хвилях; 22

'

2

lp

p

a

mnU

oH

рез

- при H – хвилях;

для коаксіального резонатора – 0 uкS

./2 pp

Електромагнітні коливання в цих резонаторах існують у вигляді стоячих хвиль класів Т, Е та Н. Структура поля в поперечному перерізі резонатора така сама, як у відповідній регулярній ЛП: у поздовжньому напрямку напруженості E і Нz розподілені за законом синуса, а Н і Еz – за законом косинуса.

Для р = 0 значення Н та Еz залишаються незмінними вздовж напрямку z. Позначення електричних і магнітних хвиль резонаторів (видів коливань) містять три

l

jB jB Г2

Г1

E2

E1

Е1е j2

Рис. 1.48

51

індекси: т, п і р, тобто мають вигляд Етпр і Нтпр, наприклад: Н101, Е010, E111, Н011. Індекси m і п мають той самий зміст, що й для хвиль відповідного хвилеводу, – вони характеризують розподіл поля в поперечному перерізі. Індекс р дорівнює кількості півхвиль поля, що вміщуються вздовж резонатора (уздовж координати z). Кожній трійці цих індексів відповідає певний вид коливання зі своєю структурою поля та власною частотою. Для резонаторів раніше введений індекс v – узагальнене позначення сукупності значень трійки індексів m, n і p.

Оскільки в коаксіальних і смужкових лініях використовується лише Т-хвиля, то в позначенні коливань відповідних резонаторів є тільки один індекс р, наприклад Т1, Т2,

…. Уздовж замкнутих чи розімкнутих з обох кінців резонаторів уміщується ціла кількість півхвиль, тому для таких резонаторів р = l, 2, 3, ….

Якщо ж один кінець коаксіального (смужкового) резонатора розімкнути, а другий замкнути, то вздовж уміщується непарна кількість чвертей хвиль. Коливання в цих резонаторах позначають Т1/4, Т3/4, ….

Для Н- і Т-видів коливань резонаторів завжди індекс р 0, тому що для р = 0 поле має

бути незмінним уздовж усього резонатора, а оскільки на замкнутих торцях поперечна

складова вектора Е цих полів дорівнює нулю, то її не буде й уздовж усього резонатора. Із

формули (1.35) випливає, що для р = 0 постійна 0Х Це буває в разі = кр для Е- видів

коливань, коли коливання в резонаторі відбуваються в поперечному напрямку, наприклад,

виду Е010.

1.3.9.4. ЕМП у хвилевідних об'ємних резонаторах

Структури ЕМП і струмів кожного власного коливання Еmnp йди Нmnp у хвилевідних

об'ємних резонаторах, тобто структура півхвильових осередків стоячої хвилі Еmn чи Нmn,

відрізняється від структури хвилі, що біжить, Еmn чи Нmn у хвилеводі, з якого виконаний

резонатор тільки тим, що в стоячих хвиль розподіл СМ і зв'язане з ним розподіл Н зміщені

уздовж осі хвилеводу на х/4 так, що розподіл СМ цілком збігається з розподілом Е, а

силові лінії Н замикаються навколо не тільки см, але й Е, при цьому см випереджає Е за

часом на Т/4.

Дійсно, оскільки в режимі стоячих хвиль (рис.1.49) E(t)=Emsin(t+),

те

2sincos

tEmtEm

t

Eсм aaa .

Отже, щоб побудувати структуру ЕМП, наприклад, коливань Нmnp треба взяти структуру

ЕМП хвилі Hmn в хвилеводі і

сомістити між собою електричні силові

лінії і лінії струму

зміщення, помістивши їх в резонатор

таким чином, щоб на короткозамикачах

було Е=0. Магнітні силові лінії

замкнути навкруги струмів зміщення,

так щоб вони з см утворили правий

гвинт. (рис. 1.50 - 1.55).

Види коливань у резонаторі, що мають різну структуру поля, але однакові власні частоти, називають виродженими. Такими є, наприклад, поля Е111 і Н011 у круглому резонаторі, оскільки для цих полів критичні хвильові числа однакові:

t

δCM ,

H E

H

δ E E

H

δ Рис.1.49

52

Е010

Н011 Н111

Рис. 1.55.

H101

б) Рис.1.50

1 2 4

B

E111

E010

а)

H10

a)

H111

l l

Рис.1.53 б)

l

E110 б)

Е111

l

a)

E011

Рис.1.52

Рис.1.51

Рис.1.54

б) в)

а) б)

H102

53

0 м д

1 1 1.

Q Q Q

1.3.9.5. Добротність об’ємних резонаторів (ОР)

Реальному резонатору властиві втрати, і поблизу резонансної частоти його можна

розглядати як контур, добротність котрого визначається виразом

Q = vС/G. (1.38)

Помноживши чисельник і знаменник формули (1.38) на 0,5Um2

, маємо

в в в

ω ω ω ,E Hv v v

W W WQ

P P P (1.39)

звідки видно, що значення добротності пропорційне відношенню запасеної енергії в разі

резонансу W до потужності втрат Рв, тобто до енергії втрат за секунду.

Оскільки кожен вид коливань у резонаторі має свою, відмінну від інших, структуру

поля та власну частоту v, то добротність для різних видів коливань також різна (кожному

полю відповідають свій розподіл струмів провідності по стінках резонатора та своє

значення зв’язку з навантаженням навіть для того самого елемента зв’язку).

Потужність втрат у резонаторі Р0 є сумою втрат у металі стінок Pм і діелектрику Рд,

що заповнює резонатор, а також потужності втрат Pзн, зумовлених витоком енергії в

зовнішні кола (у навантаження та генератор):

Рв = Р0 + Рзн = Рм + Рд + Рзн. (1.40)

Підставляючи значення Рв з виразу (1.40) у формулу (1.39), одержимо

(1.41)

де Q навантажена добротність резонатора, а Qм, Qд, Qзн його часткові добротності, зумовлені втратами електромагнітної енергії відповідно в металі стінок, у діелектрику, що заповнює об’єм, і в зовнішніх колах через елементи зв’язку. Іноді вводять власну добротність Q0, визначаючи її як

Названі добротності обчислюють або знаходять експериментально. Одержимо загальні вирази для їх визначення.

Добротність Qд, зумовлена втратами енергії в діелектрику, що цілком заповнює

резонатор і має /~ jа .

Оскільки енергія, запасена в об’ємі діелектрика, дорівнює V

dVEW ,5,0 2

а потужність втрат V V

В dVEWdVEР ,5,05,0 22

то добротність, зумовлену

втратами в однорідному діелектрику, можна виразити через тангенс кута втрат

.1

// 2

2

tgE

dVE

P

WQ

V

V

B

Д

Якщо резонатор заповнений повітрям, величина Qд виявляється набагато більшою інших складових добротності, і тому другим доданком формули (1.41) можна знехтувати. Залежність добротності від параметрів середовища, яке заповнює резонатор, використовують у вимірювальній техніці. За зміною резонансної частоти та добротності резонатора після введення в його порожнину невеликої кількості діелектрика чи фериту

визначають діелектричну проникність і втрати ( tg ) зразка.

Добротність, зумовлена втратами електромагнітної енергії в стінках резонаторів. Потужність втрат у металі з поверхневим опором Rs можна виразити через дотичну складову магнітного поля.

д знм

м д зн

1 1 1 1,

ω ω ωv v v

Р РP

Q W W W Q Q Q

54

Виразимо BC

MP

PQ max через параметри конструкції OР і ЕМП у ньому, при цьому

врахуємо, що вся запасена в об’ємі V ОР ЕМЕ періодично цілком переходить з

електричного поля в магнітне і навпаки.

При цьому очевидно, що для розрахунку Рmax досить розглянути енергію тільки одного

поля чи електричного ( WЕ ) чи магнітного ( Wм). Розглянемо Wм . Нехай

Н=Нmsin(рез+).

Тоді )(sin2

2

max

2

tWdVH

W резa

V

М

dVH

W a

V2

max2

)(sin2

max

резрезW

t

WмP .

Звідси dVHWPV

m

резa

рез 2

2maxmax

(1.42)

Потужність втрат в самому ОР – це потужність втрат в його стінках з площею S

dsRs

Рвс повm

S

2

2

Із граничних умов пов =Нm. Тоді

dsHRs

РвсS

m 2

2 ( 1.43)

Підставивши (1.42) і (1.43) в QM отримаємо

S

m

V

m

e

S

m

V

m

резa

MdsH

dVH

dsH

dVH

RsQ

2

2

2

2

2

( 1.44)

тобто ,2

eRs

арез

де aBе f /1 – глибина проникнення поля в метал.

Обчислюючи Qм, під знак інтеграла зазвичай підставляють вирази для поля Н,

отримані для резонатора з ідеально провідними стінками.

Наведемо як приклад вирази для Qм циліндричного резонатора довжиною із полем

Е010 і коаксіального λ/2-резонатора з полем Т:

,1

010

al

laQ

M

a

e

E

M

.

11ln4

ln21

2/

bal

b

ab

al

QM

a

e

T

M

Для циліндричного резонатора довжиною з полем Н01р та коаксіального

чвертьхвильового резонатора з полем Т

,

2)2(

1

01

01

ll

pla

alQ

p

p

He

H

M

ba

bal

lQ

e

T

M

/ln2

/1/12

14/

.

Остаточні вирази для добротності більшості інших видів коливань громіздкі. У цьому

l

l

55

випадку можна скористатися їхніми наближеними виразами. Обчислюючи, наприклад,

інтеграли у формулі (1.44) за теоремою про середнє та беручи 2 2

серτ сер2 VH Н , що близько до

дійсності, маємо простий вираз для орієнтовної оцінки добротності:

.2

2

2

S

V

SН

VHQ

eсерe

серV

M

(1.44.a)

З виразу (1.44.a) випливає, що QM ОР тим більше, чим більше його об’єм і менше опір і

площа обмежуючої цей об’єм металевої поверхні. Площа поверхні тим менше, чим краще

вона оброблена - тому її часто доводять до дзеркального блиску. Найбільшу власну добротність мають циліндричні резонатори з коливаннями Н01p. Це

зумовлено для типу коливань Н01 тим, що немає поздовжніх струмів на стінках циліндра, а, отже, і втрат у стиках, фланцях, контактах поршня тощо. Для підвищення добротності вибирають вид коливань з великим значенням р, наприклад Н0117; власна добротність таких резонаторів може становити кілька десятків тисяч у сантиметровому діапазоні хвиль. Резонатори з великою добротністю (вузькою резонансною кривою) використовують як високоточні хвилеміри та для стабілізації частоти автогенераторів.

У широкосмугових електровакуумних приладах використовують резонатори з невисокою добротністю (до декількох сотень).

Зовнішня добротність Qзн зумовлена втратами електромагнітної енергії в зовнішніх колах через елементи зв’язку. Через велику розмаїтість елементів зв’язку резонаторів з ЛП немає загальних аналітичних виразів для обчислення зовнішньої добротності. Їх отримано тільки для окремих найпростіших видів елементів зв’язку.

Навантажену добротність визначають найчастіше експериментально (рис. 1.56) за допомогою формул

Q = fРЕЗ /2f або (1.45)

де 2 смуга пропускання резонатора на рівні мінус 3 дБ (0,707 Е); g та b

провідності контуру, що еквівалентний резонатору, віднесені до хвильової провідності

лінії, до якої підключено цей резонатор.

Із виразу (1.45) випливає, що добротність пропорційна швидкості зміни реактивної

провідності В зі зміною частоти.

1.3.9.6. Резонатори складної форми. Квазістаціонарні резонатори

У квазістаціонарних резонаторах поля Е та Н просторово майже цілком розділені.

Резонатори цього типу мають між близько розміщеними металевими поверхнями набагато

f

0,707

0,5

0,25

fРЕЗ

2Δf

Рис. 1.56

,ω

2 ω

dbQ

g d

56

менші зазори, ніж довжина хвилі v власних коливань. У цих зазорах і локалізоване

електричне поле.

Тороїдний резонатор (ТP)

Конструкція ТР резонатора представлена на

рис. 1.57.

У ТР, як і в будь-якому об'ємному резонаторі,

може існувати безліч типів коливань. На

практиці, як правило, використовується

основний тип коливань, характерний тим, що

електричне поле в основному зосереджене в

центральній вузькій частині, а магнітне в

периферійній розширеній. тобто. у даному

випадку тороїдний резонатор подібний коливальному контуру, але з розподіленими

параметрами. У цьому випадку для розрахунку його резонансної частоти зручно

скористатися квазістаціонарним методом, у якому оперують еквівалентами Lэ і Сэ , а

резонансна частота розраховується по формулі

ЭЭ

резСL

1 (1.46)

Центральну частину можна розглядати як плоский конденсатор з

d

b

d

SCэ aa

2

Еквівалентна індуктивність дорівнює,i

ФLэ

де Ф=

Sn

серa

S

a SnHSdHSdB

n

- потік вектору магнітної індукції

серH - напруженість магнітного поля при середньому радіусі

Sn - площина поперечного перерізу.

l

серсерrHldHi 2 - загальний струм у стінках резонатору, зчеплений з потоком Ф.

Таким чином,

сер

nаЭ

SL

r2

.

Підставляючи ЭС и ЭL у формулу (1.46) отримаємо

,22

2 Sn

dr

b

V

Sb

drсео

nаа

сер

рез

де (1.47)

.aa

V

1

Резонансна довжина хвилі дорівнює

.сер

п

рез

резr

Sb

V

22

2

(1.48)

Формула (1.48) дозволяє розрахувати рез для тороїдного резонатору будь якої

форми поперечного перерізу.

Примітка. У формулах (1.47) та (1.48) не ураховані крайові ефекти, а також не

ураховане магнітне поле ц центральній частині резонатору. Тому отримані по формулі

(1.48) рез на (10-15) % менше дійсного.

Рис.1.57

57

Для широко використовуємого на практиці ТР з прямокутною формою

поперечного перерізу (рис. 1.57.б) формула (1.48) буде мати вигляд

,)(

)(2

hba

hbaврез

де ,2

barсер

hbaSП )( .

1.3.9.7. Поняття о резонаторах щілина-отвір (РЩО)

Для розрахунку резонансної частоти РЩО використовують той же метод, що і для

тороїдних, тому що у них є магнітне поле зосереджене переважно в отворі, а електричне

у щілині. Резонансна частота рез , при умові, що поле постійно по широті b блоку (рис.

1.58) не

залежить від розміру b і визначається по формулі

,0 l

d

R

cрез

де с – швидкість світу.

Цей резонатор широко використовується в коливальних системах магнетронів.

1.3.9.8. Коаксіальний резонатор із зазором

Резонатор цього типу являє собою замкнений по обидва боки відрізок коаксіальної

лінії з хвильовим опором ZB (), причому між центральним провідником і однією з

торцевих стінок є вузький зазор шириною d (рис. 1.59).

На цьому ж рисунку показаний розподіл

електричних і магнітних полів.

Схемою заміщення такого резонатора є відрізок

короткозамкненої дво провідної лінії довжиною l,

навантаженої на ємність 2

1επ / .C R d

Власну частоту (довжину хвилі) резонатора

можна визначити з умови резонансу рівності

нулю сумарної реактивної провідності, узятої

щодо точок 11:

,0)(1

lctgjZ

CjBB

або

.)()( CZlctglctg Baa (1.49)

Звідси легко визначити довжину лінії l, для якої резонанс настає на заданій частоті:

де p = 0, 1, 2, 3, ... .

Для розв’язання оберненої задачі визначення резонансної частоти за заданими

розмірами резонатора позначимо xklllaa і ,/ AlCZ aaB тоді вираз

(1.49) набере вигляду

ctgx = Ax. (1.49.а)

Рис.1.58

min

λarcctg(ω ρ) π 0,5 λ,

2πll C p l p

Рис. 1.59

58

Розв’язок цього трансцендентного рівняння легко знайти графічно (рис. 1.60),

визначивши точки перетину ліній 1 ctgy x і 2y Ax .

Із рис. 1.60 випливає, що коренями рівняння (1.49.а) є

точки ,11 lx ,22 lx lx 33 . Звідси можна

визначити спектр власних частот коаксіального

резонатора з ємнісним зазором:

),/(11 aalx )(/22 aalx ,

).(/33 aalx .

Збільшення ємності С зі зменшенням d спричинює

збільшення коефіцієнта А, тобто кута нахилу прямої Ах

на рис. 1.60, і, отже, зменшення значень хі, що за

незмінних інших параметрів резонатора зумовлює зменшення власних частот 1, 2, 3,

…

.На практиці найчастіше використовують резонанс із найменшою власною частотою

(найбільшою власною довжиною хвилі). Однак у разі великих значень ємності С значення l =

lmin для заданої частоти 0 може бути занадто малим, незручним для реалізації. У цьому

випадку доцільно використати тип коливань, для якого l = lmin+ 0,5. Можна брати також

l = lmin+ 0,75, але тоді інший кінець резонатора, навантаженого на ємність, має бути розімкнутий. Зауважимо, що подовження резонатора зумовлює збільшення його добротності.

Коаксіальні резонатори з ємнісним зазором легко перестроїти. Вони мають малі габарити за великих власних довжин хвиль; цим пояснюється широке їх використання як коливальних систем приладів дециметрового, а іноді й метрового діапазонів. Недолік резонаторів такого типу – нелінійна залежність резонансної частоти від ширини зазору d.

1.3.9.9. Коаксіальний розімкнений на кінці чвертьхвильовий резонатор

Чвертьхвильовий резонатор (рис. 1.61) являє собою замкнений на одному кінці й

розімкнений на другому кінці відрізок коаксіальної лінії. Довжина його центрального

провідника становить непарну кількість чвертей

довжин хвиль.

Власну довжину хвилі резонатора визначають із

рівняння (1.49) за умови, що ємність С 0. Отже,

для ctg(2l/0) = 0 одержуємо 2l0 (p 0,5), p

= 0, 1, 2, ... , звідки випливає l = (2p + 1)0/4, 0 =

4l/(2p + 1).

На практиці застосовують резонатори

довжиною l = 0/4, рідше l = 30/4. Розміри резонатора R1 і R2 вибирають з умов

поширення в коаксіальній області тільки Т-поля з довжиною хвилі (R1 + R2) і того, що

в круглому хвилеводі (у тій області, де немає центрального провідника), немає поля Н11:

3,41R2 (3,41 а)= 11Н

кр

На рис. 1.61 показано також розподіл напруженості електричних і магнітних полів уздовж резонатора. Їхні максимальні значення зсунуті між собою в часі на Т/4,

а вздовж резонатора на 0/4.

Важливою перевагою таких резонаторів є лінійність настроювання пряма пропорційність власної довжин хвиль резонатора його довжині. У разі однакових власних довжин хвиль габарити такого резонатора значно більші, ніж тороїдного й резонатора з ємнісним зазором.

y1, y2 y1 = ctgx

y2 = Ax

x1 x2

x3

x

Рис. 1.60

Рис.1.61

59

1.3.9.10. Прохідний резонатор Прохідні резонатори (рис. 1.48, 1.62) складаються з відрізка ЛП довжиною l,

обмеженого з обох кінців нерезонансними неоднорідностями, наприклад, індуктивними штирями (рис.1.62.а), або індуктивними діафрагмами(рис.1.62.б), що мають реактивну провідність jb = jВ/Y0.

Таким резонаторам властива невисока

добротність. Їх використовують у техніці

НВЧ, зокрема, як ланки смугових фільтрів

Схему заміщення прохідного резонатора

подано на рис. 1.63.

Одержимо вираз для функції робочого ослаблення L,

пов’язаної з коефіцієнтом відбиття Г від входу 11 співвідношенням

вх вх

2 2

вих вх

1

(1 Г ) (1 Г )

Р РL

Р Р

. (1.50)

Для цього виразимо коефіцієнт відбиття через вхідну провідність резонатора

(1.51)

де

(1.52)

Тут y2 = jb + 1 відносна провідність навантаження в перерізі 2 2;

= 2l/ Х електрична довжина резонатора.

Підставивши праву частину виразу (1.52) в співвідношення (1.51), а (1.51) – у (1.50),

після перетворень одержимо вираз

L = 1+ [bcos (1 0,5btg)]2. (1.50.а)

Ослаблення, внесене резонатором на частоті f = f0 (для Х Х 0), дорівнює нулю,

тобто L = l, у таких випадках:

b = 0; неоднорідності немає, отже немає й резонатора;

cos(1 0,5btg) = 0.

З останньої рівності маємо:

Звідси випливає, що pbarctgl Х )/2(/2 00 , де р= 0,1,2.

Остаточно для резонансної довжини резонатора l одержимо

такий вираз:

),/(5,0 00 pl Х (1.53)

причому 0

0 0

2 2φ arctg

b b для .10 b

Істотно, що, на відміну від хвилевідних резонаторів із суцільними торцевими

стінками, прохідні резонатори мають довжину l, відмінну від 0,5p Х , через вплив

реактивностей неоднорідностей.

За допомогою виразу (1.53) оцінимо, як на мінімальну довжину резонатора впливають

реактивні провідності, що обмежують його.

1. Нехай b0 , що відповідає слабкому зв’язку резонатора із зовнішніми лініями. У

цьому випадку 0, і довжина l 0,5р Х 0, що узгоджується з виразом (1.36).

2. Якщо резонатор обмежений індуктивними діафрагмами чи штирями (b0 < 0 та 0 <

1 2

Г

jb jb

yвх 1 2

2вх

2

tgθ.

1 tgθ

y jy jb

jy

а б

вх вхГ 1 1 ,y y

0

0

0 0 0 ω=ω

0

21 tgθ 0, tgθ , де .

2

bb b

b

Рис.1.62

Рис.1.63

60

0), то його довжина менша, ніж у попередньому випадку, тобто l < р Х 0/2, де р = 1,

2, 3, ... .

3. Якщо реактивні провідності мають ємнісний характер (b0 0), то l > р Х 0/2 для р =

1, 2, 3, ... . У цьому випадку для визначення довжини l можна брати й р = 0; тоді з виразу

(1.53) одержимо l = 0,5 Х 00. Однак ця довжина може виявитися занадто малою й

непридатною для реалізації. Тому частіше вибирають р 1.

4. Якщо b0 = 0, що буває в разі використання резонансних діафрагм, то 0 = /2, і

довжина резонатора дорівнює непарній кількості чвертей довжин хвиль у хвилеводі: l=

(2р +1) Х /4, де p = 0, 1, 2, ... .

Зовнішню добротність прохідного резонатора для b>> 1 визначають за допомогою

виразу .)/(b0,25p 2

00

2

0 ХЗНQ

Звідси випливає, що добротність тим вища, чим більше півхвиль поля вміщується вздовж резонатора, бо при цьому в ньому збільшується запас електромагнітної енергії. Збільшення провідності b0 неднорідностей зумовлює зменшення зв’язку із зовнішніми колами, що також підвищує добротність.

1.3.9.11. Перестроювання частоти резонаторів Як було показано, будь-який об’ємний резонатор має нескінченний спектр власних

частот, кожна з яких відповідає власному типу поля й залежить від розмірів резонатора. Перестроювання частоти резонатора, якщо він працює на тому самому типі коливань, може

бути механічним зміною розмірів резонатора чи ємності підключеного до нього змінного конденсатора, і електронною – зміною ємності вбудованого варакторного діода чи магнітної проникності феритового резонатора.

Можна підстроювати резонатор у невеликих межах унесенням у його електричне поле металевого чи діелектричного тіла (при цьому резонансна частота знижується), а також унесенням у його магнітне поле металу (резонансна частота підвищується) чи фериту (частота знижується).

Виведемо вираз для значення зсуву частоти 0. Реактивна провідність еквівалентного контуру в разі резонансу дорівнює нулю:

0ω=ωω 1 (ω ) 0.C L (1.54)

Якщо індуктивність і ємність змінюються на dL і dC, то для існування резонансу

частота 0 має одержати такий приріст, щоб нове значення провідності, а отже, і її

приріст, теж дорівнювали нулю:

(1.55)

Перейшовши від диференціалів до скінченних приростів , зі співвідношень (1.54) і (1.55) маємо

2 2 2 2

0 0 0 0

2

0 0

ω ωω.

ω 21 ω

C L L C L L

CC L

(1.56)

Помноживши чисельник і знаменник виразу (1.56) на 0,5U2

m й позначивши зміну

енергії електричного поля зміну енергії магнітного поля енергію незбуреного поля

одержимо енергетичне співвідношення

( 0)0 (WH WE)/(2W), (1.57) загальне для будь-якої коливальної системи як із зосередженими, так і з розподіленими параметрами.

У випадку введення в резонатор (рис. 1.64, а) малого металевого ( ) тіла

об’ємом V1 зміни електричної WE та магнітної WH енергії беруть рівними відповідно

електричній WE(V1) і магнітній WH(V1) енергіям, локалізованим в об’ємі V1 (частині

20,5 ,E mW CU 2 2 2

00,5 ω ,H mW U L

2 2 2 2

00,5 0,5 ω ,m mW CU U L

ω 0.ω

B B BdB dC dL d

C L

61

/4

б а

загального об’єму V0) до вне-

сення цього тіла.

Тому власна частота

резонатора, відповідно до

співвідношення (1.57), знизиться, якщо

металеве тіло ввести в електричне поле

(WE > 0, WH = 0), і підвищиться,

якщо його ввести в магнітне поле

(WH > 0, WE = 0).

У разі внесення в електричне поле резонатора діелектричного тіла із = 0, а 0,

зміна магнітної енергії WH = 0, а зміна електричної

.0)( 1

0

0

VWW Ea

E

Отже, згідно з формулою (1.57), власна частота резонатора знижується.

Якщо в магнітне поле резонатора вводиться ферит ( 0, а 0), то

,0)( 1

0

0

VWW Ha

H

і власна частота резонатора, як і в попередньому випадку, знижується.

Як приклад зазначимо, що введення металевих елементів 1 та 4 в резонатори,

показані на рис. 1.64, б, в, знижує їх власну частоту, а введення елементів 3, 5

підвищує.

Відзначимо, що переміщення поршня 2 у круглому резонаторі не спричинює зміну

власної частоти поля E010 (див. рис. 1.54.в). Це випливає з рівняння (1.57) унаслідок WE =

WH. Це характерно для всіх типів полів регулярних резонаторів, вектори Е та Н яких

залишаються незмінними вздовж осі z

1.3.9.12. Особливості смужкових і друкованих резонаторів

Чвертьхвильовим резонаторам на МСЛ властиві малі габаритні розміри та втрати на

випромінювання, а також порівняно висока добротність (Q = 200…300), але введення

короткозамикача ускладнює їх конструкцію. Простішими у виготовленні є розімкнені на

кінцях півхвильові резонатори, що мають через більші втрати на випромінювання меншу

добротність (Q 100). Для зменшення втрат їм іноді надають підковоподібної форми, щоб

компенсувати випромінювання з кінців їх протифазними полями. Півхвильові щілинні

резонатори не випромінюють із кінців. Зменшити їх лінійний розмір можна, надаючи їм

форми підкови (у поздовжньому перерізі) чи гантелі.

Прямокутні й дискові друковані резонатори з полями типу Е010, Е110 та іншими нині

широко використовують як випромінювачі ФАР.

Прямокутні резонатори – випромінювачі хвиль колової поляризації – показано на

рис. 1.65. Потрібного зсуву фази

складових поля випромінювання на 90

досягають подовженням однієї гілки

кола збудження випромінювача на /4

(рис. 1.65.а) чи його асиметрії (рис.

1.65.б). Певним аналогом останнього

можна вважати турнікетну антену

,0 EW

1

4

3

5

2

V0

V

10 10

0, 0

а б в

сення цього

Рис.1.64

Рис.1.65

62

H

E

а

в б

D

D

L

L

а

а

y

x

t >1

колової поляризації з попарно різними вібраторами. На протилежних краях резонатора

нормальні до підкладки складові поля протифазні, а паралельні – синфазні. У сумі ці

складові утворюють поле випромінювання в напрямку, перпендикулярному підкладці.

Плоскі (друковані) резонатори, зокрема випромінювачі електромагнітних хвиль, добре

сполучаються з ІС.

1.3.9.13. Діелектричні резонатори

Діелектричні резонатори (ДР) належать до твердотільних резонаторів, що являють

собою невеликі тіла з діелектрика чи фериту з >> 1 (>>1), у яких відбувається резонанс електромагнітного поля. Твердотільні резонатори мають такі переваги: істотно менші габаритні розміри, ніж відповідні за частотою порожнисті резонатори; можливість їх включення в ЛП без будь-яких елементів зв’язку, оскільки резонуюче електромагнітне поле зосереджене не тільки всередині твердотільного резонатора, але й у певній області простору поблизу нього; можливість електронного перестроювання резонансної частоти

в разі використання матеріалів з чи , що залежать відповідно від керувальних зовнішніх електричних чи магнітних полів.

Загальні властивості ДР. ДР – це малі тіла з ізотропного чи анізотропного діелектрика у вигляді сфери,

паралелепіпеда (рис. 1.66.а, поле 01H ),

диска, циліндра, кільця з великим значенням діелектричної проникності

(>>1). Резонатори можуть бути й складнішої форми (рис. 1.66.б,в).

Форму й розмір ДР вибирають такими, щоб на заданій резонансній

частоті в ньому внаслідок повного

внутрішнього відбиття виконувалися умови об’ємного резонансу електромагнітного поля певної структури. На відміну від порожнистих резонаторів, у яких на «ідеально провідних» (електричних) стінках

виконуються граничні умови E = 0 та Hn = 0, у ДР на межі поділу діелектрика з >> 1 та вільного простору (на магнітних стінках) приблизно виконуються дуальні граничні

умови

En 0 та H 0. (1.58)

Електрофізичні параметри найбільш використовуваних термостабільних матеріалів ДР наведено в табл. 1.1.

Таблиця 1.1.

Матер

іал tg 10

4 (на 4

ГГц)

ТК 106 ТКС 10

6

ТБНС 81 4 0 15 8

ТЛО 37 1,5…2,0 0 15 8

АЛТК 37 0,8…1,0 0 15 8

Переваги ДР – істотно (приблизно в раз) менші габаритні розміри, ніж у

відповідних за частотою порожнистих резонаторів та висока температурна стабільність

частоти, що видно з табл. 1.2.

Таблиця 1.2

Тип резонатора

ДР Латунний Інваровий Мікросмужковий

ТКЧ 106 1…3 10…20 0,5 30...40

Рис.1.66

63

У діелектричному резонаторі є (хоча й дуже мале) поле випромінювання. Існування

зовнішнього поля зумовлює те, що розміщені поблизу від ДР елементи впливають на

структуру його поля та резонансну частоту. Це дає змогу підстроювати ДР на задані

значення частоти, але в багатьох випадках може призвести до непередбаченого її зсуву.

Металевий екран (зокрема, стінки позамежного хвилеводу), у який поміщають ДР,

запобігає випромінюванню його поля й усуває вплив зовнішніх факторів. Однак при

цьому виникають втрати електромагнітної енергії в стінках екрана, які зумовлені

струмами провідності, наведеними зовнішнім полем ДР. Для зменшення цих втрат екран

виготовляють з добре провідних і ретельно оброблених матеріалів; ДР розміщують біля

ЛП чи в екран резонатора на підставках, втулках із діелектрика з невеликим значенням

2…4 (фторопласту, кварцу, полістиролу, дюроїду, Si, GaAs і т. ін.).

Зі збільшенням екрана зростають габаритні розміри пристроїв і посилюється

безпосередній зв’язок їх виходів із входами, тому розміри екрана зазвичай вибирають

згідно зі співвідношеннями

Dе/D = 1,3…1,6; Lе/L = 1,3…1,6,

де Dе та D відповідно діаметри циліндричних екрана та ДР; Lе та L лінійні розміри

прямокутного екрана та ДР.

Найширше застосовують ДР на СМХ як високодобротні коливальні системи

вузькосмугових фільтрів і високостабільних генераторів спектрально чистих

коливань. У дециметровому діапазоні їх застосування обмежене внаслідок великих

розмірів, тому тут бажано використовувати матеріали з 80; у міліметровому

діапазоні через малі розміри ДР потрібна підвищена точність обробки, тому

застосовують матеріали з 30...40.

Як приклад зазначимо, що одним із підприємств установлено такі гарантовані

допуски на розміри ДР: лінійні у межах 0,2 мм; непаралельність,

неперпендикулярність, не площинність – не більше 0,05 мм. Гарантійний термін

зберігання ДР із матеріалу ТБНС не менш 12 років.

Види коливань ДР, власні (резонансні) частоти. Строгий розв’язок задачі визначення

полів ДР і їх власних частот отримано тільки для еліпсоїдного та сферичного ДР,

форма яких незручна для більшості практичних застосувань. Значення часто

використовуваних циліндричних резонаторів обчислюють наближеними методами,

основаними на заміні реального резонатора його ідеалізованими моделями.

Найпростіша модель відкритого ДР – резонатор з ідеальними магнітними стінками, на

яких виконуються граничні умови (1.58). У цьому випадку вирази для складових поля та

власні частоти знаходять із рівнянь Максвелла так само, як і для порожнистих

резонаторів. За аналогією вводять і позначення видів полів Emnp, Hmnp; при цьому

зберігається зміст індексів m, n, p.

Власні частоти (довжини хвиль) цієї моделі ДР можна задати виразами

;)/(1 22

0

Lpкs

(1.59)

;)/(

2

22 Lpкs

(1.60)

де sк – поперечне хвильове число відповідної ЛП:

- для прямокутного хвилеводу

22

b

n

a

mкк SHSE ;

64

- для круглого хвилеводу R

Uк mn

SE ; R

Uк mn

SH

'

,

де L – довжина (висота) циліндричного (дискового) ДР; R – його радіус; a та b –

поперечні розміри прямокутного ДР; Umn і U’mn – відповідно n-і за рахунком корені

рівнянь 0)( Sm кJ та 0)( Sm кJ .

Похибки розрахунків за формулами (1.59), (1.60) сягають 15…20 % для основних видів

коливань прямокутного та циліндричного ДР. Ця похибка стає меншою 10 % у разі

використання моделі ДР, у якій цілком відбивальною магнітною стінкою для Н-коливань і

електричною для Е-коливань уважається тільки бічна поверхня. У цьому випадку поле

всередині ДР, змінюючись за гармонічним законом уздовж його поздовжньої осі z, не є

екстремальним на торцевих стінках та існує поза ДР, експоненціально спадаючи з

віддаленням від нього вздовж осі z.

У позначенні видів полів такої моделі ДР замість індексу p іноді ставлять індекс 1

(наприклад, Н01), що відповідає частині півхвилі, що вкладається в резонаторі вздовж осі

z. Значення залежить від виду коливань (резонансної частоти), матеріалу ДР, його

довжини L, однак для реальних ДР із >> 1 для нижчих видів коливань 1. Тому в

позначенні цих полів будемо використовувати індекс p = 1, хоча на торці ДР, усередині й

поза ним Hn = Hz 0 та E 0 для Н-коливань, а також En = Ez max та E max для

Е-коливань. Власну частоту такої моделі ДР для Е-коливань можна одержати з

рівняння

2

Ltg , (1.61)

порівнявши дотичні складові поля та їх похідні на торці ДР. З огляду на те, що

2

s

2222

s

2 , кaк рівняння (1.61) можна привести до вигляду

00

22

s к =2

s0

2

кa

2

s0

2

2 к

Ltg a (1.62)

де а абсолютна діелектрична проникність.

Власні частоти для Н-коливань визначають за формулою (1.62), але без множника

у лівій частині. Похибка розрахунку зменшується до 2…3 %, якщо враховувати зовнішнє

поле поблизу як торців, так і бічних поверхонь ДР.

Взаємна близькість власних частот видів коливань у багатьох випадках є серйозним

недоліком ДР. Тому на практиці зазвичай використовують нижчі види коливань Н011,

Е011, Е111, Е010, власні частоти яких у 1,2…1,4 раза менше частот найближчих вищих видів.

Слід зазначити, що Н011 основний вид коливань коротких (L 2R) циліндричних

(дискових), а Е011 довгих (L 2R) резонаторів. Якщо 2R L, то власні частоти цих

коливань збігаються. За постійного радіуса R зміна L зумовлює різкішу зміну Е011

порівняно з Н011. Великий рознос власних частот основного та вищого видів коливань

мають стрижневі та коаксіальні ДР із ємнісним навантаженням (найближчий

паразитний резонанс такого ДР може бути віддалений на 30). Однак такі резонатори

мають меншу добротність.

Вплив зовнішніх елементів (металу, діелектрика, фериту) на частоту v Е- та Н-

коливань такий самий, як і в порожнистих резонаторах. Зокрема, внесення діелектрика з

великим значенням в електричне поле ДР знижує частоту ; отвір у ДР, який можна

розглядати як неоднорідність із 0 а в області цього самого поля, підвищує її.

Добротність ДР. Власна добротність резонатора Q0 залежить від втрат у діелектрику

та на випромінювання (останнє усувають екрануванням). Оскільки tg = 10–3

…10–4

, то

навіть на сантиметрових хвилях у разі високоякісного екрана Q0 103…10

4. На значення

65

Q0 істотно впливає близькість екрана, матеріал втулок, які кріплять ДР, підкладок і т.

ін. Тому значення Q0 не перевищує декількох сотень. Власна добротність ДР,

розташованих у вільному просторі, трохи менша добротності порожнистих металевих

резонаторів, але значно перевищує добротність мікросмужкових.

Добротність навантажених ДР із підключеними елементами зв’язку залишається

високою, бо основну частину електромагнітної енергії запасено в полі всередині ДР. Тому

на ДР класичної форми не вдається одержати відносні смуги пропускання фільтрів ширше

10 %.

Способи зв’язку ДР із лініями передачі. На практиці використовують два способи

зв’язку ДР із лінією передачі.

Перший спосіб полягає в тому, що ДР установлюють між слабо зв’язаними ЛП,

розділеними відрізком позамежного хвилеводу, діафрагмою, досить великим зазором у

МСЛ, ортогональною орієнтацією полів і т. ін. На частоті v ДР збуджується, і ці лінії

виявляються зв’язаними його полем. Таке включення ДР застосовують у

смуговопропускних фільтрах (СПФ).

Другий спосіб полягає в тому, що ДР установлюють на регулярну ЛП. Коли частота

поширюваної в лінії хвилі дорівнює , у ДР збуджуються відповідні коливання, і його

поле взаємодіє з полем поширюваної в лінії хвилі. Зокрема, амплітуда

перевипроміненого ДР поля може виявитися близькою до амплітуди поля хвилі, що

падає, і тоді в лінії до ДР установиться режим стоячої хвилі. У разі збудження ДР

не відбувається, й електромагнітна енергія без втрат проходить у навантаження. Так ДР

установлюють у режекторних фільтрах.

Ступінь зв’язку ДР з ЛП можна характеризувати коефіцієнтом зв’язку, що дорівнює

відношенню власної добротності ДР до його зовнішньої добротності (добротності

зв’язку):

0 зв 0 зв ,k Q Q P P

де Р0 – передана по лінії потужність; Рзв – потужність втрат у ДР.

Застосування ДР обмежується густим спектром власних частот, неоднорідністю

матеріалу, похибками наближених методів розрахунку та трудомісткістю точніших,

складністю визначення коефіцієнтів зв’язку ДР між собою та ЛП, недостатньою

дослідженістю роботи ДР на великих потужностях. Діелектричні резонатори потрібно

підстроювати під час виготовлення комплексних виробів, що заважає його

автоматизації. Непланарна об’ємна конструкція ДР зумовлює їх використання разом із

монолітними ІС тільки як зовнішніх, начіпних елементів. Для таких застосувань

перспективними є плівкові ДР із великим значенням діелектричної проникності .

1.3.9.14. Феритові резонатори

Феритовий резонатор (ФР) – це тіло малого (частіше 0,2…2,0 мм3) об’єму з

монокристалічного фериту, намагніченого постійним магнітним полем до насичення, що

взаємодіє з НВЧ магнітним полем, частота якого дорівнює частоті феромагнітного

резонансу.

Ненасичені ФР не використовують через великі втрати та інерційність процесів

намагнічування доменів. Збільшення кута прецесії спінового моменту електронів під час

резонансу не супроводжується збільшенням втрат у монокристалі (як це буває в

полікристалічних феритах). Чим більший кут прецесії спінового магнітного моменту

електронів, тим більше енергії запасено в резонаторі через її споживання від джерела поля

НВЧ та тим більша добротність ФР.

У техніці НВЧ використовують такі властивості ФР: високу частотну вибірковість,

зумовлену резонансним характером взаємодії магнітних спінів електронів з полем НВЧ;

66

можливість перестроювання резонансної частоти в широких межах зміною

намагнічувального поля; різну взаємодію з полями колової поляризації протилежного

напрямку обертання; нелінійність характеристик, що виявляється в разі збільшення рівня

потужності вище певного граничного.

Широко застосовують поліровані ФР сферичної форми діаметром 0,3…1,0 мм із

монокристала ЗІГ, що має найвужчу резонансну криву: Н = 15 А/м. На практиці

застосовують і резонатори з Н = 20...200 А/м.

Як приклад на рис. 1.67 схематично показано ЗІГ-резонатор, поміщений між двох

ортогональних петель (1-вхід, 2-вихід), зв’язок між якими у смузі пропускання має місце

тільки для резонансного значення намагнічувального поля Н0.

Для одержання великих значень добротності (до 10 000)

сфери ретельно обробляють і полірують до 13 – 14-го класу

шорсткості поверхні.

Феритовий резонатор – єдиний вид резонаторів НВЧ,

резонансна частота 0 якого не залежить від розмірів. Вона

визначається тільки напруженістю постійного

намагнічувального поля:

0 0,035Н0, (1.63)

де 0 – частота, МГц; Н0 – напруженість магнітного поля, А/м.

Для керування ЗІГ-резонаторами використовують електромагніти з плоскими

полюсами, зазор між якими становить 2...3 мм. Важлива властивість ЗІГ-резонаторів –

лінійна залежність частоти резонансу від напруженості намагнічувального поля. Це

явище використовують для електронного перестроювання резонаторів.

Щоб запобігти паразитній частотній модуляції (ЧМ), у живиль-ному струмі не

має бути пульсацій, а виводи обмотки намагнічування потрібно екранувати.

Недолік ФР – залежність резонансної частоти від температури (зі зростанням

температури збільшуються втрати та знижується частота феромагнітного резонансу). У

сантиметровому діапазоні резонансна частота може змінюватися на одиниці мегагерц зі

зміною температури в межах від 20 до 60 C. Підбором певної орієнтації ФР в полі Н0

можна послабити цю залежність.

Висновки

У діапазоні НВЧ практично неможливо застосовувати LC-контури через різке

зниження добротності та труднощі їх виготовлення.

Резонатори НВЧ застосовують як коливальні системи активних пристроїв

(генераторів, підсилювачів), як ланки фільтрів і в резонансних хвилемірах. Розрізняють

резонатори на основі ЛП та твердотільні.

Резонатори НВЧ на основі ЛП можуть бути регулярними (простої форми) і

нерегулярними (складної форми). Резонатори простої форми – це відрізки ЛП, закорочені

з двох боків (об’ємні, з відрізків хвилеводів) чи з одного боку (коаксіальні та смужкові)

або відкриті з двох боків (смужкові). Резонатори складної форми – це комбінація відрізків

коаксіалу з дискретною ємністю чи ємнісним зазором. До твердотільних резонаторів

відносять діелектричні та феритові – намагнічені сфери ЗІГ.

Основні параметри резонаторів – резонансна частота й добротність.

Головна відмінність регулярних НВЧ резонаторів від коливальних LC-контурів –

безліч резонансних частот.

Залежно від конструкції резонаторів перестроювати та підстроювати їх можна такими

способами:

H0

2

1

Рис. 1.67

67

механічно – зміною їх розмірів, уведенням металевих, діелектричних або феритових

тіл;

електрично – за допомогою варакторного діода, підключеного до центрального

провідника коаксіалу (смужки); ЗІГ-резонатори можна перестроювати в смузі частот

декількох октав зміною постійного намагнічувального поля.


1. Чим подібні та чим різняться резонансні явища в об’ємному резонаторі й у LC-

контурі?

2. Пояснити зміст індексів у позначеннях видів коливань резонаторів.

3. Які коливання в резонаторах називають виродженими?

4. Зобразити структуру поля коливань Н101 у прямокутному резонаторі для трьох

моментів часу: t1 = 0; t2 = Т/8; t3 = Т/4. Відомо, що для t = t1 електричне поле має

максимальну напруженість.

5. Визначити найбільші власні довжини хвиль циліндричного резонатора з радіусом

R = 3 см та довжиною L = 8 см (для двох типів полів). Зазначити способи збудження цих

полів.

6. Пояснити, чи може довжина регулярного хвилевідного резонатора дорівнювати

/4 відповідного типу хвилі хвилеводу.

7. Записати вираз

для власних довжин хвиль ТЕМ-поля

коаксіального резонатора довжиною L,

розімкненого на кінці. Обґрунтувати вимоги до

значень R1 і R2.

8. Охарактеризувати властивості й застосування діелектричних і феритових

резонаторів.

9. Охарактеризувати властивості й застосування регулярних і квазістаціонарних


10. Назвати методи перестроювання резонаторів і підстроювання їх частоти.

11. Пояснити основні відмінності твердотільних резонаторів від резонаторів інших

1.3.10. Фільтри НВЧ

1.3.10.1. Призначення фільтрів НВЧ і класифікація

Електричні фільтри – це частотно-вибіркові чотириполюсники (багатополюсники), що

пропускають спектральні складові коливань у заданих смугах пропускання й

ослаблюють (затримують) їх у заданих смугах затримування (ослаблення).

Конструктівно вони є системою зв'язаних резонаторів.

У телекомунікаційних системах фільтри НВЧ використовують для таких цілей:

виділення корисного сигналу на вході приймача й захисту його від завад;

виділення частотних каналів у багатоканальних системах передачі для їх роздільного

підсилення (обробки);

забезпечення одночасної роботи приймача та передавача на одну спільну антену;

обмеження спектра випромінювання передавача для виконання вимог ЕМС

радіоелектронних засобів;

запобігання просочуванню коливань гетеродина в антену (для забезпечення ЕМС чи

радіомаскування приймача; за випромінюванням гетеродина станцію зв’язку можна

виявити навіть тоді, коли вона працює тільки на прийом);

визначення частот РЕЗ, що працюють, за допомогою гребінчастого фільтра, набору

фільтрів чи перестроюваного фільтра;

широкосмугового узгодження комплексних навантажень;

ослаблення впливу шумів гетеродина на змішувач і т. ін.

Зазначені фільтри класифікують за такими ознаками:

2R

1

2R

2

68

за положенням смуг пропускання та затримування – на фільтри нижніх частот (ФНЧ)

(рис. 1.68.а), верхніх частот (ФВЧ) (рис. 1.68.б), смугово-пропускні (смугові) фільтри

(СПФ або СФ) (рис. 1.68.в), смугово-затримні

(режекторні) фільтри (СЗФ або РФ) (рис.

1.68.г);

за шириною смуги пропускання – на

вузькосмугові (фільтри, що мають відносну

смугу пропускання (затримування) до 3 %),

середньосмугові (від 3 до 10 %),

широкосмугові (понад 10 %);

за формою частотної характеристики

(ЧХ) ослаблення – на фільтри з максимально

плоскою ЧХ (МПЧХ, або Баттерворта

(рис.1.69, лінія 3)); з «рівнохвильовим»

пульсівним ослабленням у смузі

пропускання та монотонним зростанням у смузі

затримування (з чебишовською ЧХ – ЧЕХ (рис.1.69, лінія

2)); з пульсівною ЧХ у смузі пропускання та сплесками

ослаблення в смузі затримування (Кауера – Золотарьова);

за принципом дії – на відбивні та невідбивні (узгоджені).

У відбивному фільтрі відбиті його окремими елементами

хвилі взаємно компенсуються на вході тільки в смузі

пропускання. На частотах смуги затримування такої

компенсації не відбувається; сигнал відбивається від входу фільтра, утворюючи

стоячу хвилю, тому на вихід фільтра він надходить значно ослабленим. Вхід

невідбивного фільтра узгоджений із джерелом сигналу на всіх частотах. Коливання на

частотах смуги пропускання надходять через фільтр у навантаження, а на частотах смуги

затримування поглинаються поглиначами відбитої хвилі, що входять до складу фільтра чи

підключені до його додаткових виходів;

за конструктивним виконанням і використаними елементами – на хвилевідні,

коаксіальні, смужкові, твердотільні (з діелектричними чи феритовими резонаторами).

Конструктивними елементами фільтра є реактивні неоднорідності, резонатори та

з’єднувальні відрізки ЛП;

за кількістю ланок – на одноланкові (рис. 1.70, а

– на решітках індуктивних штирів; б – на індуктивних

діафрагмах), дво- та багатоланкові фільтри (рис. 1.71, а

– ФНЧ коаксіальної конструкції; б – СПФ з

індуктивними

зв’язками; в –

смужковий СПФ на штирях), які

утворюються каскадним з’єднанням

окремих ланок (резонаторів);

залежно від способу з’єднання ланок – на фільтри з безпосередніми та з

чвертьхвильовими зв’язками (відповідно рис. 1.72 та 1.73);

Перевага фільтрів із чвертьхвильовими

зв’язками – можливість поелементного

настроювання й виготовлення, недолік – великі

габарити. Крім того, сполучні відрізки ЛП

Рис. 1.68

Рис. 1.69

Рис. 1.70

Рис. 1.71

Рис. 1.72

69

значною мірою впливають на

характеристики фільтра, і це слід

ураховувати під час їх розрахунку.

за фіксацією смуги

пропускання на неперестроювані

(настроєні на фіксовану частоту) чи перестроювані (механічно, електрично)

одночасним перестроюванням ланок-резонаторів. Для механічного перестроювання

використовують поршні, металеві чи діелектричні стрижні, змінні конденсатори. У

коаксіальних квазістаціонарних резонаторах (ланках фільтрів) можна змінювати довжину

центрального провідника чи ємнісного зазору.

Конструкцію механічно перестроюваного дволанкового коаксіального фільтра як

приклад показано на рис. В.3.

У разі електричного перестроювання змінюють ємність варактора; ЗІГ-резонатори

перестроюють зміною поля, що намагнічує ферит.

У фільтрах НВЧ всіх видів можуть виникнути паразитні смуги пропускання внаслідок

того, що об’ємні, коаксіальні та смужкові резонатори мають безліч власних частот.

Хвилевідним фільтрам властиві малі втрати в смузі пропускання. Вони можуть

працювати на великих потужностях, але їх маса й габаритні розміри досить великі.

Коаксіальні фільтри мають зазвичай менші масу та габарити, але й меншу пропускну

потужність, ніж хвилевідні. Твердотільним і смужковим фільтрам властиві малі розміри,

великі втрати, невелика пропускна потужність.

1.3.10.2. Смугові фільтри НВЧ

Найпростіший СПФ – це резонансна діафрагма, тобто індуктивна і ємкісна діафрагми,

поміщені в один перетин хвилеводу. Еквівалентна схема – паралельний коливальний контур,

включений в лінію паралельно.

Резонансні діафрагми можуть бути різні (рис. 1.74). При резонансі ( рез )

cL BВ , провідність контуру дуже риса і він не шунтує

хвилевід. При частина ЕМЕ відбивається. У діафрагм

із прямокутним вікном (рис. 1.74) резонанс настає при

рівності хвильових опорів по напрузі прямокутного

хвилеводу і вікна діафрагми, тобто при :

.Достоїнством СПФ на

резонансній діафрагмі є простота

конструкції, а недоліками - малі електрична міцність,

вибірковість і добротність. Для підвищення вибірковості

застосовують дві резонансні діафрагми, включені в

хвилеводі на відстані 4

B одна від одної (рис.1.75).

Резонансну систему можна отримати не тільки

включенням ємнісної й індуктивної діафрагм в один розріз хвилеводу, але і включенням

двох або більш тільки ємнісних або індуктивних діафрагм включених у різні розрізи

хвилеводу.

рез

Рис. 1.74

Рис. 1.75.

2

1

1

1

2

21

21

aa

b

aa

b

/2 /2 /2 /4 /4

а

Рис. 1.73

70

Частіше використовують

індуктивні діафрагми (рис.1.70.б),

оскільки вони не зменшують

електричної міцності тракту.

Розглянемо принцип роботи

такого фільтра. У вихідному стані в

лінії передачі режим хвиль, що

біжать, і в кожнім розрізі на рез

провідність лінії дорівнює

хвильовий (рис.1.76.б). Помістимо в

деякий розріз лінії 1 індуктивну

діафрагму з 1LB на резонансній

частоті (рис.1.76.в,г). Тоді на ділянці

від генератора до перетину 1

установиться режим змішаних

хвиль, а в перетині на

провідність буде

дорівнювати(рис.1.76. д,е).

,

де B

BZ

G1

.

Можна знайти найближчий розріз 2 убік

генератори, у якому: LB jBGY 2 , тобто, мнима складова вхідної провідності дорівнює

по величині і протилежна за знаком мнимої складової 1Y . Якщо тепер у розрізі 2

помістити індуктивну діафрагму ідентичну першій, то в цьому перетині відбудеться

компенсація реактивностей BLLB GjBjBGY 2 , тобто на рез ЕМХ проходить без

відображень (рис.1.76.з),а при рез частина ЕМЕ буде відбиватися до генератора і

чим більше відхилення частоти, тим більше відображення.

Навантажена добротність такого фільтра визначається співвідношенням:

1

2

214

1

2'

'

2

2'

L

LL

B

Barctg

a

BQ

; де '

LB - нормована реактивна провідність.

При '

LB >>1 і

2

2'

21

4

a

BQ

L

.

Довжини камер таких прохідних резонаторів

визначаються співвідношеннями:

'

211

2L

BKL

Barctgl

;

'

21

2C

BKC

Barctgl

.

Ці довжини більш просто визначити за допомогою

кругової діаграми (рис.1.77).

Такі фільтри мають малу добротність ( Q <10). Для її

підвищення застосовують індуктивні штирі (рис.1.70. а).

рез

LB jBGY 1

Рис. 1.77.

Рис. 1.76

71

Багатокамерні смугові фільтри застосовують для збільшення вибірковості. Кількість

камер N , величину зв'язку між ними і добротність камер вибирають такими, щоб одержати

необхідні АЧХ і ФЧХ.

Найбільше часто застосовуються багатокамерні фільтри з максимально плоскою АЧХ

(рис.1.69, лінія 3): і з равнопульсуючою АЧХ (рис.1.69, лінія 2).

Конструкції багатокамерних фільтрів з чвертьхвильовими зв'язками на коаксіальних і

смугових лініях приведені відповідно на рис. 1.78.а і 1.78.б.

У цих фільтрах рівнобіжні контури еквівалентної схеми смугового фільтра

реалізуються за допомогою паралельно підключених до основної коаксіальної або

смугової лінії короткозамкнених чвертьхвильових резонаторів.

Більш компактними багатокамерними фільтрами є фільтри на зв'язаних лініях

передачі з хвилею Т. На рис.1.79 зображена конфігурація смужок однієї ланки такого

фільтра на зв'язаних рівнобіжних смугових лініях, а на рис.1.79.б,в та 1.86.г -

конфігурація смужок усього смугового фільтра.

У кожній ланці такого фільтра на інтервалі

здійснюється розподілений електромагнітний зв'язок між ділянками

сусідніх короткозамкнених відрізків ліній. На еквівалентній схемі (рис.1.79.а) рівнобіжні

контури відображають короткозамкнені відрізки

смугових ліній, у які перетворюється система зв'язаних

ліній при їхньому взаємному видаленні, а з'єднуючий

контури відрізок довгої лінії відображає розподілений

зв'язок між смужками.

На рис. 1.80 зображена топологія

мікросмужкового фільтра на

чвертьхвильових зустрічних стрижнях, закорочених на одному кінці (див. також рис.

1.86.в)

1.3.10.3. Смугово-затримні (режекторні) фільтри

Найпростіший СЗФ – це штир довжиною 4

, поміщений у прямокутний хвилевід

(рис.1.81). Його еквівалентна схема – послідовний коливальний

контур, включений у лінію паралельно. На рез цей контур

загороджує (шунтує) прямокутний хвилевід і тим самим не

пропускає ЕМЕ.

4

B

б)

а)

Рис. 1.79 а)

Рис. 1.81

Рис. 1.78

в)

б)

Рис. 1.80.

72

Через малу вибірковість такого СЗФ застосовують їхнє послідовне включення або

фільтри на основі короткозамкнених шлейфів, з'єднаних з основним хвилеводом

елементом зв'язку у вигляді щілини.

Резонатор, що утвориться, може бути включений

паралельно основному хвилеводу (рис.1.82.а) або

послідовно (рис.1.82.б).

Вони можуть бути також виконані одноланкові

(рис.1.82) і багатоланковими (рис.1.83, 1.84), причому

довжина резонаторів у коаксіальному і смуговому

виконаннях повинна бути напівхвильова (рис.1.78, 1.84).

1.3.10.4. Електричні характеристики фільтрів НВЧ

Основною характеристикою фільтрів частотної селекції є ЧХ – залежність унесеного

фільтром ослаблення L від частоти f або від спеціальної частотної змінної v, що має

зміст відносної розстройки: v = f/f0 – f0/f 2(f – f0)/f0.

Ця залежність, називана функцією робочого ослаблення, пов’язана з коефіцієнтом

відбиття Г від входу фільтра співвідношенням

вх вх

22вих вх

11.

1 Г1 Г

P PL

P P

Робоче ослаблення прийнято виражати в децибелах:

вх вих10lg .L P P

У фільтрах з МПЧХ згасання зростає монотонно (на рис. 1.85 у смузі

пропускання – штрихова лінія, за її

межами суцільна) із відхиленням

частоти від центральної f0:

22

п1 .n

L h v v (1.64)

У формулі (1.64) і на рис. 1.85

використано такі позначення: n

кількість ланок фільтра; h2

нерівномірність ослаблення в смузі

пропускання; fп, fп і vп, vп

граничні частоти смуги пропускання

та відповідні їм відносні розлади; fз,

fз і vз, vз граничні частоти смуги

затримування та відповідні їм

відносні розстройки; 2f смуга

пропускання фільтра; Lп і Lп

допустимі втрати та нерівномірність ослаблення в смузі пропускання; Lз – гарантоване

ослаблення на межах смуги затримування.

Рис. 1.82

Рис. 1.83 Рис. 1.84

L, дБ

2fз

2f

2f

fз fп

f0

fп

fз

f

з п 0 п з

Lз

Lп

L0

0

L0

L

з

L

п

Рис. 1.85

73

Мала крутість ЧХ Баттерворта в смузі пропускання пояснюється тим, що показник

степеня 2n слабко впливає на L у разі невеликого відносного розладу (особливо наочно це

виявляється в багатоланкових фільтрах); їх ЧХ ослаблення близька до прямокутної

(звідси виникла назва – максимально плоска характеристика).

Для фільтрів із чебишовською характеристикою залежність ослаблення від частоти в

смузі пропускання має коливний характер (суцільна лінія на рис. 1.85); її можна описати

виразом

2 2

п1 ,nL h T v v (1.65)

де – поліном Чебишова першого роду n-го порядку.

Фільтр із чебишовською характеристикою реалізується меншою кількістю

елементів, ніж фільтр із максимально плоскою характеристикою в разі однакових

смуг пропускання та крутості схилів ЧХ. Однак його ЧХ в смузі пропускання

нерівномірна, а ФЧХ більше відхиляється від лінійної (для того самого значення Lп).

Останнім часом підвищується інтерес до СПФ зі сплесками ослаблення на заданих

частотах смуги затримування (фільтрів із ЧХ Кауера – Золотарьова чи еліптичними

характеристиками).

Через вплив дисперсії характеристики реальних хвилевідних фільтрів несиметричні й

відрізняються від поліноміальних. Фазова характеристика фільтра визначається виразом

.

вих 11

.

11вх

Im( )φ(ω) arg arctg

Re( )

tE

tE

,

де Im(t11) і Re(t11) – уявна та дійсна частини елемента t11 матриці передачі [T] фільтра.

Якщо виражати у радіанах, а = 2f – у радіанах за секунду, то час проходження

сигналу на будь-якій частоті через фільтр дорівнює

tгр = – d/d.

Цю величину, що характеризує фізичний час проходження сигналу через фільтр,

називають груповим часом проходження (ГЧП) чи груповим часом затримки (ГЧЗ).

Якщо залежність () лінійна, то значення tгр однакове для будь-яких частотних

складових сигналу. У цьому випадку сигнал передається через фільтр без фазочастотних

спотворень, хоча й затримується на виході відносно входу на час tгр.

До характеристик фільтрів НВЧ належать також омічні (теплові) втрати у смузі

пропускання L0, які зазвичай важко обчислити, тому їх визначають експериментально; ці

втрати становлять соті чи навіть десяті частки децибела.

Під час розрахунку фільтрів слід задавати значення всіх параметрів ЧХ (рис. 1.85).

У результаті визначають параметри, розміри та взаємне розміщення елементів, що

забезпечують потрібну фільтрувальну дію.

Найпоширеніший метод розрахунку смугових фільтрів НВЧ ґрунтується на

зіставленні ЧХ проектованого фільтра та якогось прототипу (наприклад, ФНЧ на LC-

елементах чи східчастого трансформатора), параметри якого для різних смуг

пропускання, а також значень Lп та Lз табульовано й наведено в довідниках, наприклад

[18]. Цей метод дає прийнятну точність для фільтрів зі смугами пропускання до 10 %. У

процесі проектування широкосмугових фільтрів і для підвищення точності

розрахунку застосовують електродинамічні методи, що враховують хвильову

природу явищ у фільтрі.

cos( arccos ) для 1,( )

ch( Arch ) для 1n

n x xT x

n x х

74

Рвх Рвх

Рвх

Рвх

Рвх Рвих

Рвих

Рвих

Рвих Рвих /4

/2

/4

/4

/4

/4

/2

/4

МСЛ

ЩЛ

а б

в

г

д

е

є

Фільтри ІС і модулів. Фільтри на елементах із зосередженими параметрами застосовують тільки в низькочастотній частині діапазону НВЧ (до 1…2 ГГц) через низьку добротність їх ланок на вищих частотах. В об’ємних конструкціях модулів НВЧ на частотах 100…500 МГц можна використовувати фільтри на коаксіальних резонаторах із зазором і на спіральних резонаторах, у яких на цих частотах менші втрати порівняно з фільтрами на елементах із зосередженими параметрами.

В інтегральних схемах використовують мікросмужкові фільтри. Їх елементами є

короткозамкнені з одного боку відрізки МСЛ, що для довжини l Х / мають

індуктивний вхідний опір, а для l Х / ємнісний. У разі l = (2n1) Х / ці відрізки

еквівалентні паралельним контурам.

Широко використовують як елементи фільтрів і розімкнені півхвильові відрізки зв’язаних ліній. Розглянемо топологію деяких типів мікросмужкових фільтрів (рис.

1.86):

а – ФНЧ, утворений

послідовністю відрізків

МСЛ із високим і

низьким хвильовим

опором; фільтри цього

типу прості у

виготовленні, але мають

велику довжину; б – РФ

зі зменшеними

втратами на

випромінювання з

розімкнених кінців чвертьхвильових

шлейфів; в – широко

використовувані

фільтри на

чвертьхвильових

зустрічних стрижнях, закорочених на одному кінці; важлива перевага цих фільтрів –

можливість одержувати як вузькі, так і широкі смуги пропускання (від 1 до 60 %), велике

ослаблення в смузі затримування, віддалення найближчої паразитної смуги

пропускання на 30, великі зазори між резонаторами, зручні для реалізації; їхній

недолік – потреба в КЗ стрижнів на корпус; г – фільтр з розімкненими паралельно

зв’язаними півхвильовими резонаторами, що має смуги пропускання 5…20 % (найближча

паразитна смуга пропускання віддалена від центральної частоти на 20; такі фільтри

технологічні у виконанні, але потрібна велика площа підкладки); д – фільтр на

півхвильових підковоподібних (шпилькових) резонаторах; у нього немає недоліку

попередньої конструкції; е – СПФ на копланарній лінії з паралельними шлейфами; є –

СПФ на комбінації щілинної та мікросмужкової ліній .

Для порівняння якості СПФ і оцінки оптимальності їх конструкції введено зручний

комплексний критерій – габаритний індекс втрат (дБ/см3), що враховує й габарити, і

втрати [6]:

0 пф

0

,L fV

Gn n f

де V/n – середній об’єм одного резонатора (ланки) фільтра з урахуванням усіх додаткових

елементів (рознімань, екранів, магнітів і т. ін.); L0/n – середні втрати, що приходяться на

Рис. 1.86

75

один резонатор на центральній частоті смуги пропускання фільтра; fп/f0 – відносна смуга

пропускання фільтра, %. Добуток (L0/n)(fп/f0) – постійна величина для фільтрів цього

типу, тому кращому фільтру відповідає менше значення Gф. Для фільтрів різного типу

10-сантиметрового діапазону у літературі наведено такі значення індексу Gф, що дає

змогу порівнювати ці фільтри: для хвилевідного з півхвильовими резонаторами, що має

найменші втрати, але великі габаритні розміри 14,6; на позамежних хвилеводах – 3…6;

боночного на зв’язаних СЛ – 2,2…2,6; зустрічно-стрижневого на СЛ – 2,2…3,3;

гребінчастого на СЛ – 3,0…3,5; на зв’язаних СЛ – 7,5…8,1; на зв’язаних МСЛ –

3,0…3,6. Як показали дослідження, величина Gф лінійно зростає зі збільшенням Х ,

тому, узявши відношення Gф/ Х , одержимо значення показника якості, єдине для

фільтра даного типу для всіх довжин хвиль.

1.3.10.5. Фільтри на діелектричних резонаторах (ФДР)

Зазначені фільтри реалізовано у хвилевідному, коаксіальному та мікросмужковому

виконанні. Вони бувають одно- чи багатоланковими, працюють на частотах від

сотень мегагерц до ста гігагерц, мають смугу пропускання від десятих часток до

десятків відсотків, пропускають з малими втратами НВЧ потужність до декількох

десятків ват. У сантиметровому діапазоні хвиль вони мають найменший габаритний

індекс втрат порівняно з усіма іншими типами фільтрів.

Принцип дії СПФ оснований на використанні частотно-вибіркового зв’язку через

один чи декілька діелектричних резонаторів ЛП, не зв’язаних між собою іншими

способами. Діелектричні резонатори (крайні в багатоланкових фільтрах)

збуджуються полем хвилеводу чи струмовим збудником (штирем, петлею), що є

продовженням провідника коаксіальної чи мікросмужкової лінії. Форма частотної

характеристики СПФ визначається настроюванням ДР, ступенем зв’язку ДР між

собою та крайніх ДР із ЛП. Резонанси на частотах в = (1,3...1,5)0 найближчих

вищих типів коливань ДР зменшують крутість ЧХ та зумовлюють виникнення

паразитних смуг пропускання.

За характером електромагнітних процесів у ланках ФДР їх можна поділити на два

основні типи.

Перший тип – це смугово-пропускні фільтри із «хвилевідно-діелектричним

резонатором», сконструйовані з відрізків позамежних хвилеводів з діелектричними ( =

10...15) вкладками, що не є резонаторами. Ці фільтри мають трохи менші габаритні розміри

та втрати, ніж звичайні фільтри на позамежних хвилеводах. Методи розрахунку й

особливості конструкцій таких ФДР досить добре розроблено. Для мікроелектронних

пристроїв ці фільтри практично непридатні.

Другий тип – це смугово-пропускні й режекторні ФДР, ланками яких є відрізки ЛП із

включеними між ними ДР «класичної» форми (диск, паралелепіпед і т. ін.) з = 40...80.

Такі фільтри найбільш придатні для мікроелектронних ПНВЧ. Їх можна реалізувати не

тільки в мікросмужковому виконанні, але й у

хвилевідному та коаксіальному.

Для прикладу на рис.1.87 показано конструкцію

СПФ із ДР у формі паралелепіпедів 1, що приклеєні

(пригвинчені діелектричним гвинтом) до підкладки

2. Резонатори збуджуються штирями 3. Конструкцію

поміщено в корпус 4. який утворює позамежний

хвилевід. Фільтр настроюють підточуванням ДР,

невеликим зсувом їх щодо розрахункових положень,

наближенням до них неоднорідностей.

Найменший габаритний індекс Рис. 1.87

76

втрат мають ФДР другого типу з поміщеними в співвісний круглий екран дисковими ДР, у

яких збуджуються коливання типу Н011. Довжина ДР дорівнює L = 0,50/, а відстань між

ними l = 0,250/. У таких СПФ втрати становлять декілька десятих децибела в центрі

смуги пропускання на СМХ; вони можуть мати як вузькі (менше 1 %), так і широкі (до 10

%) смуги пропускання. Смугу пропускання зручно регулювати зміною ступеня зв’язку

між ланками, оскільки ДР поміщено у втулки з

нарізним з’єднанням.

Типову конструкцію таких

багаторезонаторних СПФ зі співвісним

розміщенням ДР показано на рис. 1.88, де 1 –

вхідне та вихідне коаксіальні рознімання; 2 – ДР;

3 – діелектричні втулки, що утримують ДР у

корпусі (екрані); 4 – діелектричні підкладки; 5 –

смужкові виводи енергії, концентричні циліндричній поверхні екрана (півпетлі); 6 –

металевий екран. Екран складено зі згвинчених між собою циліндричних секцій за

кількістю ланок фільтра.

У процесі настроювання фільтра секції можна зміщувати в невеликих межах одну

відносно інших, таким способом регулюючи зв’язок між ланками.

Характерною рисою широкосмугових ФДР є менша крутість високочастотної гілки ЧХ

ослаблення внаслідок зменшення ефекту позамежності на верхніх частотах.

Розглянемо способи поліпшення деяких характеристик ФДР. Втрати в смузі

пропускання СПФ можна зменшити, застосовуючи ДР із матеріалів із рисим tg та

віддаляючи ДР від стінки екранів, виготовлених із добре оброблених металів із високою

провідністю.

Кількість паразитних смуг пропускання зменшують такими способами: уведенням

неоднорідностей у ДР для зсуву власних частот вищих видів коливань у більш

високочастотну область; використанням різнорідних ДР з однаковими власними частотами

основного типу коливань і різними вищих; застосуванням стрижневих ДР і коаксіальних

із зазором.

Частотну вибірковість (крутість схилів ЧХ) фільтрів на ДР поряд зі збільшенням

кількості однотипних ланок можна підвищити, застосовуючи двомодові ДР; підключаючи

додаткові ДР, що дають сплеск ослаблення (режекцію) на заданих частотах схилу ЧХ;

використовуючи зв’язки цього резонатора не тільки із сусідніми, але й з іншими (ЧХ

еліптичного типу); установлюючи у хвилевід ДР, зв’язані через один із поперечною та

поздовжньою складовими поля хвилеводу.

1.3.10.6. Фільтри на феритових резонаторах

Феритовий фільтр (ФФ) складається з вхідної та вихідної ЛП, зв’язаних між собою

за допомогою ФР. Принцип дії смугово-пропускного ФФ полягає в різкому збіль-шенні

зв’язку цих ліній унаслідок прецесії вектора магнітного моменту ФР під час

феромагнітного резонансу та передачі внаслідок цього електромагнітних коливань із

вхідної ЛП у вихідну.

Як приклад на рис. 1.89. а

показано ФФ на одному

резонаторі, вхідна 1 і вихідна

4 лінії якого зв’язані з ФР 2 за

допомогою петель 3, що

лежать у взаємно

перпендикулярних площинах.

Якщо ФР не намагнічений,

то енергія НВЧ поля не

передається з вхідної лінії у

А

А

1 2 3 1 4

6

2R

2R

Lд Рис. 1.88

9

10

8

6 5 4

7 3

2 1

1

2 11

1

Н0

2

4

а б

Рис. 1.89

77

вихідну внаслідок ортогональності петель. Коли поле НВЧ надходить до вхідної петлі та є

постійне намагнічування Н0, спіновий момент намагніченого монокристалу прецесує

навколо вектора постійного поля з кутовою частотою, що залежить, відповідно до виразу

(1.63), від значення Н0, відхиляючись від площини другої петлі та, отже, індукуючи в ній

НВЧ поле.

У режимі феромагнітного резонансу на вихід ФФ передається максимальна частина

вхідної потужності.

Розглянемо конструкцію дворезонаторного фільтра (рис. 1.89. б). Основою його

високочастотної частини є діелектричний корпус 10, у якому закріплено вхідну 12 і

вихідну коаксіальні ЛП 8 малого перерізу (1,7 0,5 мм) з мініатюрними НВЧ

розніманнями 1 і тримачі 5 із закріпленими (приклеєними) на них ФР сферичної форми

4. Коаксіальні рознімання з’єднано з коаксіальними 50-омними ЛП за допомогою

узгоджувальних переходів 7. Кожна лінія закінчується петлею зв’язку з тонкого дроту

(петлі 6 та 11). Петлі 3 та 9 зв’язують резонатори 4 між собою. Резонатори й петлі зв’язку

розміщено в циліндричних або прямокутних металізованих порожнинах 2 пластмасового

корпусу, влас-ні резонансні частоти яких значно вищі верхньої робочої частоти фільтра,

щоб запобігти резонансу в цих порожнинах на робочій частоті ФР. Крім того, оскільки

немає масивних металевих стінок, які б екранували зовнішнє змінне магнітне поле, то

можна з високою швидкістю перестроювати фільтр за частотою.

Крім петель елементами зв’язку можуть бути півпетлі, отвори в діафрагмах і т. п. При

цьому ФР розміщують так, щоб забезпечити потріб-ний зв’язок як із вхідною, так і з

вихідною ЛП. Найсильнішого зв’язку ФР із цими лініями досягають, установлюючи його

в області максимуму магнітного поля НВЧ.

Наведемо основні характеристики ФФ. Діапазон перестроювання ФФ може досягати

декількох октав. Його верхня межа визначається максимальним значенням Н0, тобто

конструкцією магнітної системи, нижня межа значенням Н0, за якого зникає

намагніченість насичення, що залежить від складу й форми ФР. Крутість перестроювання

ФФ становить одиниці-десятки мегагерц на міліампер. Нині є реальна можливість

створити перестроювані ФФ на монокристалах ЗІГ на частоти від 0,1 до 90 ГГц.

Смуга пропускання ФФ залежить від кількості ФР, їх власної добротності, орієнтації

монокристалу щодо зовнішнього магнітного поля, ступеня зв’язку з ЛП, робочої частоти;

її ширина становить десятки мегагерц. Зі збільшенням кількості ФР смуга пропускання

розширюється. Мінімальні внесені втрати в смузі пропускання визначаються

переважно ступенем зв’язку ФР із ЛП; вони становлять відповідно 0,5 і (6...8) дБ для

одно- та багаторезонаторних фільтрів. Час перестроювання ФФ зазвичай становить

одиниці-десятки мілісекунд і залежить від значення індуктивності котушки намагнічування.

Феритові фільтри залишаються лінійними пристроями лише до потужностей (0,01...0,10)

Вт.

Частотна вибірковість смугових ФФ із петлями зв’язку характеризується значенням

унесеного ослаблення L у разі розладу на ширину смуги пропускання. Значення L

приблизно дорівнює 6N дБ, де N кількість резонаторів. У разі зняття намагнічування Н0

фільтр уносить велике ослаблення: від 30 дБ для однорезонаторних до (80...90) дБ для

чотирирезонаторних ФФ.

Феритові фільтри використовують, зокрема, у панорамних приймачах і преселекторах.

Проектування й застосування ФФ ускладнюють такі чинники: гістерезис характеристики

(1.63) 0 = (H0); низька температурна стабільність, унаслідок чого потрібне використання

термостатів, термокомпенсацій тощо; інерційність перестроювання ФР; потреба в

застосуванні стабілізованих джерел живлення; наявність паразитних резонансних частот;

зсув резонансної частоти до декількох сотень мегагерц зі зміною орієнтації ЗІГ; розкид

параметрів через неточність виконання петель, порушення їх ортогональності та зсув щодо

78

центра резонатора; чутливість до неузгодженості навантажень. Водночас унікальність

характеристик ФФ у багатьох випадках спонукає переборювати зазначені труднощі.

1.3.10.7. Широкосмугове узгодження комплексних навантажень за допомогою

фільтрів

Нехай навантаження (рис. 1.90) має ємнісний характер: Z = R + 1/(jC). Підключивши

до нього індуктивність 2

п 01/ω ,L C де 0 – середня частота смуги узгодження, доходимо

висновку, що ємність навантаження C з індуктивністю Lп утворюють паралельний контур,

який можна розглядати як останню ланку узгоджувального СПФ.

Визначивши добротність Qп цієї ланки за потрібною смугою

узгодження, що збігається зі смугою пропускання фільтра, далі

обчислюють кількість ланок n, що підключаються додатково, з

виразу [26]

2

п

п

πsin ,

2

nh

vQ n

де vп – відносна ширина смуги узгодження для нерівномірності h2.

1.3.10.8 Фільтри оптичного діапазону на дифракційних решітках

Частотно-виборчі властивості у оптичному діапазони, наприклад, в мікрооптичних

конструкціях смугових роздільних фільтрів оптичніх сигналів, забезпечують [38]

дифракційні решітки. У простому випадку дифракційна решітка являє собою прямокутну

пластину, вироблену із матеріалу, що непроникний для світла, в якій прорізані періодичні

щілини, що повторюються. Аналіз дії такої решітки, виконаний в [39], показує, що

решітка є спектральным приладом: пучок білого світу, що падає на решітку, за нею

розтягується в спектр.

Розглянемо принцип дії такої інтегрально-оптичні конструкції, вбудованої

безпосередньо у світловод.

Нехай на поверхні скляної пластини (підкладки), що має коефіцієнт заломлення n3,

сформований шар, що має коефіцієнт заломлення n1 та товщину h. Навколишній простір

має коефіцієнт заломлення п2 (рис.1.91.а). Якщо n1>n3>n2, то утворюється планарный

світловод, по якому можуть передаватися оптичні сигнали. Дифракційну решітку у такому

світловоді можна сформувати різними способами. Можна, як показано на рис.1.91.а, на

довжині ℓ сформувати ряд плоскопаралельних шарів, що мають коефіцієнт заломлення n1

+ Δn. Сформовані шари знаходяться один від одного на відстані χ і складають кут з

подовжньою віссю світловода (вісь z). Можна, як показано на рис.1.91.б, на довжині ℓ

Lп C R

Рис. 1.90

Рис. 1.91

а) б) в)

г) д) е)

79

періодично (з періодом χ) плавно змінювати товщину світловодного шару від мінімальної

h-Δh до максимальної h + Δh або , як на рис.1.91.в, нанести на поверхню світловодного

шару додаткового шару з коефіцієнтом заломлення n4 (n2<n4<n1) і в ньому на довжині ℓ

сформувати ряд плоскопаралельных шарів, що мають коефіцієнт заломлення n4+ Δn;

сформовані шари знаходяться один від одного на відстані χ і складають кут з

подовжньою віссю світловода (вісь z). У будь-якому випадку у світловоді утворюється ряд

періодично розташованих неоднорідностей , що утворюють дифракційну решітку. Як

правило , використовують відносно малі зміни параметрів решіток: Δn<<n1(рис.1.91.а),

або Δh<<h (рис.1.91.б) , або Δn<<n4 (рис.1.91.в). Нехай електромагнітна хвиля, що

поширюється по світловоду у напрямі осі z з коефіциентом фази β1, поступає на вхід

решітки. Така хвиля на кожному елементі решітки збуджуватиме безліч хвиль світловода

що направляються , окрім того, частина енергії хвилі, що падає, може випромінюватися в

навколишній простір (для зменшення випромінювання і використовують малі зміни

параметрів решітки). Ті збуджені хвилі, що направляються, які можуть поширюватися в

цьому світловоді, від кожної неоднорідності поширюватимуться як у напрямі вісі z (на

вихід решітки), так і у протилежному напрямі (на вхід решітки). Тому поле будь-якої

хвилі, яка може розповсюджуватися по світловоду і має коефіцієнт фази β2 , на вході та

виході решітки складатиметься із суми відповідних хвиль, що створюються кожним

елементом решітки. При цьому якщо фази окремих хвиль на вході (чи на виході) решітки

відрізняються на ціле число 2π (синфазні хвилі), то амплітуда результуючої збудженої

хвилі на вході (чи на виході) буде найбільшою; якщо ж фази окремих хвиль відрізняються

на непарне число π (хвилі протифазні), амплітуда результуючого поля буде близька до

нуля. Таким чином, хвиля, що поступає на вхід решітки, за певних умов буде ефективно

перетворюватися в хвилю іншого типу, яка може поширюватися або в тому ж напрямі, що

і хвиля, яка поступає на вхід, або в зворотному. Умова такого резонансного перетворення

падаючої хвилі з коефіцієнтом фази β1 в хвилю іншого типу з коефіцієнтом фази β2 можна

записати у вигляді [40].

β1+ (2 πmsin )/ χ = ± β2 , 1.66)

де m=±1; ±2; …, верхній (нижній) знак відповідає розповсюдженню збудженої хвилі в

тому ж (у зворотному) напрямі, що і хвилі,яка падає.

При нескінченній довжині решітки в ній відбуватиметься періодичний обмін

енергіями між хвилями з коефіцієнтами фази β1 і β2 . Це пов'язано з тим, що збуджена в

решітці хвиля з коефіцієнтом фази β2 , поширюючись по області решітки, на кожному її

елементі також збуджує богато типів хвиль, і найефективніше її потужність

перетворюється в потужність хвилі з коефіцієнтом фази β1 що задовольняє умові (1.66).

При відносно малій зміні параметрів світловода в решітці відбувається резонансне

перетворення лише двох типів хвиль, що відповідають m=±1 в (1.66), а перетворенням їх у

хвилі інших типів, у тому числі і випромінюванням на неоднорідностях, можна нехтувати

[40].

У решітці кінцевої довжини ℓ потужність,що переноситься збудженою хвилею на

виході решітки , залежить не лише від потужності хвилі, що падає, й параметрів решітки,

але і від довжини решітки. Тому якщо на вхід решітки поступає хвиля, що падає, з

коефіцієнтом фази β1, яка переносить потужність Р1, то на виході решітки з'явиться хвиля

з коефіцієнтом фази β2, яка переносить потужність Р3, і хвиля з коефіцієнтом фази β1, яка

переносить потужність Р2. Зв'язок між величинами Р1, Р2 і Р3 встановлюеться формулами

[41]

)(sin)]/([)(cos/ 222222222

12 KKKPP

),(sin)]/([/ 222222

13 KKKPP (1.67)

де 2/)( 21 , коефіцієнт зв'язку хвиль ,21 KKK ( 21iKK погони

коефіцієнти зв’язку між хвилями у світловодах) може бути розрахований по формулах,

приведених в [40].

80

Величина Δβ для даного випадку розраховується по формулі

Δβ =(β1- β2)/2 + (π sin υ)/ χ.

При виконанні умови (1.66) Δβ = 0. Залежність відношень Р2/Р1 і Р3/Р1 від добутку

Кℓ при різних Δβ показана на рис. 1.92. Як видно, хвиля, що падає, повністю

перетвориться в збуджувану при мінімальній довжині решітки ℓ =π/(2К) і виконанні умови

(1.66), тобто при Δβ = 0.

Відмітимо, що для дифракційної решітки, утвореної зміною

товщини світловодного шару (рис.1.91.б) за синусоїдальним

законом h1=h+ Δh sin(2 πz/ χ), умовою резонансного

перетворення двох хвиль є рівність (1.66) при υ= π/2.

Якщо збуджувана решіткою хвиля, що переносить потужність

Р3, рухається у зворотний бік по відношенню до тієї, що падає

(знак мінус в (1.66)), то при Δβ = 0 зв'язок потужностей

розраховується за наступними формулами [64]:

Р2/Р1=1/ch2(K ℓ ), Р3/Р1=th

2(K ℓ ) (1.68)

Як випливає з (1.68), величина Р3/Р1, що враховує перетворення

потужності хвилі, що падає, в потужність хвилі, відбитої від решітки, збільшується при

збільшенні довжини решітки ℓ. Ця величина наближається до одиниці (хвиля, що падає,

повністю переходить в хвилю, відбиту від решітки, при цьому потужність хвилі,що

проходить через решітку, Р2 прямує до нуля) тим швидше, чим точніше виконується

умова(1.66).

Нехай плоскопаралельні шари, що мають коефіцієнт заломлення n1 + Δn. (див.

рис.1.91.а), розташовані перпендикулярно напрямку поширення хвилі, що падає, тобто υ=

π /2. В цьому випадку, щоб хвиля, яка падає, ефективно відбивалася від решітки (збуджена

в решітці хвиля того ж типу, що і падюча, тобто β2 = β1), необхідно виконати умову (1.66),

яка при m= -1 приймає вигляд

2π/ χ = 2 β1 або χ = Λ/2 (1.66.а)

де Λ-довжина хвилі, що падає, в світловоді. Необхідну величину коефіцієнта

відбивання забезпечують відповідною довжиною решітки ℓ, визначеною з (1.68). На цій

основі будують напівпрозорі або повністю відбиваючі діелектричні дзеркала (рис.1.91.г),

що складаються із шарів діелектрика,що чергуються, завтовшки Λ /2 з різними

діелектричними проникностями. Коефіцієнти відбивання (Р2/Р1) і пропускання (Р3/Р1)

залежать від довжини решікиі ℓ (від кількості шарів діелектрика в ній) і можуть бути

розраховані по (1.68). Такі, багатошарові дзеркала, розміщені під деяким кутом до

напряму поширення хвилі, що падає, можуть служити смуговими відбиваючими

фільтрами. Наприклад, якщо в схемі (рис.1.91.д) товщина дзеркала вибрана достатньою,

щоб практично повністю відбити потужність хвилі, що падає, на частоті f 1 (це

відбувається при виконанні умови (1.66) на частоті f 1 то при зміні частоти величина

відбивання хвилі, що падає, від решітки зменшуватиметься (порушується умова (1.66) на

частоті f 2). Тому потужність з плеча 1 на частоті f 1 відбиватиметься від дзеркала і

повністю проходитиме в плече 3, а на частоті f 2, досить віддаленою від f 1 , потужність з

плеча 1 повністю проходитиме в плече 2. Використовуючи каскадне з'єднання схем

(рис.1.91.д ), нескладно побудувати схему розділово-смугового фільтру, що виділяє

оптичні сигнали різних частот. Для цього дифракційні решітки в кожному розгалуженні

світловодів мають бути розраховані на відбивання сигналів потрібних частот.

На рис.1.91.е показана інтегрально-оптична конструкція смугового фільтру, що

складається з відрізка смужкового світловода завдовжки ℓ, на кінцях якого сформовані

багатошарові діелектричні дзеркала. Такий фільтр забезпечує максимальне пропускання

сигналу з входу на вихід на частотах, що відповідають умові Λ= ℓ/(2m) , де m=1,2….

Рис. 1.92

81

1.3.10.9. Основи розрахунку фільтрів НВЧ

Задача розрахунку фільтрів і етапи її розв’язання. До вихідних даних для

розрахунку фільтрів належать вимоги до ЧХ ослаблення, рідше – до ФЧХ; втрати у смузі

пропускання L0; конструктивні параметри та ін. Результатом розрахунку є параметри

реактивних елементів, що реалізують задану ЧХ, їх розміри й вигляд конструкції фільтра в

цілому.

Задача розрахунку (синтезу) фільтрів складається з етапів апроксимації, реалізації й

оптимізації:

спочатку задану ЧХ апроксимують фізично реалізованою функцією; методи

апроксимації вивчають у теорії електричних кіл;

на етапі реалізації (розрахунку) відшукують таку схему та параметри її елементів, ЧХ

ослаблення якої збігається з апроксимаційною функцією;

етап оптимізації полягає в підборі таких номіналів елементів, щоб якнайкраще

задовольнити критерії оптимальності щодо чутливості до допусків, маси, габаритних

показників, вартості тощо.

Вихідні співвідношення для розрахунку СПФ. Задані значення ослаблення в смузі

пропускання Lп = (Pвх/Pвих)сп й затримування Lз = (Pвх/Pвих)сз можна реалізувати для різної

форми ЧХ робочого ослаблення.

Максимально плоску частотну характеристику СПФ можна описати поліномом:

22

п1 ,n

L h v v

де v частотна змінна (відносна розстройка)

2 200 0

0 0 0

2;

f ff f ffv

f f f f f

vп частотна змінна на межі смуги пропускання, що збігається за значенням з відносною

смугою пропускання; n – кількість резонаторів.

Показник ступеня беруть 2n, оскільки характеристика L() це залежність ослаблення

потужності від частоти. Величина h2 визначає нерівномірність ослаблення в смузі

пропускання. Зокрема, для v = vп маємо Lп = 1 + h2. Якщо взяти h

2 = 1, то Lп = 3 дБ.

Значення n обчислюють для заданих значень vп, Lп та vз, Lз:

з

п

з

п

1lg

1.

2 lg

L

Ln

v

v

У разі чебишовської характеристики поліноміального СПФ функція робочого

ослаблення має вигляд

2 2

п1 ,nL h T v v

де Тn(х) поліном Чебишова першого роду n-го

порядку:

xnxTn arccoscos = xArchch .

Ця форма зручна для Ця форма зручна

x 1, тобто для для x 1, тобто для області

82

1 2 3 n

g0 Q

1

Q

2

Q

3

Q

n

1

/4 /4

n +1

n – парне n – непарне

0 = 1 2 n

1 3 n -1 n +1 n

0

2

0вх

1

1,

kk g

gY

YY

вх 1

2

3

12 .

12

12 ...

2 1n

Y jQ v

jQ v

jQ vjQ v

вх 1

2

3

n+1

1α .

1α

1α ...

1α

αn

Y j

j

j

j

смуги пропускання поза смугою пропускання

Кількість ланок (резонаторів) фільтра, виходячи із заданих вимог до ЧХ, визначається

співвідношенням

Розрахунок НВЧ смугових фільтрів із Х /4-зв’язками з використанням ФНЧ-

прототипа. Одну з можливих конструкцій n-резонаторного фільтра із чвертьхвильовими

зв’язками подано на рис. 1.73, схему його заміщення – на рис. 1.91.

Уважають, що характеристика кожного k-

го резонатора, настроєного на центральну

частоту фільтра, подібна характеристиці

паралельного контуру з відносною

провідністю Yk = j2Qk, де Qk = 0Ck/(2Y0)

навантажена добротність для навантаження

Gk = 2Y0 (до кожного контуру підключено

лінії ліворуч і праворуч із хвильовою

провідністю Y0 кожна).

Використовуючи трансформувальні властивості чвертьхвильового відрізка лінії, запишемо вираз для вхідної провідності всього фільтра

звідки

(1.69)

Отже, Yвх та частотна залежність ослаблення фільтра від розстройки v визначаються значеннями добротностей кожного з n контурів.

Для обчислення значень Qk, що дають змогу реалізувати заданий вид ЧХ, зіставимо отриманий вираз із виразом для вхідної провідності ФНЧ-прототипу, схему якого показано на рис.1.92.

Вхідну провідність ФНЧ-

прототипу

можна подати виразом

Тут = f /fн нормована частота; kj нормована провідність непарних і нормований

опір парних елементів ФНЧ-прототипу.

з

п

з

п

1Arch

1.

Arch

L

Ln

v

v

Рис. 1.91

Рис. 1.92

(1.70)

83

0

п п п

α α.

2 2

k k f

f

Порівнюючи вирази (1.69) та (1.70), можна твердити, що вхідні провідності ФНЧ та СПФ однакові, якщо 2Qkv = k; k = 1, …, n; n+1 = 1. У цьому випадку однакові коефіцієнти відбиття й частотні характеристики ослаблення фільтрів.

Цей факт дає можливість використовувати для визначення добротностей ланок

смугового фільтра НВЧ значення табульованих нормованих параметрів k ФНЧ-

прототипу, які наведено в довідниках. Наприклад, у [25] наведено програми розрахунку

фільтрів із МПЧХ, ЧЧХ (ідеальних та з втратами), а також Кауера – Золотарьова

(ідеальних) за допомогою популярної математичної системи MAPLE V для

персональних комп’ютерів.

Зазвичай параметри ФНЧ-прототипу нормують так, що на межі смуги пропускання 0

(беруть 0 = 1) значення провідностей і опорів дорівнюють k. Для заданої смуги

пропускання СПФ значення Qk вибирають так, щоб 2Qkvп = k, звідки Qk = k/(2vп). При

цьому ЧХ ослаблення смугових фільтрів НВЧ у функції розстройки v збігається з

частотною характеристикою ФНЧ-прототипу у функції в межах 1...0 (із точністю до

дзеркального відображення на від’ємну піввісь).

Зв’язок між частотними змінними, для яких характеристики мають

однакові значення, визначають рівності

Рівність n+1 = 1 виконується для будь-якого n у разі фільтрів із МПЧХ і тільки для

непарних n у разі фільтрів із ЧЧХ (для парного n ця рівність неправдива, бо щоб

реалізувати такі фільтри, хвильові опори сполучних відрізків і лінії навантаження мають

бути різними).

Основна перевага фільтрів із Х /4-зв’язками – можливість настроювати кожний

резонатор окремо на центральну частоту 0; після складання фільтра настройка на 0

зберігається.

Особливість розрахунку фільтрів із безпосередніми зв’язками. До СПФ із

безпосередніми зв’язками належать хвилевідні фільтри з плоскими неоднорідностями

(див рис. 1.72), фільтри на смужкових і коаксіальних резонаторах із розподіленим і

зосередженим зв’язком і т. ін. Вузькосмугові (vп 10 %) фільтри синтезують на основі

ФНЧ-прототипів на LC-елементах – за їх нормованими параметрами k визначають КСХ

неоднорідностей, потім за КСХ обчислюють потрібні значення реактивностей

неоднорідностей, а далі виконують конструктивний розрахунок. Широкосмугові фільтри

(vп > 10%) синтезують на основі табульованих параметрів східчастих трансформаторів-

прототипів за довідниками, наприклад [10].

Основна перевага фільтрів із безпосередніми зв’язками – малі габарити (відносно

фільтрів із Х /4-зв’язками для того самого п). Істотний недолік – труднощі настроювання

фільтрів через вплив реактивності однієї неоднорідності відразу на два сусідні резонатори.

Особливості розрахунку фільтрів на ДР. Мета розрахунку ФДР за заданою ЧХ

ослаблення визначити вид і конструктивні розміри всіх елементів і фільтра в цілому.

Фільтри на ДР (СПФ і СЗФ), виконані у вигляді каскадного з’єднання ДР,

розраховують зазвичай з використанням ФНЧ-прототипу. На першому етапі розрахунку

визначають кількість ланок n, власну добротність Q0 та коефіцієнти зв’язку Kk, k+1

проміжних резонаторів, зовнішню добротність Q1, n крайніх ДР.

На другому етапі вибирають матеріал і тип одномодових у робочій смузі частот ДР;

обчислюють їх конструктивні розміри та відстань між ними; вид і розміри елементів

зв’язку крайніх ДР із ЛП, габаритні розміри екрана (позамежного хвилеводу) та ФДР

у цілому з урахуванням НВЧ рознімань.

84

Пояснимо, як вибирають матеріал і тип одномодових ДР. За допустимим рівнем

дисипативних втрат L0 на центральній частоті смуги пропускання та визначеною на

першому етапі кількістю резонаторів зі співвідношення Q0 = 4,343n/(L0Vn) визначають

мінірисьно допустиме значення Q0. Зі співвідношення tg 1/((1,2...1,3)Q0) обчислюють

максирисьно допустиме значення tg (множник 1,2...1,3 дає змогу врахувати погіршення Q0

внаслідок впливу екрана й елементів кріплення ДР), за яким оцінюють придатність того чи

іншого матеріалу. Тип ДР вибирають з урахуванням потрібної віддаленості найближчого

вищого типу коливань, зручності компонування ДР та інших факторів.

Дотепер не створено загальної (для всіх типів ФДР) інженерної методики розрахунків

другого етапу. Тому, проектуючи ФДР, розв’язують відповідну електродинамічну задачу

або підбирають потрібні зв’язки між ДР експериментально.

Висновки

Електричні фільтри – це частотно-вибіркові чотириполюсники (багатополюсники), що пропускають спектральні складові коливань у заданій (заданих) смузі (смугах) пропускання та послаблюють (затримують) їх у заданих смугах загородження (затримування).

Елементи фільтрів НВЧ – резонатори, відрізки ЛП та неоднорідності в них; у довгохвильовій частині НВЧ діапазону можна застосовувати зосереджені індуктивності та ємності. Заданий вид ЧХ можна забезпечити підбором кількості й виду реактивних елементів або резонаторів і їх добротностей. Найбільш поширені методики розрахунку фільтрів ґрунтуються на використанні НЧ-прототипів.


1. Назвати функції фільтрів НВЧ, навести їх класифікацію. Пояснити типові характеристики та параметри фільтрів.

2. Пояснити, у чому еквівалентні схеми смугових фільтрів НВЧ із /4-зв’язками та LC-ФНЧ.

3. У чому полягає принцип розрахунку фільтрів із чвертьхвильовими та безпосередніми зв’язками?

4. Навести приклади конструкцій фільтрів із чвертьхвильовими та безпосередніми зв’язками. Які особливості цих фільтрів?

5. У чому полягають особливості властивостей і конструкцій фільтрів на діелектричних і феритових резонаторах

6. Назвати вимоги до параметрів частотно-розділових пристроїв. Навести приклади їх конструктивного виконання.

7. Пояснити принцип дії фільтрів, показаних на рис. 1.86.

8. Побудуйте графік амплітудно-частотної характеристики, визначте смугу

пропускання і добротність фільтру, у якого на частоті 10 ГГц КСХ рівний одиниці, при

збільшенні частоти з дискретністю 10 МГц КСХ відповідно був рівний 1,5; 2,6; 17,8; 65.

9. Визначите довжину камери хвилевідного смугового фільтру, утвореного двома

індуктивними діафрагмами товщиною 1 мм, з розміром вікна 38 мм, установленим в

хвилеводі з розмірами 9045 мм. Резонансна частота фільтру рівна 2380 МГц.

10. Хвилевідний смуговий фільтр складається з двох однакових індуктивних

діафрагм, встановлених в хвилеводі з розмірами 7234 мм. Резонансна частота фільтру

рівна 3 ГГц, смуга пропускання складає 19 МГц. Розрахуйте добротність фільтру,

довжину камери, провідність діафрагм і розмір їх вікон.

11. Визначите довжину камери хвилевідного смугового фільтру, утвореного

двома ємкісними діафрагмами з нормованою провідністю рівною 1,2 при частоті 10 ГГц.

Діафрагми встановлені в хвилеводі з розмірами 2310 мм.

85

1.4. Шестиполюсники НВЧ

Шестиполюсники НВЧ (рис.1.93)

являють собою з'єднання трьох хвилеводів і

тому називаються трійниками. Основне

призначення трійників – розподіл

(підсумовування) ЕМХ.

Найбільше поширення одержали трійники на прямокутних, коаксіальних і смугових

хвилеводах. Ці пристрої є самими численними елементами і дозволяють створювати

розгалужені хвилевідні тракти.

Основні властивості взаємного шестиполюсники без утрат, описуваного

симетричною унітарною матрицею розсіювання, полягає в наступному:

1) у загальному випадку він є неузгодженим, тобто

11S , 22S , 033 S ;

2) за допомогою зовнішніх пристроїв, що погодять, або зміною внутрішньої

структури шестиполюсника можна погодити тільки одне (будь-яке) плече, у той час як

інші два залишаться неузгодженими, тобто із трьох коефіцієнтів відображення 11S , 22S ,

33S і тільки один з них може стати рівним нулеві;

3) при подачі сигналу в погоджене плече коефіцієнт розподілу потужності між

іншими плічми забезпечується будь-який.

Крім розподілу і підсумовування потужності шестиполюсники застосовуються в

пристроях комутації ЕМХ, у поляризаційних фільтрах і в розглянутих раніше

погоджуючих пристроях (шлейфах) і частотних фільтрах.

1.4.1. Схеми заміщення трійникових з’єднань хвилеводів

1.4.1.1. Схема заміщення поперечної щілини в широкій стінці прямокутного

хвилеводу та трійника в площині Е (Е-трійника)

Поперечна щілина (рис. 1.94. а) перериває лінії поздовжнього струму, і між її краями

виникає різниця потенціалів. Можна

вважати, що поздовжнє електричне поле

0E уздовж щілини розподілене за

синусоїдним законом.

Замінивши хвилеводи І і ІІ

еквівалентними довгими лініями, за

допомогою результатів п. 1.4.2 [] одержимо

схему заміщення хвилеводу, збуджуваного поперечною щілиною, і всього трійникового

з’єднання (рис. 1.94.б, де переріз 1 – 1 відповідає площині щілини зв’язку). Якщо розміри

щілини дорівнюють поперечному перерізу хвилеводу (d = b, а' = а), схема спрощується

(рис .1.94.в), оскільки пІІ

= 1 та jBІІ = 0.

1.4.1.2. Схема заміщення поздовжньої щілини у вузькій стінці прямокутного

хвилеводу та трійника в площині Н (Н-трійника)

Схему заміщення такого пристрою

(рис.1.95. а). згідно з п. 1.4.2 [2] зображено

на рис. 1.95 б. У цю схему введено

відрізок лінії довжиною Х /4, тому що

замикання щілини в площині А в

реальному хвилеводі робить його

регулярним – у ньому немає ніякого збурення процесу поширення

основної хвилі. Такі умови для еквівалентної довгої лінії на схемі заміщення можна

створити, якщо площину А – А КЗ шлейфа на схемі заміщення віддалити від неї саме на

Х /4.

Рис. 1.93

Рис. 1.94

Рис. 1.95

86

*

ст

0 0

δ

.

v

е Vv

Е dVI

nI I

1.4.2. Струмове збудження хвилевідно-резонаторних пристроїв

1.4.2.1 Вхідний опір хвилеводів у разі струмового збудження

У техніці НВЧ для передачі потужності з коаксіальної лінії у хвилевід і назад

застосовують таки взаємні шестиполюсники як коаксіально-хвилевідні перехіди (КХП).

Вони мають задовольняти такі вимоги:

хороше узгодження з коаксіальним і хвилевідним трактами в робочій смузі частот;

передача заданої потужності без пробою та з малими втратами;

раціональне конструктивне виконання (для певного застосування) і низька вартість.

Особливі вимоги до КХП різного призначення визначають різноманітність їх видів.

Постають такі задачі теоретичного аналізу КХП:

складання схеми заміщення;

визначення амплітуд збуджуваних електричних і магнітних хвиль;

визначення вхідного опору хвилеводу.

Розглянемо зміст і послідовність розв’язання цих задач, уважаючи відомими (рис.

1.96.а):

закон розподілу густини

збуджувального (стороннього) струму СТδ в

об’ємі штиря й амплітуду струму І0 в його

основі;

власні векторні функції (ВВФ)

хвилеводу [2]0 0іE H та хвильовий опір ХZ

коаксіальної лінії.

Поставлену задачу розв’яжемо за

допомогою двох відомих виразів (отриманих

в курсах теорії електричних кіл і технічної електродинаміки з різних

передумов) для потужностей, що надходять із коаксіальної лінії у

хвилевід.

Потужність, що віддається з коаксіалу у хвилевід,

(1.71)

Тут U0 та I0 амплітуди напруги та струму в основі штиря; символ «*» позначає

комплексно-спряжену величину.

З іншого боку, Рвх можна розглядати як випромінювану в хвилевід потужність

стороннього струму, розподіленого по об’єму штиря: *

вх випр ст0,5 δ .V

P P EdV (1.72)

Підставимо у вираз (1.72) значення напруженості поля E у вигляді ряду за ВВФ

.v v

v

E U E Отримаємо співвідношення

вх ст0,5 δ 0,5 ,v v v vev viV

P U E dV U I

(1.73)

де стδ .vе vV

I E dV Прирівнявши праві частини виразів (1.71) і (1.73), після перетворень

(з урахуванням того, що Uv = Zv Iv), одержимо

,n5,0 2 ZZВХ (1.74)

де

Схему заміщення КХП, побудовану відповідно до виразу (1.74), подано на рис. 1.96.б.

Амплітуду кожної v-ї хвилі Iv обчислюють за заданою густиною стороннього струму:

2* *

вх 0 0 вх 0 0 вх 00,5 0,5 0,5 .P U I Z I I Z I

h

ст

I0

Zвх

Рис. 1.96

87

Рис. 4.55

*

ст0,5 0,5 δ .i i е

V

I I E dV

Схему заміщення переходу в разі поширення однієї основної хвилі показано на рис.

1.96.в. Як і в раніше розглянутому випадку, штрих у позначеннях на рисунку означає,

що складаються перераховані в первинну обмотку реактивні характеристичні опори

всіх місцевих полів. Характеристичний опір Z1 поширюваної хвилі не входить у суму, і

цій хвилі на схемі відповідає окрема лінія з фазовою постійною 1 і характеристичним

опором Z1.

1.4.2.2. Схема заміщення й узгодження КХП

Для узгодження КХП, загальний вигляд і схему заміщення якого показано на рис. 1.97,

один кінець хвилеводу на певній відстані l від штиря закорочують, а сам штир розміщують

на якійсь відстані х0 від вузької стінки (у загальному випадку координата х0 а/2).

Провідність і опір еквівалентної лінії в

перерізі 1 – 1 дорівнюють

Перерахуємо цей опір у первинну

обмотку трансформатора (точки 2 – 2): 2 θ 2 2 2

1 1 1 1 1 1sin(θ) sin θ 0,5 sin(2θ)= .jZ jn Z e n Z jn Z R jX

Для узгодження вхідного опору Z збудника (рис.1.97.б) із хвильовим опором ХZ (

на рис. 1.97) коаксіального кабелю потрібне виконання двох умов:

X + X' = 0 та R = ХZ , які реалізуються підбором значень l ( = 2l Х ) та х0 (від значення

х0 залежить коефіцієнт трансформації n1):

0

1 0 ст 10 ст 01 δ 2 ( ) sin δ .h

V l

xn I Е dV ab I dl

a

1.4.3. Хвилевідні дільники і підсумовувачі потужності

Найбільш розповсюджені конструкції дільників і підсумовувачів потужності у

хвилеводному виконанні приведені на рис.1.98-1.101.

Вони можуть поділяти енергії нарівно (рис.1.99.а, 1.100, 1.101) або в заданому

співвідношенні (рис.1.98, 1.99.б). У дільника, зображеного на рис.1.98, паралельно

широкій стінці прямокутного хвилеводу

расположена металлическая пластина.

Коефіцієнти ділення im залежать від її

розташування відносно розміру вузької стінки b: ,111

b

b

P

Pm ,22

2b

b

P

Pm

m1 + m2 = 1. Модифікація такого ж дільника з діленням порівну і зменшенням размеру b

наведена на рис. 1.100.а (Y- видний), причому на рис. 1.100.б.,в. у оптичному діапозони.

Рис.1.98

Рис.1.99

Рис.1.100

,sinsin

sincos111

1111

11θθ

θθ

tgθ

θ

jZ

e

j

j

ZZjZY

j

.sin1 11111 θθZjeYZ j

Рис.1.97

а) б)

в)

88

Цей самий принцип ділення зображено на рис. 1.99, причому на рис. 1.99.б показана

принципова можливість ділення на необхідну кількість каналів.

Широкого поширення як дільники потужності набули так звані Т-видні хвилевідні

розгалуження – трійники. Вони являють собою з'єднання двох хвилеводів (основного і

допоміжного), подовжні осі яких розташовані під прямим кутом (рис.!.94, !.95,1.101).

Кількісний аналіз трійників не

приводиться через складність викладок.

Розглянемо властивості хвилеводних

тройників з якісного боку.

Зупинимося на властивостях Е -

трійника. На рис.1.102 показано розподіл

електричного поля при різних варіантах

живлення трійника. Припускається, що

плечі трійника погоджені і що в них може поширюватися лише

основна хвиля

Якщо трійник живити з боку плеча 2 (рис.

1.102.а), то в плечах 1 і 3 збуджуються хвилі у

протифазі однакової амплітуди. Розподіл поля при

живленні з боку плечей 1 і 3 показано відповідно на

рис. 1.102.б,в.

Як видно з рисунків, енергія, що надходить в

одне з плечей, розподіляється між двома іншими.

Розглянемо, як розподіляється поле при живленні

трійника одночасно із сторони плечей 1 і 3.

Припустимо, що плечі 1 и 3 симетричні відносно

плеча 2, а збуджуючі їх коливання мають рівні

амплітуди. Якщо коливання синфазні (рис. 1.102.г),

то плече 2 вони збуджують в протифазі, в чому можна переконатися, поєднавши рис.

1.102.б, в. Таким чином, при синфазному збудженні плечей 1 і 3 енергія в плече 2 не

надходить. У основному хвилеводі встановлюється режим стоячих хвиль, причому в

площині симетрії буде кучність електричного поля. При живленні протифази плечей 1 і 3

(рис. 1.102.д) вся енергія відгалужується в плече 2, оскільки коливання в це плече

приходять у фазі. В основному хвилеводі в площині симетрії буде нуль електричного

поля. З порівняння рис.1.102.а і д видно, що трійник володіє зворотними властивостями

(задовольняє теоремі взаємності).

Аналогічним способом проаналізуємо властивості Н-трійника. При живленні трійника

з боку плеча 2 в плечах 1 і 3 збуджуються синфазні хвилі з рівними амплітудами (рис.

1.103.а). При живленні трійника через плече 1 (рис.1.103.б) енергія

розподіляється між плечима 2 і 3.

Розглянемо розподіл поля при живленні трійника

одночасно зі сторони плечей 1 і 3, вважаючи, що

дотримуються такі ж умови, як і для Е-трійника.

Якщо плечі 1 і 3 живити синфазно (рис. 1.103.в), то в

плече 2 коливання приходять у фазі, тому вся енергія

надходить в це плече. У площині симетрії трійника

буде вузол електричного поля. Порівнюючи

рис.1.102.д і 1.103.в, можна зробити висновок, що при

одночасному живленні плечей 1 і 3 умови відгалуження енергії в Е- і Н-трійниках різні.

У Е-трійнику відгалуження відбувається при живленні у протіфази плечі 1 і 3. Щоб

отримати відгалуження в Н-трійнику, плечі 1 і 3 необхідно збуджувати сінфазно.

Н-трійник має велику електричну міцність в порівнянні з Е-трійником, але

поступається йому в широкосмужості.

Рис.1.101

Рис.1.102

Рис.1.103

89

1.4.4. Розподілювачі і суматори потужності на коаксіальних та оптичних

хвилеводах

Коаксіальний трійник

(рис. 1.104.а)

Оскільки відгалуження з ZВ1 и

ZВ2 сполучені паралельно, то їх

хвилеві опори зв'язані

співвідношенням

21

111

BBB ZZZ .

Якщо плечі трійника погоджені, то ділення потужності між плечима залежить від їх

хвилевих опорів.

Коефіцієнт ділення m дорівнює:

Р1 ZВ2 m2

i

m = = , де Рі = , (і = 1,2).

Р2 ZВ1 2ZВi

Якщо хвилевий опір Zв плеча, що підводить ЕМХ до трійника, і m задано, то

ZВ1 = (1 + 1/m)Zв; ZВ2 = (1 + m)ZВ. Зокрема, при m = І ZВ1 = ZВ2 = 2ZВ.

Це може бути забезпечено за рахунок різних розмірів поперечних перетинів лінії.

Якщо ця умова не виконується, то в лінії, що підводить, встановиться режим змішаних

хвиль.

Т-трійник у мікрооптичному варіанти з дзеркалом зображені на рис. 1.104.б.

Необхідну величину коефіцієнта відбивання забезпечують відповідною довжиною

решітки ℓ, визначеною з (1.68). На цій основі будують напівпрозорі або повністю

відбиваючі діелектричні дзеркала (рис.1.91.г), що складаються із шарів діелектрика, що

чергуються, завтовшки Λ /2 з різними діелектричними проникностями. Коефіцієнти

відбивання (Р2/Р1) і пропускання (Р3/Р1) залежать від довжини решітки ℓ (від кількості

шарів діелектрика в ній) і можуть бути розраховані по (1.68). Такі, багатошарові дзеркала,

розміщені під деяким кутом до напряму поширення хвилі, що падає, використовуються в

якості світлорозподільних елементів. Інтегрально-оптична конструкція. дільника

світлових сигналів показана на рис. 1.91.е. Вона складається з Х- розгалуження

смужкових світлопроводів, в області розгалуження яких сформовано багатошарове

напівпрозоре дзеркало, яке розміщене під кутом 45˚ до осей розгалуження. Товщина

дзеркала вибрана з (1.69) так, щоб Рз/Р1, = 0,5. При цьому половина потужності, що

поступає в плече 1, відбивається від дзеркала і прямує в плече 3, а частина, що

залишилася, проходить в плече 2.

Окрім нерегульованих дільників потужності в практиці використовуються

регульовані, одним з варіантів яких є Y – трансформатор

(рис. 1.105).

Конструктивно Y – трансформатор виконується таким

чином, що відстань від точки розділення 3 до точок І і 2

рівні в/4.

Для забезпечення можливості

регулювання потужності в плечах І і 2

довжина короткозамикаючіх відрізків

вибирається рівною 4

12B .

В цьому випадку коефіцієнти ділення потужності

1

211 sin B

P

Pm ; 1

222 cos B

P

Pm :

Рис.1.104

Рис.1.105

а) б)

90

1

2

2

1 BtgP

Pm .

Тобто, якщо l1 = 0, то m1 = 0, m2 = І, m = 0; при l1 = в/4, m1= І, m2 = 0, m = ;

при l1 = в/8, m1 = m2 = 0,5, m =І

Даний пристрій, крім того, забезпечує зсув по фазі сигналів у навантаженні І і 2 на

900.

На рис. 1.106 показано принцип побудови багатоканальних коаксіальних та оптичних

дільників і суматорів потужності з паралельної схемою ділення.

Сигнал, що надходить по основному коаксіальному хвилеводу

(центр рис. 1.106.а), ділиться між шістьма виходами пристрою.

На рис. 1.106.б показана волоконна конструкція дільника з

змішуваючим світловодом, у якому к обмам торцам змішуваючого світловода, мающего

достатньо великий діаметр осердя, приедниютися волоконні світловоди. Енергія

світлового випромінювання потрапляет у змішуваючий світловод і після багатократних

відбиваний на межи розділу осердя і оболонки – у вихідні волокна.

Більш проста у виготовленні конструкція дільника з сплавленими волокнами (рис.

1.106.в) у місце скрутки, які грає роль змішуваючого світловода.

1.4.5. Смужкові розподілювачі і суматори потужності

Смужкові розподілювачі і суматори потужності знаходять широке вживання у

фазованих антенних решітках, у схемах складання потужностей генераторів, в

підсилювачах, в багатоканальних схемах і т.д.

Кільцевий розподілювач потужності (КРП) складається (рис. 1.107-1.109) з двох

чвертьхвильових відрізків лінії передачі, які, з одного боку, сполучені між собою

паралельно і підключені до вхідної лінії, а з іншої - зв'язані через активний опір і

підключені кожен до своєї провідної лінії.

Принцип дії КРП полягає в наступному. Якщо збудити плече 3, то енергія поділиться

порівну між плечима 1 і 2. При цьому на резисторі R енергія

не розсіюється, оскільки через симетрію точки підключення

резистора R еквіпотенціальні. Якщо, наприклад, сигнал

підводиться до плеча 1, то при проходженні до плеча 2

довжина шляху стає більша на в/2 в порівнянні з шляхом

через R. При певному виборі R і хвилевого опору

чвертьхвильового відрізання ZВ1 відносно хвилевого

опору лінії, що підводить, ZВ можна забезпечити рівність по амплітуді і протифазність

двох вказаних сигналів в площині симетрії плеча 2. Таким чином, плечі 1 і 2 виявляються

розв'язаними. Тому половина потужності надходить в плече 3, а половина розсіюється на

резисторі R. Краще узгодження всіх плечей і велика розв'язка між плечима 1 і 2

забезпечуються при виконанні умов: ZВ1 = ZВ2 ; R = 2ZВ .

У ряді НВЧ пристроїв, таких як багатоканальні

розподілювачі і суматори потужності, антенні

решітки, використовуються так звані бінарні

розподілювачі потужності (БРП), які містять декілька

розподілювачів, кожен з яких ділить потужність

навпіл. БРП, у загальному випадку, являє собою 2

(І+N) – полюсник (рис.1.108), що містить N-I

Рис.1.106

Рис.1.107

а) б) в)

Рис.1.108

91

розподілювачів.

Схема чотирьохканального БРП, що складається з трьох КРП, сполучених між собою

відрізками ліній завдовжки lc показана на рис. 1.109.

Перехідне ослаблення такого дільника дорівнює подвоєному

перехідному

ослабленню одиночного КРП, а розв'язка між вхідними плечима

різних КРП (між другим і четвертим, другим і п'ятим, третім і

четвертим, третім і п'ятим) дорівнює сумі розв'язок між вихідними

плечима одиночного розподілювача і перехідного ослаблення з'єднання.

Інший варіант реалізації БРП – за допомогою трьохдецибельних

спрямованих відгалужувачів – показано на рис.1.110, де N = 2m

– число каналів ділення, m

– номер відгалужувача, і – поточний номер каналу.

На центральній частоті потужність, що поступає в

БРП, ділиться порівну між каналами. У смузі частот

спостерігається нерівномірність ділення між каналами,

яка визначається коефіцієнтом: = 10 lg Р1/РN,

де Р1 и РN – потужності в першому і N – м каналах,

визначені на кордонах смуги пропускання. Розв'язка між

каналами теоретично дорівнює нескінченності. Проте,

через кінцеве значення розв'язки в окремих спрямованих

відгалужувачах ( 15 + 20 дБ), реальна розв'язка між сусідніми каналами БРП становить

(20+25) дБ, а між більш віддаленими каналами розподілювача на (5+10) дБ вище. Втрати в

такому БРП оцінюються з розрахунку 0,3 дБ на ступінь ділення.

На спрямованих відгалужувачах знаходять також вживання каскадні (ланцюжкові)

схеми розподілювачів потужності (рис.1.111), де цифрою І позначений канал найбільш

віддалений від входу, а буквою N – канал, найближчий до входу, m – номер

відгалужувача. Розв'язка між каналами каскадного

розподілювача потужності складає (20+25) дБ між

сусідніми каналами (30-35) дБ між більш

віддаленими каналами. Втрати як і в БРП

становлять 0,3 дБ на канал.

Розглянуті багатоканальні розподілювачі

потужності на спрямованих відгалужувачах, через принцип

взаємності можуть бути використані для складання НВЧ

потужностей. Проте, режим підсумовування має ряд особливостей: необхідність

синхронності і синфазності роботи джерел, що підключаються, а також певне

співвідношення їх потужностей. До недоліків цих дільників відносяться складність

топології і помітна частотна залежність.

1.4.6. Комутатори НВЧ

Комутатори НВЧ – це пристрої, що забезпечують підключення одного генератора НВЧ

по черзі до декількох генераторів НВЧ.

Розрізняють механічні і електричні комутатори НВЧ. Більшість механічних

комутаторів конструктивно виконуються з нерухомого ротора, всередині якого є

хвилевідний канал (рис.1.112)

Перевагою механічних комутаторів є велика

електрична міцність, а недоліком – мала швидкодія.

Рис.1.110

Рис. 1.111

Рис. 1.112

Рис.1.109

92

1.4.7. Поляризаційні фільтри і трійники

На основі використання поляризаційних властивостей ЕМХ будуються

поляризаційні фільтри і трійники, що використовуються для захисту від завад і

розділення потужностей по каналах. На рис. 1.113 і 1.114 показано два варіанти

розгалужень, що використовують поляризаційні особливості ЕМХ.

У квадратному хвилеводі поширюються дві хвилі Н10 и Н01 , площина поляризації яких

взаємно перпендикулярна. Сітчастий фільтр 1 не пропускає в плече 3 хвилю Н01 (Е2),

оскільки її електричні силові лінії орієнтовані уздовж осі Х. Ця хвиля, відбиваючись від

фільтру 1, надходить в плече 2. Хвиля Н10 (Е1), що має електричні силові лінії,

паралельні осі Y, проходить через фільтр 1 і надходить в плече 3.

Щоб хвиля Е1 не проходила в плече 2 встановлюють фільтр 2. Розв'язка плечей 40-

45 дБ. Для поліпшення узгодження фільтр 2 встановлюється на відстані 2/B від місця

розгалуження. В цьому випадку вхідний опір плеча 2 дорівнює нулю і воно не впливає

на хвилю, що йде з плеча 1 в плече 3.

Аналогічно працює поляризаційний фільтр на відрізку круглого хвилеводу,

змальований на рис. 1.114.

Знаходять також вживання компактніші поляризаційні трійники (рис.1.115), що

вирішують аналогічне завдання.

Висновки

Використання ВВФ хвилеводів (і резонаторів) дає змогу:

визначати амплітуди збуджуваних типів хвиль за відомими збуджувальними полями

чи струмами;

складати схеми заміщення хвилевідних і резонаторних пристроїв, визначати

параметри елементів у схемах заміщення.

Схеми заміщення пояснюють принцип дії шестиполюсників НВЧ та їх вплив на

процеси поширення хвиль в ЛП й коливань у резонаторах.

Вплив неоднорідностей у хвилеводах і резонаторах пов’язаний із

перевипромінюванням основної хвилі (виду коливань) та збудженням вищих типів

хвиль (видів коливань).


1. Пояснити, чому стик двох хвилеводів з однаковими розмірами а, але з

різними висотами b виявляється неузгодженим.

2. Обґрунтувати схему заміщення й узгодження переходу з коаксіалу на хвилевід.

3. Зобразити схему заміщення реактивного штиря у хвилеводі.

4. Обґрунтувати схему заміщення та методику узгодження КХП.

5. Пояснити методику одержання схем заміщення хвилевідних діафрагм і

трійників.

6. Пояснити принцип дії розподілювачів і суматорів потужності на коаксіальних,

смужковіх та оптичних хвилеводах.

7. Пояснити принцип дії комутаторів НВЧ.

8. Пояснити принцип дії поляризаційніх фільтрів і трійників.

Рис. 1.115 Рис.1.113

Рис.1.114

93

1.5. Спрямовані восьмиполюсники

До спрямованих восьмиполюсників (рис.1.12) відносяться спрямовані відгалужувачі і

мости, матриці розсіювання (S)яких мають вид (1.27).

Спрямований відгалужувач - це спрямований восьмиполюсник, що ділить вхідну

потужність між його вихідними плечима в заданому співвідношенні. Або: спрямованим

відгалужувачем називають чотирьохплечовий вузол, що відгалужує частину потужності

хвилі, яка проходить по основному тракту в одне з плечей допоміжного тракту.

1.5.1. Параметри спрямованих відгалужувачів і сфери їх застосування

Спрямований відгалужувач (СВ) – це восьмиполюсний пристрій, що складається з двох ЛП (рис. 1.116), зв’язаних між собою зосередженими чи розподіленими елементами зв’язку.

Якщо відгалужена потужність передається в тому самому напрямку (рис. 1.116. а), що й в основній ЛП, то такий СВ називають співспрямованим; якщо ж напрямки

поширення коливань протилежні протиспрямованим (рис. 1.116.б). Плече 3 називають плечем спрямованого зв’язку; плече 4, на вхід якого

коливання проходять лише внаслідок неідеальності конструкції та паразитних зв’язків, ізольованим (розв’язаним). Спрямована дія відгалужувача забезпечується спеціальним підбором виду електромагнітного зв’язку між основною та побічною ЛП. Плече 2 – це плече прямого проходження.

Властивості ідеального спрямованого відгалужувача повністю характеризується

величиною коефіцієнта передачі ( ikS ) або перехідним послабленням (С) та фазовим

зсувом сигналів у вихідних плечах. Для реальних відгалужувачів вводяться ще два

параметра: спрямованість (Д) і КСХ. Перехідне ослаблення С, що характеризує відносне значення відгалуженої

потужності (рис. 1.116): пад від10lg( ),C P P

Його можна також визначити через коефіцієнт передачі спрямованого відгалужувача,

наприклад (рис.1.116.а):

./1lg10/lg102

3131 SPPC

Перехідне ослаблення спрямованого відгалужувача, як і коефіцієнт передачі, залежить

від типу елементів зв’язку їх кількості, розмірів і місце розміщення, а також від частоти.

Спрямованістю відгалужувача називається величина, яка характеризує відмінність рівнів

потужності в децибелах сигналів які поширюються у протилежних напрямках (прямому та

в ізольованому) допоміжного хвилеводу в режимі біжучих хвиль в основному хвилеводі.

)./lg(10)/lg(10)/lg(102

41

2

3143 SSPPРPD ІЗВІД

Спрямованість реальних спрямованих відгалужувачів знаходиться в межах Д = (20-50)

дБ. Спрямованість ідеального відгалужувача дорівнює нескінченності.

Коефіцієнт стоячої хвилі спрямованого відгалужувача характеризує відбивання, яке

виникає в основному хвилеводі із-зі наявності елементів зв’язку. Треба розрізнити КСХ

основного тракту і КСХ допоміжного тракту спрямованого відгалужувача. КСХ

допоміжного тракту, як правило, більший завдяки наявності додаткових неоднорідностей

(наприклад згинів) для реального відгалужувача КСХ в основному хвилеводі лежить в

межах 1,05 – 1,1.

В більшості випадків для визначення потужності чи амплітуди коливань у вихідних

плечах відгалужувача можна допустити, що відгалужувач ідеальний. Причому

справедливо слідуючи співвідношення: Рпад=Рпр+Рвід.

Рвід можна виразити через коефіцієнт передачі

ПАДВІД PP2

S . І тоді ).S1(S22

ПАДПАДПАДВІД РPРР

a Рис.1.116

94

Крім розглянутих параметрів, спрямований відгалужувач характеризується

максимально допустимою потужністю. Величина допустимої потужності для

відгалужувача менша, ніж для однорідної ділянки хвилеводу, так я к наявність елементів

зв’язку знижує електричну потужність. Це дуже суттєво при включенні спрямованого

відгалужувача в тракт, по якому передається велика потужність.

Спрямовані відгалужувачі знаходять широке застосування в техніці НВЧ. Вони

застосовуються в вимірювальній техніці, в обираючих з’єднаних, в смугових фільтрах та

інше. Спрямовані відгалужувачі застосовують також для розв’язки генераторів, які

працюють на одне навантаження і в якості елементів зв’язку. Основна перевага

спрямованих відгалужувачів, як елементів зв’язку, пере іншими видами зв’язку в лініях

передачі (наприклад штирями) полягає в малій реакції на основну лінію.

В вимірювальній техніці спрямовані відгалужувачі найбільш часто використовують для

визначення потужності, яка передається по хвильовому тракту, коефіцієнта відбивання і

КСХ в тракт.

Для визначення потужності в тракті вимірюють потужність на вході допоміжного

хвилеводу спрямованого відгалужувача. Потім за величиною відгалуженої потужності,

знаючи перехідне послаблення спрямованого відгалужувача, визначають потужність в

основному тракті. Щоб визначити коефіцієнт відбивання, необхідно виміряти

потужність, відгалужена за рахунок падаючої і відбитої хвилі у відповідних плечах

допоміжного хвилеводу відгалужувача. За відомим коефіцієнтом відбивання визначається

КСХ в тракті:

Г

ГКс

1

1

.

1.5.2. Класифікація спрямованих відгалужувачів

У хвилевідних трактах застосовуються спрямовані відгалужувачі різних конструкцій,

яки визначаються типом елемента зв’язку (рис.1.117).

Найчастіше в якості елемента зв’язку в хвилевідних

спрямованих відгалужувачах використовуються отвори

різних конструкцій і щілини в спільній стінці основного і

допоміжного хвилеводів. Характер зв’язку залежить від

місця розміщення отвору. Якщо отвір прорізано у

вузький стінці, то він являється елементом магнітного

зв’язку (так як для Н10 електричне полу на вузькій стінці

дорівнює 0) . Якщо ж отвір розміщено у широкій стінці,

то він являється елементом електромагнітного зв’язку.

Те ж саме можна сказати і про щілини. Якщо для зв’язку

застосовується отвір з малими розмірами (поперечні розміри

отвору значно менші, ніж довжини хвилі в хвилеводі), то вони являються

елементами зосередженого зв’язку. Довжина щілини сумірна з довжиною хвилі у

хвилеводі, тому повздовжня щілина є елементом поширення (вздовж хвилеводу) зв’язку.

За принципом дії і конструктивному виконанні елементів зв’язку всі спрямовані

відгалужувачі діляться на три основні групи:

- відгалужувачі з четверть хвильовим розносом елементів зв’язку (рис. 1.117.а);

- відгалужувачі з зосередженим електромагнітним зв’язком (рис. 1.117.б);

- відгалужувачі з поширеним вздовж хвилеводу зв’язком (рис. 1.117.в).

Розглянемо найбільш характерні конструкції спрямованих відгалужувачів.

1.5.3. Спрямовані відгалужувачі

1.5.3.1. Спрямований відгалужувач з двома отворами зв’язку

Відгалужувач складається з двох відрізків хвилеводу які мають спільну вузьку стінку, в

якій прорізано два однакових отворів зв’язку (рис. 1.118). Відстань між центрами отворів

Рис.1.117

95

дорівнює 4

Х .

Один хвилевод ( 1-2 ) являється

основним, другий (3-4) –

допоміжний. До плеча 4

допоміжний хвилевод

приєднується поглинаючи

узгоджуючи навантаження, а до

плеча 3 – індикаторний пристрій, наприклад, вимірювач потужності.

Нехай основний хвилевод 1-2 спрямованого розгалжувача вмонтовано у контролюючий

хвилевідний тракт. Частинна енергії падаючої хвилі ( на рисунку показана суцільною

лінією) через отвір зв’язку розгалужується у допоміжній хвилевод. В ідеальному випадку

розгалужена енергія може передаватися тільки в сторону плеча 3, так як в будь-якому

перерізі праворуч (2) збуджені обома отворами зв’язку хвилі мають однакові фази (

різниця ходу рівна нулю) і тому додаються. У протилежному напрямку, лівше перерізу

(1), хвилі стають у протифазі, так як різниця їх ходу рівна /2/42 ХХl . Тому

результуюче поле дорівнює різниці полів відгалужених хвиль. Оскільки амплітуди хвиль

однакові напруженість поля лівіше перерізу рівна нулю і енергії там немає.

При наявності відбиваючої хвилі енергія відгалужується тільки в плече 4, де повністю

поглинається навантаження. Відповідно познаки індикатора потужності, включеного в

плече 3, пропорціональні потужності падаючої хвилі. Якщо до генератора підключить

плече 2 відгалужувача, то показники того ж індикатора будуть пропорціональності

потужності відбитої хвилі. Відповідно відгалужувач, в залежності від способу включення,

може бути індикатором або падаючої, або відбитої хвилі. Двох дірковий спрямований

відгалужувач простий за конструкцією. Основні недоліки його – мала спрямованість (15 -

20 дБ) і погана діапазоність. Крім того, двох дірковий відгалужувач не дозволяє одержати

мале перехідне послаблення. Велику широкосмуговість мають багатоелементні спрямовані відгалужувачі. Їх

можна розглядати як каскадне з’єднання (рис. 1.119) декількох двоелементних

відгалужувачів, відстань між якими дорівнює (2k + 1)0/4. У разі такого розміщення отворів поле, що просочується у зворотному напрямку через одну пару отворів, почасти компенсується полем, що проходить через другу

пару і для 0. Щоб зменшити габарити відгалужувача, відстань між парами отворів роблять мінімально можливою. Зокрема, для l =

0/4 (k = 0) два середні отвори зливаються в один, і чотириелементний відгалужувач стає тридірковим (рис. 1.119. а).

У цьому випадку амплітуда поля, що проникає через середній отвір,

має бути вдвічі більшою, ніж амплітуда поля, що прoходить через крайні отвори. Це

досягається збільшенням діаметра середнього отвору (на рис. 1.119. а праворуч відносні

значення амплітуд показані цифрами 1, 2, 1).

Міркуючи аналогічно, доходимо висновку, що можливо об’єднати два

чотириелементні (тридіркові, рис. 1.119.б ліворуч) відгалужувачі в один

чoтиридірковий (на рис. 1.119.б праворуч) і т. д. Із наведених міркувань випливає, що

амплітуди хвиль, які проходять через п + 1 отвір зв’язку багатоелементного СВ

(коефіцієнти передачі цих отворів), мають бути пропорційні коефіцієнтам бінома Ньютона

1, n, n(n – 1)/2!, ... , n(n – 1 )(n – 2)/3!, …. (1.75)

З урахуванням того, що сума коефіцієнтів бінома дорівнює 2n, вираз для

перехідного ослаблення можна подати у вигляді 2 2 2 2

1 3 1 3 1( / ) /(2 ) ( 2 ) .n nC E E E e s

Рис. 1.118

Рис. 1.119

96

Тут уведено такі позначення напруженостей електричного поля:

Е1 в основному хвилеводі; е3 у побічному хвилеводі, створювана найменшим

отвором; Е3 сумарна в побічному хвилеводі; s1 = Е1/ е3 коефіцієнт перехідного

ослаблення найменшого отвору.

Діаметр d отвору в суміжній вузькій стінці хвилеводу та його коефіцієнт ослаблення

пов’язані співвідношенням

3

0

12( / ) .

π

bs a d

(1.76)

Для визначення спрямованості СВ подамо E4 у вигляді 2θ

4 3 31 2 cosθn nj nE e e e

і запишемо залежність електричної відстані між отворами від відносної розстройки за

частотою

02π πθ , де

4 2

0π.

2

У цьому випадку |cos|n = |sin|

n, і спрямованість

22

23 3

4 3

2sin ,

2 sin

nn

nn

E eD

E e

(1.77)

або sinlg20nD .

(1.77.а)

Багатоелементні СВ дозволяє також одержати мале (теоретично нульове) перехідне

послаблення. Якщо знехтувати втратами і допустити, що відгалужувачі ідеально

спрямовані, то загальний коефіцієнт передачі із основного хвилеводу в допоміжний (рис.

1.118) для каскаду (рис. 1.119) розраховується за формулою[3]:

m

i

iS1

31 sin ,

де 31sin ii Sar ;

m – число відгалужень.

Тоді перехідне послаблення каскаду дорівнює

2

31

31

1lg10

S

C .

Із приведених співвідношень випливає, що при достатньо великій кількості

відгалужувачів можна одержати 21

m

i

i . В цьому випадку сумарний коефіцієнт

передачі дорівнює одиниці )0(1 3131 CS,

тобто відгалужувач забезпечує повну

передачу енергії із основного хвилеводу в допоміжний.

Послідовність розрахунку багатоелементного СВ:

за заданим значенням D для розстройки за співвідношенням (1.77) обчислюють n;

за потрібним перехідним ослабленням С визначають коефіцієнт перехідного

ослаблення s1 найменшого отвору з виразу

CEEs n2311 ;

знаючи s1, обчислюють з виразу (1.76) діаметр d найменшого отвору в суміжній стінці

хвилеводу 3

10 )/(12 sbad π ; (1.78)

за допомогою коефіцієнтів (1.75) визначають амплітуди хвиль, що проходять через

інші отвори, і діаметри цих отворів, підставляючи у формулу (1.78) відповідні

значення s.

97

1.5.3.2. Відгалужувачі зі спрямованими елементами зв’язку Спрямованого відгалуження енергії можна досягти й за допомогою тільки одного

елемента зв’язку внаслідок особливого характеру електромагнітної взаємодії між ЛП.

Одним із спрямованих відгалужувачів такого типу (відгалужувач Бете) показаний на

рис. 1.120. Він складається із основного (1-2) та допоміжного (3-4) хвилеводів, посередині

а) Рис. 1.120 б) Рис.1.121

спільної широкої стінки котрих зроблений круглий отвір. Вісі хвилеводів розвернуті на

деякий кут . В плече 4 допоміжного хвилеводу включається індикаторний пристрій, а в

плече 3 – узгоджене навантаження.

Якщо по основному хвилеводу енергія розповсюджується в напрямку 1-2 (падаюча

хвиля), то частина цієї енергії відгалузиться в плече 4. Якщо по основному хвилеводу

енергія розповсюджується в напрямку 2-1 (відбита хвиля), то частина цієї енергії

відгалузиться в плече 3, де вона поглинеться навантаженням. Таким чином, покази

індикатору в цьому випадку будуть пропорційні рівню потужності падаючої хвилі. При

зворотному ввімкненні спрямованого відгалужувача (падаюча хвиля йде в напрямку 2-1)

індикатор буде давати покази, пропорційні рівню потужності відбитої хвилі, а енергія,

відгалужена за рахунок падаючої хвилі, буде поглинатися в узгодженому навантаженні.

Спрямованість в даному відгалужувачі досягається за рахунок елементу із змішаним

зв’язком. Але, як буде показано нижче, отвір сам по собі дає погану спрямованість. Добра

спрямованість забезпечується підбором кута повороту вісей хвилеводів.

Розглянемо принцип роботи відгалужувача із одним отвором зв’язку. Отвір, що

з’єднує основний і допоміжний хвилеводи, можна розглядати як відрізок круглого

хвилеводу. Діаметр отвору робиться малим по відношенню до довжини хвилі, тому такий

хвилевід є граничним для всіх типів хвиль.

Вище вказувалося, що отвір, прорізаний в широкій стінці, збуджується

електричним і магнітним полем, тобто він забезпечує електромагнітний зв’язок.

Зручно окремо розглянути „електричне” (рис. 1.121, 1.122) і „магнітне” (рис. 1.123,

1.124) збудження. Крім того, спочатку покладемо, що хвилеводи

співвісні, тобто кут рівний нулю. Як видно з рис. 1.121, електричне

поле хвилі 10H , що розповсюджується в основному хвилеводі, збуджує

в круглому хвилеводі (в отворі) хвилю типу 01E . Хвиля 01E збуджує у

допоміжному хвилеводі хвилю 10H (зрозуміло, збуджуються і хвилі

вищих типів, але вони швидко затухають поблизу отвору), що

розповсюджується в плече 3 і в плече 4. Завдяки вісевій симетрії поля хвилі 01E амплітуда

хвилі 10H , що збуджується в допоміжному хвилеводі, не залежить від

кута розвороту вісей хвилеводів (рис. 1.122), а коливання в плечах 3 та 4

синфазні.

При „магнітному” збудженні отвір, прорізаний в широкій стінці,

перериває поверхневий струм (рис.1.123), що наводиться магнітним

полем в основному хвилеводі. Різнойменні заряди, що з’являються при

цьому на стінках отвору, створюють змінне у часі електричне

поле, котре в свою чергу створює змінне магнітне поле.

Рис. 1.122

Рис. 1.123

98

Таким чином, в отворі збуджується електромагнітна хвиля. За структурою електричного

поля видно, що за рахунок „магнітного” збудження в отворі з’являється хвиля OH11 . Хвиля OH11 збуджує у допоміжному хвилеводі хвилю 10H , що розповсюджується в напрямі пліч

3 та 4. Амплітуди коливань в плечах 3 та 4 однакові, а фази відрізняються на 180º.

Причина різних фаз збуджених хвиль полягає тим, що поле OH11 несиметрично відносно

вісі отвору. Крім того, завдяки асиметрії поля хвилі OH11 амплітуда збуджуємих у

допоміжному хвилеводі коливань залежить від кута розвороту вісей хвилеводів.

Максимальна амплітуда буде спостерігатись при співвісних хвилеводах (рис. 1.124). Якщо

= 90º, то енергія із основного хвилеводу за рахунок „магнітного” зв’язку не

відгалужується, так що у допоміжному хвилеводі збуджуються хвилі вищих типів,

наприклад 20H , для котрих хвилевід є граничним.

Розглянемо сумарний результат електромагнітного збудження. З рис. 1.121 та рис. 1.123

видно, що хвилі, які розповсюджуються в сторону плеча 4 допоміжного хвилеводу

знаходяться в фазі, а хвилі, які розповсюджуються в сторону плеча 3 – протифазні. Як би

амплітуди хвиль, що з’являються за рахунок „магнітного”та „електричного” збуджень,

були рівні, то вся відгалужена енергія йшла би у плече 4, так як у зворотному напрямку

відбувалася би взаємна компенсація електромагнітних коливань. Однак інтенсивність

„магнітного” збудження більша, ніж „електричного”, тому повної компенсації хвиль в

плече 3 не відбувається. Ось чому при співвісних хвилеводах спрямованість є поганою.

Для того, щоб отримати добру спрямованість, вісі хвилеводів розвертають,

зменшуючи тим самим (рис. 1.124) амплітуду хвилі,

котра з’являється в допоміжному хвилеводі за рахунок

магнітного збудження. Амплітуда хвилі, що з’являється

за рахунок „електричного” збудження при цьому не

змінюється (рис. 1.122). Якщо сумістити рис. 1.122 і

1.24, то можна бачити, що при деякому куті розвороту

(рис. 1.125) амплітуди хвиль, що з’являються за рахунок

„електричного” і „магнітного” збуджень будуть рівні між

собою.

Отже, в одному із плечей допоміжного хвилеводу

відбувається повна компенсація хвиль і енергія в це

плече не відгалужується.

Величина кута при цьому залежить від діаметру отвору, частоти, а також від

товщини стінок хвилеводів.

Правильно сконструйований і точно виконаний спрямований відгалужувач із

одним отвором зв’язку має спрямованість порядку 30-40 дБ.

Другий відгалужувач такого типу (рис. 1.126) складається із двох взаємно-

перпендикулярних відрізків хвилеводів, з’єднаних

широкими стінками. Елементами зв’язку є

хрестоподібний отвір, прорізаний у спільній частині

широкої стінки хвилеводів. Воно являє собою дві

випромінюючі щілини – впроздовжну та поперечну,

котрі для допоміжного хвилеводу є

збуджуючими джерелами. Можна

показати,що кожна щілина збуджує у

допоміжному хвилеводі хвилі, котрі в одному плечі

віднімаються, а в іншому –сумуються. Отже, принцип роботи спрямованого відгалужува-

ча з хрестоподібним отвором зв’язку такий же, як і у описаних вище відгалужувачів.

Рис. 1.124

Рис. 1.125

Рис. 1.126

99

Н10

Н10

Однак принцип роботи відгалужувача з хрестоподібним отвором зв’язку зручно

розглянути, уявивши допоміжний хвилевід у вигляді еквівалентної двупровідної лінії із

включеними до неї джерелами. Відомо, що щілина, в залежності від її розташування у

стінці хвилеводу, еквівалентна генератору, включеному в лінію послідовно чи

паралельно. Відповідно із цим еквівалентна схема допоміжного хвилеводу відгалужувача

має вигляд, зображений на рис. 1.127, з якого видно, що струми, котрі збуджуються в

еквівалентній лінії генератором

напруги і генератором струму

додаються в плечі 4 і віднімаються в

плечі 3. Отже, відгалужений сигнал

надходить в плече 4 допоміжного

хвилеводу і виділяється на опорі

індикатору ( ИR ). Що відповідає

прямій хвилі, яка розповсюджується в основному хвилеводі із плеча 1 в плече 2 (рис.

1.127.а). Якщо хвиля буде розповсюджуватись в зворотному напрямку (із плеча 2 в плече

1), то струми, що збуджуються в еквівалентній лінії, будуть додаватися в плечі 3 і

відніматись в плечі 4. (рис. 1.127.б). Отже, в цьому випадку відгалужена енергія

надходить в плече 3 допоміжного хвилеводу, де поглинається в узгодженому

навантаженні ( CHR ). Така зміна напряму струму в еквівалентній лінії зумовлюється тим,

що при зміні напряму розповсюдження хвилі в основному хвилеводі змінюється напрям (в

даний момент часу) тільки повздовжньої чи тільки поперечної складової поверхневого

струму. Відгалужувач має добру спрямованість, якщо струми, що збуджуються

повздовжньою і поперечною щілинами будуть однакової амплітуди. Це досягається тим,

що щілини мають однакові розміри, а їх центр розташований в точці де повздовжня і

поперечна складові магнітного поля рівні.

Визначимо, на якій відстані 0x від вузької стінки хвилеводу (рис. 1.126) треба

розташовувати центр отвору зв’язку. Скористаємося виразами для компонент магнітного

поля хвилі 10H і прирівняємо амплітудні значення zmH та xmH :

00 cos2

sin xaZ

E

ax

aZ

E

cн

ymB

cн

ym . Звідси отримаємо

00 cos2

sin xaa

xa

B або

ax

atg B

20

,

отже a

arctga

x B

20

. Наближено ця відстань дорівнює

40

ax , де a - розмір широкої

стінки хвилеводу.

Крім хрестоподібного можна використовувати круглий, еліптичний і інші отвори.

Основними перевагами спрямованого відгалужувача із хрестоподібним отвором зв’язку є

мала залежність перехідного послаблення від частоти і мала критичність точності

розташування центру щілин.

Для збільшення спрямованості і широкосмуговості іноді застосовуються відгалужувачі

з двомя хрестоподібними отворами (рис. 1.128).

Рис. 1.127

Рис. 1.128

100

1.5.3.3. Спрямованні відгалужувачі у коаксіальному, смужковому та оптичному

виконанні Це інші типі СВ зі спрямованими елементами зв’язку – відгалужувачі на зв’язаних

ЛП, прикладами яких є протиспрямовані відгалужувачі на основі коаксіальної лінії (рис. 1.129).та на зв’язаних смужкових лініях (рис. 1.130-1.132).

Розглянемо принцип дії ємнісно-рамкового коаксіального відгалужувача (рис.

1.129.а,б). Нехай у коаксіальній лінії зліва направо поширюється Т-хвиля, і в

розглянутий момент часу t0 вузли полів E й Н розміщені в середньому перерізі

відгалужувача (рис. 1.129.а). Тоді в цьому перерізі буде максимальне значення густини

струму зміщення зм аdE/dt, який замикається струмом провідності E

2 ,I що

розтікається по провіднику петлі у два протилежні боки до узгоджених навантажень R.

Магнітне поле, що пронизує петлю для t > t0, наростає, тому в провіднику петлі

виникає струм Iм такого напрямку, що за правилом Ленца створює магнітне поле, яке

перешкоджає зміні первісного. Так буває, якщо струм Iм протікає справа наліво. Підбором відстані d та площі петлі S домагаються рівності струмів Iм та Iе. У цьому

випадку через ліве навантаження протікає сумарний струм Iм + Iе = 2Iе, a через праве струм дорівнює нулю. Через половину періоду струм зміщення в зазначеному перерізі змінює свій напрямок на протилежний, як і струми Iм, Iе. Магнітне поле, зчеплене з петлею, зростає в напрямку від читача. За правилом Ленца, у рамці наводиться струм, що протікає зліва направо. Отже, через ліве навантаження знову протікає сумарний струм, а через праве струм не протікає.

Установивши як ліве навантаження детектор і вимірювальний прилад, можна судити про значення потужності, переданої по основній лінії зліва направо. Якщо хвиля в лінії поширюється справа наліво, то струм у правому навантаженні відмінний від нуля. Установивши також і праворуч детектор з вимірювальним приладом, можна за показаннями двох приладів судити про співвідношення амплітуд, наприклад відбитої хвилі та тієї, що падає, тобто про значення коефіцієнта відбиття (і КСХ). На практиці часто використовують один вимірювальний прилад і детектор, установлені на платформі, яка обертається навколо осі, перпендикулярної до ЛП (рис. 1.129.б). Переключаючи цей вимірювальний пристрій, називаний рефлектометром, по черзі у два положення (змінюватися положення петлі) й відраховуючи показання, пропорційні амплітудам хвилі, що падає, і відбитої, визначають КСХ в лінії.

Смужковий СВ у разі довжини області зв’язку L = /4 (рис. 1.130, 1.131) є проти-спрямованим, оскільки, відповідно до закону електромагнітної індукції, на бічній лінії наводяться заряди протилежної полярності, та квадратурним.

Рис. 1.129

в) б) а)

Рис. 1.131 Рис.1.130

а) б)

101

Зовнішній огляд СВ у микросмужковиму виконанні показано на рис. 1.132. Методика

розрахунку цього відгалужувача, доведена у [42]. Наприклад, при l = /4 величина

коефіцієнту зв’язку К ( 31S ) для відгалужувача визначається з формули

)Z/(Z)ZZ( вовевове K , (1.79)

де веZ і воZ - хвильові опори для відповідно парної і

непарної хвиль у використовуваним відрізку зв’язаних

ліній відгалужувача (див. мод. 1).

У свою чергу, ідеально узгодження відрізку зв’язаних

ліній з вхідними лініями забезпечуватися при [42]

вовев ZZZ . (1.80)

Формули (1.79) і (1.80) дають змогу визначати К і Zв по заданим w та s, тобто виконати

анализ відгалужувача. Задача синтезу вирішуватися шляхом завдання К і Zв,

визначення з (1.79) і (1.80)

)1/()1( KKZZ вве ; )1/()1( KKZZ вво (1.81)

і розрахунку по веZ та воZ з (1.81) геометричних розмирів w і s лінії.

Однак, відгалужувач, зображений на рис. 1.131, має ряд недоліків, наприклад, малу

спрямованість і діапазон робочих частот. Це недоліки зменшені у відгалужувачу

Ланге (рис. 1.133), у яком працездатність в октавної смузі частот

при практично однакової величині К і Д до 24 дБ досягається

вирівнюванням потенціалів зв’язаних ліній за допомогою

сполучних провідників.

У СВ оптичного діапазону обмін енергіями хвиль між двома світловодами може

виникнути або за рахунок поля, випромінюваного з світловоду, або за рахунок поля

поверхневих хвиль світловодів. У першому випадку для створення поля випромінювання

світловод повинен мати неоднорідності, викликаючи випромінювання при поширенні

хвили по світловоду. У другому випадку світловоди зближуватися доти –поки кожний з

них не опинитися у поле поверхневий хвилі іншого світловоду. Останній випадок

використовуватися на практиці частіше, оскільки у цьому випадку може забезпечити

любий перехід енергії з одного світловода у інший, аж до повного.

Остільки у волоконних світловодах для поширюваних хвиль поле поза оболонки

практично відсутні, то для одержування зв’язку між такими світловодами частина

оболонки у місце зіткнення волокон знищуватися шляхом сточування або розплавлення. У

останнім випадку за рахунок розплавлення оболонок забезпечуватися міцність з’єднання

волокон. На рис. 1.134 показано волоконна, а на рис. 1.135 інтегрально-оптична

конструкція СВ. Для останній у роботи [41] одержані формули для потужності

Рис. 1.132

Рис. 1.134

Рис. 1.133

Рис. 1.135

102

Р2 і Р3 на виходах зони зв’язку, яки знаходять з співвідношень (1.67).

Розраховані по даним співвідношенням залежності 1312 // PiPPP від добуткові К при

різних величинах показано на рис. 1.92. При 21 можливо з першого світловода

відгалузити будь-яку частку потужності у другий світловод шляхом підбіру величини або

(К змінюватися при змінюванні відстані між світловодами у зони зв’язку). Повна передача

потужності з першого у другий світловод забезпечуватися при )2/( K . Якщо 21 ,

тобто 0 , то неможливо повністю передати потужності з першого у другий світловод.

Залежність відгалуженої частки потужності 13 / PP від величини / при )2/( K

показано на рис. 1.136, тобто величину відгалуженої потужності можливо змінювати

шляхом змінювання коефіцієнтів фази хвиль у світловодах.

Це властивість використовуватися при побудови

регулюванніх СВ. У даним випадки СВ (рис. 1.135)

формуватися у середовище з достатньо сильним

електрооптичним ефектом та доповнятися системою

електродів, на яки подається керувальна напруга (рис. 1.137).

При додаванні постійної напруги 0U к

електродам змінюватися коефіцієнт переломлення

середовища у зони зв’язку світловодів, що приводити к

змінюванню коефіцієнтів фаз 21 i хвиль, яки

поширюватися по світловодам у зони зв’язку. При цьому

потужність відгалуженого сигналу у плечі 3 змінюватися у

відповідності з рис. 1.136. Якщо вибрати однакові

світловоді, щоб 21 при 00 U , і довжину зони зв’язку )2/( K , то при 00 U уся

потужність з плеча 1 буде проходити у плече 3. При додаванні напруги 0U , для якого

/321 , сигнал з плеча 1 повністю проходити у плече 2.

1.5.4. НВЧ мости

На високих і надвисоких частотах, як і на низьких частотах, широке розповсюдження

мають різні мостові схеми. По виконуваних функціях високочастотні мости мають багато

спільного з низькочастотними мостами. Згадаємо принцип роботи

низькочастотної мостової схеми, представленої на рис. 1.138.

Основною особливістю такої схеми є можливість балансування

її шляхом підбора опорів. Міст виявляється збалансованим при

виконанні умови Z1∙Z3 = Z2∙Z1.

У збалансованому мосту протилежні діагоналі виявляються,

електрично розв'язаними. Це означає, що якщо, наприклад, до

точок 1—1 підключити генератор, то різниця потенціалів між точками 2—2

буде дорівнює нулю й індикатор, підключений до цих точок, не буде давати показань.

Якщо порушити баланс, включивши замість одного з опорів інше, не рівне йому, то

індикатор буде давати показання тим більші, чим більше відрізняються величини цих

опорів. Отже, при відповідному градуюванні індикатора міст може бути використаний як

вимірювач опорів. Якщо в діагоналі збалансованого моста включити незалежні джерела,

то вони працюють на загальне навантаження (міст), не впливаючи один на одного (будуть

розв'язані).

Рис. 1.138

Рис. 1.136

Рис. 1.137

103

0/4 0/4 0/4

0/4

1

1

1 1

1/2

1 1

1/2

1/2

1/2

1/2

1/2

2,415

1

2,415

1 1

1

Аналогічні функції можуть виконувати й хвилевідні мости НВЧ діапазону.

Найбільше широко в техніці НВЧ застосовуються наступні 3-децибельні мости: шлейфні,

подвійні хвилевідні трійники (ПХТ), кільцеві, щілинні хвилевідні мости (ЩМ),

багатозв’язні та ін. Мости називають синфазними, якщо коливання на їх виходах синфазні

(тобто зсув фаз між ними = 0), протифазними, якщо , і квадратурними, якщо

/2. Той самий міст залежно від того, до якого плеча подається потужність коливань,

може бути, наприклад, синфазним чи протифазним. Щоб усі входи моста були узгоджені,

хвильові опори його відрізків і ліній, що підводять енергію, мають бути в певному

співвідношенні між собою.

1.5.4.1. Шлейфний міст

Він являє собою дві ЛП та шлейфи, що їх з’єднують, включені через /4. Зі

збільшенням їх кількості діапазонні властивості моста поліпшуються, але зростають

габарити та втрати.

Як приклад на рис. 1.139

оказано дво- та тришлейфні

мости; там також позначено

нормовані значення хвильових

опорів ліній у смужковому

виконанні.

Зовнішній огляд двошлейфного мосту у

микросмужковому виконанні показано на рис. 1.140

1.5.4.2. Подвійний хвилевідний трійник

Зовнішній вигляд ПХТ показаний на рис. 1.141.Як видно з рисунка, цей трійник

являє собою комбінацію двох хвилевідних трійників: H-трійника (плечі 1—3—4} й E-

трійники (плечі 2—3—4). Відповідно до цього плече 1 часто називається Н-плечем, а плече

2 — Е -плечем. Міст виконується так, щоб всі його плечі були симетричні.

Рис. 1.141 в)

Схема заміщення як сукупність схем заміщення Е-

та Н-трійників наведена на рис.1.142.

Розглянемо розподіл потужності в мосту при

різних варіантах його збудження.

Нехай міст живиться з боку плеча 1, а в плече 2

включений індикатор. При цьому можливі два

випадки:

Рис. 1.142

Рис. 1.139

Рис. 1.140

104

— у бічні плечі 3 й 4 включені однакові ( в окремому випадку погоджені)

навантаження;

— у бічні плечі 3 й 4 включені різні

— навантаження.

У першому випадку потужність, що надходить із

плеча 1, розподіляється нарівно між бічними плечима 3

й 4 (рис. 1.143.а). У плече 2 енергія не піде, тому що

при симетричному розподілі поля в ньому можуть

збудитися тільки Е хвилі, починаючи з Е11. При

звичайному виборі розмірів хвилеводу для цих хвиль

не виконується умова поширення, тому вони загасають

поблизу розгалуження. Отже, плечі 1 й 2 виявляються електрично

розв'язаними.

З рис. 1.141.а і 1.143.а видно, що плечі 3 й 4 збуджуються синфазно. ПХТ задовольняє

теоремі взаємності. Тому можна стверджувати, що при живленні його одночасно з боку

плечей 3 й 4 синфазними коливаннями рівної амплітуди вся енергія піде в плече 1.

Якщо в плечі 3 й 4 включені різні навантаження, то картина електричного поля буде

несиметричної щодо плеча 2 (рис. 1.141.а). Тому, крім Е хвиль, у плечі 2 збуджується

основна хвиля Н10 (рис. 1.143.б), тобто в це плече відбувається відгалуження енергії. Чим

більше різняться навантаження в плечах 3 й 4, тим більше енергії попадає в індикатор,

включений у плече 2. Тому подвійний трійник можна використати для контролю рівності

навантажень, а якщо одне навантаження узгоджене, то й для контролю узгодження. При

цьому в плече Е потрібно включити відповідний вимірювальний прилад.

Розподіл електричного поля при живленні трійника з боку плеча Е і при однакових

навантаженнях у бічних плечах показане на рис. 1.141.б і 1.143.в. Пунктиром показаний

поперечний переріз хвилеводу плеча Н. По розподілі поля видно, що потужність ділиться

нарівно між бічними плечима, причому на відміну від наведеного вище випадку (рис.

1.141.а і 1.143.а) коливання в бічних плечах 3 й 4 перебувають у противофазі. У плече Н

енергія не надходить, тому що в ньому збуджується хвиля Н20, що не може поширюватися

в стандартному хвилеводі. Якщо збуджувати подвійний трійник одночасно з боку плечей

3 й 4 протифазними коливаннями рівної амплітуди, то відповідно до принципу взаємності

вся енергія надійде в Е-плече.

При різних навантаженнях бічних плечей частина потужності відгалузиться в плече Н,

тому що за рахунок асиметрії поля в ньому буде збуджуватися не тільки хвиля Н20, але й

основна хвиля. Отже, і при даному варіанті живлення подвійний трійник можна

використати для контролю узгодження навантажень.

Використовуючи рис. 1.143.а і 1.143.в, розглянемо випадок живлення трійника

одночасно з боку плечей Е и Н. Будемо думати, що зображені на рисунках силові лінії

відповідають синфазному живленню плечей. Легко переконатися (наклавши один рисунок

на іншій), що при одночасному живленні коливання в плечі 4 сумуються, а в плечі 3 —

віднімаються. Отже, у цьому випадку вся енергія передається в плече 4.

На підставі теореми взаємності можна стверджувати, що при живленні трійника з боку

плеча 4 енергія ділиться нарівно між плечима Е и Н, а в плече 3 не надходить. Якщо плечі

Е і Н живити в противофазі, то вся енергія надходить у плече 3, і, навпаки, якщо живити

трійник з боку плеча 3, то енергія поділиться нарівно між плечима Е і Н.

Отже, подвійний хвилевідний трійник, плечі якого навантажені однаковими опорами,

має наступні основні властивості.

1. При живленні трійника з боку плеча Н у бічних плечах 3 й 4 збуджуються синфазні

хвилі з однаковими амплітудами. Плече Е не збуджується ( 012 s ).

* Зрозуміло, тут і далі мова йде про когерентні коливання.

Рис. 1.143

105

2. При живленні трійника одночасно з боку бічних плечей 3 й 4 синфазними хвилями

рівної амплітуди збуджується плече Н. Плече Е не збуджується ( 021 s ).

3. При живленні трійника з боку плеча Е в бічних плечах 3 й 4 збуджуються протифазні

хвилі з однаковими амплітудами. Плече Н не збуджується.

4. При живленні .трійника одночасно з боку бічних плечей 3 й 4 протифазними

хвилями рівної амплітуди збуджується плече Е. Плече Н не збуджується.

5. При живленні трійника одночасно з боку плечей Е и Н синфазними (як прийняте на

рис. 1.43.а,в) хвилями з однаковою амплітудою збуджується плече 4. Плече 3 не

збуджується.

6. При живленні трійника з боку плеча 4 у плечах Е и Н збуджуються синфазні хвилі

рівної амплітуди. Плече 3 не збуджується.

7. При живленні трійника одночасно з боку плечей Е и Н протифазними хвилями з

однаковою амплітудою збуджується плече 3. Плече 4 не збуджується.

8. При живленні трійника з боку плеча 3 у плечах Е и Н збуджуються протифазні хвилі

з однаковою амплітудою. Плече 4 не збуджується.

Таким чином, будь-які протилежні плечі подвійного трійника взаємно розв'язані. Однак

це справедливо тільки для випадку ідеального узгодження й ідеальної симетрії плечей.

Реально можна домогтися розв'язки плечей порядку 30 - 50 дБ при КСХ не більше 1,2 у

смузі частот до 10%. Така розв'язка забезпечується точністю виготовлення трійника й

застосуванням узгоджувальних пристроїв. Для

узгодження встановлюються два незалежних

узгоджувальних пристрої: одне в Н-плече, інше

в Е-плече (рис. 1.144.а). При цьому трійник

виявляється погодженим з боку будь-якого

плеча й часто називається двічі погодженим.

Узгоджувальні елементи розташовуються

звичайно поблизу розгалуження, що трохи

розширює діапазонність.

Практичний інтерес також представляє випадок живлення трійника коливаннями

однакової амплітуди, але різної фази. Нехай плечі Е и Н збуджуються сигналами з

однаковою потужністю Р. Вище за допомогою картин електричних полів було показано,

що при синфазних сигналах вся потужність (2Р)

надходить у плече 4 (рис. 1.143). Це можна показати

й за допомогою векторної діаграми (рис.1.145.а)**

.

На рис. 1.145.б показані векторні діаграми для

випадку, коли плечі Е и Н збуджуються

коливаннями з однаковими амплітудами, але

зрушеними по фазі на кут φ( ). На діаграмі

позначені. E13 й Е14 — вектори електричних полів,

збуджених у плечах 3 й 4 при живленні трійника з

боку плеча 1; E23 й E24 — вектори електричних полів, збуджених, у

плечах 3 й 4 при живленні трійника з боку плеча 2; E3 й E4 — вектори сумарних

електричних полів у плечах 3 й 4 відповідно. З діаграми видно, що сигнал

надходить як у плече 4, так й у плече 3.

Скориставшись теоремою косинусів, можна визначити [3] потужність сигналів, що

надходять у плечі 3 й 4:

**

Векторні діаграми побудовані в фазовій площини для фіксованих перетинів хвилеводів.

Рис. 1.145

Рис. 1.144 а) б)

106

2sin2 2

3

PP ;

2cos2 2

4

PP Залежності Рз і Р4 від різниці фаз φ коливань у

плечах Е і Н графічно представлені на рис. 1.146.

Як видно із графіків, у всіх випадках (крім φ

= 0 і φ = 180 ) потужність, що надходить у

плечі Е і Н, ділиться між плечима 3 й 4. При φ

= 90° потужність ділиться нарівно. Аналогічно

розглянемо збудження подвійного трійника

одночасно з боку плечей 3 й 4. В самому

загальному випадку комплексні амплітуди

напруженості електричного поля в плечах 1 й 2 будуть відповідно дорівнювати:

;431 EEE ;432 EEE Завдяки своїм

властивостям подвійний трійник знаходить широке застосування у хвилевідній техніці. У

вимірювальних апаратурах подвійний трійник використовується для контролю

узгодження, контролю рівності навантажень, виміру вхідних опорів навантажень та ін. На

базі подвійного трійника конструюються високочастотні змішувачі й диплексери.

Істотними недоліками подвійного трійника є громіздкість конструкції й знижена

електрична міцність. Останнім часом почали застосовуватися модифіковані, так названі

згорнуті подвійні трійники (рис. 1.144.б). Така конструкція більш компактна, але викликає

труднощі при узгодженні плечей.

1.5.4.3. Кільцевий хвилевідний міст

Кільцевий хвилевідний міст (рис. 1.147) являє собою

прямокутний хвилевід, згорнутий у кільце в площині Е.

Довжина хвилеводу по осьовій лінії становить 2

3х. До

широкої стінки хвилевідного кільця підключені чотири

відгалуження

, які є відрізками

прямокутних

хвилеводів. Таким чином, цей

міст можна представити

у вигляді послідовного з'єднання чотирьох

хвилевідних Е-трійників. Схему заміщення

кільцевого моста подано на рис. 1.148. Її

складено на основі схеми заміщення Е-

трійника, який збуджує бічні плечі в протифазі

(див. рис. 1.94). Це показано на рис. 1.148

протифазними векторами Е полів, які

поширюються від плеча 1 по кільцю.

Хвильовий опір кільцевої лінії дорівнює Z, підключені лінії мають хвильові опори Z0.

Схематично кільцевий міст зображений на рис. 1.147.б. Відстані між відгалуженнями

підібрані так, щоб енергія, що надходить із боку будь-якого плеча, ділилася нарівно між

сусідніми плечима й не надходила в протилежне плече.

Відомо, що при збудженні трійника з боку плеча Е в плечах основного хвилеводу

збуджуються протифазні хвилі однакової амплітуди (рис. 1.102.а). Тому, якщо збуджувати

кільцевий міст через одне із плечей, у будь-якому перетині кільцевого хвилеводу поле

являє собою суперпозицію двох хвиль. Розглянемо розподіл енергії в кільцевому мосту

Рис. 1.146

Рис. 1.147 а) б) Z

Z

Z0 Z0

Z0 Z0

0,7E

0,7E

E

3/4

/4 /4

/4

1 2

3 4

Рис. 1.148

107

для різних варіантів живлення за допомогою векторних діаграм. Введемо позначення: E

— вектор електричного поля хвилі, що поширюється в кільцевому хвилеводі по

годинниковій стрілці; E — вектор електричного поля хвилі, що поширюється проти

годинникової стрілки.

На рис. 1.149 показане розташування векторів, що характеризують фази хвиль у різних

перетинах кільцевого хвилеводу при збудженні моста через плече 1. З діаграми видно, що

в перетин в хвилі приходять у фазі, тому, отже, у плече 3 (рис. 1.147) кільцевого моста

енергія відгалужуватися не буде.

У перетини б и г хвилі приходять у противофазі, отже,

виконується умова відгалуження енергії в плечі 2 і 4

кільцевого мосту. З векторної діаграми видно, що коливання

в перетинах б і г перебувають у фазі, тому плечі 2 і 4 мосту

збуджуються синфазно.

Рис. 1.149 На підставі теореми взаємності можна стверджувати, що при

живленні кільцевого моста одночасно з боку плечей 2 й 4 синфазними хвилями рівної

амплітуди буде збуджуватися плече 1, а в плече 3 енергія не піде. Ці властивості

аналогічні першій і другій властивостям подвійного трійника.

Розташування векторів, що характеризують фази хвиль в

перетинах кільця при живленні моста з боку плеча 3, показане

на рис. 1.150. З діаграми видно, що енергія відгалужується в

плечі 2 й 4, причому ці плечі збуджуються в противофазі. У

плече 1 енергія не відгалужується. З теореми взаємності

випливає, що при живленні моста одночасно через плечі 2 й 4

протифазними хвилями рівної амплітуди вся енергія піде в

плече 3, а плече 1 збуджуватися не буде. Рис. 1.150

Ці властивості аналогічні третій і четвертій властивостям подвійного трійника.

Кільцевому мосту властиві й інші, викладені вище, властивості подвійного трійника. При

цьому передбачається, що кільцевий міст погоджений з боку будь-якого плеча.

Знайдемо співвідношення між хвильовими опорами кільця Z і пліч Z0, для яких на будь-якому вході моста, наприклад першому (рис. 1.148), немає відбиття в разі підключення до

інших пліч узгоджених навантажень. Оскільки в площині третього плеча є вузол електричного поля, то можна вважати, що в цій площині міст закорочено, тому схему заміщення в разі збудження з боку плеча 1 можна подати так, як показано на рис. 1.151.

Опір лінії в перерізах 2 – 2 та 4 – 4 дорівнює хвильовому опору Z0, оскільки до цих перерізів паралельно підключено чвертьхвильові короткозамкнені відрізки, вхідний опір яких нескінченний.

Перерахувавши опір перерізу 2 – 2 до точок 1 – 1 маємо Zвх = Z

2/Zн = Z

2/Z0.

Аналогічний вираз одержимо для опору перерізу 4 – 4, перерахованого до точок 1 –

1. Оскільки Е-плече включене в кільце послідовно, для узгодження моста за входом 1 –

1 потрібно, щоб виконувалась рівність Z0 = 2Zвх = 2Z 2/Z0, звідки одержуємо Z0 = Z .2

Тому висота хвилеводу кільця – розмір bкільця – менше розміру хвилеводів bплеча в 2 раз.

Застосування в кільцевих мостах трансформувальних властивостей відрізків довгих ліній зумовлює залежність їхніх характеристик від зміни частоти.

1

2 3

Z

Z

Z

Z

Z

Z

Z

3/

4 /4

/4

/4

2 3

1

1

1

3

3

4

4 Рис. 1.151

108

Кільцеві мости практично можуть застосовуватися для тих же цілей, що й подвійні

трійники.

Найбільш широке застосування кільцеві мости знайшли в схемах, виконаних на коаксіальних чи смужкових (рис. 1.152) хвилеводах, конструкції яких

складається також з кільця довжиною 3/2 і чотирьох пліч, підключених до нього паралельно (рис. 1.153.а).

Це кільцева лінія з хвильовою провідністю Y, до якої приєднані лінії з хвильовою провідністю Y0.

Із плеча 1 до місць підключення ліній 2

та 4 хвилі приходять у фазі, тому

потужність, що надходить із плеча 1,

поділяється між ними нарівно. У плече 3

хвилі приходять двома шляхами, що

відрізняються довжиною на /2 (по верхній частині кільця й по нижній). Тому в точках

підключення лінії 3 виникає вузол поля, й енергія в цю лінію не передається плечі 1 і 3

виявляються взаємно розв’язаними. Зв’язок значень хвильових провідностей вхідних ліній

і кільця можна знайти, міркуючи так. Оскільки в площині плеча 3 є вузол електричного

поля (вхідне плече – 1), то можна вважати, що в цій площині міст короткозамкнений, і

тому схема заміщення має вигляд, показаний на рис. 1.153. б. Провідність ліній у

перерізах 2 2 та 4 4 дорівнює хвильовій провідності Y0, тому що паралельно цим

перерізам підключено чвертьхвильові короткозамкнені в перерізі плеча 3 відрізки,

вхідна провідність яких дорівнює нулю.

Перерахуємо провідність перерізу 2 2 до точок 1 1, використовуючи відомий з теорії довгих ліній вираз (див. модуль 1) для вхідної провідності лінії з хвильовою провідністю Y, навантаженої на провідність Yн (у нашому випадку Yн = Y0):

2 2

нвх

0,75н н 0

tg(β ).

tg(β ) l

Y jY l Y YY Y

Y jY l Y Y

Аналогічний результат виходить для провідності перерізу 4 4, перерахованої до

точок 1 – 1. Звідси випливає, що для забезпечення узгодження за входом 1 1 потрібно, щоб виконувалась рівність

або

Використання в кільцевих мостах властивостей трансформації опорів чвертьхвильовими відрізками довгих ліній визначає залежність їхніх характеристик від зміни частоти.

Кільцевий міст із «перекиданням фази» (рис. 1.154). Загальна

довжина кільця розглянутих вище мостів становить 1,5. Цей розмір може виявитися неприйнятним для ПНВЧ дециметрового діапазону

хвиль. Його зменшують, замінюючи ділянку кільця довжиною 3/4

відрізком зв’язаних ліній з l = /4, що вносить такий самий фазовий зсув

3/2, оскільки зв’язок дає додатковий зсув фаз на . Відзначимо, що обидва кінці цього відрізка мають бути заземлені, що не завжди зручно.

Мости з «перекиданням фази» мають більшу широкосмуговість, бо довжина їх кільця

не 1,5, а . Мости на основі 3-децибельних спрямованих відгалужувачів компактніші, однак їх

мікросмужкове виконання утруднене, тому що ширина зазору між смужками має бути лише 8...10 мкм.

2

0 вх вх

0

2 2Y

Y Y YY

0 2 .Y Y

a) б) Рис. 1.153

Рис. 1.154

Рис. 1.152

109

1.5.4.4. Щілинний хвилевідний міст

Конструктивно (рис. 1.155) щілинний міст (ЩМ) являє

собою два хвилеводи, що мають спільну вузьку стінку.

Частина спільної стінки вирізана й на цій ділянці утвориться

розширений хвилевід.

Підключений до узгоджених навантажень ЩМ має такі

властивості:

потужність, що надходить до кожного з входів моста,

поділяється нарівно між протилежними плечима;

коливання в цих плечах зсунуті між собою за фазою на /2.

Розглянемо принцип його роботи. На схемі моста

(рис.1.156) можна виділити три ділянки. Ділянки I і III

складаються зі стандартних прямокутних хвилеводів.

Ділянка II являє собою розширений прямокутний хвилевід, у

якого розмір а' широкої стінки збільшений удвічі в

порівнянні зі стандартним хвилеводом, тобто а' = 2а

Припустимо, що ЩМ живиться через плече 1, а плечі 2,3 і

4 навантажені на погоджені навантаження. Основна хвиля, що

поширюється в плечі 1, буде збуджувати розширений хвилевід. Так як хвилевід

збуджується несиметрично, то виконуються умови збудження не тільки основної хвилі

Н10, але й хвиль Н20, Н30 і т.д. Однак з діаграм типів хвиль, побудованих для стандартного

(рис. 1.157.а.) і розширеного (рис. 1.157.6 ) хвилеводів, видно, що на середній довжині

хвилі умова поширення виконується тільки для коливань

Н10 і Н20, тому що для них:

;2200 aaкрH ;42

100 aaкрH ,

де 0 = 1,4а — середня довжина хвилі робочого діапазону

для стандартного хвилеводу.

Таким чином, енергія в розширеному хвилеводі

переноситься двома типами хвиль. Теоретично й

експериментально доведено, що хвилі Н10 і Н20 у цьому випадку

переносять однакову потужність.

На початку спільного хвилеводу (перетин а-а) обидві хвилі збуджуються одночасно,

тому, як видно з рис. 1.156, в перетині а-а, що прилягає до хвилеводу 1, хвилі Н10 і Н20

будуть у фазі, а в перетині а-а, що прилягає до хвилеводу 2, — у противофазі. Вони

збуджують у плече 2 коливання основної хвилі однакової амплітуди, але у противофазі і

компенсують друг друга. Отже, у плече 2 енергія не надходить й воно виявляється

електрично ізольованим від плеча 1. Тому вся енергія, що надходить із плеча 1, буде

передаватися в напрямку перетину б-б.

Критична довжина хвилі для Н20 менше, ніж для Н10, тому, як видно з виразу:

2)(1кр

ф

хвиля Н20 буде поширюватися з більшою фазовою швидкістю. До перетину б-б хвилі

прийдуть із різними фазами. Різниця фаз хвиль Н10 і Н20 в перетині б-б залежить від

довжини спільного хвилеводу (довжини щілини) і визначається по формулі:

щHH l)(2010

Рис. 1.155

Рис. 1.156

Рис. 1.157

110

l = /(Н10 - Н20)

Н10

Н10

U0

U0

Uп

Uс

1

4

2

3

H20 H10 H10

H20

Uп Uс

У перетині б-б кожна із хвиль збуджує в плечах 3 і 4 хвилю основного типу з рівними

амплітудами коливань, але з різними фазами. На рис. 1.158

зображені векторні діаграми, що пояснюють збудження плечей

3 й 4. Хвиля Н10 збуджує в плечах 3 й 4 синфазні коливання з

амплітудою електричного поля ЕН10 . Хвиля Н20 збуджує плечі 3

й 4 у противофазі, що обумовлено законом розподілу її поля

уздовж широкої стінки хвилеводу. Амплітуда Е Н20 цих

коливань дорівнює амплітуді Ен10, а фаза в плечі 3 випереджає на деякий

кут фазу коливанні, збуджених хвилею Н10. Порівнюючи амплітуди Е3 й

Е4 сумарних полів, можна бачити, що енергія, що надходить у плече1, ділиться між

плечами 3 й 4 у деякому співвідношенні, що залежить від величини фазового набігу

між коливаннями хвиль Н10 і Н20, . тобто від довжини щілини.

Якщо довжина щілини обрана так, що = 90°, то в плечі

3 й 4 надходить однакова енергія (рис. 1.159). Коливання Е3 і

Е4 в цих плечах в обох випадків (рис. 158, 159) зсунуті між

собою за фазою на /2 (отже, ЩМ – квадратурний пристрій).

При в кінці отвору зв’язку на вході хвилеводу 3

(рис. 1.160) поля H10 і H20 збуджують коливання основної

хвилі однакової амплітуди у фазі, а на вході хвилеводу 2 у протифазі, і вся енергія

надходить із плеча 1 тільки в плече 3.

Якщо розглянути випадок збудження

щілинного моста одночасно через два плеча, то

виявиться, що й щодо цього він поводиться

інакше, чим подвійний трійник.

На рис. 1.161 представлені векторні діаграми

для випадку збудження моста з боку плечей 1 й 2

коливаннями з рівною амплітудою, але з

довільною фазою.

Скориставшись теоремою косинусів, можна показати [3], що

2

90sin2 2

3

PP ;

2

90sin2 2

4

PP .

На рис. 1.162 зображені графіки, що показують

залежність Р3 і Р4 від різниці фаз між сигналами, що живлять.

Порівнюючи ці графіки з аналогічними графіками (рис. 1.146),

отриманими для подвійного трійника, можна бачити, що умови передачі енергії в плечі 3

й 4 різні. Наприклад, при φ = 0 у подвійному трійнику вся потужність надходить у плече 4,

а в щілинному мосту потужність ділиться нарівно між плечима 3 й 4. Щоб вся потужність

передавалася в плече 3 або в плече 4 щілинного моста, потрібно живити плечі 1 і 2

коливаннями зі зсувом фаз ±90°. Необхідно також відзначити, що закономірність

розподілу потужності між плечима 3 й 4 щілинного моста залежить від того, у якому з

плечей, що живлять є відставання фази. Вирази (1.79) отримані в припущенні, що фаза

коливань у плечі 2 випереджає фазу коливань у плечі 1. При зворотному співвідношенні

Рис. 1.162

Рис. 1.161

Рис. 1.159

Рис. 1.158

Рис. 1.160

111

1

l

а

а0

b

фаз вирази Р3 і Р4 потрібно поміняти місцями (відповідно поміняються й графіки на рис.

1.162).

Розглянемо питання конструювання ЩМ. З діаграми типів хвиль (рис. 1.157) видно, що

в короткохвильовій частині робочого діапазону стандартного хвилеводу (0 ) в

розширеному хвилеводі ЩМ буде виконуватися умову для поширення хвилі Нзо. Якщо

врахувати, що фактична ширина розширеного хвилеводу дорівнює a/=2a+ 2δ, де δ —

товщина стінок хвилеводу, то нормальна робота ЩМ неможлива навіть на середній хвилі

робочого діапазону.

Для розширення робочого діапазону моста широку стінку спільного хвилеводу

зменшують. Практично розмір широкої стінки спільного хвилеводу вибирають рівним а0≈

1,94a (рис. 1.163).

Стандартні ЩМ розраховують так, щоб

потужність, що надходить в одне плече,

ділилася нарівно між протилежними плечима.

Довжина розширеного хвилеводу (довжина

щілини) у цьому випадку повинна забезпечити

набіг фази між коливаннями хвиль Н10 і Н20 ∆φ

= 90°. Отже,

2)(

2010

щHH l

. Тому що

х

х

2

,

то після

простих перетворень одержимо

1020

1020

4

1

хHхH

хHхH

щl

(1.80)

де,

20

0

)2

(110

a

хH

20

0

)(120

a

хH

У реальному випадку на величину фазового набігу впливають неоднорідності,

обумовлені кінцями щілини, а також реактивні поля хвиль вищих типів (Н30, Н40 і т.д.), які

можуть збуджуватися в спільному хвилеводі. У цьому випадку

частина енергії відгалужується в плече 2, тому Рз ≠ Р4. Для

ослаблення цього ефекту в центрі спільного хвилеводу

розміщують ємнісний узгоджувальний штир 1 (рис. 1.163).

Розміри штиря підбираються експериментально.

Конструкція стандартного ЩМ з фланцем показана на

рис.1.164. Правильно сконструйований міст має смугу частот

близько 15% при Кс ≤ 1.1. Якщо збуджувати міст із боку плеча 1,

то нерівномірність розподілу потужності між плечима 3 й 4 становить не

більше 0,3 дБ, а розв'язка плечей 1 й 2 не менш 30 дБ.

Області застосування ЩМ такі ж, що й подвійного трійника, але найбільше застосування

він знайшов у ферітових циркуляторах фазового типу.

ЩМ, у порівнянні з іншими хвилевідними мостами, більш широкосмуговий, має більшу

електричну міцність, його конструкція найбільш компактна.

1.5.4.5. Мости Ланге

Ці багатозв’язні (рис. 1.165) відгалужувачі з паралельним з’єднанням декількох зв’язаних ліній технологічніші у виготовленні. Ширина зазору в них становить уже 40...70 мкм і легко реалізується фотолітографічним методом. Мости Ланге працездатні в

Рис. 1.164

Рис 1.163

112

1 2

3 4

смузі частот до двох октав, що досягається, зокрема, вирівнюванням потенціалів зв’язаних ліній за допомогою сполучних провідників (паралельне з’єднання трьох провідників зменшує їхню індуктивність).

Характеристики й параметри багатьох пристроїв можна поліпшити, застосувавши мости, складені на декількох різних типах ЛП.

Прикладом такого моста, мікросмужкового аналога подвійного хвилевідного трійника, може бути показана на рис. 1.166 конструкція, яка складається з

двох центральних пліч 1 і 2 відповідно на ЩЛ та МСЛ, кільцевої

лінії загальною довжиною /2 і двох бічних пліч 3 та 4 на ЩЛ, що розходяться симетрично щодо плеча 2.

Уся потужність, що надходить на вхід 1, розподіляється

порівну між вихідними плечима 3 та 4; коливання в цих плечах

синфазні, поле в плечі 2 не збуджується. Потужність не проходить із

входу 2 на вхід 1, а ділиться навпіл між бічними плечима 3 та 4,

причому коливання в цих плечах зсунуті між собою за фазою на .

Такий синфазно-протифазний режим роботи цього моста забезпечує розподіл

потужності в смузі частот 80 % з нерівномірністю, меншою 0,2 дБ. Якщо цей міст

збудити з боку бічного плеча 3 чи 4, то потужність надійде тільки в центральні плечі 1 і 2

зі зсувом коливань за фазою на /2.

Висновки

Спрямовані відгалужувачі можуть бути співспрямованими та протиспрямованими. Поліпшення електричних характеристик спрямованих відгалужувачів можна досягти збільшенням кількості елементів зв’язку.

Мостові з’єднання поділяють потужність на дві рівні частини; за зсувом фаз коливань на виході розрізняють синфазні, протифазні, синфазно-противофазні та квадратурні мости.


4. Назвати види СВ й охарактеризувати їх параметри . 5. Пояснити основи розрахунку багатоелементних СВ. 6. Навести приклади конструкцій одноелементних СВ та пояснити принцип їх дії. 7. Пояснити методику визначення взаємної розв’язки пліч СВ та хвилевідних

мостів. 5. Які властивості подвійних хвилевідних трійників? 6. Які властивості мають щілинні та кільцеві мости? 7. У разі живлення подвійного трійника з боку бічних пліч фази й амплітуди коливань

підібрано так, що вся потужність надходить у плече Е. Як потрібно змінити фазу коливань в одному з бічних пліч, щоб уся потужність передавалася в плече Н?

8. Яке призначення підстроювального елемента в центрі хвилевідного ЩМ?

9. Визначити КБХ на вході ідеального ЩМ, якщо одне з його пліч закорочено, а інші навантажено на узгоджені навантаження (див. рисунок).

10. Визначити КСХ на вході 1 ідеального ЩМ, вихідне плече 2 якого закорочено, а до пліч 3 та 4 підключено узгоджені навантаження. Як зміниться значення КСХ, якщо навантаження пліч 2, 3, 4 поміняти місцями?

Рис 1.165

Рис 1.166

113

11. Чи змінюватиметься потужність на виходах системи, що складається з трьох ЩМ (див. рисунок), з переміщенням короткозамикального поршня?

12. Визначити межі зміни потужності Рвих

на виході суматора (згорнутого

кільцевого моста) за зміною фазового

зсуву φ. Навантаження плеча з

індикатором неузгодженості (унизу)

вважати узгодженим.

1.5.5. Диплексери (частотно-розділові пристрої)

Загальна характеристика диплексерів. Для зниження вартості й габаритів станцій зв’язку використовують ту саму антену для прийому сигналів і їх передачі. При цьому сигнал передавача, випромінюваний антеною, не має потрапляти в приймач, а прийнятий має надходити тільки в приймач. Пристрої, що забезпечують підключення передавача та приймача (що працюють одночасно на різних частотах) до однієї антени, називають частотно-розділовими пристроями, або диплексерами (іноді дуплексерами).

Диплексери мають задовольняти такі вимоги. Сигнал передавача, що просочується в приймач, потрібно ослабити до рівня, за якого немає насичення малошумного підсилювача (МШП) та вхідного змішувача (у разі великого підсилення МШП). Наприклад, якщо потужність передавача 10

3 Вт, а потужність насичення МШП за входом

10–6

Вт, то внесене ослаблення приймального плеча диплексера на частоті передачі має бути не менше ніж 90 дБ, що забезпечується потрібною кількістю ланок СПФ для заданого розносу частот прийому та передачі. При цьому підсилювач працює в лінійному режимі, хоча потужність передавача, що просочується, може істотно перевищувати потужність прийнятого сигналу. Подальше ослаблення коливань передавача виконується за допомогою частотно-вибіркових властивостей МШП та тракту проміжної частоти.

Смуга пропускання фільтрів диплексера має бути не надто широкою, щоб забезпечити захист приймача від зовнішніх завад, зокрема по дзеркальному каналу, але й не занадто вузькою, інакше буде спотворено корисний сигнал. Внесене ослаблення диплексера на частоті прийому має бути мінімальним, щоб зумовлена ним складова шумової температури приймальної системи не перевищувала заданої.

У тракті передачі також мають бути малі втрати. Енергетичний потенціал потужних

станцій може погіршуватись як через теплові втрати, так і в результаті розстроювання

фільтрувальних систем унаслідок їх нагрівання. Так, втрати лише в 0,4 дБ у разі середньої

потужності передавача 10 кВт відповідають 1 кВт потужності, що перетворюється в тракті

НВЧ на тепло. Диплексер має забезпечувати передачу заданої потужності без пробою, не

спричиняти затягування частоти генератора зі зміною навколишніх умов, мати мінімальні

габаритні розміри та масу.

Для реалізації двостороннього зв’язку іноді використовують два близькі піддіапазони

частот, розділені захисним проміжком. Якщо перший із них призначено для прийому

сигналів, то другий для передачі, і навпаки, тобто потрібно переключати фільтри з одного

піддіапазону на другий. Щоб в обох цих випадках розв’язка приймача від передавача

Рвх1 Рвих2

Рвих4 Рвих3

Рвих

l = /4 = 3/2

/4 /4

/4

Р1 = 1 Вт Р2 = 1 Вт

mA

20 дБ 20 дБ

114

Рис.1.162.

була однакова й не нижча допустимої, ЧХ фільтрів має бути симетричною , з

однаковою крутістю схилів. Потрібно, щоб форма ЧХ фільтрів і диплексера не

змінювалась у разі перестройки з однієї робочої хвилі на іншу в межах піддіапазону.

Найпростішою конструкцією диплексера є трійник (рис.

1.167), до одного плеча якого підключено антену, до інших –

через відповідні смугові фільтри приймач і передавач.

Довжину плеча l1 підбирають так, щоб сигнал передавача

надходив без відбиттів у антену. Довжина плеча l2 забезпечує

надходження прийнятого сигналу без відбиттів у приймач.

1.5.5.1. Диплексери з мостовими з’єднаннями

У сантиметровому діапазоні диплексер іноді складається

з каскадно з’єднаних двох ЩМ і СПФ між ними, настроєних

на частоту прийому (рис. 1.168. а). Прийняті антеною на

частоті f1 коливання сигналу через СПФ двома шляхами однакової довжини (рис. 1.168. б)

надходять у приймач, підключений до плеча 3. Коливання в плечі 3 складаються у фазі

(на рисунку позначено зсуви фаз, зумовлені тільки проходженням хвиль через область

зв’язку). У плече 4 сигнал не проходить через властивості ЩМ, а в плече 2 – через те,

що хвилі приходять туди двома шляхами в протифазі, маючи однакову амплітуду.

Коливання передавача з частотою f2, відбиті фільтрами, приходять в антену також

у фазі (рис. 1.169. а), а в плече 4 відбиті від фільтрів хвилі надходять у протифазі (рис.

1.169. б).

Розглянемо схему диплексера, що складається з двох подвійних трійників і двох СПФ, настроєних на частоту f1 прийнятого сигналу (рис. 1.170). Коливання цієї частоти від підключеного до антени плеча Н надходять у фазі в обидва бічні плечі подвійного трійника та попадають у приймач, складаючись у фазі в плечі Н другого подвійного трійника.

Коливання передавача на частоті f2 з Е-плеча подвійного трійника попадають спочатку в бічні плечі зі зсувом на

180° (відповідно до властивостей Е-трійників). Відбиваючись від СПФ, ці коливання знову повертаються до подвійного трійника, але вже у фазі, оскільки відстані, на які СПФ

віддалені від трійника, відрізняються на 2/4. Синфазні коливання з бічних пліч надходять у Н-плече і випромінюються антеною.

Використання ЩМ і подвійних трійників дає додаткову розв’язку приймача від передавача приблизно на 20...30 дБ порівняно з найпростішою схемою диплексера на трійнику (див. рис. 1.167).

У мініатюрних приймально-передавальних пристроях НВЧ раціонально застосовувати диплексери з фільтрами на ДР (наприклад, як показано на рис. 1.171). До мікрорознімання 1 підключено антену, до входу 7 – передавач, до гнізда 5 – приймач. Мікрорознімання входять у порожнину диплексера штирями. Порожнину диплексера розділено електромагнітним екраном 4 на два не зв’язаних між собою відсіки. Коливання від

передавача на частоті 1 штирем збуджують резонатор 6 у лівій частині диплексера, перший із трьох резонаторів фільтра, настроєний на частоту передачі.

Резонатор 3 (лівий)на виході фільтру зв’язаний з антеннним розніманням, коливання

6

5

7

8

Рис. 1.169 Рис. 1.168

Рис. 1.170

Рис. 1.167

115

1

2

Рис. 1.172

f1

f2 7 6 5

4

1 2 3 3

f2 f1

E

E

5

z –y

y

Exe-

E

E

3

4

E

Ex e-

j/2

2

x

E

E

1

6

–Ex

E

E

передавача випромінюються в ефір.

Правий фільтр настроєний на частоту прийому 2 й не пропускає потужні коливання передавача до приймального пристрою. Штир антенного гнізда збуджує правий резонатор 3, фільтр у правому відсіку пропускає

прийняті на частоті 2 коливання до приймача. Такий диплексер, на відміну від розглянутих вище диплексерів на ЩМ або на ПХТ, можна застосовувати для роботи з

частотою прийому 1 і частотою передачі 2. Це, наприклад, дає змогу зменшити кількість типономіналів диплексерів у радіорелейних або стільникових лініях зв’язку.

1.5.5.2. Поляризаційний диплексер

Поляризаційні диплексери призначені для розподілу

сигналів колової поляризації, наприклад правого обертання

(на прийом) і лівого (на передачу). Пояснимо принцип дії

такого диплексера на прикладі конструкції, зображеної на

рис. 1.172. Сигнал

передавача через

прямокутний хвилевід 1 збуджує в круглому хвилеводі

хвилю Н11. Плече 2 розв’язане щодо плеча 1, тому що

хвиля Н11 не збуджує в плечі 2 хвилю Н10, і вся

потужність передавача через діелектричну пластину 4,

орієнтовану під кутом 45° відносно широкої стінки

прямокутного хвилеводу 1, надходить у плече 3 й потім

випромінюється у вигляді коливань з поляризацією

лівого обертання. Перетворення поля лінійної поляризації в поле

колової поляризації можна пояснити так. Вертикально

поляризований вектор вE хвилі Н11, як це

показано на рис. 1.160, можна подати у вигляді суми двох складових:

o o

в 0 0 0 в, де / 2.х уЕ Е Е х Е у Е Е Е

У разі поширення вздовж діелектричної

пластини складова поля ,xE розміщена

переважно в діелектрику, зазнає більшого вповільнення,

ніж .yE Якщо

довжину й товщину

пластини вибрано так, що різниця фаз

складових xE і yE дорівнює /2, то на виході 3 маємо поле

миттєве значення якого має вигляд

o o

в 0 0sin(ω β ) cos(ω β ).E x E t z y E t z (1.81)

Вважаючи, що z 0 та спостерігаючи орієнтацію вектора в моменти часу, у які t 0,

/2, , ..., переконуємося, що випромінюване поле (1. 81) має колову поляризацію лівого напрямку обертання.

Прийняте поле правого обертання, з урахуванням напрямку поширення в бік z також можна описати виразом (1.81).

У разі поширення поля вздовж пластини в напрямку z фазова затримка складової ,xE

o π / 2 o

в 0 0 ,jE x E e y E

Рис. 1.171

Рис. 1.173

116

розташованої в площині пластини, на /2 більша, ніж затримка складової ,yE тому

після проходження пластини електричне поле в круглому хвилеводі можна описати

виразом о π о о о

г 0 0 0 0 ,jE x E e y E x E y E що відповідає полю лінійної поляризації,

орієнтованому ортогонально полю в ,E унаслідок чого прийнятий сигнал надходить у

плече 2, не потрапляючи в плече 1.

Поляризаційні диплексери забезпечують розв’язку трактів прийому та передачі

приблизно на 30 дБ. Збільшити розв’язку можна за допомогою частотних фільтрів, якщо

частоти прийому та передачі різ

Висновки

Диплексери – це частотно-розділові пристрої, що дають змогу одночасно передавати та приймати сигнали на різних частотах з використанням однієї антени. Диплексери виготовляють на основі мостів і фільтрів, настроєних відповідно на частоту передачі чи частоту прийому. У поляризаційному диплексері використовуються коливання лівої та правої колової поляризації в круглому хвилеводі.


1. Назвати вимоги до параметрів частотно-розділових пристроїв. Навести приклади їх конструктивного виконання. 2. Пояснити принцип дії диплексерів, показаних на рис. 1.170, 1.171. 3. Пояснити будову та принцип дії поляризаційного диплексера.

117

Розділ 2. Керовані і невзаємні елементи і

пристрої хвилевідних трактів ТКС

К керуючім та невзаємнім елементам і пристроям хвилевідних трактів ТКС

відносяться такі керуючі пристрої, як: атенюатори, фазообертачі, перемикачі, комутатори,

вимикачі, модулятори, обмежувачі та стабілізатори потужності і невзаємні пристрої –

поляризатори, вентилі НВЧ та різного роду циркулятори. Їх використання досить

різноманітне, наприклад, комутація антен, випромінювачів антенних решіток, передавачів

та приймачів, керування діаграмами направленості антен і т.д.

Основними параметрами керуючих вузлів є:

1) втрати НВЧ енергії (ККД);

2) час перемикання із одного режиму в інший або час врегулювання

(швидкодія);

3) смуга частот;

4) рівень потужності НВЧ сигналу;

5) степінь узгодження з хвлевідним трактом у різноманітних режимах;

6) енергія або потужність керування.

В багатьох випадках важливі габарити, маса, ціна і т.д. Найбільш вживані

механічні, газові, феритові та напівпровідникові керуючі пристрої. Далі розглядаються

пристрої з електронним керуванням, оскільки конструкції та принцип дії механічних

атенюаторів, фазообертачів та комутаторів нами уже розглянути у розд. 1.

2.1. Пристрої з електронним керуванням

Електронне керування передбачає введення в ЛП намагнічених феритів,

напівпровідників та сегнетоелектриків.

У феритах використовуються такі явища, як: зміна магнітної проникності під дією

зовнішнього магнітного поля; обертання площини поляризації хвилі (ефект Фарадея);

повздовжній та поперечний феромагнітний резонанс, при якому ЕМХ з одним напрямком

обертання векторів поля ефективно поглинається, а з іншим напрямком обертання – ні;

витіснення НВЧ поля поздовжньо або поперечно намагніченим феритом; невзаємний

фазовий зсув, коли ЕМХ, які поширюються в протилежних напрямках, отримують різні

фазові зсуви. Пристрої з феритами мають швидкодію порядку (0,1-100) мкс, але

мінімальних часових інтервалів можна домогтись лише за рахунок значної потужності

(сотні ватт) керуючих сигналів.

Напівпровідникові пристрої успішно використовуються в діапазоні від метрових до

дицеметрових хвиль. Їх перевагами являються: висока швидкодія (до 0,1 нс); малі

габарити та маса; незначні потужності керування (від 1 пВт до 1Вт), значний термін

служби (до 200000 год.). Для керування використовується властивість напівпровідникових

структур змінювати свій комплексний опір при дії зовнішньої напруги або струму.

Наприклад, p-n діоди мають змінну ємність, яка створюється в області p-n переходу і

регулюється зовнішною напругою порядку (1-10)В. В p-i-n діодах регулються в широких

межах опір центральної високоомної області і-області. Відношення крайніх значень опору

складає 103

і більше ті грає визначну роль в схемах комутації, де використовуються тільки

протилежні стани діода – «відкритий-закритий». В атенюаторах з плавною зміною

ослаблення використовуються і проміжні значення внутрішнього опору діода.

Сегнетоелектрики використовуються в спеціальних конденсаторах, ємність яких

залежить від величини зовнішньої керуючої напруги.

Розглянемо більш детально фізичні процеси в напівпровідниках на рівні

еквівалентних схем.

118

2.1.1. Еквівалентні схеми напівпровідникових діодів НВЧ при подачі на них

напруги зміщення протилежної полярності

Дія практично усіх типів керуючих діодів основана на зміні їх повного опору на

НВЧ в площині ввімкнення в ЛП. Цей ефект зумовлений дією керуючої напруги,

прикладеної до діоду. При зміні повного опору діода в загальному випадку

спостерігається відбиття, поглинання та зсув фази НВЧ сигналу, який проходить через

нього. За типом діодної структури розрізняють діоди з p-n-переходом, з p-і-n-структурою

та з бар’єром Шотткі.

Діоди з p-n-переходом мають чітко вираженими двома робочими резонансними

станами (рис. 2.1), на яких Lп, Rп та Cп, відповідно, зазначені індуктивність, опір та

ємність, які враховують вплив корпусу та елементів монтажу діодотримача.

Ємність p-nпереходу цих діодів залежить від

значення та знаку прикладеної керуючої напруги

(рис. 2.1.а,б і в). Тому керуючі діоди з p-n-

переходом часто називають варакторними або

резонансними перемикаючими діодами.

Для діодів на p-і-n-структурах резонанс

виражається дуже слабо, тому їх відносять до

групи нерезонансних та використовують в якості

комутаційних.

Структура такого діода є трьохшаровою

(рис.2.2.а): між гарно провідними

напівпровідниковими шарами з дірковою (шар р) та

електронною(шар n) провідностями розміщений

достатньо широкий шар з низькою провідністю,

близькою до власної провідності

напівпровідника(шар і). Торцеві поверхні діода

металізують та використовують в якості виводів.

Якщо до діода прикласти постійну напругу, яка називається зміщення,

так, що плюс джерела зміщення з’єднаний з шаром р, а мінус – з шаром n, то опір шару і, а

значить, і всього діода різко зменшується за рахунок поступання в цей шар електронів із

шару n та дірок із шару р. Таке зміщення називають прямим. При прикладенні до діоду

зворотного зміщення (плюс джерела зміщення з’єднаний з шаром n) опір діода різко

зростає, оскільки вся постійна напруга, виходить, прикладена до шару і, де створюється

сильне електричне поле, яке сприяє видаленню вільних зарядів цього шару. Тому, якщо до

діода одночасно прикласти зміщення та достатньо малу змінну напругу ВЧ сигналу, то

для останнього діод буде вести себе по різному, в залежності від полярності зміщення:

при прямому зміщенні діод має малий активний опір R+ (декілька Ом) і його можна

уявити у вигляді еквівалентної схеми (рис.2.2.б), де Ls враховує індуктивність виводів

діода; при зворотному зміщенні активний опір діода R- достатньо великий (декілька кОм) і

його можна уявити у вигляді еквівалентної схеми (рис.2.2.в), де Сі враховує загальну

ємність діода у стані (звичайно величина Сі =0,3…1 пФ). У наш час розроблено велику

кількість конструкцій p-і-n діодів, призначених для роботи у різних типах ЛП при різних

рівнях передавальної потужності.

Варакторні діоди забезпечують найбільшу швидкодію, а p-i-n-діоди – найбільшу

напругу, що комутується.

Переходи М–НП. Такі переходи мають точково-контактні діоди та діоди з бар’єром

Шотткі (ДБШ).

Точково-контактні діоди – історично перші напівпровідникові діоди НВЧ; їх почали

широко застосовувати в період Другої світової війни в радіолокаційних станціях. Перехід

М–НП утворюється притиском загостреного дротика з вольфраму (чи фосфористої

Рис.2.1

Рис.2.2

а) б) в)

119

бронзи) до кристала кремнію (германію, GaAs). Потрібної ВАХ домагаються підбором

точки контакта й регулюванням сили притиску. Притискний контакт дає великий розкид

параметрів переходу; він механічно ненадійний, тому діоди з таким контактом чутливі до

вібрації й ударів. Значення зворотного струму точкового діода велике, його електрична

міцність невисока, пробивна напруга близько 2...3 В.

Якщо для притискного контакта M–n+ використовувати метал з акцепторною

присадкою та піддати його електроформуванню – пропус-тити через нього електричні

імпульси певної енергії, то внаслідок сильного нагрівання приконтактної області під

вістрям голки утвориться тонкий шар p+-напівпровідника, тобто мікросплавний точковий

перехід оберненого діода (зворотної полярності) структури p+–n

+ зі стабільними

параметрами.

Перехід М–НП, одержуваний вакуумним напиленням металу на напівпровідник,

називають переходом із бар’єром Шотткі. Найчастіше використовують GaAs n-типу як

матеріал з високою рухливістю електронів, рідше – Si. Завдяки малій товщині

епітаксіального n-шару, що утворює з металом перехід, опір втрат rs менший, а крутість

прямої гілки ВАХ і електрична міцність вищі, ніж у точково-контактного переходу. Однак

контактна різниця потенціалів деяких типів ДБШ велика – до 0,9 В.

Висока повторюваність параметрів ДБШ і їхня стабільність у процесі експлуатації, а

також автоматизація виробництва забезпечуються сучасною епітаксіальною технологією.

Переходи М–НП працюють на основних носіях (зазвичай електронах), тому, на

відміну від p–n-переходів, у них практично немає інжекції та нагромадження неосновних

носіїв (дифузійна ємність дорівнює нулю), завдяки чому вони менш інерційні та

працездатні аж до субміліметрового діапазону хвиль.

Найвищу робочу частоту мають ДБШ (М–n–n+), трохи меншу – точкові (М–НП),

далі йдуть p+–n

+ обернені, та, нарешті, p–n-діоди.

Шумові властивості діода. Шумова потужність діодів має такі основні складові:

дробові шуми, пропорційні прямому струму діода; низькочастотні флікер-шуми (шуми

мерехтіння), зумовлені переважно поверхневими станами переходу (вони спадають за

законом 1/); теплові шуми опору втрат rs.

Теплові шуми можна значною мірою зменшити охолодженням діодів. Перевагою ДБШ

на GaAs n-типу в разі глибокого охолодження (до азотних і навіть гелієвих температур) є

також певне зменшення rs завдяки збільшенню рухливості електронів, тоді як у p–n-діодів

опір rs зростає внаслідок зменшення рухливості дірок і ступеня іонізації акцепторів у Si.

2.1.2. Пристрої керування амплітудою

До пристроїв керування амплітудою належать вимикачі (імпульсні модулятори),

дискретні та плавні атенюатори (амплітудні модулятори), а також обмежувачі та

стабілізатори потужності НВЧ.

Основні параметри:

- діапазон частот;

- втрати під час пропускання НВЧ потужності Lп (від десятків до одиниць дБ);

- розв’язки в закритому стані Lз (десятки дБ);

- КСХ;

- рівень керування допустимої або стабілізованої потужності НВЧ РНВЧ (до кВт);

- потужність керування Р0 (долі Вт);

- час перемикання з одного стану в інший (від нс до мкс).

Переваги електричних комутаторів:

- велика швидкодія (10-6

– 10-7

с);

- мала керуюча потужність (десятки млВт);

120

- великий термін служби (до 200000 год.);

- здатність працювати при достатньо великих НВЧ потужностях (імпульсна потужність

може досягати десятки кіловатт, середня потужність – сотні ватт ).

2.1.2.1. Діодний вимикач

Це відрізок ЛП з діодом, який може бути виконаний за паралельною (рис. 2.3.а) або

послідовною (рис.2.3.б) схемами.

З метою зручності

встановлення діодів у хвилевід

них конструкціях

використовують паралельну

схему ввімкнення вимикачів, а в

коаксіальних і смужкових – як

паралельну, так і послідовну.

Ланцюг Lбл Cбл утворює

ФНЧ для запобігання витоку

енергії НВЧ коливань по ланцюгам зміщення. Конденсатори Cбл виключають

замикання джерела зміщення через зовнішні ланцюги. За допомогою

резистора Rбл установлюється необхідне значення прямого струму діоду; він також дає

можливість виключити КЗ джерела живлення у випадку пробою діода.

Принцип дії вимикача оснований на ефекті зміни опору діода Z.Якщо подавати

пряму напругу +U0 на діод (рис. 2.3.а), встановлюється струм до декількох десятків млА.

При цьому малий прямий опір діода Z+ практично закорочує ЛП. Енергія НВЧ

відбивається в сторону генератора – вимикач «закритий». При зворотному зміщенні

великий опір діода Z- не шунтує ЛП, вимикач пропускає енергію. В послідовній схемі

пряме зміщення діода забезпечує пропускання НВЧ енергії в навантаження, у випадку

зворотного зміщення хвиля, яка падає, відбивається від діода, вимикач «закритий».

Розглянуті вимикачі на одиночному діоді мають малий час премикання, порядку

одиниць-десятків нс. Але із-за низької електричної міцності p-n-переходу значення

керованої потужності НВЧ мале – одиниці Ватт. У схемі на (рис.2.3.б) відмінний від нуля

прямий опір діода призводить до помітних втрат(Lп>10дБ), а невеликий зворотній опір не

дає змоги одержати розв’язку Lэ>10дБ. Кращі параметри мають багатодіодні вимикачі.

Перемикальні властивості комутаційних діодів оцінюються параметром якості

𝐾КП =𝑅𝑚𝑎𝑥

𝑅𝑚𝑖𝑛, де Rmax і Rmin – опір діода при запираючих і пропускаючи

керуючих напругах на ньому.

Параметр якості однозначно пов’язаний із вносимими втратами вимикача в

режимах пропускання (Lп) та запирання (Lз) наступним співвідношенням:

√𝐿3− 1

√Lп− 1= 𝐾КП. Вимикач – базовий елемент перемикачів.

2.1.2.2. Перемикачі (комутатори)

Це багатополюсними з дискретно змінюваними внутрішніми зв’язками між

входами.

За функціональними можливостями їх поділяють на такі види:

1) двоканальні комутатори (1:2), які використовують, наприклад, для переходу

на резервний комплект апаратури; підключення до тракту замість джерела

сигналу КИА, припустимо, генератора шуму;

2) багатоканальні комутатори (1:m), які використовують, наприклад, для

сканування діаграм направленості антени;

3) матричні комутатори (m:n), у яких кожний із m вхідних каналів може

підключитись до кожного із n виходів (у багатопроменевих ФАР).

Рис.2.3

+ U0

U0

Cбл

Lбл

Lбл Lбл

Lбл

Rоб

Z

Z0 Z

Z

Z Cзв Cзв

Cбл

а б

+

121

Спрощенні еквівалентні схеми комутаторів наведені на рис.2.4-2.5, причому на

рис. 2.4 показана еквівалентна схема з послідовним

включенням p-i-n діодів, а на рис. 2.5 – з

паралельним.

Розглянемо спрощену схему заміщення

перемикача на два положення (рис.2.5.а).

Перемикальні p–i–n-діоди з’єднано зустрічно, тому в

разі

подання

позитивної

керувальної напруги діод VD2 відкритий, а діод

VD1 закритий. Діоди розміщено на відстані /4

від вхідного перерізу а – а, щоб запобігти

шунтуванню входу відкритим діодом VD2 та

забезпечити синфазне додавання відбитої від

нього хвилі з тією, що падає. У результаті вся

НВЧ енергія надходить на вихід 1 у

незашунтовану ЛП. Зі зміною полярності зміщення

відбувається перемикання на інший напрямок 2.

Розв’язка перемикача залежить від ємності

діода в закритому стані та паразитних зв’язків ЛП,

що підводять НВЧ енергію. Для збільшення

розв’язки між каналами використовують каскадне

з’єднання вимикачів у плечах перемикача, однак

при цьому зростають втрати пропускання.

Більш складна в керуванні схема комутатора,

яка зображена на рис. 2.5.б, в якій p-i-n діоди включені однаково (ланцюги

зміщення не показані). Потужність із плеча 1 поступає плече 2 в тому випадку, коли діод в

цьому плечі не шунтує хвилевід, а діод в плечі 3 шунтує ЛП, і в плече 3, якщо діод у плечі

2 закриває лінію, а у третьому – відкриває.

Комутатори оптичного діапазону можна

виконати на основі спрямованого відгалужувача

(СВ), зображеного на рис. 1.137. Однак це

конструкція комутатора вимагати дуже жорсткі

допуски на виготовлення для забезпечення потрібної

довжини зони зв’язку і однакових коефіцієнтів фаз

у світловодах.

Указаний недолік усунутися у двохсекційному комутатори (рис. 2.6). Комутатор

складається з двох каскадне включених СВ (секцій) однакової довжини , причому

)2/(2 K . Кожна секція керується окремо. Якщо к кожної секції додати однакові по

величини, але протилежні по знаку напругі 0U , то вхідна потужність з плече 1 буде

відгалужуватися у плече 3. При цьому збільшення коефіцієнта переломлення у першої

секції у першому світловоди на яку-то величину внаслідок додавання к електродам

напруги приводити к зменшенню на таку же величину коефіцієнта переломлення у другої

секції того же світловода, тобто середній по довжини коефіцієнт переломлення

світловодів залишається приблизно таким же, як і у відсутності напруги. При додаванні к

електродам секцій однакових напруг, яки збігатися по знаку, сигнал з плеча повністю 1

надходіт у плече 2, так як у цьому разі комутатор збігатися з комутатором, зображеним на

рис. 1.137. У двохсекційному комутатори погіршення параметрів внаслідок неточністі

виготовлення можна компенсувати підборім відповідних керуючих напруг на електродах

кожної секції.

а)

Rобм

Lбл

Lбл

Lбл

Z0

Z0

Z0

а

а 1 2

PНВЧ

U0

VD1 VD2

/4 /4

Рис.2.4

Рис.2.5

Рис.2.6

б)

122

Крім того, застосувати комутатори оптичного діапазону на дифракційних решітках.

Нехай плоскопаралельні шари, що мають коефіцієнт заломлення n1 + Δn (рис. 1.91.а),

складають невеликі кути ϑ з напрямом поширення хвилі, що падає, як показано на рис.

2.7.а. В цьому випадку, якщо решітка достатньо товста (ℓ1 > χ 2/Λ) і працює в режимі

відбивання (знак мінус в (1.66)), то при падінні хвилі, що падає, з коефіцієнтом фази β1,

під кутом ϑ до решітки виникне хвиля ,що пройшла, того ж типу, що поширюється в тому

ж напрямі, а збуджена решіткою хвиля з коефіцієнтом фази β2 (іноді, її називають

дифракційною хвилею) поширюватиметься під кутом 2ϑ до напряму поширення хвилі, що

падає. Якщо дифракційна хвиля є хвилею того ж типу, що і та що падає (β1= β2), то умова

перетворення (1.66) переходить в наступну, звану умовою Брегга:

2π/ χ = 2 β1 sin υБ, (2.1)

де υБ кут бреггівської дифракції.

Ефективність перетворення (Р3/Р1) можна визначити по (15.1), де (ℓ = ℓ1/ cos υБ -

ефективна довжина решітки , Δβ = (β1 sinυБ - π/ χ ) sinυБ , К -коефіциєнт зв'язку хвиль,

залежить від типу хвилі, що падає, і її поляризації і може бути вирахуваний по формулах з

[40]. Залежність величин (Р3/Р1) і (Р2/Р1) від Кℓ показана на рис.1.92. При ℓ = π /(2К)

потужність хвилі, що падає, повністю передається дифракційній хвилі, тобто решітка в

цьому випадку відхиляє падаючий світловий пучок на кут 2 υБ.

При менший довжині решітки відбувається ділення потужності хвилі, що падає, на дві

частини, що переносяться хвилями, які рухаються у різних напрямах. Відмітимо, що

описана вище дифракція Брегга спостерігається лише в порівняно товстих решітках ℓ1> χ 2/Λ . При цьому виникає лише одна дифракційна хвиля і ефективність перетворення на

решітці сильно залежить від кута падіння і виконання умови (2.1). Якщо ж решітка

порівняно тонка ℓ1 < 0,1 χ 2/Λ , то у результаті дифракції хвилі, що падає, на решітці

виникне декілька дифракційних хвиль ,що розповсюджуються під кутами φm ≈ mΛ/ χ, де m-

ціле число [39].

У схемі (рис.2.7.а) при незмінному куті падіння кут відхилення дифракційної хвилі, що

задовольняє умові (2.1), змінюється при зміні або періоду решітки χ, або частоти хвилі, що

падає. Ця властивість використана в інтегрально-оптичній конструкції перемикача

(рис.2.7.б). Планарний світловоід будується з матеріалу з сильним акустооптичним

ефектом. Для формування дифракційної решітки у світловоді збуджується поверхнева

акустична хвиля. Для цього використовують систему зустрічно-штирьових електродів

нанесену на поверхню світловода методами планарної технології. При прикладанні

змінної напруги до електродів в матеріалі збуджується акустична хвиля, яка,

поширюючись по світловоду і відбиваючись від його торця, утворює стоячу хвилю, тобто

у світлопроводі утворюються механічні стискування і розрядження. Це призводить до

появи областей з показником заломлення, що періодично міняється, з періодом χ рівним

довжині акустичної хвилі в матеріалі світловода. Кут падіння електромагнітної хвилі у

світловоді і частота акустичної хвилі вибираються з умови (2.1), а величина ℓ1 забезпечує

повне перетворення потужності хвилі, що падає, в потужність дифракційної хвилі.

Шляхом включення і виключення збудника акустичної хвилі можна змінювати напрям

поширення світлового потоку, що падає. Подібне перемикання можна виконати і шляхом

Рис.2.7 а) б)

123

зміни частоти акустичної хвилі, що приведе до зміни напряму поширення дифракційної

хвилі.(кут 1 зміниться на 2 ) Це дозволяє створити перемикач на декілька положень.

2.1.2.3. Електрично керовані атенюатори

Плавна або ступенева зміна напруги зміщення на вищерозглянутих

напівпровідникових діодах призводить до зміни внесеного ними ослаблення і загальна

падаюча потужність розподіляється на ту, що пройшла, відбиту й поглинену.

Застосування електрично керованих атенюаторів (ЕКА):

1) вимірювальні установки;

2) системи автоматичної стабілізації потужності;

3) системи автоматичної лінеарізації АХ НВЧ тракту.

Напівпровідникові ЕКА розділяють на розподілені та зосереджені. Розподілені

являються переважно поглинаючими, зосереджені – відбиваючими. Але, використовуючи

каскадні схеми включення p-i-n-діодів (рис. 2.8), можна створити і на зосереджених діодах

атенюатори з властивостями, наближеними до

поглинаючих. Сучасні ЕКА працюють в режимі

плавної зміни затухання, але і в дискретному режимі,

коли задане затухання встановлюється шагами.

Розподілення ЕКА створюється на основі

розподілених p-i-n-діодів або кремнієвих

пластинчастих керованих елементів з одним або

кількома p-n-переходами. Розподілені

напівпровідникові структури ділять на поперечно- та

об’ємнорозподілені. Критерієм розподіленності слід рахувати виконання наступної умови

хоча б для одного із геометричних розмірів

l, t, h≥λ0 /√𝜀 ,

де l – розмір структури в напрямі поширення ЕМХ,

h і t – розміри в поперечному розрізі

ε – відносна діелектрична проникність напівпровідникової структури у

високоомному стані.

Перевагами розподілених ЕКА перед зосередженими є їх широкосмуговість,

простота ввімкненні напівпровідникового елементу у відрізок лінії, відносно високий

рівень регулюємої НВЧ потужності, а недоліком – підвищена інерційність.

Розподілені ЕКА будують у хвилевідному виконанні, іноді - в коаксіальному та

мікросмужковому.

Зосереджені ЕКА створюють на основі паралельного або послідовного

ввімкнення діодів в заданому поперечному перерізі лінії. Знаходять застосування ЕКА з

одним діодом (одноканальні), а також з n діодами (багатоканальні), увімкненими

паралельно (рис. 2.8) або послідовно у лінію один за одним на спеціально підібраній

відстані(λв /4), або з діодами, ввімкненими попарно змішаним з’єднанням – у кожній парі

один діод ввімкнений паралельно, інший – послідовно.

На еквівалентних схемах ЕКА паралельно ввімкнений діод заміняється

провідністю, що шунтує, Yд, послідовно ввімкнений – опором, що потенціює, Zд.

Ослаблення, що вносить один діод, залежить від провідності або опору Zд, які

залежать від напруги зміщення, прикладеної до діода. У випадку паралельного ввімкнення

діода при зростанні провідності Yд діод шунтує ЛП і вхідна потужність частково

відбивається до генератора, а частково поглинається діодом, у зв’язку з тим, що

потужність на виході зменшується. У випадку послідовного ввімкнення діода аналогічне

відбиття і поглинання потужності відбувається при зростанні опору Zд – вхідна

потужність якби ділиться між Zд і вхідним опором лінії, яка йде за Zд. В багато каскадних

ЕКА ефекти відбиття і поглинання потужності вхідного сигналу, які створюються

окремими каскадами, додаються по тому чи іншому закону.

Рис.2.8

124

На рис. 2.9 наведена схема із двох

каскадноз’єднаних мостів, діодов VD1, VD2,

ввімкнених в ЛП паралельно, а також

балансного резистора Rб. В залежності від

прикладених напруг цей пристрій можна

використовувати в якості узгодженого

вимикача (імпульсного модулятора),

плавного або дискретного атенюатора або

комутатора на два канали (Вих1 і Вих2).

В атенюаторах на ПТШ внесене ослаблення змінюється регулюванням напруги на

затворі; у коло витік – стік зміщення не подають.

Обмежники потужності застосовують для захисту МШП на вході приймальних

систем від сильних завад (зокрема, від випромінювання свого передавача), а також для

вирівнювання потужностей генераторів у трактах НВЧ. Найпростіший обмежник – це

відрізок ЛП, у який паралельно включено обмежувальний p–n- чи p–i–n-діод. На діод

може подаватися напруга зміщення, у разі потреби регульована. Дія обмежника

ґрунтується на зменшенні опору діода, якщо амплітуда поля НВЧ перевищує певне значення,

яке залежить від напруги зміщення. Неузгодженість діода з трактом, що виникає, зумовлює

відбиття частини потужності, що падає, і, отже, зменшення тієї, що проходить (частину

потужності поглинає діод). Слід мати на увазі, що встановлення обмежників у

приймальний тракт спричиняє збільшення його шумової температури.

У схемі стабілізатора потужності НВЧ (рис.2.10) для здійснення зворотного зв’язку

частина вихідної потужності відгалужується на детектор. Постійна напруга, підсилена й

інвертована в підсилювачі постійного струму (ППС), подається на діод атенюатора як

пряме зміщення U. Зі зростанням вихідної потужності зміна напруги зміщення U

зумовлює збільшення згасання атенюатора, і навпаки. Якість роботи стабілізатора

потужності можна оцінити

коефіцієнтом, який дорівнює

відношенню відносних нестабільностей

потужності:

вх вхст

вих вих

/.

/

Р РK

Р Р

Зі збільшенням підсилення ППС

коефіцієнт стабілізації зростає, але

водночас спадає рівень вихідної

потужності. Увімкнення послідовно з

детектором зворотної опорної напруги

Uоп дає змогу регулювати рівень

вихідної потужності за майже незмінного коефіцієнта стабілізації. Інертність такого

стабілізатора визначається інертністю ППС, оскільки опір діода в разі невеликих змін його

струму встановлюється за частки мікросекунд.

Коефіцієнт стабілізації може дорівнювати 10...20 дБ, рівень регульованої потужності

визначається використовуваним атенюатором.

Стабілізатори потужності широко застосовують у вимірювальній апаратурі, трактах

накачки параметричних підсилювачів.

Параметри сучасних пристроїв керування амплітудою в середньому такі: до 1…2 Вт

НВЧ потужності в безперервному режимі (до 1 кВт в імпульсному), швидкодія – 0,5…25,0

мкс, розв’язка каналів – 20…60 дБ.

VD1

VD2

Вх

Вих2

Rб

Вих1

Рис.2.9

Рвих Рвх

20 дБ

Uоп

+

1

2

ППС

Рис.2.10

125

2.1.3. Пристрої керування фазою

Пристрої, що під впливом керувального сигналу змінюють фазовий зсув сигналу,

який проходить через них, мають узагальнену назву – електрично керовани

фазообертачі (ЕКФО). За характером зміни фази сигналу ЕКФО поділяють на плавні

(аналогові) і дискретні (цифрові чи комутаційні); за способом підключення до

зовнішньої схеми – на відбивні та прохідні. Фазообертачі (ФО) можуть бути

пасивними (з ослабленням сигналу) й активними (з підсиленням).

Фазообертачі НВЧ мають забезпечувати: одержання потрібного фазового зсуву ,

модуляцію (маніпуляцію) фази коливань на заданому рівні потужності; хороше узгодження

НВЧ тракту; стабільні параметри в разі зміни рівня вхідної потужності, характеристик

НВЧ тракту, напруги керувальних сигналів. Фазообертачам мають бути властиві висока

лінійність модуляційної характеристики (це стосується аналогових ФО), малі розміри й

маса. Для порівняння ФО іноді вводять коефіцієнт якості Kф, ...[/дБ]:

Kф = /L.

Таким чином, ці пристрої НВЧ повинні забезпечувати:

1) отримання необхідного фазового зсуву Δφ з точністю до одиниць градусів з

мінімальними втратами L;

2) висока швидкодія (до одиниць нс);

3) мале значення паразитної амплітудної модуляції;

4) модуляцію (маніпуляцію) фази коливань на заданому рівні потужності;

5) гарне узгодження тракту;

6) стабільні параметри у випадку зміни рівня вхідної потужності,

характеристик НВЧ тракту, напруги керованих сигналів;

7) лінійність модуляційної характеристики для аналогових фазообертачів;

8) малі габарити та маса.

Електрично керований ФО уявляє собою хвилевідний пристрій із середовищем,

параметри якого можна регулювати зміну зовнішнього електричного або магнітного

полів. В якості таких середовищ в діапазоні НВЧ найбільш часто застосовують

напівпровідники (змінюється σ) та ферити (змінюється ) σ), рідше – сегнетоелектрики

(змінюється ε). Тому за типом середовища, яка забезпечує фазовий зсув, фазообертачі

поділяють на напівпровідникові, феритові та сегнетоелектричні.

Зсув по фазі в напівпровідникових ЕКФО створюється або за рахунок зміни

реактивної складової провідності Yд (опору) керуючого діода, або за рахунок зміни

запізнення сигналу, який проходить вздовж відрізка лінії, довжина якого по засобам діода

змінюється заданим чином. В ЕКФО використовуються як діоди p-n, так і з p-i-n

структурами. Однак, в зв’язку з великими втратами НВЧ сигналів в p-i-n-структурі, вони

безперспективні в аналогових ЕКФО. В той же час ключовий режим p-i-n-діодів, який

характеризується двома крайніми значеннями провідності діода, дозволяє успішно

використовувати їх в дискретних ЕКФО, виконаних на основі комутуємого відрізка лінії.

2.1.3.1. Дискретні електрично керовани фазообертачі

Вібиваючий одно каскадний фазообертач представляє собою короткозамкнений

відрізок ЛП з паралельно ввімкненим керованим p-i-n-діодом (рис. 2.11).

Так як ЕМХ проходить через

фазообертач двічі – в прямому та

оберненому напрям, - то у випадку

відбиття від відкритого p-i-n-діода її

фазовий зсув на виході ЕКФО буде за

величиною 2βвl, менше, чим у випадку Рис.2.11 а) б)

126

відбиття від короткозамкненого кінця лінії при закритому діоді.

Якщо два розглянутих відбиваючих ЕКФО розмістити у вихідні плечі щілинного

моста, то отримаємо прохідний одно каскадний фазообертач (рис. 2.12). Іншою

широковживаною реалізацією одно

каскадного прохідного

фазообертача є схема рис. 2.13, яка

складається із Y-циркулятора, в

одне із пліч якого ввімкнений

відбиваючий фазообертач.

З’єднавши послідовно декілька одно каскадних прохідних фазообертачів, можна

отримати богатокаскадний ЕКФО (рис. 2.14).

Однак із зростанням числа каскадів

зростають втрати сигналів. Тому на практиці

використовуються ЕКФО з

числом каскадів не більше трьох, що забезпечує

восьми градацій фазового зсуву (23=8).

На рис. 2.15 показна еквівалентна схема

дискретного фазообертача на перемикальних

відрізках ліній. Схема забезпечує два значення

фазового зсуву. Вона складається із двох відрізків

ліній різної довжини l1 i l2, які підключені до

основної лінії за допомогою двох двоканальних

перемикачів на p-i-n-діодах (див. рис. 2.15.б). Якщо

до діодів D1і D2 прикладене пряме, а до D3 і D4 -

обернене зміщення, то НВЧ-сигнал з входу фазообертача поступає на його

вихід через відрізок l1, а при зміні зміщення на всіх діодах – через відрізок l2. В цьому

випадку при зміні зміщення на діодах фазовий зсув, що вноситься, змінюється на

величину 2π(l2- l1)/λ, тобто, підбираючи довжину відрізків, можна забезпечити необхідні

значення фазового зсуву, що вноситься.

Існують й інші схеми прохідних фазообертачів на p-i-n-діодах, які забезпечують

лише два значення фазового зсуву, що вноситься.

Також до прохідних дискретним фазообертачам відносяться:

1) на періодично навантажених лініях (рис. 2.16);

2) з перемиканням полюсів джерел сигналу НВЧ,

наприклад, комутації провідників двопровідної ЛП,

ввімкненими в її розриви діодами, які попарно(VD1 і

VD2, VD3 і VD4) вмикаються (вимикаються)

різнополярним джерелам (рис. 2.17);

3) фільтрами верхніх і нижніх частот, які

перемикаються (рис. 2.18).

Як приклад дискретного ФО

сантиметрового діапазону розглянемо конструкцію π-

маніпулятора (π-Мн) на полі коровій підкладці (рис. 2.19).

Цей π-Мн складається із стандартного триплечого феритового циркуля тора 1

типу ФЦП2-14 і власне π-Мн 6, розробленого Р.В. Кісєльовим [36]. Це дискретний ФО

відбивного типу на p-i-n-діоді 3 типу 2А-517. Циркулятор розділяє хвилю, що падає, та

Рис.2.13 Рис.2.12

Рис.2.14

Рис.2.15

а)

б)

Рис.2.16

Рис.2.17 Рис.2.18

127

відбиту. Відрізок ЛП 2 узгоджує ФО із циркуля тором,

високоомний шлейф l >λ/4 вирівнює АЧХ у двох фазових

станах. Широкою ємнісною площадкою 4 діод сполучено з

корпусом (із землею) НВЧ. Далі йде ФНЧ 5, через який на

діод подається модульована напруга.

Прямий струм (близько 10 мА) зменшує прямий

опір діода r+ до 1 Ом, лінію 2 закорочено, фаза коефіцієнта

відбиття дорівнює 1800. У разі зворотної напруги на діоді

його опір зростає до кількох кОм. Бар’єрна ємність і

ємність корпусу діода з індуктивним шлейфом l утворюють

низько добротний контур із резонансом на частоті несучої.

Опір цього контуру великий, отже навантаження для ЛП 2 –

резистивне високоомне, фаза коефіцієнта відбиття

дорівнює нулю. Утворення коливального контуру дає змогу

вирівняти втрати у двох станах π-Мн – 0 та 1800 (зменшити паразитну АМ сигналу).

π- маніпулятор має такі параметри в робочій смузі частот 500 МГц: фазовий зсув

– 180 ± 50

; втрати – менше 1,5…2,0дБ; паразитну АМ – менше 10%; заглушення несучої

на 30 дБ у разі модуляції меандром; робочу потужність НВЧ сигналу – 0,1 Вт; швидкість

маніпуляції - декілька Мбіт/с.

Подібні π-Мн, а також амплітудні модулятори на основі розглянутої конструкції

розроблено на частину дециметрового діапазону та весь сантиметровий діапазон. Ці

маніпулятори використовують в модемах НВЧ для фазової та частотної модуляції.

2.1.3.2. Аналогові електрично керовани фазообертачі

Аналогові прохідні ЕКФО будують частіше всього за схемою аналогічно одно-

або N-каскадному електрично керованому атенюатору з паралельним ввімкненням діода в

лінію (рис. 2.8). Застосовуються також аналогові фазообертачі, які побудовані за схемами,

зображеним на рис. 2.12-2.13.

Розглянемо схему плавного ФО, що працює на відбиття і складається з циркуля

тора та відбивної ланки (рис. 2.20).

Остання містить варактор, короткозамкнений

відрізок лінії l, призначеної для подачі зміщення на діод і

компенсації його паразитних реактивних параметрів, а

також елементи розв’язки Lф, Cф кола живлення на НВЧ.

Фаза вихідного коливання змінюється щодо фази вхідного

внаслідок зміни фази коефіцієнта відбиття від варактора,

на який подається керувальна напруга Uкер. Фазовий зсув

приблизно можна розрахувати шляхом заміни ємності (С)

варакторного діоду еквівалентним короткозамкненим

відрізком ЛП (див. мод. 1), довжина якого визначається за

допомогою співвідношення

СZаrctg

ХХ

еС

11 .

Діоди з p–i–n-структурою рідко використовують у плавних ФО через значні

активні втрати в них.

Польові транзистори із затвором Шотткі та ДЗПТШ як активний елемент ФО мають

такі переваги перед діодами:

підсилення, яке можна регулювати напругою на другому затворі; вища швидкодія

(не більше 1 нс), тому що керувальний затвор працює переважно у разі негативної

напруги на бар’єрі Шотткі (без-струмове керування);

більша розв’язка в закритому стані завдяки дуже малому значенню прохідної ємності;

роздільні входи для керованого та керувального сигналів; менший рівень керувальної

Рвх 6

2

1

3

4

5

Рвих

Uмод

l

Рис. 2.19.

Рис.2.20

128

потужності;

можливість монолітної реалізації.

Недолік ФО на транзисторах – відносно низький рівень керованої потужності,

оскільки вона проходить через транзистор (послідовна схема включення). Усе частіше

використовують ФО, дія яких ґрунтується на складанні ортогональних сигналів із різним

співвідношенням амплітуд, регульованих ПТ. Унаслідок зазначених переваг у пристроях

керування діоди поступово заміняють транзисторами.

Нині на ПТШ та ДЗПТШ створено всі види керувальних пристроїв НВЧ на частоти

1...30 ГГц.

Застосування ЕКФО оптичного діапазону у комутаторів та спрямованіх

відгалужувачів розглянути нами у розд. 1.4.8 (рис. 1.137), у яких при додаванні постійної

напруги 0U к електродам змінюватися коефіцієнт переломлення середовища світловодів,

що приводити к змінюванню коефіцієнту фази ( ) хвилі, яка поширюватися по

світловоду.

Висновки

Розрізняють перемикачі каналів, пристрої керування амплітудою (потужністю) і

фазою НВЧ коливань. Основою перемикачів є електронні ключі на p–i–n-діодах чи

ПТШ. У дискретних ФО застосовують ключі, у плавних – керовану бар’єрну ємність

варактора.


1. Описати пристрої керування амплітудою коливань і електронні перемикачі.

2. Охарактеризувати стабілізатори й обмежники рівня потужності.

3. Для чого призначені ФО? Описати параметри, схемне виконання плавних і дискретних ФО.

4. Фазообертачі фазованної антенної решітки виконані у вигляді короткозамкнених відрізків

лінії передачі з паралельно включеними перед короткозамикачами керованими p-i-n-

діодами. При закритих діодах фазовий здвиг на виході фазообертача становить 900.

Визначите, як і на яку величину зміниться фазове здвиг при відкритому діоді, якщо

відстань між короткозамкненим кінцем і місцем установки діода становить 8,8 мм.

Зобразите схему дискретного фазообертача відбивного типу 5. Розробіть еквівалентну схему дискретного фазообертача відбивного типу на 8 градацій

фазового зсуву в межах від 0о до 180

о, виконаного на щілинних мостах.

6. Зобразите схему дискретного фазообертача відбивного типу на 4 градації фазового зсуву в межах від 0

о до 180

о , виконаного на Y-циркуляторах у хвилевідному виконанні. Визначите

геометричні розміри місць установки керованих p-i-n-діодів.

7. Ємність p-n- переходу варакторного діода, використаного у плавному фазообертачі на Y-

циркуляторі, змінюється під впливом напруги зсуву на величину C 1,5-0,7 = 0,8 пф.

Визначите діапазон зміни фази фазообертача, якщо довжина його короткозамкненого

відрізка дорівнює 10 мм. 8. Визначити середню величину ємності p-n- переходу варакторного діода, використованого в

плавному фазообертачі на Y-циркуляторі, що забезпечує разом з короткозамикачем

фазообертача середнє значення фазового зсуву 90о.

9. Визначити геометричні довжини відрізків дискретного фазообертача, виконаного на

комутованих відрізках мікросмужкової лінії ( 16), для забезпечення двох градацій

фазового зсуву: 90о і 135

о.

10. Визначити геометричну довжину відрізка маніпулятора, виконаного на

несимметричній смужковій лінії з 9, для забезпечення фазових зсувів в -90о і -270

о.

11. Розробіть еквівалентну схему НВЧ комутатора на 4 виходи, виконаного на основі трійників із зустрічним включенням керованих p-i-n-діодів у їхні бічні плечі. Складіть

таблицю подачі напруг зсуву на діоди для кожного із чотирьох виходів.

129

2.2. Невзаємні феритові пристрої НВЧ

Теорема взаємності справедлива для ізотропних лінійних середовищ. Якщо пристрій

містить анізотропні елементи, його властивості різні для хвиль протилежних напрямів,

тобто воно невзаємне. Невзаємні вузли, що виконують специфічні функції,

використовують переважно анізотропні магнетіки - ферити (див. модуль 1 дисципліни),

які широко застосовуються в трактах НВЧ.

2.2.1. Класифікація феритові пристроїв та загальні відомості з феритів Пристрої з феритами можуть бути розділені на дві групи. У першу групу феритових

пристроїв виділяють пристрої, що управляють, – фазообертачі, вимикачі, комутатори,

плавні і ступінчасті атенюатори, змінні дільники потужності, перебудовувані фільтри.

Зміна характеристик таких пристроїв проводиться регулюванням або перемиканням

струму в керуючих обмотках. Існують також феритові пристрої з внутрішньою магнітною

пам'яттю.У другу групу виділяють таки невзаємні пристрої як поляризатори, вентилі, і

циркулятори.

Основними перевагами феритових пристроїв є здібність до роботи при високих рівнях

НВЧ- потужності і нечутливість до значних короткочасних перевантажень. Недоліки

феритових пристроїв пов'язані із залежністю характеристик феритових зразків від

температури і з труднощами досягнення високої швидкодії із-за інерційності магнітних

систем, що управляють.

Ферит – магнітодіелектрічеській матеріал (=520, tg=10210

4,=110

8См/м) з

кристалічною структурою, що володіє гіромагнітними властивостями, обумовленими

особливою поведінкою електронів в атомах кристалічної решітки. Розрізняють три

різновиди кристалічних структур феритів – структуру шпінелі (с формулою Me2

OFe 2 O 3 ),

структуру граната (с формулою Y 3 Fe 2 (FeO 4 ) 3 - залізоїттрієвий гранат) і гексагональную

структуру. Ферити можуть бути полікристалічними і монокристалічними В простій

моделі феромагнітних матеріалів електрони представляються у вигляді вовченят (рис.

2.21), які, обертаючись навколо своєї осі, створюють механічний момент

(дія маси електрона) і магнітний момент (дія заряду) - так званий спин.

Після додатку постійного магнітного поля вісь обертання електрона

орієнтується по напряму цього поля. Наявність механічного моменту

робить електрон в механічному відношенні подібним до вовчика

(гіроскопу), що обертається, тому якщо вісь обертання відхилити, вона не

відразу повернеться в початкове положення, а здійснюватиме так звану

прецесію навколо початкового положення з частотою 0 званою частотою

феромагнітного резонансу. Таким чином, під впливом змінного магнітного

поля з частотою

приблизно рівної 0 відбуватимуться вимушені коливання спинів

електронів, а амплітуда цих коливань буде тим більшою, чим ближче до частоти

феромагнітного резонансу

0 = 0 , (2.2)

де = 0 e /m - гіромагнітное відношення для спину. Важливим є те, що прецесія

електронного спину відбувається завжди за годинниковою стрілкою щодо напряму поля.

Це призводить до того, що право- і лівополярізовани хвилі по-різному взаємодіятимуть з

феромагнітним середовищем. Таким чином, в підмагніченому фериті електромагнітні

хвилі кругової поляризації розповсюджуються так, як ніби то середовище володіє різними

значеннями а для хвиль різного напряму обертання. Для лінійно поляризованої хвилі

магнітна проникність не може бути визначена скалярною величиною. Вона є тензором. На

рис. 2.22 показана зміна магнітної проникності фериту для правополярізованої хвилі в

z

0Н m

s

Рис. 2. 21

130

залежності від постійного

поля H 0 при незмінній

частоті . (+=+’+j+”). На

нім так само показана зміна

магнітній проникності

фериту для лівополярізованої

хвилі залежно від H 0 .

На цьому малюнку можна

умовно виділено чотири

області намагнічування,

використовувані в

пристроях:

1) в області 1, що відповідає H 0 <<Hрез значення "

0, "

0, а '

і '

позитивні і різні. Відповідно розрізняються фазові швидкості розповсюдження

електромагнітних хвиль з правим і лівим напрямом обертання площини поляризації

вектора H ~ . Таке намагнічування використовується в приладах, робота яких заснована

на різниці фазового зрушення хвиль правого і лівого обертання;

2) області 2 відповідає H 0 <Hрез тут значення '

0 и '

>>

. У рази такого

намагнічування ферит викликає істотне спотворення структури поля хвилі H правого

обертання. Це явище використовується у вентилях із зсувом поля;

3) в області 3 H 0 = Hрез "

)( >> 0 , при такому намагнічуванні різко

зростають втрати енергії хвилі правого обертання із-за феромагнітного резонансу. Це

явище використовується у вентилях резонансного типу;

4) зарезонансной області 4 відповідають великі значення H 0 >Hрез при яких

реалізуються зарезонансниє циркулятори.

Таким чином, у техніці НІЧ використовувати наступні невзаємні ефекти:

- невзаємні обертач площині поляризації (явище повороту площини поляризації в

разі проходження її через анізотропну речовину називають ефектом Фарадея);

- невзаємні резонансні поглинання енергії ЕМХ (феромагнітній резонанс);

- невзаємні зсув фази;

- невзаємні зсув структури поля ЕМХ.

2.2.2. Невзаємні поляризатори

У круглому хвилеводі властивості намагніченого фериту можна використати для

одержання невзаємного обертання площини поляризації поля НВЧ. Із розгляду структури

основної хвилі круглого хвилеводу H11 видно, що магнітне поле в центрі хвилеводу має

лінійну поляризацію. Відомо, що вектор лінійно-поляризованої хвилі можна подати як

суму двох векторів з половинними амплітудами, що обертаються в протилежні боки (рис.

2.23.а). Поки миттєві фази векторів однакові, поляризація сумарного вектора

залишається незмінною (рис. 2.23.а); якщо фази цих складових різні,

~Н

φθ

лівφ

N 4

S

1

2

z

N 3

S

прφ

φ φ

ωω

H

H0H0H

а б

Рис 2.24 Рис 2.23 а б

Рис 2.22

131

поляризація змінюється (рис. 2.23.б).

На цьому явищі основано будову й принцип дії невзаємного поляризатора (рис. 2.24).

У центрі круглого хвилеводу 1 міститься феритовий стрижень 2, підтримуваний

діелектричною втулкою 3. Його намагнічено статичним полем Н0 соленоїда 4

перпендикулярно магнітному полю ~Н НВЧ, тобто вздовж осі хвилеводу z.

У такому випадку ферит впливає на вектори поля НВЧ, що обертаються в протилежні

боки. У першій області залежності проникності фериту від поля Н0 (див. рис. 2.22), ``

тому в результаті складання цих векторів на виході фериту площина

поляризації сумарного вектора повертається щодо площини поляризації на вході фериту.

Площина поляризації завжди повертається за годинниковою стрілкою, якщо

дивитися в напрямку намагнічувального поля 0Н , і не залежить від напрямку поширення

хвилі.

Доведемо цю властивість. Припускаючи, що початкові значення кутів повороту

векторів дорівнюють нулю для t = 0 та z = 0, миттєві значення кутів повороту векторів

поля можна визначити з виразів

пр

прv

zt ,

лів

лівv

zt . (2.3).

Оскільки формули включають модуль координати z, то вони правдиві в разі

поширення хвиль у бік як додатних, так і від’ємних z.

Поляризатори працюють у першій області значень поля 0Н , для якої vпр > vлів; отже, пр

> лів. Цей випадок проілюстровано на рис. 2.23.б. Із нього випливає, що сумарний вектор

повертається за годинниковою стрілкою, якщо дивитися в напрямку вектора

намагнічувального поля 0Н .

Очевидно, що звідки з урахуванням (2.3)

прпів

лівпр

ФФvv

z 11

22

.

Отже, кут повороту не залежить від напрямку поширення H-хвилі; у цьому й

виражаються невзаємні властивості поляризатора.

На основі невзаємного поляризатора можна побудувати взаємний фазообертач,

поляризаційний вентиль і поляризаційний чотиреплечий циркулятор із переходами з

круглого хвилеводу на прямокутні.

2.2.3. Феритові фазообертачі

Принцип дії феритових фазообертачів оснований на зміні μ, а з цього випливає і

зміна Х ділянки феритового середовища у хвилеводі під дією прикладеного магнітного

поля. Вони поділятися на взаємні і невзаємні. Фазовий зсув, якій вносити взаємний

фазообертач, не залежати від напрямку поширення ЕМХ у ньому. Невзаємний

фазообертач вносити фазовий зсув, якій залежати від напрямку поширення хвилі. В

конструкціях фазообертачів використовується взаємний фазовий зсув, пов'язаний з

ефектом Фарадея у подовжньо намагнічених феритах, а також взаємний і невзаємний

фазові зсуви в поперечно намагнічених феритах.

Базова конструкція взаємного фазообертача на ефекті Фарадея така ж як і у

феритового обертача площини поляризації (рис. 2.24), тільки необхідно компенсувати

поворот площини поляризації на виході фериту. Для цього достатньо включити каскадне

другий обертач площини поляризації з зустрічним напрямком вектора намагнічувального

лів ф пр фφ θ =φ θ ,

132

поля 0Н .

У взаємних фазообертачів в поперечно намагнічених феритах, що регулюються,

феритові пластини розміщуються у центру прямокутного хвилеводу (рис. 2.25), де

магнітне поле основної хвилі Н10 поляризоване

лінійно (рис. 2.26). В цьому випадку μе фериту

однакове для падаючих та відбитих хвиль, з цього

слідує і однакові

ХХ і . Тому хвилі, які проходять

через ферит в прямому та оберненому напрямках

набувають однакового зсуву, зумовлений зміною

магнітної проникності фериту, в залежності від поля,

що намагнічує.

Прин

цип побудови

невзаємних

фазообертачі

в в поперечно намагнічених феритах розглянемо

також за допомогою рис. 2.26, на яком зображено

поведінка результуючого вектору

магнітного полю основної хвилі Н10 у фіксованих крапках в напрямку

поширення ЕМХ ( П ) на відстані

а

arctgа

х Х

20

4/0 ax (2.4)

від вузької стінки прямокутного хвилеводу, де ZХ НН . Як видно з рисунка

результуючий вектор Н у перетинах 0х у фіксованих крапках має колову поляризацію,

причому у перетині справа від напрямку поширення хвилі обертання ідеться по ходу, а

наліво –проти. При зворотним напрямку поширення ЕМХ ( П ) обертання змінюватися на

протилежне.

У ці перетині як правило і розміщають феритову пластину, яку намагнічують

поперечно. Величину Н0 вибирають у зоні 1 (рис. 2.22), де активні втрати у фериту для

хвиль, поширюючи у обох напрямках, мали, а оскільки a фериту залежить від напрямку

обертання вектору Н , то хвилі, поширюючи по прямокутному хвилеводу у зворотних

напрямках мають при однакових частотах різні Х і фV .

Оскільки змінювання фази хвилі з правою колової поляризацію вектору Н у

феритової пластині довжиною дорівнює

2

21

аааХ

, (2.5)

а для хвилі з лівою колової поляризацію вектору

2

21

аааХ

, (2.5.а)

то невзаємний фазовий зсув визначатися як

)( ХХ . (2.6)

Величина невзаємного фазового зсуву залежати від довжини і товщини феритової

пластини, місце йо установлення та значення Н0. Значення регулюватися змінюванням

величини Н0.

Невзаємні фазообертачі у коаксіальному та смужковому виконаннях будуються на

явище невзаємного зсуву структури поля ЕМХ.

Рис 2.25

Рис 2.26

133

2.2.4. Феритові вентилі

Вентилі – це пристрої НВЧ, що пропускають електромагнітні хвилі в одному напрямку

майже без відбиття й без ослаблення, але поглинають їх у разі поширення в протилежному

напрямку (рис. 2.27).

Основні параметри вентилів – пряме

ослаблення (Lпр), що становить десяті частки

децибела, розв’язка (ослаблення у зворотному

напрямку (Lзв)), що перевищує 15…20 дБ, та

КСХ = 1,02…1,50. На практиці іноді

використовувати поняття вентильне відношення

(В=Lзв./ Lпр.)

В техніці НВЧ використовуються наступні вентилі:

- резонансні;

- вентилі зі зсувом поля;

- граничні;

- вентилі на ефекту Фарадея;

- вентилі на основі циркуляторів.

2.2.4.1. Резонансні вентилі

Основним елементом вентиля резонансного типу на прямокутному хвилеводу (рис.

2.28) є намагнічена постійним полем 0Н феритова пластина 2, що міститься в перерізі а –

х1 прямокутного хвилеводу

(див. рис. 2.29, А-А), у

якому НВЧ поле основної

хвилі Н10 має колову

поляризацію. Із поширенням

хвилі Н10 по хвилеводу в

напрямку координати z,

тобто до читача, вектор Н

магнітного поля

обертається

у фериті за годинниковою стрілкою, коли дивитися уздовж

вектора. 0Н Якщо при цьому

0Н відповідає області 3 (рис. 2.22) та для

робочої частоти виконується умова (2.2), то поширення такої хвилі

супроводжується втратами електромагнітної енергії через

поглинання її полікристалічним феритом під час феромагнітного

резонансу.

Ослаблення хвилі, поширюваної у зворотному напрямку (падаючої

хвилі) вздовж координати z (від читача), незначне, тому що її вектор

Н обертається проти годинникової стрілки та значення _μ мале

(область 3, рис. 2.22).

Діелектрична пластина 1 концентрує поле біля фериту і

дозволяє отримати більше вентильне відношення у ширшій смузі

частот. У вентилів резонансного типу в коаксіальному та смужковому

виконаннях, у якіх основної хвилію є Т-хвиля, для створення колової поляризації з вектору Н паралельні подовжній феритової пластині, яка намагнічена поперечні (рис. 2.30), розміщати додаткову діелектричну

пластину. При цьому появлятися подовжна складова ZН , яка спільно з поперечної

складової створювати вектор Н, маючий ліву або праву колову поляризацію залежно від напрямку поширення ЕМХ.

а) Рис.2.28

Рис 2.27

б)

Рис.2.29

134

2 3

1

Н0

х

y

z

E

a

Н0

х z

y

E

б

Відпрацьовані і другі способи створення колової поляризації. Так, наприклад, колову

поляризацію магнітного поля в

мікросмужкових вентилях створюють застосуванням смужкового провідника у вигляді гребінки, приєднанням до

нього реактивних шлейфів, а також використанням щілинних і копланарних ліній. На рис. 2.31 зображатися вентиль, у якого к провіднику смужкової лінії

приєднуватися паралельній шлейф довжиною 8/1 Х . При

цьому струм у шлейфі і струм у основної лінії однакові, але зсунути з фази на 90

о , а у

місце відгалуження знаходитися зона з колової поляризацію магнітного поля, у яку поміщати вкладиш з фериту діаметром (2-3)W.

Для компенсації реактивності цього шлейфу використовуватися ще один

шлейф, довжина якого 8/32 Х .

2.2.4.2. Вентилі зі зсувом поля У цьому вентилі (рис. 2.32) на феритову пластину, розміщену у прямокутному

хвилеводу на відстані 0x (див. 2.4) від вузької

стінки, наносять тонку плівку з поглинального матеріалу (рис. 2.33). Пояснимо принцип дії такого вентиля, вважаючи, що у хвилеводі поширюються хвилі в прямому (уздовж координати z, рис. 2.34.а) і зворотному (рис. 2.34.б) напрямках. Напрямки поширення показано стрілкам

и. Якщо

напруженість постійного магнітного поля Н0 відповідає

області 2 (див. рис. 2.22), у якій μ 0 0/ aaCZ , то структура

поля хвилі Н10, що поширюється вздовж координати z із правим обертанням вектора Н

сильно спотворюється – поле не проникає у ферит. Підбором товщини феритової пластини та її параметрів домагаються одержання мінімуму електричного поля цієї хвилі в області поглинальної плівки. Тому хвиля в прямому напрямку проходить через вентиль із малим ослабленням (рис. 2.34.а).

Поле хвилі Н10, що поширюється в

протилежному напрямку, має ліве обертання Н

вектора, і йому відповідає значення 0

' . Велике

значення діелектричної проникності фериту зумовлює концентрацію електричного поля хвилі протилежного напрямку поширення на краю пластини, де нанесено поглинальну плівку. Тому ця хвиля піддається значному ослабленню через втрати в поглиначі (рис. 2.34.б).

Рис 2.32

Рис.2.30

Рис.2.31

б) а) в)

а) б)

Рис 2.33

Рис 2.34

135

На рис. 2.35 зображен спрощений варіант пояснення конструкції та принципу дії вентилю зі зсувом поля на прямокутному хвилеводу.

Істотна перевага вентилів зі зсувом поля порівняно з резонансними на прямокутних хвилеводів – менша напруженість намагнічувального поля та, отже, менші маса й габаритні розміри магнітів.

Якщо напрямки намагнічувального поля Н0 та розміщення фериту у хвилеводі однакові, то напрямки передачі резонансного вентиля та вентиля зі зсувом поля протилежні.

Створено мікросмужкові (рис. 2.36) надширокосмугові вентилі (до двох октав і більше), у яких з одного боку провідника симетричної МСЛ, що плавно змінюється за шириною, розміщено поглинач (рис. 2.36.а). Залежно від напрямку поширення у феритовій підкладці електромагнітна хвиля зосереджується біля одного чи другого боку провідника (рис. 2.32.б), зазнаючи великого чи малого ослаблення. На рис. 2.36.б показана схема (вид зверху) вентілю зі зсувом поля на

несиметричної МСЛ.

2.2.4.3. Граничні вентилі Принцип дії таких вентилів засновуватися на явище невзаємної граничності, існуючий у

ЛП, які заповненні поперечно намагніченими феритами. Наприклад, якщо поблизу правих

(див. рис. 2.36.а) бокових поверхні феритових пластин розмістити металеву пластину, яка

має контакт як зі смужкої, так і екранувальними пластинами (рис. 2.37), то утворювається

Ш-образна смужкова лінія. Якщо параметри фериту і величину Н0

підібрати так, щоб у лінії з феритом виник ефект зсуву полю (див.

рис. 2.32.б), то у Ш-образної смужкової лінії з поперечно

намагніченим феритом пряма хвиля, яка має невеликі поле поблизу .

боковий металевої пластини, буде поширюватися з небільшимі

втратами. Зворотна хвиля, яка має максимум полю у місце

розташовування металевої пластини, поширюватися по Ш-образної лінії

з феритом не зможу, тобто для зворотної хвилі Ш-образна лінія є граничної.

Використовувавші узгоджуючи елементи на вході та виході Ш-образної лінії з

намагніченим феритом, можливо забезпечити повне розсіювання енергії зворотної хвилі у

фериту і майже повне проходження прямий хвилі через вентиль.

Конструкція граничного вентиля на МСЛ подана на рис. 2.37, де для узгодження

використовуватися реактивні розімкнути наприкінці шлейфі. Аналогічно можливо

побудувати граничні вентилі на прямокутному хвилеводу [43].

Основна перевага граничного вентиля порівняно з резонансним і вентилем зі зсувом

поля полягає у можливості одержання великих затухань зворотної хвилі на одиницю

довжині лінії з намагніченим феритом (на 1 см удається одержати розсіювання зворотної

хвилі більш 30…40 дБ). Це дозволяє створювати дуже малогабаритні конструкції

вентилів, маючих малої вагою і високої надійністю. Недолік – необхідність узгодження.

2.2.4.4. Вентиль на ефекту Фарадея Він являти собою відрізок круглого хвилеводу, у яком розміщені подовжньо

намагнічений феритовий стержень (як у невзаємного поляризатору (див. рис. 2.24)) і тонка поглинаюча пластина (рис. 2.38). Плоскість цей пластини перпендикулярна електричним силовим лініям падаючий хвилі і тому її енергія не розсіваються. Поляризатор повертає площину поляризації хвилі на кут 45

0, а потім також додатково повертає на такий самий

Рис 2.35

Рис 2.36 а) б)

Рис 2.37

136

1

2

3

А –

А А

а

б

в

Н1

Н0

1

5 6

3 2 5

5 6

6

1

2

4

3

S

N A

+ –

Н

кут площину поляризації хвилі, відбитої від навантаження. Таким чином, електричні силові лінії відбитої хвилі робиться паралельними до площини пластини і вона повністю розсіває ЕМЕ відбитої хвилі. Таки вентилі використовуються мало.

2.2.4.5. Вентилі на основі циркуля торів Вони включаються у хвилевідній тракт ТКС

по схеми, зображеної на рис. 2.39. У цьому випадки ЕМЕ відбитої хвилі розсіваються не у циркуляторі, у зовнішньої навантаженні. Це має важливе значення при узгодженні достатньо могутнього передавача з навантаженням, де потужність, яку переносити відбита хвиля, може оказатися дуже значної.

2.2.5. Феритові циркулятори

Циркулятор - це невзаємні багатоканальний пристрій, в якому електромагнітні хвилі

розповсюджуються з одного каналу в іншій тільки в певній послідовності, наприклад, з

плеча 1 тільки в плече 2, з 2- в 3…N, з N тільки в плече 1 (рис. 2.40). На практиці

найчастіше використовують шестиполюсні (рис.

2.41.а) та восьмиполюсні (рис. 2.41.б,в)

циркулятори (відповідно Y- та Х-циркулятори).

Основні параметри циркуляторів - втрати у

прямому напрямку становлять 0,15…0,50 дБ, а у

зворотному (розв’язка) понад 20…30 дБ.

Розрізняють наступні циркуляторі:

- Y – циркулятори на

прямокутном хвилеводі та у

коаксіальному і

смужковому виконаннях;

- - фазови циркулятори;

- поляризаційні циркуля тори.

2.2.5.1. Y – циркулятор

Він являє собою з'єднання під кутом 120° трьох (рис. 2.41; 2.42) ліній передачі

(хвилевідної, коаксіальної, смужкової). У центрі зчленовування ліній розміщується

намагнічений уздовж осі феритовий стрижень (рис. 2.41) або диск 5 (рис. 2.42.а).

Постійне магнітне поле Н0 створюється стрижньовими магнітами 6, вкладеними в

немагнітний корпус. Магнітопровід замикається кришками з магнітної сталі. Регулююча

Рис 2.38

Рис 2.39

Рис 2. 40

Рис 2. 41

Рис 2. 42

137

/4

а

пробка в центрі кришки дозволяє міняти H0 і налаштовувати циркулятор на робочу

частоту. Істотні для роботи циркулятора діелектричні кільця, що надягають на диск (рис.

2.41). Вони грають роль чвертьхвільових трансформаторів і дозволяють погоджувати

плечі циркулятора. Принцип дії хвилевідних Y –циркуляторів пояснимо за допомогою рис. 2.42.а і рис.

2.43.б. Хвиля Н10, що надходить на вхід циркулятора по хвилеводу 1, розщеплюється в області фериту на дві хвилі, що обходять диск одна за годинниковою стрілкою, інша – проти. Напрямки обертання

вектора ~Н утворених хвиль протилежні

(у точках А та В (рис. 2.42.а)), тому їхні фазові швидкості у разі намагнічування

фериту однорідним полем 0Н різні:

2

21

a

сVФ

у

прямокутном хвилеводі, або

сVФ

у

ЛП з Т- хвилію. Параметри фериту й напруженості поля підбирають так, щоб обидві хвилі

приходили до хвилеводу 2 у фазі, а до хвилеводу 3 у протифазі (рис. 2.43.б). У цьому разі електромагнітна енергія надходить із хвилеводу 1 у хвилевід 2, не попадаючи у хвилевід 3.

Аналогічно можна пояснити проходження енергії з плеча 2 в плече 3, із плеча 3 в

плече 1, а також принцип дії чотириплечого Х-циркулятора (рис. 2.42.б). Відзначимо,

що Х-циркулятор можна отримати також каскадним з’єднанням двох Y-циркуляторів (рис.

2.42.в).

Оскільки пристрій симетричний, то коливання з плеча 2 передаватимуться тільки в

плече 3, а з плеча 3 — в плече 1, тобто буде реалізована послідовність передачі 1 2 3

1. При зміні напряму намагнічувального ферит поля послідовність передачі зміниться

на зворотну: 1 3 2 1. Основою конструкції смужкових, мікросмужкових та коаксіальних Y-циркуляторів є

металеві диски (рис. 2.44) із приєднаними до них смужковими провідниками. Диски

встановлюють на феритовій чи ферито-діелектричній підкладці (між підкладками в разі симетричної СЛ), що перебуває в полі постійного магніту.

Вирізи на краях диска (рис. 2.44.в) призначені для одержання колової поляризації магнітного поля СЛ і вповільнення швидкості поширення хвилі (завдяки цьому вдається зменшити розміри циркулятора), а також для розширення робочої смуги частот.

2.2.5.2. Фазови циркулятори Типовий фазовий циркулятор (рис. 2.45) містить два феритові ФО та два мости (згорнутий

Т-міст і щілинний). Принцип дії циркулятора ґрунтується на використанні властивостей мостових з’єднань, а також невзаємного фазового зсуву коливань НВЧ, унесеного феритовим ФО.

Рис 2.43 б)

Рис 2.44

а)

а) б) в) г)

138

У паралельних

(згорнутих) плечах Т-

моста фази коливань

однакові в разі його

збудження з боку плеча 2

та протилежні в разі

збудження з боку плеча 4.

Якщо до згорнутих пліч Т-

моста підводяться рівні за

потужністю коливання в

фазі (протифазі), то їх потужності складаються в плечі 2 (4). Феритові пластини

фазообертачів, перебуваючи в поперечному магнітному полі, залежно від напрямку

поширення коливань уносять відносний фазовий зсув –90 (запізнювання на Т/4) чи 0.

Простеживши за фазами хвиль (що надходять по черзі з пліч 1, 2, 3, 4) під час їх

проходження через циркулятор, можна переконатися, що потужність переходить від

плеча до плеча в такій послідовності: 12341. На рис. 2.45 пояснено її перехід із

плеча 1 у плече 2.

Друга конструкція фазового циркулятора зображена на рис. 2.46. Вона має два щілинних

моста, між якими розміщені два невзаємних феритові ФО та один взаємний. Перший ФО

забезпечує фазовий зсув 090 залежно вид напрямку поширення хвилі та Н0, а другий завжди

-90о незалежно вид напрямку поширення хвилі.

Принцип дії циркулятора аналогічний, тобто при збудженні

плеча 1 (нумерацію плеч восьмиполюсника оставимо такий же як

зображена на рис. 2.45) за властивостями щілинного моста, енергія

розділитися навпіл зі зсувом фази -90о у діагональному плечу по

відношенню к вхідному (див. також рис. 2.45). Цей фазовий зсув

зберігатися і на входи невзаємних ФО. Вектора магнітного полю

~H у перетинах установлення феритових пластин обертатися згідно рис.2.26 у каналу 1-

2 проти годинної стрілки, а у каналу 3-4 –по ходу. Поставитися напрямком 0H до нас і

тоді у каналу 1-2 коефіцієнт фази буде (напрямки обертання вектору ~H і власної

прецесії електронів у намагніченому фериту однакові), у каналу 3-4 - . Якщо канал 1-2

вибрати за базовій, тобто вважати, що у ньому зсуву фази при проходженні невзаємного

ФО не відбувається, то у каналу 3-4 відносно каналу 1-2 зсув фази на виходу невзаємного ФО

буде -90о (при поширенні хвилі у зворотному напрямку +90

0). При проходженні взаємного ФО

відбувається додатковий фазовий зсув на -90о і загальний зсув фази у каналу 3-4 на другом

входи другого щілинного мосту складає -2700 порівняно з першим входом другого щілинного

мосту каналу 1-2. Якщо проаналізувати роздільно проходження хвиль з цим фазовим зсувом

через другий щілинний міст, то на першому виходи другого щілинного мосту (канал 1-2) хвилі

будуть мати однакові фази, а на другом виходи (канал 3-4) - протифази.

Таким чином, ЕМЕ з плечу 1 уся поступає у плече 2, з 2 у – 3 (проаналізувати самостійно) і

т.д. При зміни напрямку 0H ЕМЕ з плечу 1 поступає у плече 4, оскільки змінюються на

протилежні коефіцієнти фази у невзаємних ФО (проаналізувати самостійно).

2.2.5.3. Поляризаційний циркулятор

Він являє собою (рис. 2.47) відрізок круглого хвилеводу з поміщеним усередині нього

намагніченим феритовим стрижнем (невзаємним поляризатором на 450 (рис.2.24)) і

чотирма переходами на прямокутні хвилеводи, поверненими попарно один відносно

одного на 45° навколо осі z.

:

Рис. 2.45

3

1

-90 -90

-

90 0

-90 0

0 -90

2

4

5 6 7

8 9

N S

N

Рис 2.46

139

У разі підключення генератора до

плеча 1 хвиля Н10 прямокутного

хвилеводу через плавний перехід

(трансформатор типів хвиль) збуджує в

круглому хвилеводі хвилю Н11,

поширювану вздовж його осі. У плече 3

енергія не надходить, тому що хвиля Н11

круглого хвилеводу не збуджує поля Н10 у

хвилеводі 3, а збуджувані в ньому Е-поля

виявляються тільки як місцеві. Довжину

феритового стрижня й напруженість

поздовжнього намагнічувального поля 0H вибирають так, щоб після проходження області,

зайнятої загостреним феритовим стрижнем, площина поляризації хвилі повернулася на

45 за годинниковою стрілкою.

Вектор ~H цієї хвилі спрямований уздовж плеча 4 та перпендикулярно до широких

стінок хвилеводу плеча 2. Унаслідок такої орієнтації поля вся електромагнітна енергія

надходить у плече 2, причому хвиля Н11 круглого хвилеводу трансформується у хвилю

Н10 прямокутного хвилеводу. У плечі 4 збуджуються тільки місцеві Е-поля, й енергія в

нього не передається.

Якщо генератор підключити до плеча 2, то площина поляризації хвилі Н11 у разі її

поширення вздовж фериту повертається праворуч на 45, якщо дивитися вздовж вектора

. Уся електромагнітна енергія надходить у плече 3, оскільки повернене поле збуджує у

хвилеводі плеча 1 поле Н01, яке в робочому діапазоні є місцевим. Аналогічно можна

пояснити передачу енергії з плеча 3 в плече 4 та з плеча 4 в плече 1. Отже, за обраної

нумерації пліч енергія передається в напрямку 12341.

Розглянутий циркулятор можна використовувати як вентиль із регульованим

згасанням (розв’язувальний регульований атенюатор) у разі плавної зміни струму

намагнічування, а також як швидкодійний перемикач: зі зміною напрямку струму в

соленоїді на протилежний електромагнітні коливання з плеча 1 надходитимуть не в плече

2, а в плече 4.

Циркулятори зі змінюваним напрямком намагнічувального поля Н0 можна використовувати також як перемикачі на два канали (рис. 2.48.а).

Циркулятори використовують,

зокрема, для розв’язки приймача

від передавача у разі роботи на

одну антену (рис. 2.48.б), а також

для підключення вхідних МШП

відбивного типу (рис. 2.42.г). За допомогою циркуляторів можливо здійснювати так звані

високочастотне ущільнення антено-хвилевідного

тракту супутникової системи зв`язку або

радіорелейної лінії зв`язку, при яком один і той же

тракт використовують одночасно для передавання або

прийому кількох широкосмугових сигналів.

Найпростіша схема ущільнення, коли к тракту

підводиться три передавача, зображена на рис. 2.49.

Сигнал з несучий частотою 1f від першого передавача

надходить у плече 1 циркулятору і далі виходить з плеча 2. К плечу 2

Рис 2.48

Рис 2.47

а) б)

Рис 2.49

140

циркулятору через смуговий фільтр, який пропускає сигнали з несучий частотою 2f ,

підключають другий передавач. Тому сигнал від першого передавача з виходу плеча 2

циркулятора потрапляє на вхід відбивного смугового фільтру, відбивається від нього, знову

минає циркулятор і виходить у плече 3 циркулятора. Відбиваюсь від входу смугового

фільтру, який пропускає сигнали з несучий частотою 3f , сигнал від першого передавача

ще раз минає циркулятор, виходить у його плече 4, к якому підключають загальний тракт,

що іде к антени. Аналогічно сигнали від другого та третього передавачів, працюючих на

несучих частотах 32iff відповідно, надходять на вихід плече 4 і направляються у загальний

тракт та в антену.

Подібну схему ущільнення можливо побудувати і на основі мостів, однак схема на рис.

2.49 має істотну менші габарити та вагу порівняно з аналогічними мостовими схемами.

Висновки

Характер проходження коливань НВЧ через анізотропне феритове середовище

залежить від їх поляризації та напруженості намагнічувального поля.

Дія феритових пристроїв (вентилів, циркуляторів, поляризаторів і т. ін.)

ґрунтується на використанні явищ феромагнітного резонансу, невзаємного зсуву фаз,

ефекту Фарадея.

Для побудови невзаємного поляризатора на круглому хвилеводі використовують

поздовжньо-намагнічений феритовий стрижень.

В основі дії невзаємного поляризатора лежить ефект Фарадея.


1. Назвати й пояснити функції феритових пристроїв.

2. Пояснити властивості намагніченого фериту в полі НВЧ колової поляризації (із графіками

відносної проникності).

3. Пояснити суть ефекту Фарадея.

4. Що таке феромагнітний резонанс?

5. Схематично зобразити будову резонансного вентиля й пояснити принцип його дії.

6. Схематично зобразити будову вентиля на зсуві поля й пояснити принцип його дії.

7. Схематично зобразити будову Y-циркулятора й пояснити принцип його дії.

8. Чому поворот площини поляризації не залежить від напрямку поширення хвилі?

9. Пояснити принцип дії поляризаційного вентиля (у разі одноразового проходження хвилі –

див. рис. 1.6).

10. Порівняти принцип дії невзаємного феритового поляризатора та поляризатора з

діелектричною пластиною.

11. Чи збігаються напрямки проходження хвилі Н10 у резонансному вентилі та вентилі зі

зсувом поля в разі однакової орієнтації Н0? Чому?

12. Пояснити принцип дії фазового циркулятора.

13. Запропонувати методику виміру ослаблень, унесених феритовими вентилями

(циркуляторами).

14. Зобразите схему циркулятора поляризаційного типу та розрахуйте довжину феритового

стрижня, якщо коефіцієнт фази відповідно дорівнює: 463,0

В рад/см; 62,0

В рад/см.

15. У прямокутному хвилеводі установлена поперечно намагнічена феритова пластина

довжиною 50 мм з магнітною проникністю 01,1 ; 05,1

. Еквівалентна відносна

діелектрична проникність діелектрика хвилеводу дорівнює 1,1. На скільки градусів зміниться фаза

ЕМВ, що проходить через хвилевід у прямому напрямку, у зворотному напрямку? Визначите невзаємну різницю фаз даного фазообертача та зобразите його конструкцію.

16. Визначите довжину феритовых пластин невзаємних фазообертачів фазового циркулятора

та зобразите його конструкцію. Магнітна проникність намагніченого ферита характеризується

складовими тензора 01 3,1 ; 02 2,0 . Еквівалентна відносна діелектрична проникність

повітряно-феритового діелектрика хвилеводу дорівнює 1,05.

141

Розділ 3 Прилади НВЧ

3.1.Електровакуумні прилади НВЧ

3.1.1. Особливості застосування електровакуумних приладів НВЧ

Класифікація та порівняльні характеристики електровакуумних приладів НВЧ

Електровакуумні прилади НВЧ можна класифікувати так (рис.3.1).

Рис. 3..1.

Прагнення зменшити масу й об’єм радіопередавачів телекомунікаційних систем, а

також споживану ними потужність зумовлює застосування найбільш економічних

електронних приладів у всіх їхніх каскадах, особливо у вихідних, тому що саме ці каскади

споживають найбільшу частину енергії джерел живлення. У зв’язку з цим розглянемо

особливості використання електровакуумних приладів НВЧ у радіопередавачах.

Електронні лампи (тріоди та тетроди) можуть працювати на частотах до 10 ГГц. Їх

Сіткові лампи:

діоди, тріоди

тетроди,

резнатрони

Із короткочасною

взаємодією електрон-

ного потоку і поля

О-прилади:

ЛБХ-О

ЛЗХ-О

гіротрони

Плазмові

розрядники,

генератори шуму

Із прямою хвилею

(ультрони)

Зі зворотною хвилею

амплітрони

стабілотрони

Вакуумні

інтегральні

прилади

Електровакуумні

прилади НВЧ

Із тривалою

взаємодією електрон- ного потоку і поля

Гібридні:

твістрон = клістрон + ЛБХ

клістрод = тріод + клістрон

Клістрони:

пролітні відбивні М-прилади

Із незамкненим електронним

потоком:

ЛБХ-М

ЛЗХ-М

Із замкненим

електронним

потоком

Із розімкненою

УС

Із замкненою

УС:

магнетрони

мітрони

142

переваги – низькі робочі напруги, порівняна простота й дешевина виготовлення. Однак

створення широкосмугових радіопередавачів з використанням тріодів і тетродів НВЧ –

досить важке завдання. Зазвичай смуга частот такого пристрою без перестроювання

становить лише 1...2 % несучої. Крім того, коефіцієнт підсилення ламп і їх ККД на

частотах вище 3 ГГц невеликі.

Тепер електронні лампи в генераторних і підсилювальних пристроях застосовують

на частотах приблизно до 4 ГГц, де ще зберігається підсилення близько 10...15 дБ і ККД

приблизно 10 %.

Пролітні клістрони складають великий клас підсилювальних приладів НВЧ

діапазону. Їх вихідна потужність досягає десятків мегават в імпульсному і сотень кіловат

у безперервному режимах. Підсилювачі на пролітних клістронах перекривають діапазон

хвиль від 8 мм до 1,5 м, мають коефіцієнт підсилення приблизно 40…60 дБ і ККД до 40 %.

Термін служби клістронів досягає десятків тисяч годин. Основні недоліки потужних

підсилювальних клістронів порівняно великі розміри й маса, високі робочі напруги, а

також вузька смуга частот ( < 1 %). Можна зменшити масу й габарити клістронів,

зокрема, застосувавши електростатичне фокусування.

Лампи біжучої хвилі – широкосмугові прилади з низьким коефіцієнтом шуму. Крім

того, ЛБХ мають хороші енергетичні, механічні, кліматичні, вагові й габаритні

характеристики. Сучасні ЛБХ працюють у діапазоні хвиль від 5 мм до декількох метрів

і мають рівень вихідної потужності від міліват до сотень ват. Ширина смуги потужних

підсилювачів на ЛБХ може перевищувати 25 %, коефіцієнт підсилення – більше 20 дБ і

ККД – до 35 %. Термін служби ЛБХ досягає десятків тисяч годин. Найчастіше їх

використовують у радіо передавальних пристроях земних станцій і бортових

ретрансляторів.

Амплітрони (магнетронні підсилювачі) застосовують завдяки високому ККД та

досить широкій смузі підсилюваних частот. Створено прилади, що працюють у

дециметровому, сантиметровому й міліметровому діапазонах хвиль із рівнем НВЧ

потужності від декількох ват до мегават. Підсилювачі магнетронного типу мають ККД

60...80 % і ширину смуги підсилення 5...10 %. Недоліками амплітронів є невеликий

коефіцієнт підсилення 8…15 дБ, значний рівень власних шумів і досить високі робочі

напруги, особливо в потужних приладах.

На закінчення наведемо деякі міркування щодо застосування електровакуумних

приладів НВЧ в радіо передавальних пристроях.

Їх доцільно використовувати в режимі насичення, де найвищий ККД, та, отже,

спрощується система охолодження. Однак у цьому режимі порушується лінійність

амплітудної характеристики приладу та виникають нелінійні спотворення. Тому краще

використовувати сигнали з незмінною амплітудою (фазо-маніпульовані та частотно-

маніпульовані). Такі сигнали формуються в збудниках на низькому рівні потужності. Усе

ширше застосовують лінеарізацію амплітудних характеристик ЕВП.

Застосування пролітних клістронів з великим коефіцієнтом підсилення у вихідних

каскадах знижує вимоги до рівня потужності збудника, спрощуючи його будову. Інший

варіант схеми передавача – каскадне з’єднання ЛБХ та амплітрона. У цьому випадку мале

підсилення кінцевого каскаду компенсується в каскаді ЛБХ, а її низький ККД – високим

ККД кінцевого каскаду.

Значення підвищення ККД електронних приладів:

істотно знижуються витрати на оплату електроенергії;

можна застосовувати малопродуктивні дешеві системи охолодження з малими

габаритами й масою;

143

підвищується надійність приладів і ПНВЧ в цілому;

збільшується час роботи джерел обмеженої енергоємності (акумуляторів) мобільних

терміналів.

Практика показує, що ЕВП малої потужності зазвичай надійніші й мають більший

термін служби, ніж ЕВП великої потужності.

За останні роки рівень основних характеристик (робочого діапазону частот, вихідної

потужності, ККД, широкосмуговості тощо) параметричних рядів НВЧ стабілізувався, за

винятком, можливо, надійності, і відповідає вимогам сучасних телекомунікаційних систем

і найближчої перспективи. Тому мало ймовірно, що характеристики розглянутих приладів

істотно поліпшаться. Кращі параметри, мабуть, матимуть прилади, дія яких базується на

нових фізичних принципах: гіротрони, клістроди та ін.

Рівень максимальної досягнутої потужності різних типів ЕВП (а також

напівпровідникових) ілюструють графіки її залежності від частоти за станом на середину

дев’яностих років ХХ ст (див.

рис. 3..2, де 1 – клістрони; 2 –

сіткові лампи; 3 – прилади

типу М; 4 – гіротрони; 5 –

ЛБХ із УС на зв’язаних

резонаторах; 6 – спіральні

ЛБХ із магнітоперіодичним

фокусуванням; 7 –

мініатюрні лампи; 8 –

кремнієві біполярні

транзистори; 9 – польові

транзистори з бар’єром

Шотткі; 10 – польові

транзистори з високою

рухливістю електронів; 11 –

лавино-пролітні діоди).

Імовірно, потужності вище десятків кіловат отримані в імпульсному режимі, за

винятком спеціальних клістронів для прискорювачів елементарних часток, що можуть

віддавати великі потужності в безперервному режимі.

3.1.2. Фізичні основи електровакуумних приладів НВЧ

3.1.2.1. Взаємодія електронів зі статичними електричним і магнітним полями

Сили й потужність взаємодії поля та заряду. Для прискорення й фокусування

електронного потоку в ЕВП застосовують статичні поля.

Рух електрона в електромагнітному полі можна описати рівнянням Лоренца

BveEeFFFdt

vdm HE , (3.1)

де m 9,1 1031

кг маса спокою електрона, е 1,6 1019

Кл його заряд.

Звідси видно, що електричне поле впливає на значення й напрямок швидкості

електрона. Магнітне поле, що діє на електрон із силою ,H

F завжди перпендикулярною до

напрямку руху електрона, змінює лише напрямок його швидкості v , не витрачаючи

потужності на прискорення електрона: 0.H

P F v e v B v

Рвих, Вт

1

2 3

4 5

6

7 8

9

10 11

, ГГц 0,1 1 10 100

107

106

105

104

103

102

10

1

10-1

10-2

Рис 3.2

144

Швидкість електрона на виході зазору з різницею потенціалів U0. Якщо електрон із

нульовою початковою швидкістю пройшов у електричному полі шлях з різницею

потенціалів U0 й набув на виході швидкості v0, то потенційна енергія поля eU0

перетворилася в кінетичну енергію електрона mv2/2, тому швидкість електрона v0, км/с,

можна визначити за формулою

(3.2)

де U0 різниця потенціалів, В. Ця формула застосовна в області нерелятивістських

швидкостей v0 c, що відповідає прискорювальній напрузі приблизно до 20 кВ.

Циклотронна частота. Якщо електрон попадає в статичне однорідне магнітне поле,

причому напрямок його швидкості ортогональний силовим лініям ,B то він рухається по

колу з таким радіусом R, що сила Лоренца врівноважується відцентровою, тобто evB =

mv2/R. Звідси випливають вирази для радіуса траєкторії руху R = mv/eB, періоду обертання T

= 2R/v = 2m/eB електрона по колу та кутової частоти обертання електрона ц = 2/T =

eB/m, називаної циклотронною частотою. Підкреслимо, що частота ц залежить тільки

від значення індукції магнітного поля В.

3.1.2.2. Взаємодія електронів з електромагнітним полем

Наведений і конвекційний струми. Розглянемо міжелектродний зазор d у вакуумі,

утворений двома сітками, що екранують поле та прозорі для електронів (рис. 3..3.а). Сітки

закорочено провідником і заземлено, при цьому початковий заряд на них дорівнює нулю.

Нехай у зазор улітає негативний

заряд q у вигляді однорідного

плоского шару електронів

товщиною z >> d. Упорядкований

рух заряду це конвекційний струм у

зазорі. Унаслідок електричної

індукції на внутрішніх поверхнях

сіток – нижньої (1) та верхньої (2) –

наводяться позитивні заряди –

відповідно q1 та q2, причому з

наближенням заряду q до верхньої

сітки наведений на ній заряд q2

збільшується, а заряд q1 на нижній

сітці зменшується. Це зумовлює в

зовнішньому колі рух позитивного

заряду з нижньої сітки на верхню, тобто протікання струму, напрямок якого узгоджується

з напрямком конвекційного струму в зазорі (протилежним напрямкові руху електронів).

Струм, створюваний у зовнішньому колі зарядом, що рухається в зазорі, називається

наведеним. Він протікає тільки під час руху заряду в міжелектродному зазорі та

припиняється в момент його вильоту (чи осідання на електроді), оскільки при цьому

зникають заряди, наведені на внутрішніх поверхнях електродів.

Установимо залежність наведеного в зовнішньому колі струму від конвекційного в

зазорі, припустивши, що розглянутий негативний заряд q рухається з постійною

швидкістю v; час його прольоту в зазорі = d/v. У момент проходження шаром електронів

нижньої сітки на ній наводиться максимальний позитивний заряд q1 = –q, поле в зазорі

дорівнює нулю, тому на верхній сітці наведено заряд q2 = 0. Під час прольоту електронами

верхньої сітки на ній наводиться максимальний заряд q2 = –q, а на нижній сітці – заряд q1

= 0. Це означає, що за час прольоту як через зазор, так і по провіднику переноситься

однаковий заряд q. Звідси значення наведеного струму

,6002

000 UUm

ev

iн iн

z

q2 + + +

+ +

v1 dq

dq

dq

dq =

Sdz

z

iк

v v2

v3 d

q

q1 + + + + + + +

+ + +

а) Рис.3.3 б) б

2

1

145

(3.3)

Конвекційний струм існує в заданий момент не по всій довжині зазору, а лише в області

z заряду, що рухається, і його значення iк = q/t = qv/z. Визначивши з цієї рівності

значення заряду q та підставивши його у формулу (3.3), одержимо

(3.4)

тобто наведений струм дорівнює усередненому в зазорі конвекційному струмові.

У разі нерівномірного розподілу густини (z, t) та швидкості v(z, t) електронів у зазорі

(рис. 3..3, б) розділимо електронний потік на нескінченно тонкі шари заряду dq = Sdz

товщиною dz, кожному з яких відповідає миттєве значення конвекційного струму iк(z, t)

= Sdz/dt = = Sv. Згідно зі співвідношенням (3.4), у заданий момент часу кожен шар

електронів створює в зовнішньому колі елемент наведеного струму. Підсумовуючи їх за

зазором, одержуємо миттєве значення наведеного струму

.),(

)(0

к dzd

tziti

d

н (3.5)

Розглянута картина типова на НВЧ, коли час прольоту порівнянний із періодом Т

коливань сигналу, що керує густиною електронного потоку.

На низьких частотах, коли час прольоту значно менший періоду коливань Т (унаслідок

чого густина заряду однакова в усьому зазорі, і конвекційний струм не залежить від

координати), наведений струм дорівнює конвекційному:

н к к

0

1( ) ( ) ( ).

d

i t i t dz i td

(3.5а)

У загальному випадку до зазору можна прикласти й змінну напругу стороннього

джерела U; тоді повний струм у зовнішньому колі і дорівнює сумі наведеного та

ємнісного струмів:

де C – ємність зазору.

3.1.2.3. Струм, наведений хвилею конвекційного струму. Час і кут прольоту

Нехай через зазор між закороченими сітками, прозорими

для електронів (рис. 3..4), пролітає електронний потік,

густина якого промодульована гармонічним коливанням з

частотою , тобто протікає конвекційний струм із середнім

значенням І0 та амплітудою змінної складової Ік

.cos),(0

0

v

ztIItzi ωкк

(3.6)

.d

vq

qi

τн

,кd

zii

н

0

z z d

v0

iк

iн

Рис. 3..4

н к

0

1( , ) ,

C

ddU

i i i i z t dz Cd dt

146

Другий доданок у правій частині виразу (3.6) відповідає хвилі конвекційного струму, що

рухається в позитивному напрямку осі z із постійною швидкістю v0 (струм спрямований

проти руху електронів).

Оскільки швидкість руху електронів скінченна, то хвиля конвекційного струму

проходить зазор d за час прольоту 0 = d/v0. У фіксованому перерізі z за час прольоту 0

фаза цієї хвилі, відповідно до виразу (3.6), змінюється на кут прольоту 0 = d/v0 = 0.

Кут прольоту 0 дорівнює зміні фази прикладеної до зазору напруги за час прольоту

електронів. Цей кут є мірою інерції електронного потоку, що рухається в зазорі зі

скінченною швидкістю та не встигає реагувати на зміни напруги на зазорі.

Конвекційний струм (3.6) наводить у зовнішньому колі струм, що має постійну та

гармонічну складові:

.cos1

),(1

~0

2

2 0

0

2

2

нккн iIdzv

ztI

dIdztzi

di

d

d

d

d

ω

За відомим значенням постійної складової можна висувати певні вимоги до джерела

живлення. Коливальна потужність створюється лише за рахунок змінної складової

струму. Тому далі будемо розглядати тільки змінні складові конвекційного та наведеного

струмів:

(3.7)

Тут через М позначено коефіцієнт пропорційності між амплітудами конвекційного Ік та

наведеного Ін струмів:

0н

к 0

sin( 2).

2

IM

I

Залежність коефіцієнта М від кута прольоту 0 показано на рис. 3..5.

Для 0 = 0 коефіцієнт М

максимальний і дорівнює одиниці. Це

відповідає випадку, коли час прольоту

набагато менший періоду хвилі

конвекційного струму, тобто 0 Т =

2/. Електронний потік має практично

однакову густину в усьому зазорі d і,

згідно зі співвідношенням (3.5),

наведений струм дорівнює

конвекційному.

Зі збільшенням кута прольоту коефіцієнт М і амплітуда наведеного струму зменшуються.

Це відбувається тому, що наведений струм створюється елементами конвекційного

струму, що рухаються в зазорі, фазові зсуви між якими зростають зі збільшенням 0.

Наведений струм синфазний із конвекційним у середині зазору та відстає на 0/2 від нього

на початку зазору; це випливає з аналізу рівнянь (3.6) і (3.7). Конвекційний струм

графічно можна подати дугою довжиною Ік з центральним кутом 0, а наведений струм Ін

– хордою, що стягує цю дугу (рис.3.5).

Для 0 = 2 векторна сума всіх елементів конвекційного струму дорівнює нулю, і М

= 0. Іншими словами, у міжелектродному зазорі переміщаються дві півхвилі

2

2 000

~ cos2

sin)2(

cos

d

d

tv

d

vd

Idz

v

zt

d

Ii ω

ω

ω

ωω кк

н

0, рад

M

/2

0 = 0 = 2

Ін

Ік

Ін = 0 Ік

1,0

0,8

0,6

0,4

0,2

0

–0,2 Рис 3.5

147

K C1 C2 d

I0 v0 vк

iн

u(t) U0

Рис. 3..6

конвекційного струму, які в зовнішньому колі наводять однакові за значенням протифазні

струми; у результаті амплітуда Ін = 0.

3.1.2.4. Зміна швидкості електронів під дією поля НВЧ

Нехай потік електронів рівномірної густини входить у зазор між сітками (рис 3.6) із

постійною швидкістю v0, набутою ними під дією прискорювальної напруги U0. До зазору

прикладено сторонню НВЧ напругу u(t) = Umsint; при цьому вважаємо, що 0mU U , а

0 0τ 2π ωd v T . Визначимо кінцеву швидкість електрона v під час виходу із зазору,

використовуючи рівняння руху (3.1). На електрон у зазорі діє сила FE = е(Um/d)sint, тому

рівняння руху електрона в електричному полі запишемо в такому вигляді:

.)ωsin()( tdUmedtdv m (3.1а)

Оскільки в початковий момент часу t0 швидкість електрона

дорівнює v0, то після інтегрування рівняння (3.1а) від t0 до t

одержимо такий вираз:

(3.8)

де t1 t0 + 0/2 – момент прольоту електроном середини зазору.

Із виразу (3.8) видно, що швидкість електронів на виході із

зазору змінюється за законом прикладеної до нього напруги, синфазно з НВЧ полем, що

було в момент прольоту електроном середини зазору. Амплітуда швидкості пропорційна

величині М, тому її називають коефіцієнтом зв’язку електронного потоку з полем у

зазорі, чи коефіцієнтом взаємодії.

Зміну швидкості електронів під дією зовнішнього поля НВЧ називають модуляцією

електронів за швидкістю. Зазвичай Um/U0 1, і глибина модуляції за швидкістю невелика,

однак вона відіграє істотну роль у роботі приладів НВЧ, створюючи під час подальшого,

відносно тривалого, руху електронів модуляцію електронного потоку за густиною.

Зауважимо, що коли vк > v0, то електрон набув енергію від поля НВЧ, збільшивши запас

своєї кінетичної енергії; якщо vк < v0, то електрон віддав частину своєї кінетичної енергії

полю НВЧ, збільшивши його амплітуду.

3.1.2.5. Обмін енергією між потоком електронів і полем. Електронне

навантаження зазору

Одержимо співвідношення, що характеризують обмін енергією між потоком

електронів, що входять у зазор з постійною густиною, і полем НВЧ стороннього

джерела (рис. 3..6). Для цього спочатку визначимо наведений струм у випадку,

коли до зазору прикладено сторонню напругу ( ) sinω .mu t U t

За проміжок часу dt в міжсітковий зазор надходить елемент заряду dq = I0dt. Під час

його руху між електродами, згідно зі співвідношенням (3.3), у зовнішньому колі

наводиться елемент струму diн = (I0v/d)dt. Загальний наведений струм можна обчислити,

підсумовуючи елементи наведеного струму, зумовлені зарядами, які надійшли в зазор

за час = d/v = tк – (tк – ), що еквівалентно усередненню за відстанню всіх елементів

конвекційного струму, які є в зазорі в момент tк.

Використовуючи вираз (3.8), можна одержати співвідношення

(3.9)

Тут F1(0) і F1(0) функції кута прольоту (рис. 3..7).

к к

к к

н к 0

1t t

t t

i di I vdtd

Рис 3.6

148

У правій частині виразу (3.9)

перша змінна складова наведеного

струму збігається за фазою з

прикладеною до зазору напругою,

тому є активною, а друга зсунута на

90°. Амплітуди активної та

реактивної складових наведеного

струму відповідно дорівнюють

акт 0 1 0 реакт 0 2 0

0 0

( ), та (θ ).2 2

m mU UI I F І I F

U U

Отже, стороннє джерело витрачає на модуляцію електронного потоку за швидкістю

активну потужність і обмінюється з ним реактивною:

ЕН ЕН

2 2

акт реакт

1 1 1 1, .

2 2 2 2m m m mP I U U G Q I U U B

Звідси випливає, що для стороннього джерела НВЧ зазор з електронним потоком є

електронним навантаженням, провідність якого

ЕН ЕН ЕН ,Y G jB

ЕН ЕН

реактакт 0 01 0 2 0

0 0

де (θ ), (θ ).2 2m m

II I IG F B F

U U U U

Із вигляду функції F1(0), показаної на рис. 3..7, випливає, що для кутів прольоту 0 0

2 резистивна провідність додатна: GЕН > 0 (пасивна); отже, електронний потік поглинає

енергію НВЧ поля.

Для кутів прольоту 2 < 0 < 3 провідність GЕН від’ємна, тобто активна. Отже,

електронний потік віддає енергію. Якщо добротність коливального кола, підключеного до

такого зазору, досить висока, то можлива генерація НВЧ коливань. Віддачу енергії можна

пояснити так. Однорідний потік електронів, що ввійшов у зазор, за час прольоту

поступово стає неоднорідним за густиною внаслідок його модуляції за швидкістю

сторонньою напругою, тобто в зазорі утворюється хвиля конвекційного струму. Наведений

цією хвилею струм відстає за фазою від сторонньої напруги, і для досить великих кутів

прольоту вони виявляються в про-тифазі, що характерно для генераторів.

В електровакуумному діоді резистивна складова провідності електронного

навантаження зазору GЕН також негативна для кутів прольоту 2 < 0 < < 3 (рис. 3..8).

Однак, на відміну від розглянутого вище випадку, для малих

кутів прольоту провідність GЕН не близька до нуля, а має

максимальне додатне значення, яке дорівнює крутості

характеристики діода S.

Це пояснюється тим, що в діоді густина електронного потоку,

що відходить від катода з нульовою швидкістю, із самого

початку

модулюється прикладеною змінною напругою за густиною, а

для малих кутів прольоту наведений струм максимальний і синфазний із напругою.

Висновки

Фізичні процеси в електровакуумних приладах НВЧ ґрунтуються на взаємодії

електронів з електромагнітним полем.

GЕН

S

3 0

2 0

Рис. 3..8.

0, рад

F1(0)

0

F2(0)

0,4

0,2

0

–

0,2

F1, F2

Рис 3.7

149

У загальному випадку електричне поле змінює значення й напрямок швидкості руху

електронів, а магнітне поле змінює тільки напрямок їх руху; отже, обмін енергією

відбувається тільки між електронами й електричним полем. Скінченність часу прольоту

електронами міжелектродних зазорів відображають поняттям кута прольоту, що дорівнює

зміні фази напруги за час прольоту. Ступінь взаємодії електронів із електричним полем

залежить від значення кута прольоту; його можна описати законом (sin(0/2))/(0/2).

Заряд, що рухається в зазорі, спричинює в зовнішньому колі наведений струм, сила

якого залежить від кута прольоту за тим самим законом. Наведений струм відстає за

фазою від прикладеної до зазору напруги на половину кута прольоту, тому зазор являє

собою комплексне електронне навантаження для джерела.


1. У плоскому діоді відстань між електродами 3 мм. Визначити швидкість електрона

поблизу анода, якщо Ua = 100 В.

2. Електрон зі швидкістю v0 влітає в поле з напруженістю E. Як зміниться характер руху

електрона, якщо: 1) v0 E; 2) v0 E; 3) v0 E? Тут стрілки показують взаємну

орієнтацію векторів швидкості та поля.

3. Потужність взаємодії поля E та заряду q визначається співвідношенням P = Fv = qEv.

Пояснити результат для трьох випадків із п. 2.

4. Зобразити графік зміни в часі наведеного струму в зовнішньому колі зазору шириною

d, якщо через нього проходить зі швидкістю v шар електронів товщиною b, заряд

якого дорівнює q.

5. Чи є струм у зовнішньому колі зазору, до якого прикладено змінну напругу, якщо в

зазорі немає конвекційного струму?

6. Визначити амплітуду наведеного струму в зовнішньому колі, якщо амплітуда

конвекційного струму Imк = 0,5 А і кут прольоту θ = 2.

3.1.3. Особливості роботи електронних ламп на підвищених частотах

3.1.3.1. Комплексні параметри ламп

Прилади, у яких густина електронного потоку змінюється безпосередньо під дією

потенціалу керувального електрода (сітки), називають приладами з

електростатичним керуванням. До них належать електровакуумні діоди, тріоди й

тетроди.

Як випливає з проведеного в розділі 3.1.2 аналізу, на порівняно низьких частотах, тобто

для малих кутів прольоту 0 2, наведений струм дорівнює конвекційному та збігається

за фазою з керувальною напругою. Унаслідок цього у включеній за схемою зі спільним

катодом триелектродній лампі (рис. 3..9) зустрічні струми, що протікають у сітковому

вводі (наведені в колі катод – сітка електронами, що

підлітають до сітки, і в колі сітка – анод електронами, що

відлітають від неї), однакові, тому сумарний струм сітки іс = ік

– іа дорівнює нулю, вхідний резистивний опір лампи в разі

негативної напруги на сітці дуже великий. Лампа працює як

безінерційний прилад із внутрішнім опором між анодом і

катодом Ri = Ua/Ia, керованим сітковою напругою.

На НВЧ збільшення кута прольоту зумовлює відставання

струмів від керувальної напруги, тому крутість лампи стає

комплексною величиною. Сітковий струм досягає великих значень через фазовий зсув між

катодним і анодним струмами, тобто вхідна провідність лампи зростає; зменшення

анодного струму та його відставання за фазою від керувальної напруги призводить до

іс = ік – іа

ік

– іа

іа

Zск

Zак

Рис. 2.7. Рис 3.9

150

Рис 3.11

зменшення підсилення. Крім того, зростання провідності міжелектродних ємностей і

опору індуктивностей вводів лампи з підвищенням частоти спричинює додаткове

збільшення вхідної та вихідної провідностей лампи. Отже, на НВЧ багато параметрів

лампи відрізняються від відповідних параметрів на низьких частотах. Це погіршення

параметрів потрібно враховувати в розрахунку лампових підсилювачів і генераторів.

Розрахунок режиму потужних генераторних і підсилювальних ламп зазвичай виконують

графоаналітичним способом.

Аналізуючи вхідні підсилювачі, приймально-підсилювальну лампу подають як лінійний

активний чотириполюсник (рис. 3..10), який описують матрицею малосигнальних Y-

параметрів, що відображають особливості роботи

лампи на НВЧ.

При цьому комплексні

амплітуди струмів і напруг на

вході та виході лампи зв’язані лінійними

рівняннями:

с вх с пр а ;I Y U Y U .aвихca UYUSI

Комплексні параметри лампи називають «гарячими», якщо їх вимірюють із увімкненим

живленням лампи, і «холодними» – із вимкненим розжарюванням катода. Їх значення

відрізняються – наприклад, для ємності сітка – катод виконується співвідношення Сск.хол

4/3Сск.гар унаслідок впливу прикатодної хмари електронів.

Для розрахунків зазвичай використовують гарячі Y-параметри лампи, задані такими

співвідношеннями:

а

свх вх вх0

с

;U

IY G jB

U

а

ψа00

с

;j

U

IS S e

U

с

спр 0

а

;U

IY

U

с

авих вих вих0

а

.U

IY G jB

U

(3.10)

Перейдемо до розгляду цих провідностей лампи на НВЧ.

3.1.3.2. Залежність параметрів ламп від частоти

Активна складова провідності, зумовлена інерцією електронів. Розглянемо

ідеалізовану схему заміщення лампи, подану на рис. 3..11, де, відповідно до визначення

(3.10) вхідної провідності, анод і катод закорочено. У коло сітки включено джерело

змінної напруги, амплітуда якого Uc. Обмежимося для спрощення аналізу випадком, коли

кут прольоту проміжку катод – сітка невеликий, кс < 1.

Відповідно до методики,

викладеної в розділі 3.1.2,

розіб’ємо конвекційний струм

на п тонких шарів (рис. 3..11, а).

Найближчий до катода перший

шар 1 синфазний із

керувальною напругою, тому

що кут прольоту цього шару

дуже малий. Другий шар

електронів 2 вийшов із

прикатодної області трохи

раніше, тому він відстає за

фазою від Uc на певний кут.

сI

сU

С А

К

Вх [Y ]

аI

аU

а б

Uc

in

in ia

n

2 1

U

c

Ia

Ic

кс + kса

сθ

I = -Ic a

кс

Ici2

i1

ic

i = iк c

i = -iac

Рис 3.10

151

Найбільше запізнювання відносно Uc (на кут кс) має п-й шар, що досяг у даний момент

часу сітки.

Кожним шаром конвекційного струму в колі сітки наводиться

відповідний елемент наведеного катодного струму iк, причому i1 синфазний із Uc, а

останній елемент in відстає на кут кс. Наведений струм дорівнює геометричній сумі всіх

елементів наведеного струму (рис. 3..11, б) і відстає від Uc на кут ксc θθ k , де k < 1.

Амплітуду струму ci позначено на рисунку .cI

Подальший рух шарів конвекційного струму над сіткою відбувається під дією високої

анодної напруги з великою швидкістю, тому зазвичай кут прольоту сітка – анод са < кс.

Конвекційний струм у зазорі сітка – анод наводить у зовнішньому колі анодний струм iа,

що протікає в колі сітки через джерело збудження в напрямку до анода. На рис. 3..11, а

його позначено як с а .i i Комплексна амплітуда цього струму cI відстає від напруги

Uc на кут (рис. 3..11, б).

Виникнення додаткового кута зумовлене тим, що струм ci наводиться електронами,

які віддаляються від сітки. Як випливає з рисунка, струм сітки Іс дорівнює геометричній

сумі струмів cI та ;cI виявляється, що він не дорівнює нулю (навіть коли сітка негативна

відносно катода!).

Доведено, що резистивна складова вхідної провідності, зумовлена інерцією електронів,

пропорційна крутості лампи та квадратові кута прольоту катод – сітка, тобто квадратам

частоти та часу прольоту.

,222ксккск

c

c.акт τωθ pSMpIU

IG m де 4,0...3,02/)1( 2 kp .

Для кутів прольоту близько радіана значення вхідної провідності G лампи може бути

близько 103

…102

См, а для кутів прольоту близько радіан воно може зрости до 0,1

См. Фізично виникнення провідності G можна трактувати як наслідок витрати активної

потужності на прискорення в проміжку катод – сітка неоднорідного за густиною

електронного потоку: у позитивний півперіод напруги катод – сітка прискорюється більше

електронів, ніж їх гальмується в негативний півперіод. Для кутів прольоту 2...3 ця

резистивна провідність виявляється негативною, тобто активною.

Вхідна провідність, зумовлена впливом індуктивності катодного вводу. Розглянемо

вплив індуктивності катодного вводу на вхідну

провідність лампи, включеної за схемою із спільним

катодом. Як випливає з рис. 3..12, вхідна провідність

лампи

.вхвхвх UIY

З огляду на те, що струм

,cкcквх UCjI ω а вхідна напруга

)1( ккcкккcкcквх SLjUILjUUUU L ωω , маємо

.111 222222

2

jBGSL

Cj

SL

SLC

SLj

CjY L

кк

cк

кк

ккcк

кк

cквх

ω

ω

ω

ω

ω

ω

Зазвичай лампи використовують на частотах, коли ще ,1222 ккSLω тому скω ,B C 2

ск к кω .L

G C L S

кс са ксθ θ π θ πk

Івх

Івх Ік

Ік

Uвх Uск

Uск

UL

UL

Lк

Рис. 3..12.

152

в) а) б)

Рис 3.13

Виникнення резистивної провідності GL зумовлене зворотним зв’язком унаслідок спаду

напруги на індуктивності катодного вводу, через що виникає фазовий зсув між вхU та

вх ,I оскільки ск вх .LU U U

Повна вхідна провідність лампи. Резистивна складова повної вхідної провідності

лампи, зумовлена інерцією електронів та індуктивністю катодного вводу, зростає

пропорційно квадрату частоти: Gвх = G + GL 2.

Таке збільшення Gвх на НВЧ спричинює шунтування вхідних кіл лампи, зростання

споживаної від попереднього каскаду потужності та зменшення підсилення. Зазначимо

два способи зменшення вхідної провідності лампи на НВЧ:

конструктивний зменшення індуктивності катодного вводу збільшенням його

діаметра, виконанням вводу у формі циліндра чи диска;

схемний включення лампи за схемою із спільною сіткою, щоб унеможливити

зворотний зв’язок через індуктивність катодного вводу, яка у НВЧ лампах зазвичай

більша індуктивності дискового вводу сітки.

Реактивна складова вхідної провідності НВЧ лампи в першому наближенні визначається

тільки ємністю Сск.

Комплексна крутість. Із розгляду векторної діаграми на рис. 3..11 видно, що анодний

струм а сI I унаслідок інерції електронного потоку відстає від керувальної напруги Uc на

кут прольоту кс + kса.

Тому крутість лампи має комплексний характер: ,0

ψjeSS де = кс + kса > кс, а її

модуль S0 = SкMса менший, ніж крутість Sк на низьких частотах, тобто підсилення лампи

значно зменшується. Комплексний характер крутості лампи враховують у розрахунку кіл

зворотного зв’язку автогенераторів і розрахунку підсилювачів на стійкість.

Вихідна провідність. Реактивна складова вихідної провідності лампи в робочому

діапазоні частот переважно зумовлена порівняно невеликою міжелектродною ємністю

анод – катод.

Резистивна складова вихідної провідності на НВЧ значно перевищує внутрішню

провідність лампи Gi = 1/Ri. Можна показати, що на НВЧ

.2 SCLGG i aкквих ω (3.11)

Як видно з виразу (3.11), друга складова, зумовлена впливом індуктивності катодного

вводу, зростає пропорційно квадрату частоти.

Прохідна провідність. Зазвичай лампу прийнято вважати незворотним триполюсником,

що забезпечує спрямоване підсилення завдяки розв’язці вхідних і вихідних кіл. Однак на

НВЧ, унаслідок збільшення провідностей міжелектродних ємностей, частина вихідної

напруги попадає на вхід, що потрібно враховувати в оцінці стійкості підсилювачів і

розрахунку кіл зворотного зв’язку автогенераторів.

Частоти самонейтралізації тріода та короткого замикання його входу з виходом

Розглянемо спрощену схему заміщення тріода, включеного за схемою зі спільним

катодом (рис. 3..13, а), де індуктивностями вводів сітки й анода знехтувано.

Перетворимо схему із зірки (рис.

3..13, б) на трикутник (рис. 3..13, в) та

визначимо прохідну провідність:

1 2пр пр 0 3 0

1 2 3

YYY jB Y Y Y

Y Y Y

Y0

Y3

Y1 Y2

Сас

с а

Cск Сак

Uвх Uвих Lк

к

Y0 c а

Y1 Y2

Y3

к

153

0 1 2 3 1 2

1 2 3

( ).

Y Y Y Y YY

Y Y Y

(3.12)

Прохідна провідність дорівнює нулю, якщо дорівнює нулю чисельник правої частини

виразу (3.12), тобто якщо

,021302010 YYYYYYYY

або 2 2 2

ас ск ас ак ас к ск акω ω ω 0.C C C C C L C C

Це відбувається на частоті самонейтралізації

.)( aкcкaкaccкacкacсн CCCCCCLC ω

На частоті сн вхід і вихід лампи цілком розв’язані, тобто енергія не просочується з

виходу на вхід через паразитні зв’язки. Однак залишається електронний зв’язок входу з

виходом, який полягає в тому, що промодульований сигналом за густиною в проміжку

катод – сітка електронний потік, пролітаючи простір сітка – анод, наводить струм у колі

анодного навантаження лампи. Це бажаний режим роботи лампи.

На вищих за сн частотах через зростання прохідної провідності Впр усе більша частина

потужності безпосередньо проходить із виходу на вхід, що може зумовити різку зміну

коефіцієнта підсилення чи самозбудження схеми. Зворотний зв’язок повний, якщо Впр ;

це можливо, як випливає зі співвідношення (3.12), якщо Y1 + Y2 + Y3 = 0 на частоті

короткого замикання входу з виходом: кз к ск акω 1 .L C C

Треба уникати роботи в області, близькій до частоти кз.

Особливості лампових пристроїв НВЧ розглянуто в [].

Висновки

На підвищених частотах лампи з електростатичним керуванням електронним потоком

мають такі особливості:

параметри ламп стають комплексними;

виявляється сильний вплив індуктивності вводу катода лампи, міжелектродних

ємностей, інерції електронів;

на окремих частотах може виникнути коротке замикання входу лампи з виходом,

лампа стає некерованою.


1. Пояснити причини погіршення роботи сіткових ламп із підвищенням частоти.

2. Чому на підвищених частотах параметри ламп з електростатичним керуванням

стають комплексними?

3. У чому полягає та як виявляється явище інерції електронів?

3. Що таке частоти самонейтралізації та короткого замикання виходу тріода з його

входом?

5. Як можна врахувати вплив частот самонейтралізації та короткого замикання на

роботу лампи?

3.1.4. Пролітні клістрони

3.1.4.1. Будова та принцип дії дворезонаторного пролітного клістрона

Пролітні клістрони – це прилади з електродинамічним керуванням, у яких зміна

густини електронного потоку досягається модуляцією швидкості руху електронів, тобто в

динаміці, коли прискорені електрони доганяють уповільнені, що вилетіли раніше. Для

формування електронних згустків потрібен певний час, причому, збільшивши час

154

Рис 3.14

прольоту, можна зменшити модуляцію швидкості й затрачувану на це потужність за

незмінної вихідної потужності приладу, тобто одержати більше підсилення. На відміну від

описаних у розділі 3.1.2 електронних ламп, у приладах з електродинамічним керуванням

час прольоту використовується як корисний фактор, тому вони можуть працювати на

вищих частотах, ніж тріоди, віддаючи при цьому великі потужності.

Розглянемо дворезонаторний підсилювальний пролітний клістрон (див. рис. 3..14).

Він складається з

електронної гармати 1, двох

резонаторів 4 та 5, з’єднаних

трубкою дрейфу 2, і

колектора 3. Для безпеки

резонатори й колектор

заземлені, а на

катод подається

негативна напруга

U0. Тороїдні резонатори настроєні на частоту підсилюваного сигналу; у приладах невеликої

потужності вони можуть мати сітки в торцевих отворах. Однорідний електронний потік

проходить через ємнісні зазори резонаторів, взаємодіючи з поздовжньою складовою НВЧ

електричного поля.

У першому резонаторі відбувається модуляція електронів за швидкістю вхідним

сигналом. У трубці дрейфу (пролітному просторі) вони рухаються за інерцією. Унаслідок

різниці швидкостей прискорені електрони поступово доганяють уповільнені – утворюються

(групуються) електронні згустки, які у вихідному резонаторі наводять НВЧ струм. Поле

НВЧ в зазорі вихідного резонатора гальмує згустки, які віддають енергію підключеному

до виходу корисному навантаженню.

Щоб у клістроні не було паразитного зворотного зв’язку, трубка дрейфу на робочій

частоті має бути позамежним хвилеводом, що забезпечує достатнє згасання коливань, які

просочуються з вихідного резонатора у вхідний.

3.1.4.2. Фізичні процеси у дворезонаторному клістроні

Модуляція електронів за швидкістю. Прискорені в проміжку катод – резонатор

різницею потенціалів U0 (рис. 3..15) електрони влітають у зазор вхідного резонатора

приблизно з однаковою швидкістю v0 600U0, тому на відповідній ділянці

просторово-часової діаграми (рис. 3..15) їх траєкторії паралельні (кут нахилу траєкторій

пропорційний швидкості v). До зазору прикладено синусоїдну напругу u1(t) = U1sint

вхідного сигналу з амплітудою U1 U0 (рис. 3..15, де 1 – гальмівна півхвиля; 2 –

прискорювальна півхвиля; 3 – катод).

Модуляція електронів за швидкістю зумовлює її зміну на виході зазору за законом (3.8):

),sin2

1( 11

0

10 tM

U

Uvv ωк

де М1 – коефіцієнт взаємодії вхідного резонатора; t1 – момент прольоту електроном середини зазору резонатора.

Якщо керувальна напруга

дорівнює нулю, швидкість

електронів залишається рівною

v0, під час негативного

півперіоду електрони

гальмуються в зазорі (v1 < v0),

під час позитивного – прискорюються (v2 > v0). Глибина модуляції

z

ін uн

d

1

ℓ

iн –

v1<v0 v2>v0 ік Ен Uн

v0 v0

vе

g2 +

u1(t)

d

1 1

2

3

а

б

Рис. 3..15

155

iк

r

2

1

0

t

електронів за швидкістю невелика (на рисунку різницю швидкостей перебільшено для

ілюстрації процесу модуляції).

Групування згустків, конвекційний струм. Під час руху в пролітному просторі

прискорені електрони поступово доганяють уповільнені (рис. 3..15). У результаті навколо

тих електронів, що пролітають середину зазору вхідного резонатора в момент переходу

поля між його сітками через нуль від гальмівного до прискорювального, групуються

згустки. Густина електронного потоку зростає в міру групування згустку (рис. 3..15). З

розгляду рисунка видно, що кожному перерізові z пролітного простору (простору

групування) відповідає певне значення густини заряду та, отже, конвекційного струму.

Для визначення конвекційного струму клістрона розглянемо рух між траєкторіями 1 і 2

(рис. 3..16, а) групи електронів, яка проходить середину зазору вхідного резонатора за

проміжок часу dt1 і має заряд dq = I0dt1. Унаслідок незмінності заряду в цій групі можна

записати

dq = I0dt1 = iк(z,t)dt,

що ілюструється рис. 3..16,

б. Звідси визначимо

конвекційний струм для

перерізу z і моменту часу t:

iк(z,t) = I0 /(dt/dt1).

Момент часу t прольоту яким-небудь електроном довільного перерізу z простору групування та момент t1 прольоту ним середини вхідного зазору пов’язані, унаслідок модуляції швидкості,

нелінійною залежністю:

1 11 1 1

0

1 sinω .2

U Mzt t t t

v U

Помножимо обидві частини цієї рівності на та введемо такі позначення: 0θ ω /z v

поточний кут прольоту від середини зазору до перерізу z; 1 1 0θ /(2 )r U M U параметр

групування для перерізу z. Тоді одержимо рівність t = t1 + – rsint1 , або t – =

t1 – rsint1, називану рівнянням групування, звідки похідна Отже, конвекційний струм клістрона

(3.13)

є періодична несинусоїдна функція, форма якої істотно залежить від значення параметра групування r, тобто режиму роботи клістрона, і від розглянутого перерізу z.

Більш наочне уявлення про процес

групування згустків можна одержати з

тривимірної просторово-часової

діаграми конвекційного струму (рис.

3..17).

.cos1)(

)(1

11

trtd

td

dt

dtω

ω

θ

ω

z

z

z, i

d2

d

1

і к(z

,t)

I0dt1 = ік(z,t)dt

dt

dt1

t1

t1 + dt1

t t + dt t t + dt а б

t1 t1 + dt1 t

t

I 0

1 2

l

Рис. 3..16

Рис. 3..17

156

Якщо параметр групування r 0, змінна складова конвекційного струму близька до

синусоїдної; потім, зі збільшенням r, струм набирає форми імпульсів, амплітуда та

крутість фронтів яких різко зростають у разі r 1; із подальшим збільшенням r імпульс

струму роздвоюється. Це випливає й безпосередньо зі співвідношення (3.13).

Спектральний склад конвекційного струму. Для визначення спектрального складу

конвекційного струму у будь-якому перерізі z розвинемо функцію (3.13) у ряд Фур’є за

аргументом t – :

.)](cos[),(1

0

n

n tnIItzi θωк (3.14)

Для визначення спектра конвекційного струму в зазорі вихідного резонатора введемо

позначення відстані між серединами зазорів z0 = l + d1/2 + d2/2, відповідного йому кута

прольоту та параметра

та параметра групування

З урахуванням цих позначень зі

співвідношення (3.14) одержимо к 0 0 0 0

1

( , ) 2 ( )cos[ (ω θ)],n

n

i z t I I J nr n t n

тобто

амплітуда n-ї гармоніки конвекційного струму в зазорі вихідного резонатора

(3.15)

З аналізу виразу (3.15) і розгляду функцій Бесселя (рис. 3..18) випливає, що для

малого значення параметра групування r0 0 амплітуди вищих гармонік дуже малі і,

згідно з рівністю (3.13), змінна складова струму містить переважно першу гармоніку, що

відповідає лінійному режиму роботи приладу.

Зі збільшенням параметра r0

конвекційний струм набирає форми

імпульсів (рис. 3..17), причому в

спектрі струму спочатку досягає

максимуму амплітуда першої

гармоніки (рис. 3..18). Це буває, коли

nr0 = r0 = = 1,84 і значення функції

Бесселя J1(1,84) = 0,58; отже, згідно з

рівністю (3.15), максимум амплітуди

струму першої гармоніки дорівнює I1 =

1,16I0.

3.1.4.3. Помножувальні клістрони

Із подальшим зростанням вхідної потужності та (у результаті цього) значення nr0 (рис.

3..18), послідовно досягають максимуму друга (nr0 = 3,06) гармоніка струму, третя (nr0 =

4,20) і т. д. Амплітуди гармонік зі збільшенням їхнього номера n зменшуються порівняно

повільно, наприклад: I2 = 0,93I0, I3 = 0,87I0, I10 = 0,6I0. Це дає змогу використовувати

пролітні клістрони як помножувачі частоти до значень n = 10...30. Конструктивно

помножувальні клістрони відрізняються від підсилювальних тим, що їх вихідні

резонатори настроєно на частоту, яка в n разів більша частоти вхідних коливань.

Регулюванням напруги U0 та вхідної потужності домагаються режиму максимуму

вихідної потужності на частоті потрібної гармоніки n0.

3.1.4.4. Передача енергії згустків полю вихідного резонатора

Визначимо потужність, яку електронні згустки віддають вихідному резонатору

підсилювального клістрона.

).(2 00 nrJII nn

0 1 1 1 10 0

0 0 0

ω θ .2 2

z U M U Mr

v U U

0 0 0θ ω /z v

Jn(nr)

nr

J1

J2

J3

J10

0,6

0,4

0,2

0

–0,2

Рис. 3..18

157

1 2

1,0

0,8

0,6

0,4

0,2

0

1 2 3 r0

Рис. 3.19

Згустки електронів, що сформувалися в пролітному просторі, пролітаючи через

зазор вихідного резонатора, наводять у ньому струм iн (див. рис.3.15, б). Наведений

струм створює на навантаженні g2, перерахованому до зазору, спад напруги Uн,

поле якого Eн гальмує рух електронних згустків у зазорі відбувається віддача

енергії вихідному резонатору. Якщо резонатор настроєно на частоту підсилюваного

сигналу, то напруга Uн на зазорі протифазна наведеному струму iн, тобто центр

згустка проходить зазор під час максимуму гальмівної напруги (див. рис. 3.15, а);

віддача енергії максимальна для такого струму.

Амплітуду першої гармоніки наведеного в другому резонаторі струму задає формула

Iк = 2kI0J1®M2, де k коефіцієнт струмо-проходження клістрона, що показує, яка частка

електронів дійшла до другого зазору, М2 – коефіцієнт взаємодії другого резонатора.

Амплітуда напруги на зазорі другого резонатора U2 = Iн/g2, де g2 = g2р + g2н + g2ен –

перерахована до зазору вихідного резонатора повна провідність, що включає в себе g2р –

провідність втрат у резонаторі, g2н – еквівалентну провідність навантаження клістрона,

g2ен – провідність електронного навантаження зазору.

Отже, електронний потік віддає полю сумарну потужність, називану електронною: 2 2 2 2

0 1 0 2н 2е 0 1 0 2 2

2

2 ( )( ) .

2

k I J r MI UP kI J r M U

g

Електронна потужність передається в корисне навантаження не цілком, частково вона

витрачається на теплові втрати в резонаторі (g2р) і вторинну модуляцію електронів за

швидкістю (g2ен).

3.1.4.5. Основні характеристики дворезонаторного клістрона

Амплітудна характеристика пролітного клістрона (суцільна

лінія 2 – Pвих/Pвих max на рис. 3.19) показує залежність вихідної

потужності від вхідної. Максимуму вихідної потужності

відповідає вхідна Рвхоpt (для ropt = 1,84), при цьому підсилення KP

= 10...15 дБ, ККД 10 %.У разі підсилення частотно-

модульованих або фазомодульованих коливань варто працювати

в режимі максимальної потужності (коли Рвх Рвхopt), при цьому

паразитна амплітудна модуляція, спричинена нестабільністю Рвх,

мінімальна. Зауважимо, що коефіцієнт підсилення (штрихова

лінія 1 – KP/KРmax на рис. 3.19) повільно змінюється зі

збільшенням вхід-ної потужності приблизно до 0,5 Рвхopt це

область роботи клістрона в лінійному режимі максимального

підсилення.

Анодну характеристику – залежність вихідної потужності

від анодної (прискорювальної) напруги U0 – показано на рис.

3.20. За нею можна визначити вимоги до стабільності

джерела живлення, виходячи з допустимої нестабільності

вихідної потужності.

Амплітудно-частотна характеристика. Особливістю

пролітних клістронів є вузькосмуговість, зумовлена

використанням у них резонаторів. Ширина АЧХ

дворезонаторного клістрона за рівнем 0,5Рвих становить соті частки відсотка. Розширення

смуги підсилення до 0,1 % можна домогтися взаємною розстройкою резонаторів, але при

цьому зменшиться коефіцієнт підсилення.

3.1.4.6. Особливості багаторезонаторних клістронів

У багаторезонаторних пролітних клістронах електронний пучок на шляху від вхідного

до вихідного резонатора проходить один чи більше проміжних, кожен з яких збільшує

густину згустків, завдяки чому зростають підсилення та ККД. Найчастіше

P20

-20 20

-20

U0/U0, %

Рис 3.20

158

3

3

2 1

U0

використовують чотири- та

шестирезонаторні клістрони.

Будову чотирирезонаторного

клістрона схематично

показано на рис.3.21, де 1 –

вхід; 2 – вихід; 3 – потік

охолоджувальної рідини.

Такий клістрон, здавалося

б, еквівалентний каскадному з’єднанню трьох дворезонаторних. Але тут замість трьох

катодів і трьох джерел прискорювальної напруги – по одному; немає сполучних ліній між

клістронами, тому габарити й маса такої конструкції в кілька разів менші, ніж у каскадно

з’єднаних трьох клістронів. Основні переваги – високий ККД та велике підсилення, тому

що в разі каскадного з’єднання в перші резонатори кожного дворезонаторного клістрона

входить однорідний електронний потік, а в багаторезонаторному – уже частково

згрупований у попередньому пролітному просторі, причому в згусток збираються всі

електрони, що влетіли в зазор першого резонатора Р1 протягом періоду коливання (рис. 3.22);

ефективність групування проміжними резонаторами вища (на рисунку Р2), оскільки вони не

з’єднані з навантаженням і їх добротність досить висока. Зазвичай остання пара резонаторів

працює в режимі максимальної потужності, а попередні – у лінійному режимі максимального

підсилення, чим і досягається велика потужність та високе підсилення.

ККД трирезонаторних клістронів може бути близько 30

%, а чотири-шестирезонаторних до 50 %. Підсилення

серійних клістронів досягає 40...60 дБ. Оцінити підсилення

N-резонаторного клістрона (у децибелах) можна за

емпіричною формулою KР (10...l5)(N – 1). Рівень вихідної

потужності багаторезонаторних клістронів у безперервному

режимі може бути від часток до десятків кіловат, а в

імпульсному – до десятків мегават.

За таких коливальних потужностей і порівнянних з ними

втрат потрібне рідинне охолодження колектора та блоку


Для зменшення взаємного розштовхування електронів

у поперечному напрямку (для фокусування променя) використовують поздовжні магнітні

поля, створювані електромагнітом або постійним магнітом.

Смуга підсилюваних частот становить десяті частки відсотка, а в разі взаємної

розстройки резонаторів, ціною певної втрати підсилення, смугу можна розширити до 1...3

%. Для перекриття ширшого діапазону робочих частот виготовляють ряд конструктивно

однакових клістронів, але настроєних на суміжні ділянки (літерні частоти) усього

діапазону.

Основні недоліки клістронів – мала смуга підсилення; складність перестроювання

частоти; високі прискорювальні напруги (до десятків кіловольт), унаслідок чого потрібен

біологічний захист рентгенівського випромінювання, що виникає, наприклад свинцевими

екранами, та дистанційне керування передавачами.

Подальше вдосконалювання клістронів відбувається в напрямку використання

надсильних магнітних полів для фокусування променя, електростатичного фокусування.

Підвищення ККД до 50...60 % і розширення смуги підсилення до декількох відсотків

досягають використанням відрізків уповільнювальних систем – це клістрони біжучої хвилі

чи клістрони з розподіленою взаємодією. Такі клістрони є потужними приладами.

Рис. 3.22

Рис 3.21

159

Великий коефіцієнт підсилення за малих габаритів мають клістроди. Вхідна частина

цих приладів подібна області катод – сітка тріода, вихідна – аналогічна вихідному

резонатору клістрона.

Клістрони, особливо потужні, складні та дорогі прилади, тому під час їх експлуатації

треба строго дотримати правила та режим роботи. Тоді напрацювання на відмову може

становити тисячі годин, іноді десятки тисяч.

Висновки

Потужні багаторезонаторні клістрони застосовують як підсилювачі потужності у вихідних каскадах передавачів тропосферних станцій, зем-них станцій дальнього космічного зв’язку, у лінійних прискорювачах елементарних частинок.

Вони мають серед усіх приладів НВЧ найбільші потужність і підсилення, середнє значення ККД та найвужчу смугу пропускання.


1. Пояснити будову дворезонаторного пролітного клістрона й основні фізичні процеси в ньому.

2. У чому полягає різниця між електростатичним та електродинамічним керуванням електронним потоком у ЕВП?

3. Зобразити просторово-часову діаграму руху електрона у дворезонаторному пролітному клістроні.

4. Пояснити методику одержання виразу для конвекційного струму дворезонаторного пролітного клістрона.

5. Зобразити просторово-часову діаграму конвекційного струму в пролітному клістроні. Пояснити зміст параметра групування.

6. Проаналізувати вираз для конвекційного струму пролітного клістрона. Пояснити зміст параметра групування.

7. Пояснити за допомогою формули (3.13) роздвоєння імпульсу конвекційного струму зі збільшенням параметра групування r.

8. Пояснити принцип групування електронів проміжними резонаторами (їх призначення).

9. Що потрібно змінити у дворезонаторному клістроні, щоб він став помножувальним і виділяв n-у гармоніку частоти вхідного сигналу?

10. Чим пояснюється високий ККД помножувального клістрона? 11. Які режими підсилення реалізовано в проміжних і кінцевому резонаторах

багаторезонаторного пролітного клістрона?

3.1.5. Відбивні клістрони

3.1.5.1. Будова та принцип дії

Відбивний клістрон (ВК) це малопотужний однорезонаторний автогенератор НВЧ із

внутрішнім позитивним зворотним зв’язком електронного потоку та поля генерованих

коливань.

Відбивний клістрон (рис.3.23. а) складається з катода 1, тороїдного чи коаксіального

резонатора та відбивача 2. На резонатор подається позитивна відносно катода напруга U0,

на відбивач негативна Uвід. Усі електроди та резонатор (іноді тільки його частину, що

містить зазор) розміщують у вакуумований балон. Електромагнітні коливання відводяться

в навантаження через елементи зв’язку (виток, штир, отвір).

160

Розподіл потенціалу електростатичного поля всередині

клістрона показано на рис. 3.23. б. Пояснимо принцип дії

клістрона в сталому режимі за допомогою просторово-

часової діаграми руху електронів (рис. 3.24).Електрони,

емітовані катодом, прискорюються напругою U0 та входять у

резонатор з однаковою швидкістю v0, заданою виразом (3.2). У

сітковому зазорі резонатора 3 (рис. 3.23. б) внаслідок взаємодії

електронів з полем резонатора їх швидкість у загальному

випадку змінюється. Так, електрон 1, потрапляючи в

прискорювальне

високочастотне поле,

залишає резонатор із

трохи більшою

швидкістю,

ніж v0, а електрон 3 в

результаті дії

гальмівного поля має

меншу швидкість,

ніж v0. Електрон 2

пролітає зазор у той момент, коли

поле НВЧ дорівнює нулю, переходячи від

прискорювального до гальмівного значення. Тому його швидкість залишається незмінною –

v0. Усі ці три електрони, а також інші, що рухаються між ними, попадають у гальмівне

статичне поле ділянки резонатор – відбивач, де їх швидкість починає зменшуватися.

У певних точках вона стає рівною нулю, й електрони починають рух у зворотному

напрямку. Час перебування в просторі групування (між резонатором і відбивачем)

найбільший в електрона 1, менший в електрона 2 та найменший в електрона 3. Тому

всі вони збираються в згусток, що утворюється навколо електрона 2. Генерація в

клістроні підтримується, якщо згусток електронів повертається в резонатор у момент,

коли високочастотне поле на зазорі є для них гальмівним.

У результаті гальмування швидкість і кінетична енергія електронів згустка

зменшуються, тому амплітуда НВЧ поля зростає.

Процес генерації коливань починається внаслідок взаємодії електронів з полем

резонатора (рис. 3.23. а), збудженим флуктуаціями струму променя. Наростання

амплітуди коливань припиняється через порушення умов формування згустків і взаємного

розштовхування електронів.

Відбивні клістрони, на відміну від пролітних, – принципово малопотужні прилади, тому

що через єдиний резонатор одночасно проходять два електронні потоки у взаємно

протилежних напрямках, причому модуляція електронів за швидкістю та відбирання енергії

відбуваються за тієї самої напруги на його зазорі.

Теоретичний аналіз роботи ВК провадиться тими самими методами, що застосовуються

для вивчення пролітних клістронів. Тому обмежимося переважно якісним розглядом

фізичних процесів, що проходять у них.

3.1.5.2. Характеристики та параметри

Частота генерованих коливань. Зони генерації. Із розглянутого принципу дії клістрона

та рис. 3.24 випливає, що ефективна віддача енергії полю резонатора можлива в разі

виконання такої умови. Час прольоту opt електрона 2, що складається з часу проходження

4 5 6

z, v v=0

t1

v=0

v=0

1 2 3

t

d

v0 v0

v0

v

к3<

v0

vк2

=v

0

vк1

>v

0

Рис. 3.24

Рис 3.23

161

ним шляху від центра зазору до виходу з резонатора d/(2v0), часу руху від резонатора до

точки повороту t1 – t0 (див. рис. 3.23) і часу зворотного руху, має дорівнювати (n + ¾)T:

opt = 2d/(2v0) + 2(t1 – t0) =(n + ¾)T = (n + ¾)/0, (3.16)

де 0 – частота генерованих коливань, яка дорівнює власній частоті резонатора; число n = 0, 1, 2, ..., називане номером зони генерації, указує, протягом скількох цілих періодів

генерованих коливань частоти 0 електрони згустка перебувають у просторі групування. Відповідне рівняння для кутів прольоту має вигляд

opt = opt = d + l = (n + ¾)2. (3.16.а)

Зі збільшенням потенціалу відбивача (зі зменшенням |Uвід|) номер зони генерації п

зростає. Максимальне значення п обмежене переходом до позитивної напруги відбивача

відносно катода, за якого електрони осідають на відбивачі й не повертаються в зазор.

Використовуючи співвідношення (3.16), одержимо вираз для залежності частоти генерації

f0 від напруги на електродах і відстаней між ними.

Із відомої формули для рівноуповільненого руху vк v0 a(t1 t0) за умови, що vк 0,

маємо

t1 t0 v0 /a. (3.17)

У свою чергу, прискорення а можна виразити через силу, що діє на електрон у просторі

між резонатором і відбивачем:

.//від0

l

UU

m

emeEmFa

(3.18)

Підставивши праву частину рівності (3.17) з урахуванням виразу (3.18) у співвідношення (3.16), одержимо:

.4/3

2

0

0

0

0

n

UUe

lmv

v

df

від

(3.19)

Перший доданок у квадратних дужках зазвичай набагато менший другого. З урахуванням

цього та виразу (3.2), співвідношення (3.19) можна привести до вигляду

,4/32000

0

0

n

UU

U

від (3.19.а)

де U вимірюється у вольтах, у сантиметрах.

Вираз (3.19) – це оптимальна умова самозбудження ВК, що відповідає поверненню

електронного згустка в момент максимального гальмівного поля. У дійсності певному

значенню U0 (швидкості електронів v0) відповідають не дискретні значення Uвід, а робочі

зони (зони генерації) напруг на відбивачі (рис. 3.25), за яких клістрон генерує коливання.

Зазвичай використовують генерацію в першій

зоні, тому що в нульовій зоні густина згустків

неоптимальна, потужність коливань значно

менша розрахункової (проведений аналіз

роботи ВК наближений; він узгоджується з

експериментом, починаючи приблизно з

першої зони).

Генерація коливань у межах робочих зон

пояснюється тим, що енергія, яку віддають

електронні згустки, виявляється достатньою

для компенсації втрат і підтримки генерованих

коливань навіть за умови, коли гальмівне

високочастотне поле трохи менше

n =1

n =2

n

P

0,5Pm0,5Pm

ax 0,5Pm

Uвід

Uвід

f

f0

f 1

f 2

f n

Рис. 3.25

162

максимального.

Якщо напруги Uвід лежать поза зонами генерації, коливання не збуджуються, тому що

згустки віддають недостатню частину своєї кінетичної енергії чи навіть поглинають

енергію НВЧ поля, коли воно стає для них прискорювальним.

Якщо напругу на відбивачі змінювати в межах будь-якої зони, то частота генерації

змінюватиметься приблизно за законом

/0 = ( 0)/0 = tg/Qн /Qн, (3.20)

де = opt відхилення кута прольоту від його оптимального значення, a Qн

навантажена добротність резонатора.

Із виразу (3.20) можна зробити такі висновки.

1. Для = opt, тобто opt

від від ,U U = 0. Звідси випливає, що в центрі будь-якої

зони частота генерованих коливань дорівнює власній частоті резонатора.

2. Зміна частоти генерованих клістроном коливань у межах зони генерації зі зміною Uвід

тим менша, чим більша навантажена добротність Qн.

3. Якщо = opt > 0, що буває в разі opt

від від .U U то = 0 < < 0, тобто частота

генерованих коливань нижча від 0.

Це можна пояснити так. Зі зменшенням модуля негативної напруги Uвід відносно

opt

відU

потенціал відбивача підвищується, згусток електронів підходить до нього ближче й тому

повертається до зазору пізніше; максимуми наведеного струму та відповідної йому

напруги на зазорі також виникають пізніше. Це зумовлює зменшення частоти

генерованих коливань. Аналогічно можна пояснити збільшення частоти генерації у

разі < 0, коли opt

від від .U U

Діапазон і крутість електронної перестройки клістрона. Виявлену залежність

частоти генерованих коливань від напруги на відбивачі використовують для електронного

перестроювання клістрона, що характеризується діапазоном і крутістю.

Діапазон електронної перестройки визначають як різницю між максимальною та

мінімальною частотами зони генерації, для яких вихідна потужність ВК на узгодженому

навантаженні дорівнює 0,5Pmax зазначеної зони. Відносний діапазон електронної

перестройки /0 серійних ВК становить десяті частки відсотка.

Крутість електронної перестройки ВК S = /Uвід визначається в центрі зони;

вона відповідає зміні частоти зі зміною напруги на відбивачі на 1 В. Для більшості

клістронів крутість S становить десяті частки одиниці мегагерц на вольт. Із рис. 3.25

випливає, що зі збільшенням номера зони генерації діапазон перестройки та її крутість

зростають; це пояснюється великим часом перебування електронів у просторі катод –

відбивач і, отже, тривалішим процесом групування.

Електронне перестроювання зміною негативної напруги на відбивачі практично

безінерційне. Воно не супроводжується витратою потужності, тому що в колі відбивача

немає струму.

У ширших межах частоту клістрона можна змінювати механічно, перестроюючи

власну частоту резонатора способами, які розглянуті в розд.1.2. При цьому потрібно

підбирати відповідну напругу відбивача згідно з рівністю (3.19). У вимірювальних

генераторах механізм перестроювання резонатора сполучено з потенціометром, що змінює

Uвід.

Потужність генерованих коливань, ККД. Максимальну потужність, яку згустки

віддають резонатору, називають електронною. Ця потужність і електронний ККД можна

визначити з таких виразів:

163

Uмод

100k

Uвід U0

Рис. 3.27

,θ)4/3(π

)(100e

dn

rrJUkIP

(3.21)

.η00

ee

UI

P (3.21.а)

Тут використано ті самі позначення, що й для пролітних клістронів.

Потужність у навантаженні менша:

,η epн PP (3.21.б)

де е 0,5 – ККД резонатора.

Аналіз роботи клістрона дає змогу зробити такі висновки. 1. Зі збільшенням номера зони значення електронної потужності Ре та потужності в

навантаженні зменшуються (див. рис. 3.25). Це пояснюється тим, що для великих n електрони перебувають у просторі резонатор – відбивач довше, і тому згустки встигають сформуватися в разі меншої модуляції за швидкістю, тобто за малих амплітуд поля НВЧ.

2. ККД клістрона невеликий і також зменшується зі збільшенням n. Оцінюючи

значення е, можна вважати, що k 0,5, максимальне значення rJ1® = 1,25 і (n + ¾) d.

Наприклад, для номерів зон n > 1 формула (3.21) дає е < 10 %, тому ККД клістрона

менше 5 %.

3.1.5.3. Конструкції та застосування

За конструкцією виділяють дві групи ВК:

клістрони зі скляним корпусом і зовнішнім тороїдним чи коаксіальним резонатором, що мають коаксіальний вивід енергії і використовуються в дециметровому діапазоні;

металеві клістрони з внутрішнім тороїдним чи радіальним резонатором, що мають зазвичай хвилевідний вивід енергії і застосовуються в сантиметровому та міліметровому діапазонах.

Малопотужні (до десятків міліват) ВК охолоджуються природною конвекцією повітря;

клістрони з потужністю біля вата, а також клістрони

короткохвильової частини сантиметрового діапазону

та міліметрового з низьким ККД потребують

примусового повітряного охолодження та часто

мають радіатори. За допомогою ВК зручно

одержувати амплітудно-модульовані (АМ) та ЧМ

коливання НВЧ діапазону.

Розглянемо епюри, що ілюструють одержання

таких коливань (рис. 3.26). Лінійність зміни частоти

пилкоподібних ЧМ коливань досягається в середині

зони генерації (рис. 3.26, а) з меншим рівнем

паразитної АМ. Імпульсна амплітудна модуляція, як

видно з розгляду епюр на рис. 3.26,б,

супроводжується паразитною ЧМ.

Схему подачі модулювальної напруги та напруг живлення

на клістрон показано на рис. 3.27. Розділовий конденсатор

запобігає замиканню постійної напруги через модулятор, а

резистор у колі живлення відбивача запобігає шунтуванню

модулятора згладжувальним фільтром випрямляча. Корпус

(резонатор) клістрона зазвичай заземлюють.

Аналогічні схеми подачі пилкоподібної напруги на

відбивач використовують у генераторах хитної частоти для

P,

f0

P,

P, f

P,

f

P

f

P

f0

f

P

|Uвід|

Uмод

t

|Uвід|

Uмод

f

P

t

t

t

а

б

Рис. 3.26

164

Рис. 3.28

1 2 3

настроювання радіоелектронної апаратури. На основі використання відбивних клістронів

розроблено схеми широкосмугових модуляторів з підвищеною лінійністю модуляційної

характеристики.

Одну з таких схем подано на рис. 3.28 Багатоканальний модульований сигнал із

підсилювача подається на відбивач

клістрона К1, з виходу якого частотно-

модульовані коливання (із середньою

частотою 4070 МГц) надходять на

змішувач Зм. На цей змішувач

надходять також немодульовані

коливання на частоті 4000 МГц від

клістрона К2. Із виходу змішувача

знімаються коливання ПЧ на частоті

70 МГц, модульовані за частотою.

Для стабілізації середньої вихідної

частоти модулятора призначена

система автоматичного підстроювання частоти (АПЧ), що містить у собі частотний

детектор (ЧДет). Лінійність модуляційної характеристики модулятора fпч = f(Uвід)

досягається тим, що для великого відхилення частоти пч від середньої (70 МГц) на виході

модулятора потрібна дуже мала зміна напруги на відбивачі К1 щодо його середнього

значення. Для подальшого підвищення лінійності f = f(Uвід) до клістрона К1 підключають

спеціально підібране комплексне навантаження КН, зміна вхідного опору якого компенсує

нелінійні відхилення частоти.

Відбивні клістрони раніше широко застосовувались як гетеродини приймачів, джерело

накачки параметричних і квантових підсилювачів, а також як генератори у вимірювальній

апаратурі. Крім того, їх можна використовувати в режимах підсилення та генерації із

синхронізацією.

Щоб забезпечити сталість потужності й частоти коливань клістронів, живлення

відбивача, резонатора й розжарення здійснюється від джерела з електронною

стабілізацією. Зміна навантаження сильно впливає на частоту й потужність генерованих

коливань, тому його варто підключати до виходу клістрона через короткий фідер чи

атенюатор, а ще краще – через феритовий вентиль.

На закінчення зазначимо, що останнім часом в апаратурі ВК інтенсивно замінюють

напівпровідниковими генераторами.

Водночас продовжується робота з подальшого вдосконалення ВК, які порівняно з

напівпровідниковими генераторами мають високу термостійкість, низькі шуми, стійкість

до впливу сильних зовнішніх завад і проникної радіації. Нині вже створено мініатюрні

відбивні клістрони (мінітрони), що мають малу масу (одиниці грамів), низьковольтне

живлення (одиниці вольт) і невисоку вартість.

Висновки

Відбивні клістрони – малопотужні генератори, застосовувані переважно у

вимірювальній апаратурі та як гетеродини приймачів, інколи – як генератори накачки

малошумних параметричних підсилювачів.

Перевага цих приладів – можливість механічного перестроювання частоти в широких

межах і електронного (але у вузькій смузі). Електронне перестроювання практично

безінерційне, що дає змогу використовувати ВК як частотні модулятори.

Удосконалення конструкцій ВК зумовило створення мінітрона – мініатюрного ВК з

поліпшеними експлуатаційними характеристиками.

165


1. Назвати особливості роботи ВК, оптимальний час прольоту електронів у ньому.

2. Визначити напруженість електричного поля у ВК, якщо U0 = = 300 В, Uвід = 200

В та l = 1 см.

3. Принцип одержання виразу для довжини хвилі коливань, генерованих ВК.

Проаналізувати цей вираз.

4. Пояснити відповідність виразу 0

0 від

20003/ 4

λ

Un

U U

осцилограмам зон генерації.

5. Як і чому пов’язані між собою номер зони генерації n і кількість періодів коливань

поля НВЧ за час прольоту opt?

6. Зобразити просторово-часову діаграму руху електрона у ВК.

7. Що таке діапазон і крутість електронного перестроювання ВК?

8. Як зміниться частота генерованих ВК коливань з переходом від центра третьої зони

(S3 = 2 МГц/В) до центра четвертої (S4 = 4 МГц/В), якщо різниця напруг на відбивачі для

центрів зон становить 100 В?

9. Чому ВК є малопотужним приладом?

10. Чим відрізняються процеси групування електронного потоку в пролітному та

відбивному клістронах?

11. Чому потрібно використовувати два НВЧ клістрони в частотному модуляторі

проміжної частоти на 70 МГц (рис. 3.28)?

3.1.6. Лампи біжучої та зворотної хвилі типу О

3.1.6.1. Особливості приладів із тривалою взаємодією електронного потоку й поля

Розглянутим у попередніх розділах пролітним і відбивним клістронам властива

локальна й короткочасна взаємодія електромагнітного поля з електронами у вузьких

зазорах їх резонаторів. У таких приладах електрони можуть ефективно передавати енергію

електромагнітному полю тільки в разі великої амплітуди поля в зазорі та великих струмів

електронного променя. Можна збільшити амплітуду поля, застосовуючи високодобротні

резонансні системи, однак це призводить до істотного звуження смуги пропускання

приладу. Водночас збільшення струму променя спричинює зростання шумів. Це не дає

змоги використовувати такі прилади для підсилення слабких сигналів, бо потрібні дорогі

та громіздкі фокусувальні системи. Тому в приладах, застосовуваних для підсилення

слабких сигналів у широкій смузі частот, а також у тих, що віддають великі потужності (з

великими значеннями ККД), використано інший принцип роботи – тривалу взаємодію

електронного потоку та поля біжучої хвилі.

Для такої взаємодії потрібно, щоб швидкість електронного потоку v0 була близькою до

фазової швидкості поля vф, тобто щоб було виконано умову фазового синхронізму:

v0 vф, (3.22)

коли електрони, перебуваючи тривалий час у гальмівному півперіоді поля та рухаючись

синхронно з ним, поступово віддають свою енергію. Траєкторія руху електронів може

бути прямолінійною чи криволінійною, наприклад циклоїдною.

Розрізняють три типи приладів із тривалою взаємодією електронного потоку та поля, які

позначають літерами О, М та Е.

У приладах типу О електронний потік фокусують сильним постійним магнітним полем,

спрямованим уздовж осі лампи в напрямку руху електронного потоку.

У приладах типу М чи, як їх іще називають, приладах зі схрещеними полями, або

магнетронного типу, постійне магнітне поле перпендикулярне напрямку руху електронів

і прискорювальному електростатичному полю.

У приладах типу Е застосовують електростатичне фокусування електронного потоку.

166

Прилади з тривалою взаємодією за конструкцією істотно відрізняються, наприклад, від

пролітних клістронів, але в них проходять подібні процеси: формування електронного

потоку, групування електронів унаслідок їх модуляції за швидкістю, перетворення певної

частини кінетичної чи потенційної енергії електронних згустків в енергію поля. У

зазначених приладах із тривалою взаємодією ці процеси не так чітко розділені в часі та

просторі, ніж у клістронах.

Для виконання умови фазового синхронізму (3.22) потрібні великі швидкості

електронів, а це, відповідно до формули (3.2), потребує дуже високих напруг. Однак,

проектуючи прилади, намагаються вибрати прискорювальні напруги у межах декількох

сотень вольт чи одиниць кіловольт (в особливо потужних приладах значення U0 може

досягати десятків кіловольт). Умову (3.22) виконують за рахунок уповільнення фазової

швидкості НВЧ поля. Тому уповільнювальна система (УС) є обов’язковою складовою

частиною приладу з тривалою взаємодією потоку та поля.

Електронну потужність, яку потік віддає поздовжньому полю НВЧ Ez, можна оцінити

виразом 2 2/(2β ),z sP E R де Rs – важливий параметр УС, називаний опором зв’язку

(електронного потоку з полем).

3.1.6.2. Уповільнювальні системи електровакуумних приладів НВЧ

Призначення УС. У хвилевідних системах розрізняють швидкі ( сф ) і повільні ( сф ).

Довідки: 1) Усі вивчені в модулі 1 типи хвиль Т, Еmn і Hmn є швидкими;

2).Повільні хвилі поширюються в УС.

УС - це хвилевідна лінія передачі, у якій фазова швидкість ЕМХ менше швидкості світла.

Основним параметром УС є коефіцієнт уповільнення, що показує, у скількі разів фазова

швидкість повільної хвилі менше швидкості світла.

00 /// ммфсS ; 000 , (3.23)

де м і м - довжина хвилі і коефіцієнт фази повільної хвилі.

Найбільш широке застосування УС знаходять у: I) електроніці НВЧ (у магнетронах,

амплітронах, лампах біжучої хвилі, та ін); 2) антенній техніці; 3) лінійних прискорювачах

заряджених часток.

Застосування УС в електронних приладах викликане тим, що необхідно забезпечити

тривалу взаємодію між потоком електронів і ЕМХ. Тому потрібно значно зменшити

фазову швидкість хвиль (S=3...50).

УС застосовуються при конструюванні спеціальних НВЧ антен (S=2…3), ліній

затримки та інших пристроїв.

Способи одержання повільних хвиль. Для з’ясування можливих способів уповільнення

ЕМХ скористаємося рівнянням (див. мод. 1) для постійної поширення в передавальній

лінії без втрат ( аа ~ )

ааsк 222

Щоб ЕМХ могла поширюватися в УС необхідно виконати умову кр . При цьому

Mj . Тоді :

2

2

00

2222 S

sаам

кк

чи

2

0

22

0

2 / sм к (3.24)

167

Звідси витікає, що для одержання повільної ЕМХ ( 0 м ) необхідно виконувати

умову

1/ 2

0

2 sк чи 2

0

2 /1 sк (3.25)

Нерівність (3.25) можна задовольнити двома

принципово різними способами.

1-й спосіб: збільшення , тобто

заповнення регулярного хвилеводу діелектриком з

високою діелектричною чи магнітною

проникністю (рис.3.29.а ).

Дійсно з формули для фазової швидкості ЕМХ у ЛП одержимо

22/1//1/ кркрф с ,

тобто 2/1 крS

Цей спосіб не дозволяє одержати досить великих уповільнень. Наприклад, для

забезпечення S=3 необхідний діелектрик з 9 . Це цілком реально. Але, якщо треба

мати S=10 то 100 , а при S=20, 400 і т.д. Зараз такі діелектричні проникності

важко реалізувати. Крім того, застосування діелектрика збільшує втрати.

Найбільш часто застосовується 2-й спосіб уповільнень ЕМХ. Хвилевідна система

виконується так, щоб хоча б одна зі стінок мала кінцевий поверхневий опір. Можна

показати, що в цьому випадку jкs тому умова (3.25) виконується і при повітряному

діелектрику. Активний опір приводить до великих втрат потужності, тому, як правило,

застосовуються уповільнюючі системи з поверхневим реактивним опором.

Наприклад, гладкі стінки хвилеводу покривають тонким шаром ( 4/h ) діелектрика

(рис.3.29.а). Найбільше часто реактивний опір створюється за рахунок застосування

хвилеводів зі складними границями провідних поверхонь. Розглянемо прийняту

класифікацію таких УС. Конструктивно сповільнюючі поверхні виконуються у вигляді:

«гребінки»(рис.3.29.б), зустрічних штирів (рис.3.29.в), «щілина-отвір» (рис.3.29.г),

діафрагм (рис.3.29.д) та ін., а також спіральних хвилеводів (рис.3.29.е). У цих УС

елементи складної поверхні повторюються з деяким періодом L. Тому такі системи

називаються періодичними. Якщо ML ,то система називається однорідною. УС буде

неоднорідною, якщо мL . УС може бути відкритою і закритою.

ЕМХ в однорідній УС. Розглянемо закриту однорідну УС утворену двома металевими

поверхнями. Верхня стінка гладка (рис.3.30). Нижня має

складну границю і має деякий поверхневий реактивний

опір. В таких системах, в загальному випадку,

поширюються гібридні ЕН чи НЕ - хвилі. В

електровакуумних приладах НВЧ найбільший інтерес

представляють ЕН хвилі, що забезпечують тривалу взаємодію

подовжньої складовий Еz з електронним пучком. Тому розглянемо ЕН- хвилю.

Для спрощення аналізу, не втрачаючи спільності міркувань зробимо наступні

допущення:

1) система не обмежена уздовж осі x , а ЕМП у цьому напрямку однорідне. У цьому

випадку можна не враховувати складову Нz і думати, що поширюється Е-волна;

Рис.3.29

Рис. 3.29

Рис. 3.30

168

2) покладемо м , 0д , тому верхня стінка не має поверхневого опору, а

поверхневий опір нижньої стінки носить реактивний характер (рис.3.30).

Визначимо складові ЕМП у цій системі. Для визначення подовжньої складової

вирішимо мембранне рівняння

022 zmszms ЕкЕ

Так як поле уздовж осі x не змінюється, то 0/ х . Отже,

2222222 /// уухs .

Враховуючи, що для періодичної уповільнювальної структури jкs , мембранне

рівняння представимо у виді

0/ 222 zmzm ЕуЕ .

Рішення цього рівняння має вид

уу

zm еАеАЕ 21 ,

де 21.АА - амплітудні коефіцієнти, обумовлені рівнем потужності; - визначає

швидкість зменшення поля вздовж осі у.

Для визначення коефіцієнтів 21таАА скористаємось граничними умовами на верхній

гладкій стінці. При у=0 zЕ = Е =0, отже 021 ЕААЕzm і 12 АА .

Таким чином, yshАееАЕ уу

zm

11 2 . Позначивши DА 12 і помноживши на

хвильовий множник, одержимо

ztj

zмeyshDЕ

. ( 3.26)

Знаючи подовжню складову Еz , визначимо поперечну складову sЕ , скориставшись

формулою (2.13 (мод.1))

zss ЕкЕ 2/ .

Так як

,/0 ууs то ЕууЕ 0

Враховуючи, що мj й 22 sк одержимо:

ztj

мумуесhjDЕ

)/( (3.27)

З формули (2.14) одержимо

CEуCEуsCEs zЕхуzzЕЕzzН /,/,/1 0000

Отже хs НхН 0 і CEух zЕН / .

Враховуючи, що амаCE jz // , одержимо

ztj

ахмyechjDН

/ . (3.28)

Знаючи компоненти Еz , Еу , Нх побудуємо структуру полю над поверхнею, що

сповільнює, (рис.3.31). У випадку відкритої УС поле над уповільнювапьною поверхнею

зменшується экспонен-

циально (рис.3.32).

Таким чином, ЕМП

концентрується в

уповільнювальної поверхні,

і зменшується при відда-

ленні від неї за законом

ych чи ysh . Причому, чим більше Рис. 3.31 Рис. 3.32

169

значення , тим більше концентрація поля в поверхні і тим швидше воно зміньшується

при віддаленні від неї.

Величина визначає також коефіцієнт уповільнення. З формули (3.24) можна записати

222 аам чи 22

0 м .

Звідси 2

00 )/(1/ мS (3.29)

Таким чином, чим більше величина , тим більше коефіцієнт уповільнення хвилі S.

Так як 000 , то величина S залежить від частоти. Отже УС має дисперсію.

УС типу «гребінка» Основною задачею аналізу будь-якої УС є визначення коефіцієнта

уповільнення і його залежності від параметрів системи, від частоти сигналу і т.д.

Розглянемо рішення цієї задачі для УС типу «гребінка».

Дано УС «гребінка» з відомими розмірами d , h , L. Необхідно визначити коефіцієнт

уповільнення. Задачу вирішимо з обліком зроблених раніше допущень. Крім того

покладемо, що зуби утворені дуже тонкими пластинами, а хвилевод заповнений повітрям.

Для рішення задачі скористаємося наближеним методом - методом часткових областей

(методом зшивання). Сутність методу полягає в тому, що складна область розбивається на

кілька простих (часткових областей) для яких легко знайти рішення. Поля (вектори) на

границі двох сусідніх областей повинні бути однакові, тому частки рішення на границі

дорівнюють (зшивають).У даному випадку зручно виділення

двох областей (рис. 3.33):

- область (1) над уповільнювальною поверхнею;

- область (2) між пластинами.

Тангенціальна складова ЕМП на рівні розділу повинна

бути беззупинна. Тому зшивання в даному випадку

зводиться до двох рівностей:

;21 ЕЕ 21 НН .

Звідси витікає інша рівність

2211 // НЕНЕ . (3.30)

Рішення для першої області отримано (формули (3.26), (3.27), (3.28)). На границі

розділу y=d , тоді з (3.26) і (3.28)

z

dуz DЕЕ м-tj

/1 edsh

,

ttj

dухмedchjDНН

/0/1 .

Друга область являє собою системи плоских хвилеводів довжиною h , утворених

сусідніми пластинами. Границя між областями збігається з входом у хвилеводи, тому

вхdуzzss ZНЕНЕНЕ /// 22 .

При зроблених раніше допущеннях у плоских хвилеводах може поширюватися тільки

Т- хвиля. Для цієї хвилі, вважаючи, що у всіх хвилеводах установиться режим стоячих

хвиль, оскільки вони закорочені на кінці, вхідний опір короткозамкнутої лінії довжиною h

буде дорівнює

htghtgjZZНЕ CTвх 000022 /j/ . (3.32)

Підставивши (3.31) і (3.32) у (3.30) одержимо

htgdth 0000 // чи

htgdth 00 / (3.33)

Рис. 3.33

(3.31)

170

Отримане рівняння дозволяє розрахувати власне число і по формулі (3.29) визначити

коефіцієнт уповільнення.

Рівняння (3.33) є трансцендентним, його можна вирішувати графічним методом, або

різніми методами чисельного рішення трансцендентних рівнянь на компьютери.

Задаючи дискретними значеннями побудуємо графік

правої і лівої частини рівняння (рис.3.34).

Перетинання кривих дає шукану величину .

Для реальних уповільнювальних систем у яких 1dth , тобто 1d , рівняння

(3.33) спрощується htg 00 . Отже, htgм 0

2

0

22

0 1 чи

hм 00 cos/ .

Тоді hS м 00 cos/1/ .

Побудуємо графік залежності S від h (рис. 3.35).

З графіка видно, що гребінка має яскраво виражені

дисперсійні властивості. При фіксованій величині h=const,

уповільнення змінюється в широких межах зі зміною

частоти. На дискретній частоті величину уповільнення

можна змінити шляхом зміни висоти h гребеня, причому з

графіка видно, що зі збільшенням h S також росте, а при

4/h і 2/0 h

S і 0ф , тобто, відбувається якісний

стрибок, хвильовий процес припиняється. Фізично це можна пояснити тим, що вхідний

опір осередку при 4/h дорівнює нескінченності. Току уздовж поверхні системи

немає.

Друга область рис. 3.35 не робоча, ЕМП поширюватися не може, при цьому система, що

сповільнює, являє собою ємнісний дільник, тому що при висоті гребеня 2/4/ h

вхідний опір осередку носить ємнісний характер, а між гребенями і дахом, також існує

ємність (рис.3.36).

У третій області при 2/32/ h властивість системи

така ж, що й у першій області.

Якщо пластинки мають кінцеву товщину (рис.3.33), то при 1dtg рішення рівняння

(3.47)

буде мати вид htgL

b00 , а коефіцієнт уповільнення

буде дорівнювати:

htgL

bS 0

2

2

2

1

Спіральні УС Спіральна УС являє собою металевий провід, намотаний по гвинтовій лінії

(рис. 3.38).

Крім того спіральна УС може виготовлятися у виді

коаксіального хвилеводу. При цьому зовнішній

провідник виготовляється звичайним способом, а

Рис.3.38

Рис. 3.34

Рис. 3.35

Рис. 3.37

Рис. 3.36

М

171

0(ω β )( ) .

j t z

zE E z e

vг

р

l

z

E

z

0

внутрішній у виді спирали. Такі кабелі стандарти-зовані і випускаються промисловістю.

Строгий розрахунок поля в даному випадку, є складною задачею, що виходить за рамки

програми дисципліни.

Тому величину коефіцієнта уповільнення спіралі визначимо виходячи зі спрощених

фізичних представлень. Уздовж проводу ЕМХ поширюється зі швидкістю світла с.

Фазову швидкість уповільненої хвилі фм визначимо як проекцію швидкості світла на вісь

Z спіралі (рис. 3.39). sin сфм , отже sin/1S ,

де - кут намотування спіралі.

Розгорнемо виток спіралі і визначимо кут через крок і

діаметр спіралі D/1 tg , DarctgL/ . Звичайно крок

спіралі мал в порівнянні з довжиною витка. Тому так само

малий і можна вважати, що tgsin при 2.0 . Тоді

LDtgS //1sin/1 (3.34)

Проведені міркування справедливі для однорідної системи

( мL ), у якій в межах одного витка фаза змінюється

незначно і заряди на витку практично однакові. Отже,

можна вважати, що вздовж спіралі поширюється

симетрична хвиля типу Е (рис. 3.40).

Неоднорідні УС. Якщо конструкція неоднорідної УС (НУС) має періодичну в

поздовжньому напрямку структуру, то й структура електромагнітного поля в цьому

напрямку повторюється. Розглянемо як приклад розподіл електричного поля та його

поздовжньої складової Еz уздовж неоднорідної гребінчастої системи з періодом L=l (рис.

3.41). Амплітуда цієї складової неоднакова вздовж координати z, тому Еz можна

записати у вигляді біжучої хвилі з комплексною

амплітудою Е(z):

Подамо Е(z) як суму комплексного ряду Фур’є:

2π

jp zl

p

p

E z E e

і запишемо комплекс миттєвого значення

Вираз (3.36) означає, що електричне поле в неоднорідній УС можна подати у вигляді

нескінченної суми хвиль однакової частоти, але з різними коефіцієнтами фази:

,π2

ββ 0l

pp p = 0, 1, 2, ... .

Ці хвилі мають однакову частоту, але різні фазові швидкості; їх називають

просторовими гармоніками.

Ряд (3.36) збігається, тому Eр 0 зі збільшенням |р|, тобто амплітуди просторових

гармонік зменшуються зі збільшенням їх номера. Гармоніку, що відповідає значенню

p = 0 та має найбільшу фазову швидкість v0 = 0, називають основною, або нульовою.

0

2πexp ω β .z p

p

E E j t p zl

Рис.3.39

Рис.3.40

Рис.3.41

(3.35)

(3.36)

172

Фазову швидкість просторової гармоніки з р 0 визначають так:

0ф

0 0

ω ω.

β β 2 π 1 2 π ψр

p

vv

p /l p /

Оскільки зміна фази коливань основної гармоніки 0 в разі проходження однієї комірки

УС завжди менша, ніж 2, то 2р0. Знак індексу р визначає напрямок фазової

швидкості просторової гармоніки.

Якщо vфр > 0, то така просторова гармоніка називається прямою; для прямих гармонік p

> 0. Зворотні гармоніки мають vфр < 0 (р < 0), тобто поширюються назустріч полю УС

(груповій швидкості поля vгр) і прямим гармонікам. Абсолютне значення швидкості vфр

зменшується зі збільшенням модуля номера гармоніки |р|.

Просторові гармоніки існують лише в нашій уяві, адже тільки їх сукупність

задовольняє періодичні граничні умови. Збільшення амплітуди однієї з гармонік

унаслідок взаємодії з електронним потоком зумовлює збільшення всього поля.

Насправді електронні згустки взаємодіють із полем не весь час, а періодично тільки в

зазорах УС. Такий процес називають стробоскопічним ефектом.

Групова швидкість (швидкість поширення енергії) усіх гармонік, прямих і зворотних,

однакова. З урахуванням співвідношення p = 0 + 2р/ маємо

У НУС фазовий набіг на комірку 0 = 0l унаслідок дисперсії залежить від частоти. У

порожнистих хвилеводах теж є дисперсія фазової та групової швидкостей

електромагнітних коливань. Хвилеводи мають нормальну дисперсію – у них з

підвищенням частоти фазова швидкість зменшується. У хвилеводів дисперсія пряма, або

додатна – швидкості vф і vгр спрямовані в один бік. Усі зворотні просторові гармоніки

мають зворотну, або від’ємну дисперсію – швидкості vф і vгр спрямовані в протилежні

боки.

НУС типу «щілина - отвір». Система, утворена системою

резонаторів типу «щілина-отвір» різної форми, (рис. 3.29.г,

3.42.а). При поширенні повільної хвилі амплітуда поля і його

структура в сусідніх осередках будуть однакові, але

відмінними за фазою. Кожен ланцюг створює зрушення фази

м і таку періодичну з періодом L НУС систему можна

представити еквівалентної ланцюговою схемою, що

складається з аналогічних елементів (рис. 3.42.б), де Z1 - опір рівнобіжного

контуру , утвореного резонатором, а Z2 -опір ємності зв’язку (рис. 3.43).

2

1 /1/1)/1( резэCjZ ; свCjZ /12 . Тут ээрез СL/1 -

резонансна частота ланцюга.

. Таким чином, еквівалентна схема являє собою фільтр

нижніх частот (рис. 3.44) в якому:

1) повільні ЕМХ будуть

поширюватися в смузі прозорості

фільтра с 0 , де с - частота

зрізу;

2) зрушення фази на один ланцюг ;0м

і дорівнює )2/1( 21 ZZarctgм

гр

0

1 1.

β ω β ωp

vd d d d

Рис.3.42

Рис.3.43

Рис.3.44

173

Так як фаза уздовж системи змінюється дискретно від ланцюга к ланцюгу, то поле є

негармонійною періодичною функцією координати

Z. Таке поле називається полем типу «біжучої хвилі». Під довжиною повільної хвилі, у

даному випадку, приймають відстань між крапками, фази в який

відрізняються на 2 . Оскільки через відстань L фаза змінюється м , то:

ммм L /2/ , звідси мм L /2

Отже, уповільнення дорівнює

LS мм 2// . (3.37)

Мінімальна довжина повільної хвилі буде при м . У цьому випадку уповільнення

максимальне: LS 2/

Такі УС найбільш часто використовуються в магнетронних генераторах.

У неоднорідній спіральної системі можуть поширюватися різні типи хвиль. Якщо

довжина витка порівняна з довжиною хвилі, то на протилежних

сторонах витка виявляються протилежні заряди. Тому в електричному

полі буде переважати поперечна складова, тобто уздовж спирали буде

поширюватися хвиля близька до хвилі типу Н (рис.3.45).

Спіральні УС застосовуються в ЛБХ і ЛЗХ, а також у

спіральних антенах. Коаксіальні кабелі використовуються як лінії затримки в системах

обробки сигналів (наприклад, в електронних осцилографах).

3.1.6.3. Лампи біжучої хвилі типу О

Будова та принцип дії. Лампа біжучої хвилі (ЛБХ) – це електровакуумний прилад, дія

якого ґрунтується на тривалій взаємодії електронного потоку та НВЧ поля підсилюваного

сигналу, що рухаються разом уздовж УС. Конструктивно малопотужна ЛБХ типу О, чи

ЛБХ-О (рис. 3.46) – це довгастий скляний (металевий, керамічний) балон 1, у якому

розміщено електронну гармату, що формує тонкий пучок електронів і містить у собі катод

2 та керувальний (фокусувальний) електрод 3; аноди 4; спіральну УС 5, підтримувану

кварцовими стрижнями 6, на частину поверхні яких нанесено поглинач 7; колектор 8.

Підсилюваний сигнал надходить на вхід ЛБХ по хвилеводу 12, а підсилений сигнал

відводиться по хвилеводу 9. Поршні 10 служать для узгодження УС із вхідною та

Рис. 3.46

Рвх 5 6 7 Рвих

1 2 3 4 8

10 12 + – 11 10 9

1

5

6

а

10 9, 12

Uк

Ua1 Ua2

Uкол

– –

–

+ +

+

Рис.3.45

174

вихідною ЛП. Балон вставляють у порожнину соленоїда 11, що забезпечує фокусування

електронного потоку по осі лампи.

В інших типах ЛБХ для вповільнення електромагнітних хвиль використовують також

гребінчасті та штирові УС; електронний потік фокусується за допомогою періодичних

магнітних чи електростатичних полів; ввід і вивід сигналу може бути коаксіальним.

Вхідні та вихідні пристрої ЛБХ однакові за конструкцією; вони призначені для введення

підсилюваного та виведення підсиленого сигналів.

У сантиметровому діапазоні як вхідні пристрої використовують відрізки закорочених хвилеводів. Через отвори в їхніх широких стінках вставляють ЛБХ. Для кращого

узгодження зазвичай беруть хвилеводи зі звуженою вузькою стінкою: b (0,1…0,2)a. Підбором довжини відрізка та форми поверхні короткозамикача домагаються найкращого узгодження. Для цього в деяких типах ламп крок ділянок спіралі напроти вхідного та вихідного пристроїв роблять змінним.

У лампах дециметрового діапазону використовується індуктивний зв’язок центрального провідника коаксіальної ЛП, згорнутого спіраллю, зі спіраллю УС 1 (рис. 3.47), причому напрямки їх намотки протилежні. Скляний балон лампи 2 іноді вставляється безпосередньо в зовнішню спіраль, як показано на рисунку 3.47.

У лампах із металевим корпусом для збереження вакууму сигнал вводиться та виводиться через герметичні радіопрозорі вихідні вікна. У потужних лампах часто використовують вихідні вікна у вигляді керамічного диска в круглому хвилеводі (банкова конструкція), до якого примикають узгоджені прямокутні

хвилеводи, чи резонансне керамічне вікно, товщиною 0/2. Матеріалом для вікон

найчастіше є алюмооксидна кераміка. Вона має дуже малий тангенс кута втрат і легко

з’єднується з металом. Втрати у вікнах мають бути мінімальними (менше ніж 0,1 %

переданої потужності). Для поліпшення відведення тепла в ЛБХ середньої та великої

потужності колектор виготовляють із міді; він закінчується масивним радіатором.

Позитивний полюс джерела напруги, приєднаний до колектора й УС, зазвичай

заземлюють, а негативний, з’єднаний із катодом, – ізолюють.

Принцип дії ЛБХ пояснимо за допомогою рис. 3.48. Підсилюваний сигнал, надходячи на

вхід ЛБХ по хвилеводу, збуджує в ній

електромагнітну хвилю, яка поширюється

вздовж провідника спіралі зі зменшеною

швидкістю (vф v0), причому на осі лампи

(рис. 3.48. а) є тільки поздовжня складова Еz

електричного поля підсилюваної хвилі.

На ділянках, позначених на рис. 3.48. б

цифрою 1, на електрони діє сила,

спрямована по ходу руху електронного

потоку, тому швидкість електронів, що перебувають на цих

ділянках, зростає. Швидкість електронів, що потрапили в ділянки 2 в

гальмівне поле, зменшується.

У результаті електрони променя під час руху вздовж лампи вже на початковій ділянці

шляху групуються в окремі електронні згустки.

При цьому можна виділити два випадки:

Рис. 3.47

1 2

б)

а)

Рис.3.48

175

Лінійне підсилення

KP, Pвих

Pв

х

KP

Pвих

1 д

Б

Pвих. нас.

Pвх.min Pвх.max Pвх.нас

а) якщо швидкості поля vф і електронів v0 однакові, то електрони променя в міру їх

просування вздовж лампи групуються там, де Ez = 0, у місцях переходу від ділянки 1

до ділянки 2;

б) якщо швидкість v0 трохи більша фазової швидкості поля vф, то з ділянки 1 електрони,

одержуючи додаткове прискорення, переходять у ділянку 2, а швидкість електронів, що

перебувають у ділянках 2, зменшується. У результаті електронні згустки утворюються та

перебувають тривалий час у ділянках 2, де існує гальмівне поле Ez. Цей процес називають

фазовим групуванням електронів. Швидкість v0 та кінетична називають фазовим

групуванням електронів. Швидкість v0 та кінетична енергія електронів, що перебувають

у згустках і переміщаються разом із позитивними півперіодами поля, зменшуються під

впливом гальмівної дії сили Fz; амплітуда поля при цьому зростає. Отже, співвідношення v0 >

vф – це умова підсилення коливань у ЛБХ.

Характеристики та параметри ЛБХ. Забезпечення стійкого підсилення. Якщо

вповільнювальна система ЛБХ погано узгоджена з вихідною ЛП, тобто коефіцієнт

відбиття Г має велике значення (рис. 3.49), лампа може самозбудитися.

Як випливає з рис. 3.49, щоб запобігти самозбудженню лампи з коефіцієнтом

підсилення потужності KР, потрібне виконання нерівності

2 2

вх вх вх 2 1Г Г ,PP P P K або 2 2

2 1Г Г 1.PK Наприклад, якщо KP

= 10000 (40 дБ) і |Г1| = |Г2| = |Г|, то коефіцієнти відбиття

потужності мають бути меншими одної сотої: |Г|2 < 0,01.

Забезпечити таке хороше узгодження в усьому діапазоні

робочих частот дуже складно. Тому щоб запобігти

самозбудженню, на поверхню кварцових стрижнів, які підтримують

спіраль, після області групування напилюють

поглинальний шар (наприклад, аквадагу), що має

досить велике ослаблення L0, дБ (позначений

цифрою 7 на рис. 3.46). У цьому випадку потужність

відбитої хвилі зменшується на L0, дБ. Підсилення

ЛБХ у прямому напрямку також зменшується, але на

величину L < L0. Останнє пояснюється тим, що

вхідний сигнал, перш ніж потрапити в локальний

поглинач 1 (рис. 3.50) довжиною lп, устигає

промодулювати електронний потік.

Після проходження поглинача сигнал знову збуджується цим електронним потоком (див.

нижню частину рис. 3.50, де показано електронні згустки в гальмівних ділянках поля

НВЧ). Відбита від виходу хвиля, поширюючись назустріч електронному потоку, не

провадить модуляції електронів і послаблюється поглиначем, тому вхід лампи

виявляється розв’язаним щодо виходу на L0, дБ. Значення L0 в разі хорошого узгодження

входу та виходу ЛБХ можна визначити в результаті «холодних» вимірів.

Коефіцієнт підсилення й амплітудні характеристики. Коефіцієнт підсилення ЛБХ

типу О зазвичай становить 20...40 дБ; окремі типи ламп

мають підсилення KP до 60 дБ. Підсилення потужності

максимальне для такого значення прискорювальної

напруги, коли виконується умова синхронізму v0 vф

(рис. 3.51).

Важлива характеристика ЛБХ – залежність її вихідної

потужності Рвих від вхідної Рвх (амплітудна

характеристика). Із рис. 3.51, де подано приблизний

Рис. 3.51

Рис.3.49

Рис.3.50

176

KP,

дБддБ

ma

x

min

0,5

…

3,0

вигляд цієї залежності, очевидно, що є певне значення вхідної потужності сигналу,

називане потужністю насичення Рвх.нас, для якого вихідна потужність максимальна.

Зменшення вихідної потужності для Рвх > Рвх.нас пояснюється тим, що за високого рівня

сигналу електрони зазнають занадто великих змінних прискорень і вповільнень, що

перешкоджає ефективному утворенню їх згустків у гальмівних півхвилях поля.

Залежно від значення вхідної потужності розрізняють режим малого сигналу (лінійний)

і режим насичення (нелінійний). У лінійному режимі коефіцієнт підсилення KP

максимальний і постійний, тому вихідна потужність змінюється пропорційно вхідний. У

нелінійному режимі ККД та вихідна потужність максимальні, причому рівень вихідної

потужності мало залежить від зміни вхідної (залежність Рвих від струму променя I0

зберігається).

Нижня межа режиму лінійного підсилення (чутливість підсилювача Pвх.min) залежить від

рівня власних шумів ЛБХ. Верхня межа (Рвх.mах) цього режиму визначається допустимим

значенням нелінійних спотворень або зменшенням коефіцієнта підсилення, наприклад на

1 дБ від його максимального значення.

Відношення максимальної потужності лінійного режиму до мінімальної називають

динамічним діапазоном ЛБХ, який зазвичай виражають у децибелах:

,lg10lg10lg10 maxmax

min

вх.max

fkT

P

P

P

P

PD

вх.

ш.вх.власн

вx.

вх.

де Pвх.min – значення потужності шумів ЛБХ, зведене до її входу; Т – ефективна шумова

температура ЛБХ.

Динамічний діапазон ЛБХ типу О досягає 60...80 дБ.

У разі підсилення декількох сигналів вибір режиму ЛБХ визначається допустимим

рівнем перехідних шумів, основне джерело яких – ефект перетворення амплітудної

модуляції у фазову. Річ у тому, що частотно-модульований сигнал, проходячи по

реальному тракту з неідеальною АЧХ, набуває паразитної АМ. У свою чергу, зміна

амплітуди сигналу впливає на швидкість руху електронів у ЛБХ, що призводить до

паразитної фазової модуляції (ФМ) підсилюваних сигналів.

Розглянемо типову амплітудно-фазову характеристику

(АФХ) ЛБХ (рис. 3.52). Із неї випливає, що в режимі

насичення зміна фази внаслідок зміни амплітуди сигналу

може досягати декількох десятків градусів.

На цьому самому рисунку показано залежність

коефіцієнта перетворення амплітудної модуляції у фазову:

Kφ = KАМ–ФМ = ∂/∂Pвх.

Діапазонні властивості. Лампа біжучої хвилі зі

спіральною уповільнювальною системою є широкосмуговим

підсилювачем, що може підсилювати сигнали в смузі fmax / fmin 2 (більше

октави). Зменшення коефіцієнта підсилення поза робочою смугою (рис. 3.53)

спричинюють такі фактори:

зменшення кількості півхвиль

гальмівного поля (N = l/) зі зниженням

частоти;

• концентрація поля тільки поблизу

провідника спіралі на верхніх частотах

діапазону; при цьому амплітуда поля на осі

спіралі зменшується, поле начебто

Kφ/дБ, φ

Рис.3.52

Рис.3.53

177

«прилипає» до УС;

• залежність фазової швидкості хвилі, поширюваної вздовж УС, від частоти

(дисперсія) і, як наслідок цього, порушення умови синхронізму. Дію цього фактора

можна послабити застосуванням широкосмугових УС;

• неузгодженість ЛБХ із вхідною та вихідною ЛП.

У потужних ЛБХ з неоднорідною УС смуга пропускання становить одиниці

відсотків.

Коефіцієнт корисної дії. Значення

електронного ККД можна визначити як

відношення енергії W (2), відданої

електронним потоком високочастотному

полю, до енергії 1 самого електронного потоку

W0, що залежить від потужності джерела

живлення (рис. 3.54).

Невелике (10...30 %) значення ККД

потужних ЛБХ пояснюється тим, що електрони, які віддали частину своєї

кінетичної енергії полю, виходять із

синхронізму внаслідок зменшення їх

швидкості.

Значна частина кінетичної енергії 3 електронів, що залишилася, перетворюється в

теплову на колекторі 4 під час його бомбардування.

Перелічимо три способи підвищення ККД, перші два з яких полягають у відновленні

синхронізму:

застосування спіралі зі змінним кроком, у якій з наближенням до її кінця витки

намотано щільніше, щоб плавно зменшувати швидкість поширення поля до

швидкості електронів, що спадає внаслідок віддачі енергії;

• зміна прискорювального потенціалу вздовж УС, коли з наближенням до колектора

потенціал окремих ділянок УС підвищується, і вповільнені електрони, набуваючи

додаткового прискорення, знову починають задовольняти умову синхронізму;

• застосування рекуперації – повернення частини енергії до джерела живлення в

результаті гальмування електронів полем колектора, потенціал якого встановлюється

нижчим, ніж потенціал спіралі. Такий процес подібний віддачі енергії трамваєм у

контактну мережу під час його спускання з гори в результаті переведення двигуна в

режим генератора.

Ці й інші заходи дають змогу підвищити ККД лампи біжучої хвилі до 40...50 %, але

вони ускладнюють конструкції ламп.

Коефіцієнт шуму. Шумові коливання в ЛБХ створює електронний потік, густина якого

змінюється в результаті таких явищ:

• флуктуацій густини конвекційного струму та швидкостей емітованих катодом

електронів;

ефекту струморозподілу – осідання електронів на електроди;

• поперечного руху електронів у промені в результаті їх взаємного розштовхування.

Коефіцієнт шуму підсилювального приладу – це відношення повної шумової

потужності на виході приладу до її частини, зумовленої шумами узгодженого

навантаження, яке підключене до входу й перебуває за температури Т0 = 290 К:

Рис.3.55

Рис.3.54

Рис.3.54

178

.10

0

PP

P

KP

P

fKkT

PfKkTK

ш.вх

ш.вих.власш.вих.влас

ш

(3.38)

Коефіцієнт шуму сучасних малошумних ЛБХ дециметрового та сантиметрового діапазону становить 3...7 дБ.

Залежності коефіцієнта шуму від прискорювальної напруги та струму променя мають

мінімум. Мінімальне значення Kш = f(U0) відповідає оптимальній прискорювальній

напрузі, для якої коефіцієнт підсилення KP максимальний (KP входить у знаменник

другого доданка правої частини співвідношення (3.38)).

Аналогічною є залежність коефіцієнта шуму від струму променя I0 та струму

розжарювання Iр. Зі збільшенням струму променя коефіцієнт шуму спочатку зменшується

внаслідок зростання KP, а потім збільшується через поперечне розштовхування електронів

і збудження ними шумових хвиль. Збільшення коефіцієнта шуму Kш в разі відхилення

струму розжарювання від значення Iр.opt пояснюється тим, що для малого Iр зникає

прикатодний просторовий заряд, що демпфує флуктуації катодного струму, a для

великого – виникає занадто великий розкид початкових швидкостей електронів, не

згладжуваних просторовим зарядом.

Зменшення коефіцієнта шуму ЛБХ досягають «охолодженням» променя – вирівнюванням густини та швидкості електронів спеціально підібраними напругами на електродах, а також застосуванням сильного магнітного поля, що перешкоджає поперечному рухові електронів.

Особливості експлуатації ЛБХ. У типових потужних приладах із лінійним пучком

50...80 % підведеної потужності постійного струму перетворюється в тепло. Якщо

значення середньої потужності досить велике, потрібно охолоджувати основні елементи

приладу. Для розсіювання тепла використовують різні види охолодження: конвекційне,

кондуктивне (на основі теплопровідності), примусове повітряне, випарне (вапотронне), за

допомогою теплової трубки та примусове рідинне.

Конвекційне та кондуктивне охолодження застосовують у приладах із вихідною

потужністю до декількох десятків ват, примусове повітряне – у приладах потужністю до

декількох сотень ват.

У високопотужних приладах (на 1 кВт і більше) зазвичай застосовують примусове

рідинне охолодження. Хоча як охолодну рідину зручно використовувати воду, через те, що

апаратура має працювати за низьких температур, застосовують етиленгліколь, а в бортовій

апаратурі – силіконові масла. Для підвищення ефективності охолодження використовують

канали з великим периметром. Витрата рідини, що охолоджує колектор, становить кілька

літрів за хвилину на кожен кіловат середньої потужності.

Вапотронне охолодження ґрунтується на використанні теплоти пароутворення, яку

забирає рідина під час випаровування внаслідок її кипіння на поверхні колектора.

Колектори з вапотронним охолодженням застосовують у приладах з потужністю до 50

кВт.

Лампа біжучої хвилі – дуже дорогий прилад, і для того, щоб під час увімкнення

живлення вона не вийшла з ладу та не зазнала перевантажень, подача живильних напруг

має провадитися в строго визначеній послідовності. Спочатку вмикається система

примусового охолодження та живлення фокусувального соленоїда, потім умикається та

встановлюється напруга розжарення. Коли минає час, потрібний для прогріву катода, у

послідовності, передбаченій для певного типу ЛБХ, умикаються напруги й на інші

електроди.

Схеми джерел живлення мають бути такими, щоб регулювання напруги на одному

електроді не спричинювало зміни напруги на інших електродах лампи.

179

Щоб запобігти самозбудженню та перенапругам у ЛБХ, навантаження до неї

підключається переважно через феритовий вентиль.

Застосування ЛБХ. Загальна характеристика підсилювачів на ЛБХ. Лампи біжучої

хвилі найчастіше використовують як підсилювачі НВЧ коливань. Підсилювальні ЛБХ

мають великий коефіцієнт підсилен-ня – у кілька десятків децибел, і широку смугу

пропускання – до 2 октав і більше (є ЛБХ, що перекривають смуги 0,5...2,0 ГГц; 2...8 ГГц;

8...18 ГГц). Їм властива висока стабільність характеристик: у разі застосування

термокомпенсації нестабільність коефіцієнта підсилення може становити менше 1 дБ за

зміни температури на 50 С. Істотна перевага ЛБХ – мала чутливість до перевантажень. У

разі нормальної вхідної потужності 10–12

...10–9

Вт вони можуть тривалий час витримувати

вплив потужності 0,2...3,0 Вт і обмежувати потужність завади, що надходить на наступні

каскади.

Лампам біжучої хвилі типу О властива значна крутість фазової характеристики (20...100

/МГц) і низька її стабільність (/Uспір = 5...15 °/В).

Для підвищення стабільності АЧХ та ФЧХ потрібно розв’язувати ЛБХ від

зовнішніх кіл феритовими вентилями (циркуляторами).

Тепер деякі типи ЛБХ випускають із вбудованими джерелами живлення. Вони є

цілком закінчені підсилювачі НВЧ дециметрового, сантиметрового чи міліметрового

діапазону хвиль. Конструкція ЛБХ міцна й надійна, зазвичай металокерамічна. Деякі з них

мають вбудований магнітний екран, що дає змогу встановлювати ЛБХ в безпосередній

близькості від феромагнітних деталей. Якщо такого екрана немає, ЛБХ треба

встановлювати не ближче 100...150 мм від зазначених деталей.

Поєднання широкої смуги підсилюваних частот, великого коефіцієнта підсилення,

низького рівня власних шумів, високого ККД, довгого терміну служби зумовлює широке

застосування ЛБХ в апаратурі зв’язку. Розрізняють такі типи ЛБХ: вхідні малошумні;

проміжні середньої потужності; потужні вихідні.

Малошумні вхідні ЛБХ. Основна особливість ламп цього типу – низький рівень

власних шумів. Маючи малий коефіцієнт шуму та значне підсилення, такі ЛБХ

використовуються як МШП на вході приймальних пристроїв. Порівняно з іншими типами

вхідних нерегенеративних підсилювачів ЛБХ мають відносно великий коефіцієнт

підсилення – 20...30 дБ, широкий динамічний діапазон – до 60...90 дБ, високу електричну

міцність, велике зворотне ослабленням (понад 60 дБ), а також стійкість до перевантажень

НВЧ потужністю.

Через те, що в ЛБХ немає резонансних систем, вони є найбільш широкосмуговим типом

МШП. Їх коефіцієнт шуму становить 3...4 дБ в діапазоні ДМХ, 6...8 дБ – у

сантиметровому діапазоні. Порівняно з напівпровідниковими МШП лампи біжучої

хвилі відрізняються великими габаритними розмірами, масою, споживанням енергії від

джерел живлення та більшим коефіцієнтом шуму.

Лампи біжучої хвилі доцільно застосовувати як МШП в тих випадках, коли

потрібні великий динамічний діапазон і максимальне перекриття за частотою, проте немає

жорстких вимог до коефіцієнта шуму, габаритів, маси та фазової стабільності.

Проміжні ЛБХ середньої потужності. Лампи цього типу мають великий коефіцієнтом

підсилення KP = 30...40 дБ. Іноді їх використовують у проміжних каскадах зв’язкових і

радіолокаційних станцій, а також у вимірювальній апаратурі. Їх вихідна потужність

становить десятки – сотні міліват. Проміжні ЛБХ мають зазвичай магнітно-періодичне

фокусування та пакетовану конструкцію.

180

Як приклад наведемо параметри серійної ЛБХ типу УВ-14: діапазон робочих частот –

3400...4400 МГц, коефіцієнт підсилення – 35 дБ, коефіцієнт шуму – 25 дБ, вихідна

потужність – 200 мВт.

Потужні вихідні ЛБХ. Вихідні ЛБХ широко використовують як кін-цеві каскади

радіопередавальних пристроїв. Їх вихідна потужність становить від декількох ват (у

радіорелейних станціях) до декількох кіловат (у станціях супутникового та тропосферного

зв’язку). Імпульсна потужність ЛБХ, використовуваних у радіолокації, досягає сотень

кіловат.

Основна вимога до вихідних ЛБХ – забезпечення потрібної потужності за

якнайбільшого ККД та малого рівня нелінійних спотворень. Маючи широку смугу

пропускання, достатню потужність і надійність, ЛБХ – практично єдиний потужний

електровакуумний прилад, використовуваний на бортових ретрансляторах зв’язкових

штучних супутників Землі. Так, на ШСЗ застосовуються ЛБХ, що віддають у

безперервному режимі потужність 140 Вт.

Поки ще створено мало типів транзисторних підсилювачів, придатних за своїми

характеристиками й параметрами для виконання функцій кінцевих каскадів зв’язкових

ретрансляторів в умовах космосу.

3.1.6.4. Лампи зворотної хвилі

Лампа зворотної хвилі (ЛЗХ) – це автогенератор НВЧ із широким діапазоном

електронної перестройки. Свою назву лампа одержала тому, що її дія базується на

взаємодії електронного потоку та зворотної просторової гармоніки електромагнітного

поля, що поширюється вздовж НУС (рис. 3.55).

Основні елементи конструкції ЛЗХ такі:

• електронна гармата 2, що с катодом 1 є джерелом електронів і формує електронний промінь;

• неоднорідна УС 7 у вигляді спіралі, гребінчастих чи інших хвилевідних структур,

що зменшують фазову швидкість ЕМП;

вивід високочастотної енергії 3, розміщений на

початку УС біля електронної гармати;

охолоджуваний колектор 6, призначений для збирання електронів;

фокусувальний пристрій магнітного чи електростатичного типу 4; • узгоджене навантаження 5, що поглинає електромагнітні коливання, які

поширюються в бік колектора.

Принцип дії ЛЗХ пояснимо за допомогою рис. 3.56. а. На ньому зображено частину

УС, що складається з двох гребінок, зубці однієї з яких уходять у пази другої. У зубцях

по осі лампи пророблено отвори для прольоту електронів від катода до колектора.

Будемо вважати, що від колектора

в напрямку до катода зі швидкістю c

поширюється електромагнітна

хвиля типу Т з напруженістю поля

Е, яка спрямовується вигинами УС.

Така хвиля завжди є в неперервному

спектрі шумових (флуктуаційних)

електромагнітних коливань лампи.

3 4 2 5

6

1 7 U0

Рис. 3.56

с с

В

Рис.3.55

181

У якийсь висхідний момент часу максимуми електричного поля хвилі перебувають у

точках А,…, K порожнини УС (рис. 3.56. б).

За такого розподілу поля електрони променя, що перебувають поблизу точки А,

гальмуються цим полем і, отже, віддають йому частину своєї енергії. Для того, щоб

виділена група електронів після проходження відстані L зі швидкістю v0 потрапила в точці

В знову в максимум гальмівного поля, що раніше був у точці K, потрібне виконання умови

L/v0 = BK/c, звідки випливає, що BK = Lc/v0.

Оскільки відстань між точками А та K дорівнює непарній кількості півхвиль (у чому

легко переконатися, спостерігаючи за фазою хвилі під час переміщення її по

зиґзаґоподібному шляху в УС), то можна записати дві рівності:

ADBK = l + ВK = l + с/v0 і ADBK = (2п + 1)/2, п = 0, 1, 2, ... ,

звідки випливає співвідношення (2n + 1)/2 = l + Lс/v0. Звідси довжина хвилі 5

0λ / 2 2 /5,93 10c f l cL U , або

0λ 2 1010 / ,l L U (3.39)

де с швидкість світла, l = ADB відстань між сусідніми комірками УС, яку проходить

електромагнітна хвиля; L – період УC, U0 – прискорювальна напруга, В.

Вираз (3.39) – це фазова умова самозбудження ЛЗХ.

Механізм зворотного зв’язку пояснимо за допомогою спрощеної моделі ЛЗХ,

зображеної на рис.3.57, де1 – вихідна потужність; 2 – поглинач; 3-НУС; 4 – віддача енергії

згустками; 5 – модуляція електронного потоку.

Нехай біля колектора виникло електромагнітне

збурювання. Воно поширюється у вигляді різко

несинусоїдного сигналу до виходу 1 з груповою

швидкістю vгp назустріч електронному потоку. До

складу цього єдиного поля входить перша

просторова зворотна гармоніка, фазова швидкість

якої спрямована до колектора, тобто в той самий

бік, що й електронний потік. Якщо

виконується умова синхронізму, виявленого під час аналізу процесів у ЛБХ,

яка має для цього випадку вигляд

vф(–1) v0, (3.22.а)

енергія передається від електронного променя саме цій гармоніці. Збільшення амплітуди

зворотної гармоніки зумовлює підсилення всього поля в цілому. У свою чергу,

електромагнітне поле модулює електронний промінь за густиною (так само, як і в ЛБХ), у

результаті чого петля позитивного зворотного зв’язку виявляється замкненою. Отже,

електронний пучок виконує в ЛЗХ дві функції – він є джерелом енергії та елементом, за

допомогою якого забезпечується позитивний зворотний зв’язок.

Збільшення амплітуди поля та змінної складової густини заряду триває доти, доки не

виявиться нелінійний характер процесу, зумовлений зростанням сил розштовхування

електронів у згустку й обмеженим значенням струму променя. Стаціонарні коливання

встановлюються в разі рівності потужності, яку віддає електронний потік, і потужності,

витраченої на корисне навантаження та втрати.

Діапазон і крутість електронної перестройки ЛЗХ. Електронне перестроювання

частоти коливань ЛЗХ провадиться зміною напруги U0, прикладеної між УС та катодом

лампи. Коефіцієнт перекриття за частотою = max /min може дорівнювати двом і більше для

1

2

5 4

3

Рис.3.57

182

ЛЗХ з коаксіальним виводом і 1,5...1,6 – для

ЛЗХ із хвилевідним виводом. Збільшення

частоти генерованих коливань (рис. 3.58. а)

зі зростанням U0 визначається залежністю

(3.39).

Якісно вигляд кривої можна

пояснити так. Зі зростанням U0 збільшується швидкість електронів v0. Для виконання

умови синхронізму потрібно, щоб більшилася фазова швидкість зворотної гармоніки. Це

можливо тому, що зворотні гармоніки мають аномальну дисперсію (vф зростає зі

збільшенням частоти коливань), і для р –1

.π2ψ

ω

π2ψ

ω

00

)1(ф

L

p

Lv

Тому в разі збільшення U0 електронний потік передає свою енергію полю першої

зворотної гармоніки, для якої виконується умова (3.22.а), тобто гармоніці з більшою

частотою коливань. Це можливо тому, що збуджуване внаслідок флуктуацій струму

променя поле НУС має широкий спектр коливань. Кожній частотній складовій спектра

відповідають просторові гармоніки, що поширюються з різною фазовою швидкістю, яка

залежить від частоти. Крутість електронної перестройки становить:

одиниці мегагерц на вольт для ЛЗХ сантиметрового діапазону; • десятки мегагерц на вольт для ЛЗХ міліметрового діапазону.

Вихідна потужність. У більшості ЛЗХ типу О (ЛЗХ-О) вихідна потужність лежить у

межах від десятків міліват до одиниць ват. Для ЛЗХ характерна сильна зміна рівня

генерованої потужності в діапазоні робочих частот, що визначається зміною узгодження

УС із поглинальним навантаженням і виводом енергії (рис. 3.58. а).

Для генерації 2 коливань крім фазової умови самозбудження потрібне виконання й

амплітудної умови, тобто має бути компенсація втрат. Це досягається тільки тоді, коли

струм променя I0 більший певного його пускового значення Iпуск (рис. 3.58. б). У разі I0 <

Iпуск 1 ЛЗХ можна використовувати як регенеративний підсилювач. У цьому випадку

потрібно вводити сигнал в області колектора.

Перевагою ЛЗХ є те, що вона може працювати на

неузгоджені навантаження, близькі навіть до короткого

замикання чи холостого ходу, тому що відбиті від

таких навантажень хвилі поглинаються внутрішнім

поглиначем, розташованим біля колектора.

Застосування ЛЗХ. Лампи зворотної хвилі

перекривають широкий діапазон хвиль від

дециметрових до субміліметрових. Їх застосовують у

вимірювальних генераторах хитної частоти, як

гетеродини панорамних приймачів, а також як

збуджувачі передавачів завад.

Можна каскадно з’єднати (рис. 3.59) ЛЗХ та ЛБХ. Лампа зворотної хвилі генерує в

широкому діапазоні частот, але її потужність змінюється у великих межах, що

недопустимо для вимірювальних генераторів хитної частоти. Тому ЛБВ працює в

режимі насичення. Це дає змогу одержувати частоту електромагнітних коливань, що

змінюється в широкому діапазоні за майже постійної вихідної потужності (див. рис. 3.59, де

показана залежність Рвих від частоти обох приладів).

I0 U0

Pвих,

f Pви

х

f 2

1

KP, P

Iпуск а б

Рви

KP

Рис.3.58

Рис.3.59

183

Висновки

Лампа біжучої хвилі типу О – це широкосмуговий підсилювач потужності НВЧ із

досить великим значенням коефіцієнтів підсилення й корисної дії та відносно невеликим

коефіцієнтом шуму; тому малопотужні ЛБХ використовують як вхідні каскади приймачів.

Потужні ЛБХ ставлять у вихідні каскади передавачів. Характеристики лампи зумовлені

тривалою взаємодією електронного потоку й поля, що рухаються з майже однаковою

швидкістю вздовж малодисперсійної УС приладу.

Лампа зворотної хвилі типу О – це малопотужний генератор із широким діапазоном

електронного перестроювання частоти, зумовленого дисперсійною залежністю швидкості

використовуваної зворотної просторової гармоніки від частоти в НУС приладу.


1. Спрощено зобразити конструкцію ЛБХ-О та пояснити призначення її основних

елементів. Викласти принцип дії ЛБХ.

2. Пояснити характеристики й параметри ЛБХ. Як у цих лампах забезпечити стійке

підсилення?

3. Назвати способи підвищення ККД лампи біжучої хвилі.

4. Визначити коефіцієнт уповільнення спіралі, якщо її радіус R = = 1,3 мм, а крок

витка h = 0,36 мм.

5. Знайти крок уповільнювальної системи ЛБХ у вигляді спіралі діаметром 2 мм, якщо

прискорювальна напруга дорівнює 400 В.

6. Зобразити розподіл амплітуди сигналу вздовж ЛБХ.

7. Зобразити залежності коефіцієнта підсилення ЛБХ від прискорювальної напруги та

від частоти.

8. Які властивості мають просторові гармоніки поля НУС електровакуумних приладів

НВЧ?

9. Описати принцип дії ЛЗХ. Чому вихід ЛЗХ-О розміщено біля катода?

10. Пояснити вигляд залежностей частоти й потужності ЛЗХ від прискорювальної

напруги.

11. Чому для електронного перестроювання ЛЗХ-О потрібні витрати потужності, а

для перестроювання відбивного клістрона – не потрібні?

12. У яких випадках застосовують малошумні ЛБХ, а в яких – ЛБХ середньої чи

великої потужності?

3.1.7. Прилади зі схрещеними полями (типу М)

3.1.7.1. Будова та принцип дії ЛБХ та ЛЗХ типу М

Розглянуті в попередньому розділі ЛБХ-О та ЛЗХ-О мають порівняно невисокий ККД, тому що тільки частина кінетичної енергії їх електронного потоку передається полю НВЧ, а частина, що залишилася в електронів, які вийшли із синхронізму, розсіюється у вигляді тепла на колекторі. Істотно підвищити ККД приладів типу М зі статичними взаємно перпендикулярними (схрещеними) електричним і магнітним полями вдається завдяки особливому характеру тривалої взаємодії електронного потоку та поля НВЧ. Лампу біжучої хвилі типу М (ЛБХ-М) із лінійним електронним потоком і холодним катодом схематично зображено на рис. 3.60.

184

Простір взаємодії 7 електронного

потоку з підсилюваним полем НВЧ

обмежено зверху анодом 4, що є

водночас НУС, а знизу – холодним

катодом 8, що не емітує електрони й

призначений тільки для створення

рівномірного електростатичного

поля. Електрони, як це видно з

рисунка, рухаються в схрещених полях; індукція магнітного поля в електронній гарматі та

просторі взаємодії однакова й дорівнює В. Розглянемо принцип дії цього приладу, маючи на увазі, що фізичні процеси, які

проходять у ньому й у приладах типу М із циліндричними катодом і анодом, подібні. Електрони, які емітує катод 9, під впливом поля Е0 рухаються спочатку в напрямку до

керувального електрода 1. Під дією магнітного поля В траєкторія їх руху викривляється, і на вершині циклоїди (так спроектовано прилад) вони входять у простір взаємодії.

Далі зручно пояснювати дію приладу, розглядаючи три окремі послідовні процеси: формування стрічкового електронного потоку, групування електронів у гальмівному НВЧ полі та передачу енергії згустків електронів цьому полю.

Щоб пояснити процес формування стрічкового потоку, припустімо, що електрон

уходить у простір взаємодії (рис. 3.61) зі швидкістю v0 = E/B. Це визначає рівність

протилежно спрямованих сил

FE = eЕ = const і FM1 =

= eBv0, що діють на

нього. Тому електрон

рухається прямолінійно

вздовж осі z до колектора 6

(рис. 3.60).

Припустімо також, що

електрон 3 (рис. 3.61), який

має велику початкову

швидкість вильоту з катода 6, пройшов більшу відстань у напрямку до керувального

електрода 1 (рис. 3.60), що відповідає більшій різниці потенціалів, тому його швидкість

v3 > v0. У цьому випадку магнітна сила FM3, що діє на нього, більша, ніж сила FM1, а

отже, більша, ніж FE = const, тому електрон 3 під час подальшого руху трохи зміщується

до катода 5 (рис. 3.61). Електрон 2, який має швидкість v2 < v0, під дією сили FE > FM2,

навпаки, піднімається догори. Отже, на вході УС електронний потік формується у вигляді

плоскої стрічки, товщину якої ( на рис. 3.60) обмежено взаємним розштовхуванням

електронів.

Електрони групуються в згустки в гальмівному полі під дією поперечної складової

електричного поля НВЧ сигналу, що надходить у лампу через вхідний пристрій 2 (рис.

3.60).

Пояснимо процес групування згустків (фазового фокусування, синхронізації) на

прикладі взаємодії поля сигналу з електронами, що перебувають у точках А, С та D. У

точці А крім сил статичних полів, що зумовлюють швидкість руху v0 = E/B, на електрон

діє додаткова сила внаслідок впливу поперечного електричного змінного поля. Під дією

сили FE~ електрон набуває додаткової складової швидкості v~ = Eу /B, спрямованої догори,

але в результаті впливу магнітного поля В ця додаткова швидкість виявляється

спрямованою вздовж координати z, і рух цього електрона прискорюється.

У точці D додаткова складова швидкості, спочатку спрямована вниз, під впливом

статичного магнітного поля орієнтується ліворуч, і електрон гальмується.

Отже, у результаті впливу поперечної складової змінного електричного поля

стрічковий електронний потік розбивається на окремі згустки, що перебувають у

y

Е 4

x

z

В

6 5

Е

Е

C

D A

В

В

В

В

FE

FE FE

FE FE

FE

F

FM F

M F

U0

2U0

v

v0

v

v0

v0

3

2

1

Рис. 3.61

Рис.3.60

185

Рис. 2.55. Формування згустків:

Рис. 3.62

гальмівних ділянках поля підсилюваного сигналу (навколо електрона, що перебуває в

точці С, де немає поперечної складової змінного електричного поля НВЧ).

Потім утворюється електронний згусток, який взаємодіє з поздовжньою складовою

поля НВЧ, максимальною в точці С, гальмується цим полем і передає йому частину своєї

кінетичної енергії.

Поздовжня складова швидкості самих електронів при цьому зменшується. У

результаті зменшиться сила FМ, що діє на них униз. Електрони, піднімаючись догори під

дією сили електричного поля FE > FМ, набувають додаткового збільшення швидкості,

спрямованої під впливом магнітного поля В в напрямку осі z. Тому їх швидкість і запас

кінетичної енергії відновлюються до початкового значення v0, процес віддачі енергії

продовжується, й електрони поступово піднімаються до УС.

Формування електронних згустків у областях гальмівного поля та зсув цих згустків до

анода з переходом потенційної енергії поперечного статичного поля в енергію НВЧ

коливань показано на рис. 3.62. Процес передачі енергії закінчується, коли електрони 2,

підійшовши до НУС 1, осідають на ній чи

на колекторі.

Розглянутий механізм переходу

потенційної енергії джерела живлення в

кінетичну енергію електронів і далі – в

енергію поля НВЧ діє безперервно та

забезпечує одержання високого ККД.

Вираз для максимального значення ККД

приладів ЛБХ-М і ЛЗХ-М можна отримати, виходячи з таких міркувань. Повна потенційна

енергія, яку електростатичне поле віддає електрону, дорівнює W1 = eUa. Уважаючи, що для

надання електрону швидкості v0 = vф (умова синхронізму) витрачається енергія eU0,

одержуємо, що полю НВЧ передається енергія W2 = e(Ua U0). Звідси маємо η = W2/ W1 =

(Ua U0)/U0.

Великі значення ККД одержують вибором анодної напруги Ua, яка може значно

перевищувати потенціал синхронізації U0.

Лампи біжучої хвилі типу М використовують як потужні підсилювачі. У

безперервному режимі вони можуть віддавати вихідну потужність у кілька кіловат, їх

ККД має значення до 50 %, коефіцієнт підсилення – 10...15 дБ, смуга пропускання – до

25 %. В імпульсному режимі ЛБХ-М дають змогу одержувати потужність у кілька

мегават із ККД до 60 %.

Лампи зворотної хвилі типу М мають таку саму конструкцію, як і ЛБХ-М, але в них

вихід енергії розміщений поблизу катода, а в області колектора – поглинальне навантаження. Ці

лампи використовують як потужні генератори. Вони віддають потужність у кілька кіловат,

ККД має значення до 40 %, смуга електронної перестройки – десятки відсотків.

3.1.7.2. Платинотрони, амплітрони та стабілотрони

Прагнення підвищити потужності зумовило створення приладів із катодом у вигляді

циліндра, уся бічна поверхня якого емітує електрони. Уповільнювальні системи (які

водночас є анодом) згортають у кільце. У таких приладах, наприклад, у конструкціі,

зображеної на рис. 3.63, 7 електронні згустки перш ніж потрапити на анод 2, роблять

кілька обертів навколо катода 3, безперервно віддаючи енергію НВЧ полю, яке

обертається синхронно з ними (взаємодіючи з прямою чи зворотною просторовою

186

гармонікою). Згустки, що утворилися в гальмівних ділянках

поля, рухаються навколо осі приладу й водночас по радіусу до

анода (УС), маючи форму обертових «спиць».

У платинотроні (амплітроні) обертовий замкнутий

електронний потік 8 (рис. 3.63) взаємодіє з першою зворотною

просторовою гармонікою поля, що поширюється вздовж

розімкненої НУС 2 із двома високочастотними виводами 4,6 на

її кінцях. На ньому також зазначено напрямки електронного

потоку та магнітного поля, за яких такі прилади можуть

працювати з використанням зворотної чи прямої хвилі.

Платинотрон можна застосовувати як підсилювач і як генератор НВЧ

коливань. Механізми взаємодії електронного потоку з згустками 7 й поля,

а також електронного перестроювання частоти ті самі, що й у ЛЗХ-М. Цим пояснюється

широкосмуговість платинотрона.

Амплітрон – це платинотрон, що працює в режимі синхронізації зовнішнім

потужним сигналом і призначений для підсилення коливань. Цьому приладу властиві: по-перше, мінімальна потужність Рвх.min, нижче якої

амплітрон не відтворює підсилюваний сигнал (рис. 3.64, причому чим більша потужність живлення P0 = U0I0, тим більше значення Рвх.min); по-друге, слабка залежність вихідної потужності від вхідної – нормальний режим роботи відповідає насиченню.

У разі малих вхідних сигналів рівень власних амплітудних

шумів амплітрона істотно збільшується, а якщо вхідного

сигналу немає, амплітрон може перетворитися в генератор

шумів.

У разі великих сигналів ККД збільшується, рівень шумів

істотно знижується. Однак при цьому зменшується й без того

невеликий коефіцієнт підсилення приладу. Тому робочий режим

амплітрона слід вибирати з урахуванням потрібного значення ККД, допустимого збільшення

рівня шумів і зменшення коефіцієнта підсилення. Прилад має лінійну ФЧХ. Амплітронам властиві великий ККД (60...80 %), широка (10...15 %) смуга

пропускання (подальше розширення обмежується замкнутим характером електронного потоку), велика вихідна потужність (до сотень кіловат у безперервному режимі), нижча анодна напруга, ніж у клістронів і ЛБХ, невеликі габарити й маса. Коефіцієнт підсилення амплітрона порівняно малий (10...15 дБ), тому в радіопередавальних пристроях використовують каскадно з’єднані прилади.

Зі знятою з електродів анодною напругою амплітрон являє собою фільтр, характеристика якого визначається дисперсійними властивостями УС. Оскільки втрати в УС амплітрона в робочій смузі частот малі (0,5...1,5 дБ), то основний і резервний амплітрони можна з’єднувати каскадно. При цьому можна переходити з основного підсилювача на резервний і назад, подаючи анодну напругу тільки на робочий прилад; це підвищує надійність системи.

Амплітрон узгоджується з генератором і навантаженням за допомогою

широкосмугових феритових вентилів.

Амплітрони бортових пристроїв, маса яких кілька сотень грамів, мають вихідну

потужність у кілька десятків ват.

Стабілотрон (рис. 3.65) – це платинотрон, що перебуває в режимі генерації потужних

високостабільних коливань. Він складається з амплітрона, баластового узгодженого

навантаження 1, високодобротного резонатора 2, настроєного на робочу частоту,

фазообертача (ФО) 3 та виводу НВЧ коливань 7.

Принцип дії стабілотрона полягає ось у чому. Сигнал, що завжди є на виході будь-якого

приладу та складається з коливань безлічі частот (шумів), частково відбивається від

розузгоджувача 6 (неоднорідності) і проходить через амплітрон до резонатора без

Рис.3.63

Рис.3.64

187

підсилення, оскільки, рухаючись у цьому напрямку, поле не

взаємодіє з електронним потоком.

Резонатор пропускає в баластове навантаження коливання всіх

частот, крім робочої, які відбиваються назад до амплітрона (з

додатковим фазовим зсувом, що дорівнює фазі коефіцієнта

відбиття г), підсилюються ним і надходять на вихід приладу,

частково відбиваючись від розузгоджувача. Отже, коло

позитивного зворотного зв’язку виявляється замкненим тільки

для коливання робочої частоти.

Виконання фазової умови самозбудження (набіг фази в

замкненій петлі зворотного зв’язку має бути близький до числа,

кратного 2) забезпечується за допомогою ФО.

Для перестроювання стабілотрона на іншу робочу частоту потрібно настроїти на неї

резонатор, підрегулювати ФО та прискорювальну напругу, якщо порушується умова

v0 vф(–1).

Висока стабільність частоти коливань стабілотрона пояснюється тим, що

стабілізувальний резонатор не навантажений електронним потоком і розміщений поза

приладом. Тому в разі слабкого зв’язку з ЛП резонатор має велику добротність і, отже,

різку залежність фази г коефіцієнта відбиття від частоти.

Коефіцієнт корисної дії стабілотрона досягає 40...60 %, смуга перестройки – 5...10 %,

відносна нестабільність частоти – приблизно 10 – 4

.

3.1.7.3. Магнетрони та мітрони

Магнетрон – це автогенератор НВЧ зі схрещеними полями й обертовим електронним

потоком. Замкнена на себе УС об’єднана з анодом і складається з ланцюжка резонаторів

складної форми (див. рис. В.4), зв’язаних простором взаємодії.

Навантажена добротність такої системи невелика – кілька сотень, тому стабільність

частоти магнетрона нижча, ніж у стабілотрона.

Прилади сантиметрового діапазону мають зазвичай 8…12 резонаторів, міліметрового –

до 40. Фази коливань сусідніх резонаторів відрізняються на , для чого синфазні ламелі

з’єднані між собою (через одну) зв’язками. Щоб розрідити спектр власних частот і

запобігти перескокам частоти коливань, УС іноді виготовляють з резонаторів двох різних

форм, що чергуються між собою.

НВЧ енергія виводиться через виток зв’язку, уведений в один із резонаторів.

Статичне магнітне поле, створюване сильним магнітом, спрямоване вздовж осі

приладу перпендикулярно статичному електричному полю.

Нині розроблено магнетрони з вихідною потужністю від сотень міліват до сотень

кіловат у безперервному режимі та до 10 МВт – в імпульсному. Коефіцієнт корисної дії

магнетронів досягає 80 %.

Основне призначення магнетронів – генерування потужних коливань; ці прилади є

«серцем» більшості радіолокаторів. Їх не використовують в пристроях зв’язку через малу

стабільність частоти коливань, високий рівень шумів і труднощі перестроювання в

діапазоні. Магнетрони застосовують для нагрівання й сушіння матеріалів, готування їжі,

нагрівання тканин у медицині.

Мітрон – це магнетрон із широкосмуговою УС типу зустрічних штирів 2 (рис. 3.66, де 1,7-

полюси магніту, 3-діелектричні шайби, 5,6-холодний та гарячий катоди) і електронним

перестроюванням частоти в широких межах. Він працює також на -виді коливань (штирі УС 2

з’єднано через один дисками 4).

Поданий на керувальний електрод 8 позитивний потенціал створює осьове поле, під

впливом якого електрони втягуються в простір взаємодії. Енергія від електронного потоку

Рис.3.65

188

передається полю НВЧ так само, як і в

магнетроні. Вона виводиться безпосередньо

через пази 9 УС в ЛП.

Малопотужні мітрони з потужністю

від одиниць міліват до одиниць ват

мають діапазон електронної перестройки

в октаву й більше. Потужні мітрони з

потужностями в сотні ват мають ККД до

60 % і перестроюються в діапазоні fmax /

fmin = 1,5. Крутість перестройки частоти мітронів вища,

ніж у ЛЗХ-О та ЛЗХ-М. Перевагами мітронів є також лінійність ЧХ, малі перепади

вихідної НВЧ потужності під час перестроювання, невеликі габарити й маса.

Висновки

У приладах типу М енергія, яку електрони віддають полю НВЧ, поповнюється за

рахунок потенційної енергії джерела анодної напруги. Тому прилади цього типу, маючи

найбільший серед усіх електровакуумних приладів ККД, застосовують, переважно, як

вихідні каскади передавачів. Їхній недолік – невеликий коефіцієнт підсилення та

підвищений рівень шуму.

Платинотрони – прилади із замкненим електронним потоком і розімкненою

коливальною системою у вигляді НУС – використовують як потужні підсилювачі

(амплітрони) або як потужні автогенератори (стабілотрони).


1. У чому полягає різниця приладів типу О та М?

2. Перелічити фізичні явища, використовувані в електровакуумних приладах НВЧ.

3. Навести приклади комбінованого використання електровакуумних приладів НВЧ.

4. Зіставити характеристики генераторних приладів НВЧ.

5. Зіставити характеристики підсилювальних приладів НВЧ.

6. Проаналізувати рівняння руху електронів у плоскому діоді, що перебуває в

поперечному магнітному полі:

;ωcos;ω;ωsin ццц tRRym

eBtRt

B

Ez

7. Спрощено зобразити конструкцію ЛБХ-М і пояснити фізичні процеси, що визначають

принцип її дії.

8. Пояснити фізичні процеси в ЕВП М-типу із замкненим електронним потоком

(амплітронах).

9. Які чинники сприяють підвищенню ККД приладів зі схрещеними статичними

полями?

10. Чому поздовжня складова швидкості електронів залишається приблизно постійною

під час руху електронів у схрещених полях приладів М-типу?

11. Як визначити напрямок руху обертових «спиць» у приладах М-типу із

замкненим електронним потоком?

.ωц

0

vB

E

R

Рис. 3.66

189

3.2. Твердотільні прилади і пристрої НВЧ

3.2.1. Особливості та класифікація напівпровідникових приладів НВЧ У переважній більшості інтегральних пристроїв НВЧ використовуються

напівпровідникові прилади (НПП), які в приймальних трактах практично цілком, а в передавальниx – частково, на рівнях потужності до одиниць-десятків ват, витиснули ЕВП.

Із підвищенням частоти на роботі НПП негативно позначається дедалі більший вплив паразитних індуктивностей, ємностей та інерційності процесів у електричних переходах. Тому основна особливість розробки й виробництва НВЧ напівпровідникових приладів – конструктивно-технологічні заходи, спрямовані на зменшення ємності переходу та часу прольоту носіїв заряду. Конструкція корпусу та виводів дає змогу досягти малих паразитних індуктивностей і ємностей приладів, зручності їх включення в лінії передачі НВЧ.

Основні типи напівпровідникових приладів НВЧ за кількістю переходів можна поділити на безперехідні (термістори та датчики Холла), одноперехідні (діоди) і двоперехідні (біполярні транзистори). Польові транзистори НВЧ можуть бути одно- та двозатворними.

Умовне позначення НПП в країнах СНД складається зазвичай із шести елементів:

1) цифр 1, 2, 3 (відповідно літер Г, К, А), що позначають вихідний напівпровідниковий матеріал – Ge, Sі, GaAs;

2) букви, що визначає підклас приладу: А – діоди НВЧ, И – тунельні та обернені діоди, Т – біполярні транзистори, П – польові транзистори;

3) цифри, що визначає класифікаційну групу за призначенням і застосуванням НПП:

у підкласі А: 1 – змішувальний, 2 – детекторний, 4 – параметричний, 5 – регулювальний (перемикальний чи обмежувальний), 6 – помножувальний чи настроювальний, 7 – генераторний;

у підкласах Т та П: 3 – малої потужності (розсіювана потужність Рроз < 0,3 Вт), 6 –

середньої потужності (0,3 Вт Рроз 1,5 Вт), 9 – великої потужності (Pроз > 1,5 Вт);

4), 5) – порядкового номера розробки технологічного типу НПП (числа від 01 до 99);

6) літери російського алфавіту, яка вказує на розподіл зазначеного технологічного

типу НПП на типономінали.

Можуть бути й додаткові позначення, пов’язані з модифікацією конструкції

безкорпусних приладів, із підбором діодів у пари чи четвірки.

Наприклад, АА113 – це арсенід-галієвий змішувальний діод, 2А605А – кремнієвий

помножувальний діод, АА739В – арсенід-галієвий помножувальний діод, 2Т963Б –

кремнієвий біполярний транзистор (БТ) великої потужності, 3П605М – арсенід-галієвий

польовий транзистор (ПТ) середньої потужності.

За конструктивно-технологічним виконанням НПП поділяють на монолітні

(виготовлені в єдиному технологічному процесі з інтегральною схемою, це найчастіше

GaAs-ПТ) і дискретні (окремі), а останні – на корпусні та безкорпусні.

Основні елементи структури НПП – електричні переходи (англ. – junction), які можуть

бути випрямними та невипрямними (омічними).

Випрямні переходи утворюються в місці контакта металу з напівпровідником чи на

межі поділу двох напівпровідників (НП) різного типу електропровідності; їх називають

відповідно М–НП- чи p–n-переходом. Для них підбирають матеріали з різним значенням

роботи виходу (потенціалом) електронів, унаслідок чого на межі поділу виникає контактна

різниця потенціалів, чи потенційний бар’єр, що сприяє протіканню струму в одному

190

напрямку й перешкоджає – в іншому. Завдяки цьому перехід має односторонню

провідність.

Зовнішні металеві виводи приладу мають омічний (невипрямний) контакт із

напівпровідником, для чого між металом і напівпровідником створюють тонкий шар

високолегованого напівпровідника того самого типу провідності, зазвичай із малою

контактною різницею потенціалів убік як металевого виводу, так і напівпровідника

(структура M–n+–n або M–p

+–p, де символ

+ означає високий ступінь легування).

Напівпровідниковим діодом називають електронний прилад з одним переходом і

двома виводами. Схеми заміщення діода НВЧ з елементами включення наведені у розд.

2.1.

3.2.2. Транзистори НВЧ

3.2.2.1. Структура і принцип дії біполярного транзистора Біполярний транзистор (БТ) – напівпровідниковий прилад із двома p–n-переходами,

що взаємодіють, і трьома виводами. У цих транзисторах використовуються носії обох полярностей, однак характер струму в приладі визначається переважно типом провідності емітера: електронний струм буває в разі n-емітера, дірковий – у випадку р-емітера. Біполярні транзистори НВЧ виготовляють за планарно-епітаксіальною технологією. Малопотужні (малошумні) БТ створюють на германієвих p–n–p-структурах (рис. 3.67.а) і все частіше на кремнієвих n–p–n-структурах (рис. 3.67.б), потужні – винятково на кремнієвих n–p–n-структурах, які мають кращі параметри завдяки більшій (приблизно вдвічі) рухливості електронів порівняно з дірками.

Тришарову структуру БТ умовно можна подати як зустрічне з’єднання переходів

емітер – база (Е–Б) та база – колектор (Б–К) (рис. 3.67).

У робочому режимі перехід Е–Б перебуває під прямим зміщенням, а перехід К–Б – під великим зворотним. Тому опір відкритого емітерного

переходу малий, і БТ керується струмом, на відміну від електро-вакуумного тріода,

керованого напругою на сітці. Лише невелика частина інжектованих з емітера в область бази основних носіїв встигає рекомбінувати в ній, створюючи струм бази іб; більшу частину носіїв захоплює прискорювальне поле колекторного переходу; вони утворюють

струм колектора ік = іе іб. Зворотне зміщення колектора зумовлює те, що його струм визначається струмом емітера, який практично не залежить від напруги колектора, тобто вихід і вхід БТ розв’язані. Тому БТ має односпрямоване підсилення, його колекторні характеристики майже горизонтальні, тобто вихідний опір Zвих набагато більше вхідного Zвх. Цим пояснюється назва транзистор – перетворювач опору (transfer of resistor). У коло колектора можна включити навантаження з великим опором й одержати підсилення сигналу за рахунок енергії джерела зворотного зміщення колектора.

Струм бази становить соті-тисячні частки струму емітера. Тому в схемі зі спільним

емітером (СЕ) (рис. 3.67.а) транзистор забезпечує велике підсилення струму h21е = =

=ік/іб>>1 та потужності:

вх.евихесневхвихе RRhRRhРРKP

2

21

2 >>1.

ік ік

іб

іб iе

iе К К

К

К Е

Е

Е Е

Б

Б

Б

Rн

Rн

p

p p n

n n

+

Uбе Uке Uеб Uкб

а б

Рис. 3.67

191

Тут припущено, що опір навантаження Rн і джерела сигналу Rс приблизно дорівнюють

відповідно Rвих та Rвх.е, оскільки на НВЧ намагаються узгодити вхід БТ із джерелом і

навантаження з виходом БТ для забезпечення стійкості підсилення, максимуму потужності

й мінімуму шумів.

У схемі зі спільною базою (СБ) (рис. 3.67.б) коефіцієнт передачі струму малий: h21б =

= ік/іэ < 1, однак підсилення потужності

вх.бвихбснб RRhRRhKP

2

21

2

21 > 1,

оскільки Rвх.б < Rвх.е. Зауважимо, що на НВЧ внаслідок зменшення коефіцієнта h21е різниця в підсиленні потужності схем із СБ та СЕ не така істотна.

3.2.2.2. Основні електричні параметри біполярного транзистора Транзистор НВЧ як активний прилад насамперед характеризують коефіцієнтом

підсилення потужності KP. Коефіцієнт шуму Kш вхідного малопотужного БТ має бути малий. Для потужних БТ важливі енергетичні параметри: вихідна потужність Pвих, ККД

колекторного кола к, розсіювана потужність Pроз.

Для реалізації потенційних можливостей транзистора в схемі конструктору потрібно знати також його вхідний і вихідний опори, яких зазвичай немає в довідниках; їх можна виміряти в діапазоні передбачуваних робочих частот або обчислити за допомогою параметрів схеми заміщення БТ, якщо такі відомі. Застосовують БТ переважно в тій області частот, де їх підсилення спадає зі зростанням частоти зі швидкістю приблизно 6 дБ/окт (рис. 3.68.а), тому в довідниках зазвичай зазначають, на якій частоті виміряно ті чи інші параметри БТ.

Частотні параметри БТ.

Для характеристики

частотних властивостей БТ

використовують поняття

максимальної частоти

генерації max, межової h21 і

граничної т частот. Частота

max – найбільша, на якій БТ

ще може генерувати

коливання у схемі

автогенератора. На цій частоті KP 0 дБ.

Межовими називають частоту h21е, чи , і частоту h21б, чи , на яких модуль

коефіцієнта передачі струму в схемі з )СЕ h21е) і в схемі з СБ (h21б) зменшується в 2

раз (на 3 дБ) порівняно з їх низькочастотними значеннями – відповідно 0 та 0.

Найчастіше НВЧ біполярні транзистори характеризують екстрапольованим

параметром – граничною частотою т, на якій |h21е| = 1. Граничну частоту практично

визначають так: на стандартній частоті вимірювання вим (однієї з ряду 300, 1000 та 3000

МГц), в області якої |h21е| спадає приблизно на 6 дБ/окт, вимірюють |h21е| і обчислюють т за

формулою т = |h21е|вим. Значення граничної частоти може становити 10…15 ГГц.

За означенням, т = 0/2 = 0/2.

У схемі з СБ гранична частота визначається простим співвідношенням

т = 1/(2ек), (3.40)

де ек – постійна часу затримки сигналу від емітера до колектора, яка дорівнює сумі

постійних часу: заряду емітерного та колекторного переходів, прольоту електронами бази

а

KР h21

схема СЕ

|h21е|

6 дБ/окт

(1/2)

0

0,70

|h21е|=1

1

0

0,70 схема СБ |h21б | 3 дБ

0 0,1т т max т 0 h21е h21б б

Рис 3.68

192

та збідненої області колектора. Інші параметри обчислюють за схемою заміщення

транзистора.

Схеми заміщення БТ. Більшість параметрів схеми заміщення БТ частотно-залежні, а параметри переходів і бази залежать ще й від зміщення та амплітуди сигналу. Зазвичай ідеться про малосигнальні параметри в порівняно вузькому діапазоні частот, де їх можна вважати незмінними для заданого режиму живлення.

В інженерній практиці часто користуються спрощеною Т-подібною схемою заміщення транзистора з СБ (рис. 3.69.а), без урахування параметрів виводів і паразитних прохідних ємностей базових і емітерних контактних площадок відносно колектора.

Вона містить

диференціальні параметри

відкритого емітерного

переходу Се та rе, бар’єрну

ємність активної частини

закритого колекторного

переходу Ска, еквівалентний

генератор струму іе та ін.

Така схема зручна й для

розрахунку шумів БТ, для чого потрібно виключити реактивності (вони не створюють

шуму), додати генератори дробових шумових струмів емітерного й колекторного переходів,

а в коло бази включити генератор ЕРС теплових шумів опору втрат бази rб1 (рис. 3.69.б).

Для транзистора з СЕ його Т-подібну схему заміщення легко одержати зі схеми рис. 3.69.а розворотом виводів Е та Б (рис. 3.70.а), причому всі параметри залишаються

незмінними, однак генератор струму іе треба замінити генератором струму іб та

збільшити в разів диференціальну провідність колекторного переходу (тепер Ска та

rка/). Якщо знехтувати втратами rка/ й rб2, позначити Ск = Ска + Скп, то одержимо схему рис. 3.70.б.

Визначимо за допомогою цієї схеми

два важливі параметри БТ.

Коефіцієнт підсилення та максимальна частота генерації. На НВЧ транзистор зазвичай узгоджують за входом і виходом із джерелом сигналу й навантаженням для одержання максимальної вихідної потужності. Якщо ще припустити, що паразитний зворотний зв’язок у БТ скомпенсовано зовнішнім колом без втрат, то його односпрямоване підсилення можна виразити через y-параметри схеми з СЕ:

KP = |y21|2[4Re(y11)Re(y22)]

1,

де, як випливає зі схеми рис. 3.8 б, |y21| = hg g т //rб1, Re(y11) = = g11 1/rб1 і

Re(y22) = g22 Ск тCк. Тоді

KP () т /(82rб1Ск), (3.41)

тобто коефіцієнт підсилення обернено пропорційний квадрату частоти (нахил АЧХ – 6

дБ/окт).

За означенням, на частоті max коефіцієнт підсилення потужності дорівнює одиниці,

тому зі співвідношення (3.7) випливає

max [т /(8rб1Ск)]1/2

= (4)1

(rб1Ск ек)1/2

.

i

i

iе iк rе rк

rе

rка rб1 rб1

rб1

Ска

Се Скп

іб

i2

ше = 2qIе i2

шк = 2qIк

e2

шб = 4kTrб1

Е

Б

К Е

Б К

Б Б а б

Скп

iб

iб

rб1 rб1 rб2 Ска rка/

Б Б К

К iб iк

Cк Cе Cе

rе rе

іе Е Е а б

Рис 3.69

Рис 3.70

193

Перевага отриманих наближених результатів – ясна фізична залежність частоти max

від величин, що піддаються вимірюванню: граничної частоти т, яку визначають за

обмірюваним значенням |h21е| чи за S-параметрами; опору rб1, який обчислюють за

результатами шумових вимірів; постійної rб1Ск, яку визначають через коефіцієнт

зворотної передачі напруги в схемі з СБ.

Зауважимо, що частота max практично не залежить від схеми включення БТ й тому

широко використовується для оцінки його можливостей. Значення max може досягати

10…20 ГГц, а БТ застосовують на частотах у 1,5…2 рази нижчих, де їх підсилення не

менше 3…6 дБ (див. вираз 3.41 і рис. 3.68).

Шуми в біполярному транзисторі. Для вхідних малошумних БТ коефіцієнт шуму Kш

– один з головних параметрів.

На НВЧ можна виділити теплові шуми, зумовлені опором бази rб1 (рис. 3.69.б);

дробові шуми емітерного та колекторного переходів, відповідно пропорційні струмам

Іе й Ік; шуми струморозподілу, пов’язані з флуктуаціями перерозподілу емітерного

струму між колектором і базою, що зростають пропорційно 2/(т)

2.

Зі збільшенням частоти коефіцієнт шуму зростає зі швидкістю приблизно 1…3 дБ/окт.

Шуми тим більші, чим більші напруга колектора та струм емітера. Мінімум Kш

досягається за струмів емітера, у кілька разів менших, ніж для максимуму підсилення. Це

потрібно враховувати, створюючи багатокаскадні підсилювачі. Коефіцієнт шуму

практично не залежить від схеми включення транзистора. Зауважимо, що коефіцієнт Kш

набирає мінімального значення в разі певної неузгодженості входу, але тоді підсилення

трохи зменшується.

Зовнішні параметри транзисторів. Через складність визначення параметрів схеми

заміщення (внутрішніх параметрів) нею користуються переважно розроблювачі БТ. Радіо

конструктор часто розглядає БТ як лінійний чотириполюсник з експериментально

вимірюваними зовнішніми параметрами за визначеного режиму роботи.

Зазвичай транзистори НВЧ не характеризують гібридними h-параметрами, оскільки в разі

їх вимірювання на НВЧ внаслідок сильного впливу паразитних індуктивностей і ємностей

практично неможливо забезпечити режими холостого ходу (ХХ) і КЗ. Вимірювані ж на

порівняно низьких частотах h-параметри через незнання точного закону їхньої частотної

залежності в широкому діапазоні не можуть характеризувати властивості БТ на НВЧ.

Найзручніші для опису властивостей БТ його S-параметри – комплексні елементи

матриці розсіювання, вимірювані на робочих частотах у відповідному робочому режимі

(малосигнальному для вхідних і з великими рівнями амплітуд – для потужних каскадів) у

разі включення БТ в стандартні ЛП з хвильовим опором = 50 Ом. Вимірювані S-пара-

метри широко використовують у графоаналітичних розрахунках підсилювачів за

допомогою колової номограми Вольперта – Сміта. Так, величини S11 і S22 дають змогу

однозначно знайти відповідно вхідний і вихідний опори БТ; фізичний коефіцієнт

підсилення потужності 2 2

21 111PK S S ; S12 – коефіцієнт зворотного зв’язку в БТ.

У разі комплексно-спряженого узгодження БТ за входом і виходом максимальне

значення підсилення потужності

2

22

2

11

2

21 11 SSSKP ,

причому абсолютна стійкість досягається за умови |S11| < 1, |S22| < 1.

194

3.2.2.3. Типи й застосування біполярного транзистора

Усе різноманіття БТ діапазону НВЧ умовно можна поділити на три типи: малошумні

(зазвичай малопотужні), середньої та великої потужності. Умовність такої класифікації

очевидна, оскільки зі збільшенням частоти коефіцієнт Kш біполярного транзистора зростає,

а вихідна потужність і коефіцієнт підсилення спадають.

Малошумні БТ використовують у вхідних каскадах приймальних пристроїв, БТ

середньої потужності – у підсилювачах і автогенераторах приймального та

передавального трактів станцій, а потужні – у вихідних каскадах передавачів.

Малошумні БТ. У робочій смузі частот у них має бути не тільки мале значення Kш,

але й якнайбільше підсилення потужності KР. Останнє зумовлене тим, що внаслідок

порівняно низького підсилення БТ (KР 6…10 дБ) вхідні підсилювачі приходиться

робити багатокаскадними. Сумарний коефіцієнт шуму підсилювача Kш обчислюють за

формулою (3.8) для каскадного з’єднання чотириполюсників. Очевидно, що Kш

багатокаскадного підсилювача значною мірою залежить від підсилення, тому вводять міру

шуму М = (Kш 1)KР /(KР 1) комбінований параметр для порівняння шумових

властивостей транзисторів з урахуванням їх підсилення.

Як було розглянуто раніше, БТ з вищою частотою т має більше підсилення (3.41) і

менший Kш. Звідси випливає, що потрібно підвищувати т, чого, згідно зі

співвідношенням (3.40), можна досягти переважно такими способами: по-перше,

зменшенням товщини бази до десятих-сотих часток мікрометра, завдяки чому

зменшується час прольоту бази та її опір; по-друге, підвищенням ступеня легування

колектора, що зменшує товщину колекторного переходу та час прольоту й опір колектора;

по-третє, зменшенням площі, а отже і ємності переходів. Однак друге призводить до

зменшення електричної міцності колекторного переходу, унаслідок чого знижується

робоча напруга колектора та вихідна потужність; третє зумовлює зменшення допустимого

струму, тобто вихідної потужності. Отже, малошумні БТ - малопотужні прилади.

Незважаючи на це, у вхідних підсилювачах вони працюють у лінійному режимі класу А

завдяки малому рівню сигналу. Зазвичай їх включають за схемою з СЕ, яка має перевагу

за стійкістю підсилення в разі роботи в класі А. Крім того, вхідний опір схеми з СЕ

більший, ніж у схемі з СБ; її легше узгодити з МСЛ.

Типовий режим малошумних БТ такий: Uк = 5…10 В, Iе = 1…2 мА. У діапазоні 1…5

ГГц їх коефіцієнт KР спадає приблизно з 12 до 5 дБ, а Kш зростає приблизно з 1,5 до 6,0

дБ.

Потужні БТ та транзистори середньої потужності. Від БТ середньої потужності, використовуваних найчастіше в передпідсилювачах, потрібно насамперед велике підсилення. Основним параметром потужних вихідних БТ вважають вихідну потужність Рвих, підвищення якої можна досягти збільшенням їх робочого струму. Однак за великих струмів бази через спад напруги на пасивній частині бази в планарних БТ виникає ефект відтиснення струму до країв емітера, у результаті чого струм БТ залежить не від площі емітера Sе, а від його периметра. Задачу збільшення периметра емітера без збільшення

його площі, оскільки т 1/Sе, розв’язують застосуванням зустрічно-штирової конструкції

емітера та бази; ширину штирів і відстань між ними зменшують до 1...2 мкм.

Незважаючи на дуже велику густину струму переходів, що доходить до 2 А/мм2,

лінійна густина становить не більше 100 мА/мм периметра емітера, тому в потужних БТ кількість штирів може досягати декількох десятків або сотень, довжина штирів – десятків мікрометрів, а периметр емітера – декількох тисяч мікрометрів. Це дає змогу одержати Рвих до десятків ват, однак через велику ємність емітера й колектора робочі частоти таких потужних БТ виявляються низькими, не більше 1...2 ГГц. Практично на 1 мм периметра емітера одержують не більше 0,5 Вт. Для підвищення Рвих включають

195

паралельно декілька зустрічно-штирових структур (комірок) на одному чіпі (кристалі) і навіть декількох чіпів у одному корпусі.

Для потужних БТ важливим енергетичним параметром є ККД колекторного кола к = Рвих/Р0, де Р0 = UкIк – потужність, споживана колектором від джерела живлення. Більшого ККД можна досягти в режимі класу С (з відсічкою колекторного струму); при цьому підвищується стійкість роботи схеми з СБ.

Унаслідок малого об’єму активної області БТ її температура може досягати 300 С. Отже, є серйозна проблема ефективного відведення тепла від колекторного переходу. Потужні БТ виготовляють із Si, теплопровідність якого втричі вища, ніж у GaAs. Підкладку колектора роблять досить тонкою, а чіп припаюють колекторним контактом до тепловідводу з BeО (теплопровідність якого лише вдвічі менша, ніж теплопровідність міді), припаяному, у свою чергу, до масивного металевого тепловідводу, котрий може бути з’єднаний з радіатором.

На порівняно низьких частотах НВЧ-діапазону потужність Рвих біполярного транзистора обмежена можливістю охолодження низьколегованої області колектора та

спадає пропорційно частоті. На вищих частотах вона обмежена небезпекою лавинного пробою колекторного переходу та швидкістю носіїв і спадає пропорційно квадрату частоти.

На НВЧ не тільки вхідний, але й вихідний комплексні опори БТ, особливо потужних, стають малими. Це утруднює узгодження БТ з МСЛ. Оскільки реактивності корпусу звужують смугу можливого узгодження, то деякі типи БТ

випускають безкорпусними з широкими смужковими виводами .

Потужні БТ можуть мати вбудовані всередині корпусу узгоджувально-трансформувальні LC-кола, що забезпечують трансформацію низьких комплексних опорів у вхідний і вихідний опори на виводах БТ до 50 Ом. Це дає змогу включати їх

безпосередньо в 50-омний мікросмужковий тракт. Завдяки внутрішньому узгодженню БТ вдвічі розширюється їх робоча смуга частот, підвищується ККД й вихідна потужність, надійність роботи, полегшується настроювання підсилювачів і зменшується їх

чутливість до зміни параметрів навантаження.

Недолік БТ – паразитна прохідна ємність Скп, вплив якої великий в НВЧ діапазоні

(див. схеми рис.3.69.а, та рис. 3.70. а). Схема з СБ працює стійкіше на НВЧ, ніж схема з

СЕ, тому потужні БТ з робочими частотами вище 1 ГГц випускають переважно для

використання в схемі з СБ. У такому разі верхня робоча частота БТ може перевищувати

т, і підсилення потужності більше, ніж у схемі з СЕ. Стійкість схеми з СБ в разі роботи

БТ в класі С лише небагато гірша.

Схему зі спільним колектором (СК) використовують переважно для потужних

автогенераторних БТ, у яких колектор припаяно безпосередньо до фланця корпусу, чим

забезпечуються оптимальні умови охолодження приладу.

Біполярні транзистори використовують на частотах приблизно до 10 ГГц. ККД

колекторного кола потужних БТ в низькочастотній частині НВЧ діапазону становить

десятки відсотків (до 50 % на 1 ГГц) і зі зростанням частоти спадає до 15…20 %. Оскільки

для НП приладів НВЧ коефіцієнт якості Pвих2

= const, їх вихідна потужність

зменшується від 100 Вт до часток вата (їх використовують навіть у разі підсилення лише

3…6 дБ). Напруга живлення колектора відповідно дорівнює 28…15 В.

3.2.2.4. Будова та принцип дії однозатворних польових транзисторів

Польові НВЧ транзистори виготовляють із GaAs n-типу провідності за планарно-

епітаксіальною технологією із затвором на бар’єрі Шотткі.

196

Розглянемо будову польового транзистора з бар’єром Шотткі (ПТШ) та схему

подачі живлення, подану на рис. 3.71, де 1-n-шар з N 2 107см

3; 2-n- канал; 3 –

збіднений шар.

Геометричні розміри його

контактної системи приблизно

такі самі, як у БТ, однак

електроди витоку В та стоку С

мають омічні контакти з

напівпровідником. У цій схемі

спільним електродом є витік.

На керувальний електрод –

затвор З на бар’єрі Шотткі –

подають зворотне зміщення Uзв,

тому його струм дуже малий, приблизно 109

А, завдяки чому вхідний

резистивний опір ПТШ великий.

Полярність напруги живлення Uсв така, щоб електрони в тонкому

епітаксіальному n-каналі 2 рухалися від витоку до стоку. Струм через навантаження Zн

визначається опором каналу, що залежить від напруги на затворі Uзв: чим більша зворотна

напруга, тим більша товщина збідненої області бар’єра Шотткі під затвором 3, тим менша

активна, провід-на частина n-шару; опір каналу зростає, а струм стоку Iс зменшується.

Отже, на відміну від біполярного транзистора, ПТШ керується напругою й

характеризується крутістю S = Iс/Uзв, яка досягає десятків міліампер на вольт. Його

вихідні ВАХ (залежність Iс від Uсв для Uзв = const) мають пентодний вигляд, вихідний

опір великий. Відзначимо деякі переваги ПТШ порівняно з БТ. Завдяки простішій і

досконалішій технології виготовлення ПТШ мають менший розкид електричних

параметрів. Струм у них тече не через p–n-переходи, а між омічними контактами в

однорідному середовищі каналу, тому ПТШ мають більшу лінійність ВАХ. У них немає

шумів струморозподілу, а густина струму може бути більшою; отже, рівень шумів ПТШ

менший, віддавані потуж-ності більші. Швидкість руху електронів у GaAs, з якого

виготовляють ПТШ, приблизно вдвічі більша, ніж у Si, а замість ємностей емітерного й

колекторного переходів у ПТШ є порівняно мала ємність зворотно зміщеного бар’єра

Шотткі затвора, тому вони можуть працювати на вищих частотах – до 90...120 ГГц.

Внутрішній зворотний зв’язок через паразитні ємності в ПТШ незначний, підсилювачі на

них працюють стійкіше в широкому діапазоні частот. Незважаючи на те, що

теплопровідність GaAs втричі менша, ніж теплопровідність Si, БТ поступаються перед

ПТШ за вихідною потужністю вже на частотах 4...5 ГГц, а за коефіцієнтом шуму – на

частотах вище 1,0...1,5 ГГц.

Нині на ПТШ можна створити твердотільні пристрої НВЧ практич-но будь-якого

призначення в діапазоні від ДМХ до ММХ.

Схема заміщення ПТШ потрібна для розрахунків підсилення, частотних

характеристик і узгодження ПТШ за входом і виходом. Наведемо спрощену схему

заміщення ПТШ для малого рівня сигналу (рис. 3.72.а). Тут підсилювальні властивості

ПТШ характеризуються

крутістю S; ємність стік –

затвор Ссз визначає ступінь

паразитного зворотного

зв’язку; ємність затвор –

витік Сзв є частиною вхідного

опору; Rзв – опір частини каналу між затвором і витоком, не перекритої

– +

Zн

+ Uзв Uвх lз

Wз

С

3 1 2 0

,2 м

км

80 м

км

GaAs ( 107 Ом·см)

Rз Rс

Rзв Rсв Rсв Rзв

Rв

Cсз Cсз

Cсв Cсв

Cзв Cзв

З З С С

Lв

В В а б

Suзв

Suзв

Рис 3.71

Рис 3.72

197

збідненим шаром бар’єра Шотткі (див. рис. 3.71); Rз – опір металізації затвора; Rв та Rс –

опори частин епітаксіального n-шару на ділянках В–З і З–С, що не залежать від Uзв і

включають опір омічних контактів В та С; Rсв – диференціальний вихідний опір; ємність

стік – витік Ссв – частина вихідного опору.

Із виводів ПТШ на схемі заміщення показано лише індуктивність Lв спільного

електрода – витока, яка найбільшою мірою впливає на його підсилення.

Уважаючи, що Rз Rв Rс Lв 0, одержимо схему на рис. 3.72.б, придатну для

розрахунків узгодження ПТШ із джерелом сигналу й навантаженням.

Частотні властивості ПТШ. Працездатність ПТШ на НВЧ, як і працездатність БТ,

характеризують частотами max та т:

maх = 0,5т[(Rзв + Rв + Rз)/Rсв + 2тRзСсз]1/2

4т(2RзСсз)1/2

,

т = S/[2Сзв(1 + (Rв + Rс)/Rсв) + SRв)] S/(2Сзв) = (2)1

,

де Cзв/S lз /v половина часу прольоту електронів через канал зі швидкістю v.

Швидкість електронів у GaAs має межу (насичення) vнас 1,4 105 м/с, тому зусилля

розроблювачів спрямовані на створення ПТШ із затворами субмікронних розмірів (lз < 0,1

мкм). Великий вплив на max має при цьому зростання Rз; для його зменшення металізацію

затвора виконують із відношенням товщини до довжини більше одиниці, зменшують

ширину затвора Wз (див. рис. 3.71). У цьому напрямку створено ПТШ з робочими

частотами до 90 ГГц, однак унаслідок дедалі більшого впливу крайової ємності затвора та

зростання Rз спосіб подальшого зменшення довжини затвора lз малоефективний.

Подальший прогрес пов’язують із новими структурами та принципами дії приладів.

Підсилення ПТШ спадає приблизно зі швидкістю 6 дБ/окт. Максимально можливе

підсилення в разі узгодження входу й виходу на малому сигналі для схеми заміщення на

рис. 3.10, а можна записати так:

KP = (т/)2[4(Rз + Rзв + Rв+ тLв)/Rсв + 4тСсз /(2Rз + Rзв + Rв + 2тLв)]

1.

Звідси видно, що всі раніше розглянуті заходи для збільшення т чи max, а також

зменшення Rв та Lв витоку сприяють зростанню підсилення, яке може досягати 10 дБ у

діапазоні ММХ.

Шумові властивості ПТШ. Найважливіша перевага ПТШ, що зумовила широке

застосування їх у приймальних пристроях, – малий рівень шумів.

Крім теплових шумів опорів витоку, затвора й каналу, у ПТШ є шуми перетворення

енергії внаслідок зіткнення електронів із кристалічними ґратами напівпровідника та

домішками (шуми генерації-рекомбінації), а також шуми міждолинного розсіювання

електронів, що виявляються тільки в GaAs у разі великих напруженостей поля.

На зниженні рівня шумів сильно позначається зменшення довжини затвора lз (за

умови, що опір Rз малий), меншою мірою – зменшення його ширини Wз.

Однак на частотах нижче 1 ГГц шуми ПТШ різко зростають за законом, близьким до

1/, що, можливо, пов’язано з поверхневими станами напівпровідника. До того ж

виявляються дробові шуми струмів витоку. Застосування покриття полікристалічною

плівкою GaAs знижує ці шуми, поліпшує стабільність параметрів і надійність ПТШ.

198

Малошумні ПТШ. Для зменшення коефіцієнта Kш в малошумних ПТШ виконують

затвори не тільки з малою довжиною lз, але й з малою шириною Wз; останнє зумовлює

зменшення струму приладу та його потужності насичення. На відміну від БТ, умови

мінімуму Kш та максимуму підсилення збігаються. Оптимальне за коефіцієнтом Kш

значення ширини затвора Wз відповідає узгодженню входу транзистора із джерелом,

коли Zвх (Сзв)1

= МСЛ = 50 Ом (рис. 3.72.б).

Наприклад, на частоті 22 ГГц потрібна ємність Сзв 0,14 пФ, що відповідає

експериментально визначеній ширині затвора Wз = 75 мкм.

Розглянемо будову малошумного транзистора ММХ із заглибленим V-подібним затвором

довжиною 0,25 мкм, з’єднаним із виводом затвора золотими дротяними повітряними

перемичками (рис. 3.73, де 1 – епітаксіальний n-шар GaAs; 2 – напівізолювальна GaAs

підкладка). На частоті 32 ГГц

транзистор мав підсилення 7 дБ і Kш

2,6 дБ.

На відміну від БТ, у ПТШ

переважають шуми теплового

походження, тому особливо ефективним

виявляється його охолодження, що

знижує Тш в 3 – 6 разів. Наприклад, за

фізичної температури Т = 20 К одержують Тш < 20 К на частоті = 4…5 ГГц,

що порівняно з Тш охолоджуваного параметричного підсилювача. Чудово, що

водночас підвищується підсилення ПТШ на 6…16 дБ (у більшій мірі в міліметровому

діапазоні), оскільки в GaAs, на відміну від Si, з охолодженням зростає рухливість

електронів і їх дрейфова швидкість, що зумовлює зростання max та підсилення.

Неохолоджуваний ПТШ має Тш 60 К у діапазоні 2…6 ГГц, а в діапазоні 20…30 ГГц коефіцієнт шуму Kш не перевищує 2 дБ. Такі унікальні шумові параметри ПТШ визначають їх повсюдне застосування в радіоелектроніці НВЧ до ММХ включно.

Типовий режим живлення малошумних ПТШ такий: напруга стоку до 3…4 В, струм стоку близько 10 мА.

Потужні ПТШ. До основних параметрів потужних ПТШ можна віднести вихідну потужність, ККД та потужність розсіювання.

У діапазоні частот нижче 1 ГГц використовують Si–МДНП-транзистори з V-

подібним затвором Шотткі, однак на > 1 ГГц потужні ПТШ з GaAs мають вищі

показники, ніж транзистори на Si. Якщо їх порівняти за коефіцієнтом якості (Pвих2 = const),

то завдяки вдвічі більшій швидкості електронів прилади на GaAs можуть бути вчетверо потужнішими кремнієвих ПТШ на тій самій частоті. Оскільки рухливість електронів у каналі ПТШ принаймні втричі вища в GaAs, ніж у Si, то потрібна потужність Pвх менша в стільки ж разів. Отже, власний коефіцієнт KР ПТШ на GaAs може бути майже в 12 разів більший, ніж KР приладу на основі кремнію.

Ефективний спосіб одержання великих Рвих – збільшення сумарної ширини каналу

Wз транзистора застосуванням в одному корпусі декількох чіпів, на кожному з яких

створено кілька багатозатворних комірок: наприклад, у ПТШ з розмірами Wз 20…40 мм отримано близько 10 Вт на частоті 10 ГГц із підсиленням 3 дБ і ККД до 20…30 %.

Безкорпусний ПТШ при Wз = 1,2 мм (20 штирів lз Wз = 0,7 60 мкм) забезпечував потужність 1,1 Вт на частоті 20 ГГц з підсиленням 5 дБ і ККД 19 %, а на частоті 30 ГГц – до 0,74 Вт.

На частотах вище 2…3 ГГц потужні ПТШ перевершують БТ за потужністю. До того ж завдяки високій лінійності ВАХ такі транзистори можуть працювати в режимі класу А з

SiO2

B

З С

С

B B

З

1

2

Рис 3.73

199

З1 З2 С

1

GaAs

малими інтермодуляційними спотвореннями та широко використовуються в лінійних підсилювачах.

Типова напруга зміщення стоку потужних ПТШ Uсв = 8…10 В, струм стоку – до одиниць ампер.

3.2.2.5. Двозатворні польові транзистори з бар’єром Шотткі Удосконалювання польових приладів зумовило створення ПТШ з двома затворами

(ДЗПТШ, або польових тетродів). Одну з можливих структур такого транзистора показано

на рис. 3.74, де 1 – n-канал.

Електроди витоку та стоку мають омічні контакти. Виток зазвичай заземлено, а на стік подають позитивне зміщення Uсв. Електрони дрейфують у n-каналі, послідовно проходячи під двома затворами.

У разі однакового зміщення на затворах через спад частини позитивної напруги Uсв в напівпровіднику каналу 1 товщина збідненого шару під другим затвором (З2) більша, ніж під першим (З1), і для вирівнювання густини струму за довжиною каналу перший затвор заглиблено на 0,05.…0,10 мкм, що зумовлює зростання підсилення та зниження шумів.

Умовне позначення ДЗПТШ на схемах показано на рис. 3.75.а. Схему заміщення тетрода можна подати у вигляді каскодного з’єднання однозатворних ПТШ – першого зі спільним витоком (СВ), другого – зі спільним затвором (СЗ), як на рис.

3.75.б.

Вихідний струм першого

транзистора Iс1 є вхідним для

другого. Якщо напруга Uс1в

більша напруги насичення

стоку С1, то перший транзистор

працює як ідеальне джерело струму для другого. Зміщення на другому затворі Uз2в

ефективно керує напругою Uс1в, що відкриває більші функціональні можливості в

застосуванні ДЗПТШ порівняно з ПТШ.

Друга перевага ДЗПТШ полягає в тому, що він стійкий у ширшій смузі частот і дає

більше підсилення, ніж ПТШ, завдяки меншій провідності зворотного зв’язку. Оскільки

другий затвор заземлено, то через ємність стік – другий затвор немає зворотного зв’язку, а

в першому транзисторі зворотний зв’язок у стільки разів слабший, ніж в однозатворному

ПТШ, у скільки разів напруга Uс1в менша повної напруги Uсв.

Із цієї самої причини зменшується вплив напруги Uсв на вихідні характеристики

ДЗПТШ, отже, його вихідний опір більший, ніж опір в однозатворного ПТШ. Однак

останнє разом із більшою вихідною ємністю тетрода через наявність другого затвора

зумовлює різкіший спад підсилення поблизу граничної частоти та більше зростання

шумів, ніж у ПТШ. Тому односпрямоване підсилення тетрода спадає зі швидкістю 12

дБ/окт. Зауважимо, що частота т2 другого транзистора майже на порядок нижча від т1

переважно через більшу ємність другого затвора (див. рис. 3.74), меншу крутість і більший

вихідний опір другого транзистора. Це варто враховувати, використовуючи ДЗПТШ як

багатофункціональний прилад, наприклад, у перетворювачах частоти.

Uс1с Uc1з

З2

З1

С С

Сбл З2

С1

–

–

+

+

+

+

–

Ic Ic1

З1

Uз2в Uз1в Uсв Uз1в

Uс1в Uз2в

В В

Рис 3.74

а б Рис 3.75

200

Двозатворні ПТШ поступаються за частотою max однозатворним такої самої геометрії,

а їх коефіцієнт шуму на 1…2 дБ більший. Однак, завдяки двом керувальним електродам і

великій розв’язці входу від виходу їх усе ширше застосовують як підсилювачі з

регульованим підсиленням, двовходові змішувачі з підсиленням, швидкодійні ключі в

комутаторах і фазообертачах, керовані обмежники потужності тощо. Відомо, що ДЗПТШ

із затвором 0,5 150 мкм використовували на частоті 30 ГГц.

Увага! Енергія вигоряння польових приладів біля (1…4) 107

Дж, тому потрібно

забезпечувати їх живлення від стабілізатора напруги та захищати від перевантажень

за входом обмежником із високою швидкодією.

Висновки

Для підвищення частотних меж роботи НВЧ напівпровідникові діоди та транзистори

виготовляють із малими індуктивностями виводів і малими розмірами переходів, що

неминуче спричинює зменшення пробивної напруги та вихідної потужності.

Широко застосовують діоди з бар’єром Шотткі та польові транзистори з бар’єром

Шотткі як найменш інерційні прилади.


1. Назвати види НВЧ діодів, їх типові параметри та застосування.

2. Які особливості НВЧ біполярних транзисторів? Викласти їх типові параметри та

застосування.

3. Охарактеризувати види ПТШ; викласти їх типові параметри та застосування.

Пояснити принцип дії та зазначити застосування ДЗПТШ.

3.2.3. Напівпровідникові генератори та підсилювачі потужності

3.2.3.1. Загальна характеристика

Напівпровідникові генератори та підсилювачі потужності широко використовують у

техніці зв’язку та радіолокації, у вимірювальній і медичній техніці, пристроях охоронної

сигналізації, для радіофізичних досліджень і т. ін.

Розрізняють генератори та підсилювачі малої, середньої та підвищеної потужності,

що, наприклад, у сантиметровому діапазоні відповідає вихідній потужності в десятки

міліват, сотні міліват, одиниці й десятки ват. Як активні елементи використовують БТ,

ПТШ, лавинно-пролітні діоди (ЛПД), діоди Ганна (ДГ).

На частотах до 3 ГГц БТ перевершує інші активні елементи за KР, ККД та Рвих.

Потужності сучасних БТ не перевищують 200…500 Вт у діапазоні частот до 100 МГц, 100 Вт

на частотах до 1 ГГц, і одиниць-десятих часток вата – із наближенням до частоти 10 ГГц.

Основний недолік БТ труднощі узгодження в смузі частот більше 10...15 %. У

діапазоні 3…6 ГГц використовують як БТ, коли важливе велике значення ККД, так і ПТШ,

якщо відносна смуга частот – понад 15 %.

На частотах 6...18 ГГц за смугою, підсиленням і ККД підсилювачі на ПТШ

переважають діодні. Для одержання великих значень потужності в короткохвильовій

частині сантиметрового діапазону й у міліметровому діапазоні використовують ЛПД та

ДГ.

Основні електричні параметри генераторів такі: генерована потужність Р; ККД;

робоча частота f або діапазон її перестроювання fmin...fmax; стабільність частоти та

201

потужності коливань; рівень шумів поблизу несучої (якщо немає модуляції), чистота

спектра коливань; максимальне значення КСХ навантаження; стійкість до клімато-

механічних, радіаційних, акустичних і електромагнітних впливів.

Підсилювачі потужності характеризують смугою робочих частот fmin...fmax і рівнем

вихідної потужності Рвих у ній; ККД; коефіцієнтом підсилення KР, його нерівномірністю

(АЧХ) і стабільністю, межами регулювання; коефіцієнтом шуму та ін.

Відомо кілька визначень максимальної вихідної потужності підсилювача Рmax. Для

лінійного підсилювача за Рmax часто вибирають таке значення Рвих, за якого коефіцієнт

підсилення зменшується на 1 дБ порівняно з його малосигнальним значенням. Іноді в разі

підсилення декількох сигналів за Рmax беруть значення Рвих, за якого виявляються

однаковими вихідні потужності внаслідок основного перетворення й інтермодуляції 3-го

порядку.

У низькочастотній області діапазону НВЧ вихідна потужність пропорційна 1/f і

обмежена небезпекою теплового пробою; у високочастотній області робочих частот

ця потужність обмежена інерційністю приладу та напругою електричного пробою;

вона спадає приблизно за законом 1/f 2.

Коефіцієнт корисної дії підсилювачів потужності в разі невеликого його значення

визначають так:

чи

де Р0 потужність, споживана від джерела живлення.

У транзисторних підсилювачах потужності важливу роль відіграють УК, найчастіше

на МСЛ. Вхідне УК узгоджує комплексний вхідний опір транзистора з вихідним

резистивним, найчастіше 50-омним, опором джерела сигналу. Вихідне УК трансформує

опір навантаження в такий, за якого транзистор працює в найвигіднішому енергетичному

режимі.

Щоб запобігти збудженню паразитних низькочастотних коливань (на частотах

одиниці – десятки кілогерц), у коло живлення активного елемента включають іноді

антипаразитний ланцюжок: паралельно блокувальному LC-фільтру послідовно з’єднані

резистор та індуктивність чи послідовно до нього паралельно з’єднані резистор і ємність.

Для збільшення вихідної потужності в одному корпусі поєднують кілька діодів або

транзисторів, реалізують складання потужностей декількох підсилювачів (генераторів) у

вільному просторі – у фазованих антенних решітках (ФАР) або за допомогою схем

складання. Останні можуть бути побудовані на квадратурних чи синфазно-протифазних

мостах, двоканальних синфазних суматорах, резонаторах і на ЛП, що розгалужуються. В

останньому випадку застосовують ПБХ.

Підсилювачі потужності часто будуються за балансною схемою (рис. 3.76), яка має

такі переваги:

можливість поєднання

режимів максимального

підсилення та мінімального

коефіцієнта шуму;

збереження (зниженого

приблизно на 6 дБ) підсилення,

якщо один із підсилювачів вийде

з ладу;

збільшений динамічний діапазон (на кожен підсилювач попадає тільки половина

)/( 0PPP вхвих вих вх 0η ( ) / ,P P P

Рвх

Рвих

0,707 90 1 0 K1

K2 0,707 0

0,707K1 90

0,707K2 0

0,5K1 90

0,5K2 90

0,5K1 180

0,707K2 0

Рис 3.76

202

потужності, яка надходить);

можливість каскадування без застосування вентилів (циркуляторів);

широкосмуговість (мости більш широкосмугові, ніж вентилі).

Недоліком балансних підсилювачів є те, що потрібно підбирати підсилювачі пліч

з однаковими характеристиками в усьому робочому діапазоні частот (або підстроювати їх), а також високоякісні мости (з розподілом потужності навпіл і

постійним зсувом фази 90°).

Найістотніший фактор, що обмежує одержання великих вихідних потужностей –

перегрів активної зони НПП, особливо діодів, через малий ККД. Для відведення тепла прилади монтують на тепловідводах із міді; якщо електрод не можна заземлити – з

берилієвої кераміки чи алмазу (теплопровідність якого в 5...6 разів більша, ніж у міді).

Тепловий опір між активним тепловидільним елементом і тепловідводом має бути

більшим ніж 0,5...0,8 °С/Вт. Від матеріалу основи, з одного боку, залежить якість

тепловідведення, а з іншого узгодженість із коефіцієнтом температурного розширення матеріалу підкладки, тобто стійкість до термоциклювання.

Застосовують і примусове охолодження приладів і їх радіаторів, охолодження за

допомогою теплових трубок. Охолодження активного елемента лише на 10 °С може

збільшити на порядок час напрацювання на відмову.

Генератори НВЧ складаються з активного елемента, кола живлення, коливальної

системи, елементів перестроювання (чи підстроювання) частоти, рознімання для

виведення енергії до навантаження.

Власна стабільність коливань автогенератора НВЧ часто виявляється недостатньою.

Тому в разі потреби застосовують параметричну та кварцову стабілізацію, термокомпенсацію, автопідстроювання, синхронізацію, а також стабілізацію частоти

високодобротними резонаторами. Найбільш добротні об’ємні резонатори з матеріалу з

малим ТКР, наприклад інвару, використовують у діапазоні від ДМХ до ММХ, однак вони

погано сполучаються з мікроелектронними пристроями, їх вібро- та кліматостійкість недостатня. Усе частіше застосовують генератори з діелектричними й ПАХ-резонаторами.

Для підвищення стабільності частоти автогенератори зазвичай працюють на зменшених

потужностях (до 10 мВт) і слабко зв’язані з навантаженням, їх часто термостатують.

Перестроювання генераторів за частотою може бути механічним і електронним. Механічне перестроювання виконується зміною довжини резонатора поршнем, уведенням підстроювального гвинта з металу чи діелектрика, зміною ємнісного зазору резонатора.

Для швидкого, зі швидкістю до 20 МГц, електронного перестроювання частоти генерованих коливань у межах до октави використовують варактори. Перестроювання

сферами ЗІГ більш інерційне (швидкість до сотень герц), але його лінійність вища, вихідна потужність автогенератора змінюється в меншій мірі, діапазон перестройки може бути більший октави; швидке перестроювання у менших межах здійснюють завдяки додатковій

котушці з малою індуктивністю. У невеликих межах біля відсотка процента перестроювати генератори можна електронним зміщенням частоти, зумовленим зміною живильної напруги чи струму.

Основними напівпровіднико-

вими джерелами підвищеної

потужності на частотах понад 10

ГГц є генератори на лавинно-

пролітних діодах (ГЛПД) і діодах

Ганна (ГДГ). Негативна динамічна

провідність цих діодів (рис.3.77)

Рис 3.77

203

дає змогу використовувати їх і для підсилення коливань.

3.2.3.2. Пристрої НВЧ на лавинно-пролітних діодах Лавинно-пролітні діоди – це прилади НВЧ із негативною динамічною провідністю

(рис. 3.77.а) в режимі лавинного пробою p–n-переходу. Отже, пристрої на ЛПД є регенеративними.

Принцип дії генераторів і підсилювачів на ЛПД можна пояснити за допомогою рис. 3.78, на якому зображено ЛПД у вигляді p

+–n-переходу з підключеними до нього

коливальною системою та джерелом живлення (рис. 3.78.а), розподіл електричного поля вздовж діода (рис. 3.78.б) і вольт-амперна характеристика ЛПД (рис. 3.78.в).

Напруженість поля Е0, що

виникає в діоді під впливом

зворотного зміщення U0,

розподіляється пропорційно

опору ділянок діода. Вона

максимальна в місці

контакта p+- та n-областей,

де й виникає шар лавинного

розмноження носіїв

(заштрихований на рис. 3.78.а), і має менше значення в

іншій частині збіднених шарів переходу. Зміщення U0

підбирають таким, щоб робоча точка на ВАХ була поблизу межі лавинного пробою. Тому

живлення пристроїв на ЛПД

реалізують стабілізатором струму

(І0стабіл на рис. 3.78.в).

Коли змінна напруга U~ (яка

має флуктуаційне походження в

генераторі чи підведена у вигляді

сигналу в підсилювачі) додається до

напруги зміщення U0, поле в шарі

розмноження досягає пробивного

значення Е = Е0 + Е~ Епр (рис.

3.78.б, 3.79.а), за якого починається

процес ударної іонізації атомів

кристала рухливими носіями

заряду. Це зумовлює пробій лавинне наростання кількості електронно-діркових пар і

різке збільшення струму через діод. Під час негативного півперіоду E~ (рис. 3.79.а)

напруга на p+–n-переході зменшується, процес лавинного розмноження носіїв

припиняється.

Максимальне значення струму лавини внаслідок інерції самого процесу її утворення

запізнюється за фазою приблизно на /2 щодо максимуму змінної напруги. Від цього

моменту (коли фаза НВЧ поля = , напруга E~ впала до нуля) вимірюють кут прольоту

(нагадаємо, що в ЕВП кут прольоту вимірюється відносно = 0). Згусток електронів 3, що сформувався в шарі розмноження, дрейфує в збідненій n-області до катода 1 (плюса джерела U0) і гальмується в негативному півперіоді поля НВЧ E~, віддаючи йому енергію. Вплив дірок можна не враховувати, тому що вони швидко проходять збіднений шар p

+-області

малої довжини в бік анода 2.

Унаслідок скінченності швидкості дрейфу електронів (vдр 105 м/с) у збідненій n-

області довжиною L кут її прольоту 0 дорівнює 0L/vдр (рис. 3.79.а). Якщо кут прольоту

0 = , згусток електронів гальмується протягом всього проміжку часу, тому віддавана ним

z, E

E~ E0

1 U

L

E~E

0

3

2

t 0

а

/2

б

G

0 2 4 6

б)

в)

Рис.3.64

Рис.3.79

Рис 3.78

в)

Рис 3.79

204

потужність (і негативна провідність діода G на рис. 3.79.б) максимальна. Оптимальному

кутові прольоту 0опт = відповідає пролітна частота пр, ГГц (якщо L вимірюється в

мікрометрах):

пр = 0оптvдр /(2L) = vдр /(2L) 50/L.

У разі перестроювання коливального контуру кут прольоту відхиляється від оптимального

значення, а потужність зменшується. Перестроюванням коливальної системи можна

досягти генерації ГЛПД в октаві. Розглянутий режим роботи ЛПД, який в англомовній

технічній літературі називають IMPATT (IMPact Avalanche and Transit Time – ударна

іонізація та пролітний час), є основним режимом генератора на ЛПД.

Конструктивне виконання ГЛПД та ГДГ подібне. Їх коливальними системами є

резонатори, частіше у вигляді закорочених відрізків хвилеводів, коаксіальних або

мікросмужкових ліній. У хвилевідних конструкціях узгодження низькоомного діода з

великим хвильовим опором ЛП досягається застосуванням відкритих радіальних

(дискових) резонаторів або розміщенням діода в товстій ємнісній діафрагмі.

Зв’язок із навантаженням здійснюється за допомогою східчастого трансформатора

чи діафрагми. Вузол кріплення діода в резонаторі має забезпечувати надійний

електричний контакт і тепловідведення.

Показана на рис. 3.80 хвилевідна конструкція генератора містить:

хвилевідний вихід 1, гвинт регулювання зв’язку 2,

вікно зв’язку 3, ЛПД 4, підстроювальний гвинт резонатора 5, тороїдний резонатор 6, НВЧ-дросель 7, ввід для подачі напруги живлення 8.

Резонатор забезпечує одержання потрібного значення НВЧ напруги на діоді, компенсацію реактивного опору p

+–n-переходу ЛПД і

оптимальний зв’язок діода з навантаженням на частоті автоколивань.

Генератори на ЛПД працездатні в діапазоні

частот від одиниць до 300 ГГц, віддаючи потужність

відповідно від вата до одиниць міліват на один діод із

ККД від 20 % до одиниць відсотків.

Можна збільшити їх потужність і ККД майже вдвічі, використовуючи двопролітні

діодні структури p+–p–n–n

+, у яких генерована на межі p – n-шарів лавина носіїв

розділяється на два протилежні потоки: елек-трони дрейфують у n-шарі до плюса джерела

зміщення, дірки – у p-шарі до мінуса, взаємодіючи з полем НВЧ та віддаючи йому

енергію.

Для одержання великої потужності в один резонатор (чи у зв’язані резонатори)

включають декілька ЛПД (до 10 – 12), які працюють на спільне навантаження; генеровані

цими діодами НВЧ коливання виявляються взаємно синхронізованими та складаються.

Як видно з рис. 3.78.в, коливання струму ЛПД мають складну форму. Вони багаті

вищими гармоніками, тому, підключаючи до ЛПД додатковий резонатор, можна виділити

потрібну гармоніку коливань основної частоти.

Генератори шуму на ЛПД . Генератори шуму (ГШ) використовують як еталонні

джерела для виміру власних шумів генераторів і підсилювачів, для контролю чутливості

приймальних пристроїв, як генератори передавачів завад і т. ін. Генератор шуму на ЛПД

складається з діода та генераторної секції, хвилевідної, коаксіальної чи мікросмужкової.

Рис.3.80

205

Дія ГШ ґрунтується на флуктуаціях струму, що виникають у разі електричного пробою

зворотно зміщеного p–n-переходу.

Основний параметр генератора – спектральна густина потужності шуму, виражена в

децибелах відносно kТ0.

Наприклад, ГШ типу М5201-15 у діапазоні 0,1…26 ГГц забезпечує спектральну

густину шумів 13…18 дБ відносно kТ0. Напруга живлення дорівнює 36 В, струм – 20…35

мА, маса – 80 г, вивід НВЧ – коаксіальний із хвильовим опором 50 Ом.

Підсилювачі на ЛПД (ПЛПД) зазвичай працюють у IMPATT-режимі, забезпечуючи

підсилення 5…10 дБ на каскад у смузі частот до 20 % із вихідними потужностями в

сантиметровому діапазоні близько вата й ККД в одиниці відсотків; однак коефіцієнт шуму

ПЛПД дуже великий – більший 20 дБ.

Напруга живлення ЛПД в підсилювачах та генераторах зазвичай становить десятки

вольт, потрібна стабілізація живильного струму.

3.2.3.3. Пристрої НВЧ на діоде Ганна Діод Ганна – це невеликої довжини кристал GaAs n-типу з двома омічними виводами.

Така структура не діє як випрямляч. Однак якщо до подібного приладу прикласти

постійну напругу, то на його ВАХ є спадна ділянка (рис. 3.77.б), завдяки чому можливі

генерація й підсилення коливань НВЧ.

Принцип дії ДГ полягає в перенесенні електронів з однієї енергетичної зони в іншу

та пов’язаних із цим змінах властивостей електронів. Як показано на енергетичній

діаграмі (рис. 3.81.а), коли немає зовнішнього поля в GaAs, за кімнатної температури

електрони провідності цілком іонізованих атомів донорної домішки заповнюють дно

нижньої підзони 1 зони провідності; верхня підзона 2 не зайнята електронами. Якщо

напруженість прикладеного поля менша критичної, електрони залишаються в підзоні 1 і

рухаються в періодичному полі кристалічної ґратки GaAs як частинки з малою

ефективною масою m1 0,072 m0 (m0 – маса спокою вільного електрона) і високою

рухливістю 1 0,8 м2/(В с).

Зі зростанням

напруженості поля до

критичного значення деякі

електрони набувають

енергії, достатньої для їх

перенесення у верхню

підзону, відстань якої від

нижньої дорівнює 0,36 еВ.

Там вони сильніше

взаємодіють із періодичним

полем кристалічної ґратки,

тому їх ефективна маса зростає до m2 1,2m0, а

рухливість спадає до 2 0,02 м2/(В с).

У разі напруженості поля Е = (2…3)Екр майже всі електрони переносяться у верхню

підзону провідності, їх концентрація стає рівною концентрації донорної домішки n. Отже,

густина струму для великих напруженостей визначається виразом j2 = en2E, а для малих

– виразом j1 = en1E. Цим випадкам відповідають штрихові лінії 2 та 1 на графіку

залежності густини струму від напруженості поля (рис. 3.81.б).

Зі збільшенням напруженості поля від докритичних значень частка «важких»

малорухомих електронів зростає, а частка швидких спадає.

E < Eкр E < Eкр

Θ Θ Θ

Θ

0,36 еВ 2

1 j

j1 =

en E 1 n

E > Eкр

1,4

еВ

3

j v 10

5

м/с 4

j2 = en2E n0 2

z

E Eкр 5

а б в

Рис.3.81

206

Сумарна густина струму (суцільна лінія на рис. 3.81.б) зростає все повільніше,

відхиляючись від прямої 1 (від закону Ома), потім починає спадати й поступово

наближається до лінії 2. Критична (гранична) напруженість поля Екр відповідає нулю

диференціальної провідності й дорівнює приблизно 400 кВ/м. На рис. 3.81.б видно, що для

надкритичних напруженостей поля GaAs має негативну диференціальну провідність

(спадна ділянка ВАХ, подібна ВАХ тунельного діода).

Пояснимо процес самозбудження ДГ. Нехай до діода прикладено таку напругу, що

напруженість поля в ньому дуже близька до критичної, але не досягає її. Унаслідок

неоднорідності напівпровідника в діоді завжди є області з підвищеним опором. Спад

напруги на такій області більший, ніж на інших ділянках, у результаті напруженість поля в

ній може перевищити критичне значення Екр. Ефективна маса електронів у цій області, як

було показано вище, зростає, а їх рухливість 2 та швидкість v2 = 2Е зменшуються,

унаслідок чого виникає домен – тонкий шар (згусток) негативного об’ємного заряду, який

повільніше рухається від катода до анода. Через меншу швидкість електронів, що

утворюють домен, він має більший електричний опір. Тому напруженість поля в інших

частинах діода зменшується, що перешкоджає утворенню нових доменів. Електрони, які

перебувають поза доменом, мають велику швидкість, тому ті з них, котрі ближче до

анода, віддаляються від домену, а ті, що перебувають між катодом і доменом, доганяють

останній, збільшуючи концентрацію електронів у ньому, – домен «росте». Досягши

анода, домен зникає, і в ДГ виникають умови, потрібні для утворення нового домену.

Неоднорідністю, на якій формуються домени, зазвичай є область поблизу катода –

контакта GaAs із металевим виводом, до якого підключено мінус джерела живлення.

Домен, що утворюється поблизу анода, відразу зникає.

Рух домену в діоді зумовлює виникнення імпульсу наведеного струму в

зовнішньому колі. Пролітна частота виникнення доменів, що віддають енергію тільки в

гальмівні, тобто негативні (як у ГЛПД) півперіоди змінного поля НВЧ (у разі підключення

діода до коливальної системи), визначає частоту генерованих коливань. З урахуванням

того, що швидкість електронів домену v 105 м/с, маємо

0 = 1/ = v/L 100/L,

де 0 вимірюють у гігагерцах, а L – у мікрометрах.

Якщо виготовити діод у вигляді зрізаної піраміди, то виникає можливість

електронного перестроювання частоти. З огляду на те, що напруженість поля в такому

діоді зростає до вужчого кінця, зміною напруги живлення можна підбирати потрібний

переріз, у якому напруженість поля перевищить значення Екр, тобто регулювати діючу

довжину діода, а отже, і частоту генерованих коливань.

Процеси виникнення домену та його переміщення під дією змінних і постійних полів

відбуваються по-різному залежно від того, як співвідносяться між собою період НВЧ

коливань, час прольоту носіїв через активну область кристала та час формування домену.

У зв’язку з цим ДГ можуть працювати в різних режимах: пролітному, із заглушенням (гасінням) домену, із затримкою домену, у режимі обмеженого накопичення об’ємного

заряду (ОНОЗ) і в гібридних режимах.

Пролітний режим, власне кажучи, розглянуто вище. Йому властива рівність періоду

генерованих коливань Т й часу прольоту доменів . Він реалізується в разі підключення діода в низькодобротний резонатор, коли амплітуда НВЧ коливань значно менша напруги

живлення та практично не впливає на процеси утворення доменів і їх дрейф. Частота

генерованих коливань визначається тільки довжиною діода й напругою живлення. Через

низький ККД цей режим застосовується рідко.

Режими із гасінням доменів та із затримкою доменів реалізуються в разі

використання високодобротного резонатора, коли амплітуда НВЧ коливань порівнянна з

207

напругою живлення, й у їх негативний півперіод напруженість поля в діоді стає нижче

критичної.

Якщо період коливань менший часу прольоту домену через діод (T < ), то під час

негативної півхвилі поля НВЧ напруга на діоді стає нижче критичної раніше, ніж домен

досягне анода. Домен при цьому гаситься, віддавши енергію до закінчення негативного

(гальмівного) півперіоду НВЧ. Наступний домен виникає, коли напруженість поля в

позитивному півперіоді НВЧ перевищує Екр.

У режимі з затримкою домену підбирають T > ; при цьому домен досягає анода

раніш, ніж закінчиться негативний (гальмівний) півперіод. Тому зародження нового

домену затримується на час, поки повна напруга на діоді залишається нижче критичної.

Використання високодобротного резонатора в цих режимах зумовлює підвищення

стабільності частоти коливань і чистоти їх спектра. ККД в режимах гасіння та затримки

доменів не перевищує 6…8 %.

У режимі ОНОЗ частота генерованих коливань визначається частотою

високодобротного резонатора, причому амплітуда НВЧ коливань також порівнянна з

напругою живлення, але менша, ніж у режимах із гасінням чи затримкою доменів. Частота

настройки резонатора в багато разів перевищує пролітну частоту, напруга живлення трохи

більша критичної. У сталому режимі генерації амплітуда НВЧ така, що домен не встигає

цілком сформуватися в позитивний півперіод, а протягом частини негативного півперіоду

напруженість поля хоча й менша критичної, але утворений домен не встигає

«розсмоктатися»; у наступний позитивний півперіод утвориться новий домен і т. д.

Отже, у діоді одночасно дрейфують десятки слабких доменів (згустків), частота

проходження яких дорівнює частоті настройки резонатора. Довжину діода для роботи в

режимі ОНОЗ можна взяти в десятки-сотні разів більшою пролітної (що відповідає

пролітному режиму). Тому напруга живлення, опір діода й ККД великі. Максимально

можлива частота коливань у режимі ОНОЗ обмежена часом міждолинного переходу

електронів, який дорівнює для GaAs приблизно 1013

с, тому пристрої на ДГ в цьому

режимі можуть працювати на частотах до декількох сотень гігагерц і перестроюватися в

смузі більше октави.

Потужність ГДГ у режимі ОНОЗ становить до одиниць ват у безперервному режимі з

ККД до 15…20 % і одиниці кіловат в імпульсному режимі. Одержання великих потужностей

обмежене труднощами відведення тепла та зміною

фізичних властивостей GaAs за високих температур.

Гібридні режими - проміжні між розглянутими

доменними режимами та режимом ОНОЗ. Вони не так

чутливі до змін навантаження й параметрів схеми, як

режим ОНОЗ, і тому широко застосовуються на практиці.

Підсилювачі на діодах Ганна (ПДГ) працюють у

режимі стійкої негативної провідності (тобто є

регенеративними) на частотах, близьких до пролітної

частоти за напруги U = (2,5…4,0)Uкр. Такі підсилювачі

містять узгоджувальні кола й циркулятор (див. рис.

3.82) або міст у разі роботи на відбиття. Коефіцієнт

шуму ПДГ менший, ніж у ПЛПД, і дорівнює 13...18 дБ.

Основні властивості ПЛПД та ПДГ такі:

точки та ступеня зв’язку з навантаженням, потужність 2-ї чи 3-ї гармоніки такого генератора стане на порядок невелике підсилення (10...15 дБ), обмежене небезпекою самозбудження підсилювача внаслідок того, що порушується узгодження через вплив

Іс

Gc

Y0

Gн

Gп

Y0

Y0 Рвх Рвих Yвх

jB

–G–

A A

Рис. 3.82.

208

навантаження, нестабільності живлення й параметрів діодів і т. ін.; приблизна рівність вихідної потужності та ККД в режимі підсилення їхнім значенням

у режимі генерації;

обмеження широкосмуговості фундаментальним співвідношенням

Фано: 0 π / ln ,Pf f Q K де Q добротність навантаженої діодом коливальної системи.

Зазвичай f / f0 = 10...15 %.

Уже створено підсилювачі й генератори на ДГ для діапазонів ДМХ, СМХ та ММХ. Їх

конструкції подібні зображеній на рис. 3.80 ГЛПД.

Сфери ЗІГ або варактори, підключені до коливальної системи, дають змогу

перестроювати робочу частоту, виконувати АПЧ чи частотну модуляцію генерованих

коливань.

Генератори ДГ мають трохи менші, ніж ГЛПД, генеровану потужність (від сотень

міліват на ДМХ до одиниць на ММХ) і ККД, але істотно кращі шумові характеристики.

Тому їх можна використовувати як гетеродини приймачів і генератори накачки ПП.

У діапазоні до f 20 ГГц ГЛПД та ГДГ працюють на основній частоті генерації, на

частотах 20...60 ГГц із виходом на основній частоті чи 2-й гармоніці. На вищих частотах

використовується вихід на 2-й чи 3-й гармоніці. Для забезпечення ефективної роботи з

виходом на гармоніці основної частоти бажано використовувати діоди з оптимізованою

структурою активного шару; у коливальній системі має бути два контури, один із яких

настроєно на основну частоту, а другий (до нього підключене навантаження) – на її

гармоніку. У цьому випадку виведення енергії через хвилевід, позамежний для основної

частоти, зменшує вплив навантаження на цій частоті й підвищує стабільність генерованих

коливань. Якщо правильно підібрати режим настроюванням контурів, вибором робочої

більшою, ніж у генератора тільки з одним контуром, настроєним на частоту цієї гармоніки.

3.2.4. Транзисторні підсилювачі потужності та генератори

Підсилювачі та генератори на частотах до 3...4 ГГц зазвичай виготовляють на

кремнієвих БТ, підключених за схемою з СБ. На вищих частотах застосовують пристрої

на ПТШ і у багатьох випадках – з 1 ГГц. Вигляд ГІС визначається конструкцією

обраного транзистора. Так, транзистори КТ907 і КТ909, у яких емітер з’єднано з

корпусом, можна використовувати в схемі з СЕ, а транзистори КТ918 і КТ919, у яких з

корпусом з’єднано базу у схемі з СБ. Багато типів транзисторів мають ізольовані від

корпусу виводи, тому вони можуть працювати в будь-якій схемі.

Транзисторні підсилювачі потужності мають такі особливості: невелику живильну

напругу; потребу в тепловідведенні; хорошу розв’язку між виходом і входом транзистора,

що часто дає змогу обходитися в разі каскадування без циркуляторів і вентилів;

використання балансних схем і схем складання потужностей. Для збільшення ККД

зменшують кількість каскадів, збільшуючи підсилення кожного з них, однак це

призводить до звуження смуги пропускання.

Тепер використовують транзисторні підсилювачі, що працюють як у лінійному

режимі (класу А) без відсічки струму, так і в нелінійному, з відсічкою струму, частіше

класу С та F.

Переваги режиму класу А великий коефіцієнт підсилення та динамічний діапазон,

лінійність амплітудної та фазової характеристик, тобто малі нелінійні спотворення. Тому

потужні підсилювачі в режимі класу А використовують для одночасного підсилення

декількох сигналів у передкінцевих каскадах передавачів. Недоліком цього режиму є

великий струм статичного режиму, малий ККД (принципово менший 25 %) і, як наслідок

цього, потреби в інтенсивному охолодженні підсилювача.

209

Клас В з кутом відсічки = 90° важко реалізувати на НВЧ через сильну залежність

кута від рівня сигналу, температури активного елемента, розкиду параметрів транзистора та

ін. Тому в потужних підсилювачах, генераторах, помножувачах частоти застосовується

режим класу С ( < 90°), у якому KР, Рвих, ККД мають підвищені значення. Однак при

цьому зростає рівень продуктів перетворення вихідні кола транзистора мають

відфільтровувати вищі гармоніки, заглушувати позасмугові коливання та пропускати весь

спектр сигналу без спотворень. Ці кола мають бути малоелементними та простими через

швидке зростання втрат зі зменшенням розмірів провідників. Зазвичай їх не перестроюють

за частотою.

Розглянемо як приклад типову структурну схему підсилювача з імпульсною

потужністю 300 Вт для РЛС діапазону 3 ГГц (рис. 3.83).

У ньому використано

11 однакових підсилювачів

1 на одному транзисторі з

Рімп = 55 Вт (типу АМ82731-

55 фірми «Microwave

Semiconductor

Corp.», США) з

підсиленням KР > 6 дБ і

ККД > 40 %. У

триступеневій

пірамідальній схемі

розгалужування-складання

потужності застосовано

кільцеві синфазні

подільники 2 та суматори 3

із втратами близько 0,2 дБ. Незважаючи на фазове підстроювання суматорів на максимум

потужності, їх загальний ККД лише 20 %, тому чотириступеневу двійкову піраміду

практично не використовують. Більший ККД мають багатоплечі подільники (суматори);

наприклад, у бортовій РЛС картографування MODAR фірми «Westinghouse» діапазону

9,30…9,41 ГГц застосовано двоступеневий 10-плечий щілинний подільник (суматор) і

отримано потужність більше 850 Вт в імпульсі в разі Рвих > 12 Вт для одного підсилювача

(ККД схеми складання – близько 70 %).

Перспективною є реалізація ключового режиму класу F, у якому втрати є тільки в

момент перемикання; із відкритим транзистором його опір близький до нуля, із закритим

через нього не протікає струм. Застосування ключового (полігармонічного) режиму

зумовлює зменшення потужності, розсіяної в транзисторі, збільшення ККД та вихідної

потужності, полегшення тепловідведення від кристала й підвищення надійності.

Потрібний для цього режим КЗ другої гармоніки на стоці досягається, зокрема,

з’єднанням стоків двох паралельно включених ПТШ колом, що складається з двох

однакових смугових фільтрів, настроєних на частоту 2f0, і ФО між ними.

За призначенням серед різних типів потужних підсилювачів НВЧ можна виокремити

такі:

вимірювальні підсилювачі з високою лінійністю, широкою смугою робочих

частот, великим (до 40 дБ) коефіцієнтом підсилення, невеликим ККД ;

уніфіковані підсилювачі широкого застосування;

спеціалізовані потужні підсилювачі з підвищеними вимогами до одного чи декількох

параметрів.

12 Вт

12 Вт

12 Вт 12 Вт

12 Вт

55 Вт

55 Вт

55 Вт 55 Вт

55 Вт 55 Вт

25 Вт

25 Вт

100 Вт

100 Вт

180 Вт

350 Вт

180 Вт

1

1

1

1

1

2

2

2

2

3

3

3

f = 3 ГГц

Рис.3.83

210

Про сучасний рівень параметрів серійних підсилювачів потужності фірм США, Канади

й Росії можна судити за такими даними: у безперервному режимі досягнуто потужності

близько 100 Вт із ККД до 30 % у вузькій смузі частот на f = 1 ГГц, в імпульсному більше

1кВт. Стала реальною можливість заміни ЛБХ транзисторними підсилювачами в земних

станціях супутникового зв’язку й у бортових ретрансляторах.

Перспективними є сучасні монолітні схеми на гетероструктурних транзисторах високої

ефективності. Наприклад, ТрП на гетеробіполярних InР транзисторах у діапазоні до 10 ГГц

мають ККД 70…90 %. Такі підсилювачі на InР гетероструктурних НЕМТ працездатні до

частоти 100 ГГц із ККД до 30 %. Їм нема рівних у діапазоні ММХ серед

надширокосмугових ПРП створено рекордний ПРП зі смугою підсилення 0...90 ГГц.

Транзисторні автогенератори це підсилювачі з позитивним зворотним зв’язком.

У них частина енергії з виходу транзистора надходить по колу зворотного зв’язку на

його вхід, забезпечуючи, якщо виконується баланс амплітуд і фаз, генерування

коливань. Унаслідок виконання умов балансу потужність, яку віддає транзистор у

режимі генерації, трохи менша, ніж у режимі підсилення. Автогенератори з

потужністю в кілька одиниць або десятків міліват широко застосовують у

вимірювальній апаратурі, як гетеродини приймачів і т. ін. Генератори, які працюють на

НВЧ, як і на низьких частотах, виготовляють за триточковою схемою зі специфічним

конструктивним виконанням додаткових ємностей та індуктивностей.

Генератори на кремнієвих БТ працездатні на частотах до 10 ГГц; їх частіше

виготовляють за схемою з СБ. Максимальні частотно-енергетичні можливості таких

генераторів можна оцінити співвідношенням Рf 2 200, де Р вимірюється у ватах, а f – у

гігагерцах.

Генератори на ПТ працездатні до частот 100 ГГц. Для них характерні низька напруга

живлення й більший ККД. Використовуючи як контур ЗІГ-резонатор, можна виготовити

генератор за схемою з СЗ, перестроюваний в октавній смузі частот. Застосування

високодобротних діелектричних чи інварових резонаторів дає змогу одержати

коливання з нестабільністю, меншою

ніж 10–5

, і низький рівень шуму.

Типова схема генератора,

стабілізованого ДР, розглянута на рис.

3.84.

Про можливості генераторів на

підвищених частотах можна судити за

проспектами закордонних фірм, у яких

повідомляється про створення

генераторів на ПТШ, що віддають 75

ГГц із потужністю Рвих 10 мВт і ККД 1 %;

на частотах 100...110 ГГц – із потужністю Рвих 1 мВт.

Висновки

Генератори й підсилювачі НВЧ виготовляють на БТ, ПТШ, ЛПД та ДГ. У потужних

пристроях приблизно до 3 ГГц застосовують БТ; ПТШ працюють до міліметрового

діапазону; у міліметровому діапазоні використовують ЛПД та ДГ.

Для підвищення вихідної потужності провадять її складання від декількох

підсилювачів за допомогою суматорів чи складання в ефірі (у ФАР).

Коефіцієнт корисної дії НВЧ напівпровідникових генераторів і підсилювачів низький.

Вони потребують інтенсивного охолодження.

- +

+ -

Uпідстр

Uживл

ДР

Рис.3.84

211


1. Описати принцип дії, характеристики й параметри пристроїв на ЛПД.

2. Описати принцип дії, характеристики й параметри пристроїв на ДГ.

3. Охарактеризувати транзисторні підсилювачі потужності й генератори.

3.2.5. Інтегральні пристрої НВЧ

Інтегральні пристрої НВЧ широко застосовують для формування й обробки сигналів у

апаратурі зв’язку, радіолокації, радіонавігації, супутникового телебачення,

радіоастрономії, а також у медицині, промисловості тощо. Відповідно до призначення,

рівня функціональної складності, технології виготовлення виділяють такі види

інтегральних пристроїв НВЧ: ІС (напівпровідникові та гібридні) і модулі НВЧ.

3.2.5.1. Елементи й компоненти інтегральних схем НВЧ

Назвемомо основні однофункціональні інтегральні ПНВЧ (інтегральні схеми й

модулі): малошумні підсилювачі (МШП), вхідні змішувачі та змішувачі зсуву

частоти, пристрої керування амплітудою, пристрої керування фазовим зсувом,

комплексні атенюатори, підсилювачі потужності, генератори, помножувачі частоти,

подільники частоти, генератори шуму, детектори (амплітудні, частотні, фазові). Як

активні елементи зазвичай використовують діоди (точкові, ДБШ, варактори,

параметричні, з накопиченням заряду, тунельні, обернені, лавинно -пролітні, діоди

Ганна), транзистори (біполярні, ПТШ (однозатворні та двозатворні) та ін.

Нижче наведено типові пасивні вузли ПНВЧ та елементи, які реалізують їх (табл. 3.1).

Таблиця 3.1.

Вузол Елементи

Узгоджувально-

трансформувальне

коло

Відрізки регулярних і нерегулярних хвилевідних, коаксіальних, спіральних,

мікросмужкових, щілинних, копланарних, зв’язаних, діелектричних та інших

ліній; серійні стандартні R-, L-, C-компоненти й інтегральні елементи R, L, C з

квазізосередженими параметрами

Коливальна система

Контури на зосереджених елементах L і C; резонатори

біжучої чи стоячої хвилі на відрізках ЛП, зокрема

радіальні, спіральні, друковані; ДР; сфери ЗІГ

Спрямований

відгалужувач,

міст, суматор

Відрізки ЛП, баластові резистори

Феритовий прилад

(вентиль, циркулятор,

перемикач, фазовий

модулятор, фільтр)

Феритові пластини, диски, сфери ЗІГ,

відрізки ЛП, магнітні системи

Фільтр Відрізки ЛП, коливальні системи

Лінія затримки Прилади на поверхнево-акустичних хвилях (ПАХ),

магнітостатичних хвилях, ядерній спіновій луні

Випромінювач

Ел ектромагнітних

хвиль

Відкриті кінці та щілинні ЛП, плоскі спіралі, а також друковані й

діелектричні резонатори з пристроями їх узгодження з вільним простором

212

Мікроохолоджувач Елементи Пельтьє

У пристроях НВЧ широко використовують різні види ЛП, зокрема:

симетричні й несиметричні СЛ, мікросмужкові, високодобротні з підвішеною

підкладкою, копланарні, щілинні, зв’язані, двопровідні стрічкові та інші, а також їх

комбінації;

порожнисті стандартні прямокутні хвилеводи з поперечним перерізом від 72 34 мм

до 1,6 0,8 мм;

хвилевідно-щілинні (Е-лінії, фін-лайн);

діелектричні хвилеводи;

надрозмірні металодіелектричні хвилеводи круглого та квадратного перерізу для

пристроїв КВЧ діапазону. Зауважимо, наприклад, що використання квадратного

хвилеводу перерізом 10 10 мм для передачі коливань з частотою 100 ГГц істотно

зменшує втрати енергії та забезпечує виготовлення пристроїв на його основі. Покриття

внутрішніх стінок таких хвилеводів діелектричною плівкою заважає перетворенню

основного типу хвилі у вищі типи;

напівжорсткі мініатюрні коаксіальні кабелі, що мають пластичність і зберігають

форму, надану їм у процесі монтажу.

3.2.5.2. Напівпровідникові (монолітні) інтегральні схеми

Усі активні та пасивні елементи такої схеми виготовляють у ході єдиного

технологічного процесу на одній напівпровідниковій пластині (чи всередині її). Тому ці схеми мають малі габаритні розміри й масу, високу надійність. В умовах масового виробництва можна автоматизувати технологічні процеси, що знижує вартість цих елементів. Зазначені переваги таких ІС є наслідком того, що відстані між усіма активними

та пасивними елементами малі, більшість сполучних провідників між ними непотрібні, технологічні процеси досконалі, підібрано відповідні матеріали високої чистоти.

Основним матеріалом напівпровідникових інтегральних схем НВЧ нині є GaAs та

його сполуки. Йому властива велика рухливість електронів, що забезпечує роботу приладів на підвищених частотах, їх чутливість до слабких сигналів і малі втрати перетворення НВЧ енергії. Значна ширина забороненої зони (близько 1,35 еВ) дає змогу

використовувати цей матеріал за підвищених температур, рівнів НВЧ потужності й іонізуючих випромінювань. З охолодженням до кріогенних температур параметри GaAs-приладів (граничні частоти, шумова температура, коефіцієнт підсилення, швидкодія та ін.) істотно поліпшуються. Можливе оптичне керування зазначеними параметрами.

Тепер налагоджено серійний випуск пластин GaAs діаметром 50, 76 і 100 мм,

освоюється випуск пластин діаметром 203 мм.

Вибираючи товщину кристала, виходять із того, що потрібно одержати задані

електричні властивості та механічну міцність. Зменшення товщини полегшує

тепловідведення та заземлення, знижує хвильовий опір МСЛ і вартість кристала. Зі

збільшенням товщини зменшуються втрати енергії на випромінювання, збільшуються

добротність і значення планарних індуктивностей, полегшується відтворюваність

електричних характеристик для заданих допусків на виготовлення. На частотах до 30

ГГц для малошумних ІС оптимальна товщина кристала (чіпа) становить 500...600 мкм,

для схем із підвищеною потужністю – 100...200 мкм і менше.

Перспективним матеріалом для ІС діапазону КВЧ підвищеної потужності є фосфід

індію InР, що має ще більші, ніж GaAs, рухливість електронів і теплопровідність.

Пасивні елементи ІС створюють методами фотолітографії, дифузії в підкладку чи

осадженням на неї діелектричних і металевих плівок. Під час проектування та

213

виготовлення пасивних елементів ураховують паразитні ефекти, спричинені малою

товщиною шарів металізації, ємнісними зв’язками між цими шарами та виводами, а також

елементами петльових і спіральних індуктивностей. В інтегральних схемах доцільно

застосовувати елементи із зосередженими параметрами, які мають велику

широкосмуговість і малі розміри (менші, ніж /40).

Активні елементи ІС вирощують на високоомній пластині методами епітаксії чи

іонного легування. Перехід із бар’єром Шотткі, який утворюється в місці контакту М–НП,

є основою ДБШ та ПТШ, зокрема двозатворних, які мають великі функціональні

можливості. Часто для економії площі дорогого кристала ПТШ, включений за схемою з СЗ,

використовують як активне узгоджувальне коло замість пасивного, що зумовлює зниження

шумів і збільшення підсилення.

Створення ПТШ з граничною частотою понад 100 ГГц (затвор довжиною 0,05...0,10

мкм, точність виготовлення вище 0,05 мкм) дає змогу розробляти ІС міліметрового

діапазону, а також цифрові інтегральні схеми НВЧ для модемів багатоканальних засобів

зв’язку й ЕОМ високої продуктивності.

Технологія напівпровідникових ІС НВЧ значною мірою сумісна з технологією

швидкодіючих цифрових ІС і приладів із зарядовим зв’язком (ПЗЗ), що полегшує розробку

багатофункціональних пристроїв.

У багатьох випадках на частотах до 10 ГГц у напівпровідникових ІС із простою

топологією використовують дешевші структури, наприклад кремній на сапфірі.

Проводяться дослідження з синтезу плівок GaAs на кремнії.

Напівпровідникові ІС мають такі недоліки:

мала частка виходу придатних схем унаслідок дефектів вихідних напівпровідникових

матеріалів і складності технології виробництва (нині виробництво аналогових ІС

економічно виправдане, якщо частка виходу перевищує 20...30 %);

неможливість їх підстроювання та ремонту;

мала добротність пасивних елементів; низькі рівні вихідної потужності через погане

тепловідведення, труднощі реалізації фільтрів, особливо перестроюваних, і невзаємних

феритових пристроїв, а також інтеграції на одному кристалі p–n-, p–i–n-, n–i–p–i–n-діодів і

транзисторів;

висока вартість, тому що велику частину площі дорогого напівпровідникового кристала

займають пасивні елементи значних розмірів.

Створення ІС НВЧ, особливо в міліметровому діапазоні, утруднено складністю

одержання досить строгих теоретичних моделей (які враховують вплив вищих типів

хвиль, втрат, паразитних зв’язків та випромінювань і т. ін.), а також різким підвищенням

вимог до вихідних матеріалів і точності реалізації технологічних процесів.

У наш час серійно виробляють однофункціональні напівпровідникові ІС,

випускають їх багатофункціональні дослідні зразки. Оскільки для організації серійного

випуску ІС НВЧ потрібні великі капітальні вкладення, високочисті матеріали,

автоматизовані методи проектування, виготовлення та контролю, то напівпровідникові

ІС застосовують тоді, коли велика потреба в схемах забезпечує їх низьку вартість, або

визначальним фактором є не вартість ІС, а їх масогабаритні характеристики,

надійність, радіаційна стійкість і т. ін. Іноді застосування високоякісних ІС дає змогу

різко зменшити їх кількість у системі й тим самим знизити вартість.

3.2.5.3. Інтегральні транзисторні підсилювачі НВЧ

Транзисторні підсилювачі (ТрП) в інтегральному виконанні – найширше

застосовувані активні пристрої техніки НВЧ.

214

Класичний приклад монолітної мікросхеми НВЧ – підсилювач на ПТШ, топологію та

принципову схему якого показано на рис. 3.85, де 1 – земля; 2 – вхід; 3 – витік; 4 – стік

(вихід); 5 – затвор.

Робочий діапазон підсилювача –

8...10 ГГц, коефіцієнт підсилення – 6

дБ, розміри чіпа – 1,2 1,8 мм.

Підсилювач поміщено в

герметичний латунний корпус,

покритий нікелем і золотом, у якому,

крім того, установлено стабілізатор

напруги та ФНЧ кіл живлення. Вхідне

узгоджувальне коло підсилювача

складається з елементів L1, L2, L3 та

С1, С2, реалізованих у вигляді

одновиткових індуктивностей та

зосереджених штирових ємностей.

Для контролю АЧХ узгоджувального кола на його вхід 2 може подаватися випробний сигнал, що знімається з контактної площадки К. Для перевірки ПТШ його електроди спочатку не з’єднують із вхідними

колами. Тільки після контролю характеристик ПТШ та АЧХ вихідного кола транзистор підключають до схеми за допомогою перемичок.

У конкретних умовах експлуатації використовують ТрП із гранично-досяжними значеннями якогось параметра або, найчастіше, з певними значеннями декількох параметрів. Найважливіші з них – коефіцієнт підсилення потужності KР, коефіцієнт шуму

Kш, вихідна потужність Рвих, динамічний діапазон D, смуга робочих частот f. Крім того, до ТрП пред’являють вимоги щодо безумовної стійкості, узгодження входу на мінімум коефіцієнта Kш чи КСХ, а виходу – на максимум потужності Рвих чи мінімум КСХ, а також щодо рівномірності АЧХ та ФЧХ та ін. Зазначені параметри й вимоги реалізують під час створення ТрП, насамперед, правильним вибором типу транзистора та конструктивно-топологічної схеми підсилювача. У зв’язку з цим дамо коротку характеристику чотирьох найпоширеніших видів схемної побудови ТрП.

Транзисторні підсилювачі з узгоджувально-вирівнювальними колами на реактивних та

дисипативних елементах порівняно вузькосмугові, особливо на резонансних

узгоджувальних колах. Однак у режимі оптимальної неузгодженості вони мають

найменші значення коефіцієнта Kш.

Балансні ТрП мають робочу смугу частот до октави, а в разі широкосмугових

гібридних з’єднань – навіть більшу (мости зазвичай більш широкосмугові, ніж

циркулятори). Унаслідок втрат у цих з’єднаннях коефіцієнт шуму на 0,2...0,3 дБ більший,

ніж у попереднього виду ТрП.

Балансні ТрП мають такі переваги:

можливість одночасного одержання режимів максимального підсилення та

мінімального коефіцієнта Kш;

більший динамічний діапазон (на кожен підсилювач приходиться тільки половина

вхідної потужності) та відповідно підвищену на 3 дБ граничну вихідну потужність;

спрощення каскадування (можна обходитися без феритових розв’язувальних

пристроїв).

1,8 мм

2

С1 С2

K

L1 L3

L2

4

L 1 C 1 C 2 L3

L 2 З

С

В

3

3 23

5 1,2

мм

4

1

1

1

Рис.3.85

215

До недоліків балансних ТрП можна віднести:

потребу в підборі транзисторів і підстроюванні пліч підсилювачів для одержання

однакових їх характеристик у всьому робочому діапазоні частот;

підвищені вимоги до параметрів мостів (щодо розподілу потужності навпіл, зсуву

фази на 90, мінімальних втрат).

Транзисторні підсилювачі з частотно-залежними зворотними зв’язка-ми, реалізовані в

гібридному та монолітному виконанні, у смузі частот понад октаву перевершують інші

види підсилювачів за сукупністю параметрів: KР, Kш, Рвих та КСХ. Але вони мають гірший

на 0,5...1,5 дБ коефіцієнт Kш порівняно з першим видом підсилювачів.

Підсилювачі біжучої хвилі (ПБХ), які називають також підсилювачами з розподіленим

підсиленням (ПРП), мають багатооктавну смугу підсилюваних частот. Вони складаються з

вхідної та вихідної довгих ліній, між якими на певній відстані l один від другого

підключено транзистори (рис. 3.86, де 1 – вхід; 2 – вихідна лінія; 3 – вихід; 4 – вхідна

лінія).

Сигнал,

поширюваний по вхідній

лінії, потрапляє на затвори

транзисторів і підсилюється

кожним із них. Унаслідок

рівності фазових швидкостей

сигналу в зазначених лініях у

вихідній лінії хвилі, що

поширюються в бік виходу,

складаються синфазно в усьому діапазоні робочих частот. При цьому

1

вих вх ,N

Pi

i

P P K

де N – кількість транзисторів.

Сигнал, що поширюється у вихідній лінії в бік входу підсилювача (малий за

величиною внаслідок несинфазності відбитих хвиль), поглинається узгодженим

навантаженням R1.

Незважаючи на мале підсилення одного транзистора, загальне значення може становити

десятки децибел. Коефіцієнт шуму ПБХ більший, ніж Kш інших типів ТрП. Для ПБХ

потрібно підбирати транзистори з іден-тичними параметрами, розрахунок і настроювання їх

складні. Зауважимо, що вже створено зразки ТрП на частоти до 94...100 ГГц, а в

дециметровому діапазоні хвиль – на вихідні потужності до 100 Вт.

3.2.6. Гібридні інтегральні схеми

Гібридні інтегральні схеми, називані також мікрозборками НВЧ чи гібридними

інтегральними функціональними пристроями, містять одну або кілька мікроплат у

спільному корпусі.

Під час виробництва ГІС виготовлені окремо активні та пасивні компоненти (R, L, C)

монтують (за допомогою паяння, мікрозварювання) у топологічну струмопровідну

частину схеми, сформовану разом із її елементами заздалегідь на діелектричній підкладці.

У міліметровому діапазоні хвиль ГІС конструктивно часто виконують на основі

сполучення прямокутного хвилеводу та смужкових ЛП (МСЛ, щілинних, копланарних і т.

ін.). У разі застосування групових методів виробництва можна заміняти окремі

компоненти ГІС, підстроювати елементи й узгоджувальні кола, поетапно контролюючи їх

електричні параметри, щоб одержати оптимальні характеристики ГІС у цілому.

1

3

С1 С

3

С4

С2

R1

VТ1 VТ

2

VТ

3

VТ

4

4 R2

l

l

2

Рис.3.86

216

Металоскляні та металокерамічні корпуси діодів і транзисторів, що забезпечують

захист напівпровідникових кристалів від зовнішніх впливів, можуть мати значні паразитні

параметри, тому в ГІС намагаються використовувати безкорпусні НП, індуктивності

виводів яких не перевищують десятих часток наногенрі. Для герметизації та захисту

від механічних ушкоджень такі НП ще до встановлення в ІС покривають плівкою

лаків, смол або скла. Остаточна їх герметизація виконується в складі всієї ГІС у

спільному корпусі після складання. Параметри безкорпусних транзисторів важко

контролювати до їх монтажу в ГІС. Досить складно й розварювати їх електроди, бо

потрібне відповідне устаткування робочого місця.

Малі розміри активних НП і порівняно невелике значення їх електронного ККД

спричинюють локалізацію тепловиділення та труднощі із відведенням тепла. У зв’язку з

цим потужні НП встановлюють безпосередньо на металізованій основі в отворах

підкладки чи в проміжку між підкладками.

Міжелементні з’єднання малосигнальних ГІС виконують золотими дротиками

діаметром 15...50 мкм за допомогою паяння, ультразвукового паяння, а також

термокомпресного чи термоультразвукового зварювання; у потужнострумових колах

застосовують провідники (з Al чи Cu) діаметром до 0,6 мм.

З’єднання окремих ГІС може бути безрознімним (у цьому випадку відшліфовані краї

підкладок пристиковують один до другого з малим зазором на дні спільного корпусу, а

ЛП з’єднують паянням за допомогою стрічкових перемичок) чи з використанням

коаксіальних мікрорознімань, найчастіше 50-омних.

В аналогових малосигнальних і цифрових ІС з високим рівнем сигналу мають бути

окремі шини живлення та заземлення.

Матеріали підкладок і провідників. Підкладці, основному елементу та несучій

конструкції ГІС, мають бути властиві малі втрати, певне значення r, постійне в

широкому діапазоні частот і температур (для ІС КВЧ кращими є підкладки з малим r);

хороше зчеплення з провідним шаром (адгезія); вони мають бути хімічно стійкими,

механічно міцними, однорідними за складом; допускати механічну обробку – різання,

свердління, полірування до 12...14-го класу чистоти обробки (із середнім

арифметичним відхиленням профілю відповідно 0,04...0,01 мкм). Їх теплопровідність

має бути достатньою для усунення перегріву компонентів і елементів ГІС.

Як матеріал підкладок поширені органічні фольговані діелектрики ФЛАН, ФАФ і

т. ін. товщиною 0,25; 0,5; 1; 2 мм з розмірами пластин 250 250 або 500 500 мм. У

ГІС найчастіше застосовують полікор, у низькочастотній частині сантиметрового

діапазону – глиноземисту кераміку 22ХС (за товстоплівковою технологією) чи ситал

СТ-38-1; у високочастотній частині (на міліметрових хвилях) – кварц, що має

невелике, але дуже стабільне значення r. Стандартна товщина полікорових або

ситалових підкладок – 1; 0,5; 0,25 мм; їх розмір – 48 60 мм. Розміри менших

підкладок одержують діленням на 2 розміру більшої сторони (48 30, 30 24, 24 15

мм).

У пристроях з підвищеним тепловиділенням застосовують підкладки з брокериту

(окису берилію), що має високу теплопровідність. Для реалізації невзаємних

пристроїв застосовують феритові підкладки. В останні роки почали виготовляти ГІС

на гнучких поліамідних плівках. За кордоном широко використовують дюроїд.

Матеріалу провідників мають бути властиві висока електропровідність, мале

значення температурного коефіцієнта опору, здатність легко напилюватися чи

електролітично осаджуватися на підкладку. За тонкоплівковою технологією спочатку

на підкладку напилюють плівки хрому, ванадію чи титану (товщиною 0,01...0,02 мкм),

217

які мають хорошу адгезію; потім на них наносять плівки міді чи золота тов-щиною

3...12 мкм, що більш ніж утричі перевищує товщину скін-шару. За товстоплівковою

технологією суміші на основі золота й срібла вплавляють у кераміку підкладки.

Інколи застосовують гібридно-монолітні пристрої, основні активні та пасивні

елементи топологічної схеми яких виконано за напівпровідниковою технологією на

активній підкладці. На цю саму підкладку як компоненти монтують напівпровідникові ІС.

В одному корпусі складних пристроїв можуть чергуватися монолітні чіпи ІС і ГІС.

Використання напівпровідникових ІС як компонентів розширює ринок їх збуту,

поліпшуючи електричні характеристики та підвищуючи щільність упакування ГІС.

Планується використовувати в ГІС НВЧ базові матричні кристали, що містять матриці

діодів, ПТШ, резисторів, конденсаторів.

За призначенням подібні з ГІС об’ємні ІС, вакуумні інтегральні прилади, а також

пристрої функціональної електроніки.

Напівпровідникові ІС та ГІС випускають як у корпусному, так і в безкорпусному

виконанні.

3.2.7. Корпусування інтегральніх схем НВЧ

До конструкцій корпусів, у яких містяться ІС, пред’являють такі основні вимоги:

мінімальні маса, габарити та металоємність, технологічність виготовлення, герметичність,

механічна міцність, хороша теплопровідність матеріалу корпусу, задана стійкість до різних

зовнішніх впливів, можливість доступу до схеми під час монтажних, регулювальних і

ремонтних робіт, забезпечення надійного кріплення мікроплат, активних і пасивних

компонентів.

Корпуси можуть бути металевими, керамічними, пластмасовими, іноді

комбінованими; за конструктивним виконанням – коробчастими чи чашковими (з однією

кришкою), рамкового (із двома кришками) і пенального типу. У коробчастомі корпусі

мікроплати встановлюють на основі для хорошого тепловідведення, у рамковому – на

виступи бічних стінок (для зручності двостороннього монтажу на підвішеній основі). Як

матеріал корпусів використовують легкі, теплопровідні, технологічні в обробці алюміній і

його сплави АМГ2, АМГ6, Д16, рідше титан і його сплави, інвар (29НК). Перспективні

корпуси з нітриду алюмінію, що має високу теплопровідність і майже такий ТКР, як

кремнієва підкладка.

У дрібносерійному виробництві корпуси виготовляють зазвичай на фрезерних

верстатах із числовим програмним керуванням, при цьому використання матеріалу не

перевищує 15...20 %. У крупносерійному виробництві корпуси виготовляють литтям

під тиском; при цьому одержують щільні литі заготовки з високоточними розмірами,

великою часткою (до 80 %) використання матеріалу, хорошими фізико-механічними й

експлуатаційними властивостями. Внутрішню поверхню корпусу покривають

струмопровідними сплавами, які можна паяти, наприклад сплавом олово – вісмут.

Невеликі корпуси можна виготовляти більш технологічними методами порошкової

металургії чи глибокою витяжкою (видавлюванням) із пластин м’яких алюмінієвих

сплавів.

Для герметизації кришки припаюють до корпусу вакуумно-щільним швом або

приварюють лазерним зварюванням. У зазор між кришкою та корпусом для запобігання

затіканню припою до елементів схеми встановлюють гумову прокладку, а в паз, що

заливається припоєм, укладають дріт, який полегшує в разі потреби розкриття шва

припаяної кришки. Іноді кришки приклеюють.

218

Після відкачки повітря через спеціальний штенгель корпус заповнюють сухим

інертним газом (частіше азотом із 5 % гелію). У разі потреби (наприклад, коли

застосовується локальне охолодження активного приладу) у корпус поміщають

вологовбирні речовини – ціаліти. Усе це забезпечує збереження працездатності ГІС

упродовж 15 років і більше їхнього зберігання й експлуатації. Потужність НВЧ

вводиться й виводиться через хвилевідно-смужкові чи коаксіально-смужкові переходи з

відповідним хвильовим опором коаксіалу, частіше 50 Ом, перерізом, наприклад, 3,50

1,52 мм і шириною МСЛ 1 мм. Живильні напруги подаються через герметизовані

металоскляні, керамічні чи пластмасові вводи.

Іноді застосовують безкорпусні ГІС, залиті радіопрозорим компаундом.

У разі загальноблокової герметизації технологія виготовлення виробів досить складна,

а маса корпусів велика – в окремих випадках вона досягає 80 % маси радіоелектронних

виробів. Це можна пояснити тим, що корпус мікроблока водночас виконує кілька функцій,

зокрема:

є жорсткою конструкцією, на якій монтуються всі мікрозбірки мікроблоку,

гермовиводи, комутаційні елементи тощо;

утворює закритий об’єм з високим ступенем герметичності (до 10 –7 л мкм рт. ст.

/ c);

служить екраном електромагнітних випромінювань.

З огляду на це в більшості випадків для виготовлення корпусу застосовують такі

матеріали, як ковар і латунь, що мають щільну, без мікротріщин, структуру; теплостійкі

покриття, які можна багато разів паяти; їх коефіцієнти лінійного розширення близькі до

коефіцієнтів матеріалів підкладок мікроплат. Однак густина цих сплавів дуже велика.

Застосування для цього легких сплавів на основі титану, алюмінію чи магнію

через різницю коефіцієнтів лінійного розширення матеріалів пов’язане з

технологічними труднощами в забезпеченні стійких до перегріву покрить (це

неодмінна умова для одержання надійного паяного шва) під час монтажу підкладок

мікрозборок на основі корпусів, створення надійних гермовиводів і т. д.

3.2.8. Безкорпусний захист мікрозборок і мікроблоків

Одним із перспективних напрямків подальшого поліпшення масогабаритних

показників розроблюваної апаратури може бути перехід на новий принцип захисту від

кліматичних впливів безкорпусних радіоелементів, вузлів і виробів у цілому, а саме

забезпечення захисту за допомогою полімерних покрить, зокрема поліпараксиліленових.

Якщо застосовуються поліпараксиліленові покриття, немає потреби в самому корпусі

мікроблока, досить мати для монтажу мікрозбірки жорстку основу з будь-якого матеріалу,

зокрема зі сплавів легких металів, що узгоджуються за коефіцієнтом лінійного розширення

із матеріалом підкладки мікрозбірки. Від механічних ушкоджень і електромагнітних

випромінювань може захищати тонкостінний кожух, виготовлений, наприклад, із металевої

фольги. У такому разі не потрібні металоскляні гермовиводи, до того ж поліпшуються

компонувальні характеристики, бо в зазначену конструкцію добре вписуються рознімні

з’єднання, гнучкі комутаційні з’єднувачі та інші елементи. Загальний ефект зменшення

маси виробів від застосування цієї технології може бути подвійним.

Процес захисту такими покриттями полягає в осадженні та кристалізації ксиліленів на

поверхні всіх елементів конструкції за температури 25...30 °C у високому вакуумі,

минаючи рідкий стан. Технологія процесу дає змогу одержати однорідну плівку в

широких межах товщини (0,2…250 мкм). Плівка рівномірно осаджується на поверхні

219

будь-якого профілю та матеріалу, зокрема на гострі краї та малі отвори (діаметром до 4

мкм).

За фізико-механічними властивостями (міцністю під час розтягання, пружністю тощо)

поліпараксиліленові плівки близькі до таких матеріалів, як поліетилен, фторопласт,

поліетиленфталат та лавсан, але значно перевершують їх за діелектричними

властивостями (наприклад, за показником кута діелектричних втрат – на два порядки).

Ці властивості, а також те, що бездефектна структура плівки утворюється вже

починаючи з малих товщин (5 мкм) за температури, близької до кімнатної, роблять це

покриття дуже ефективним для захисту елементів і вузлів радіоелектронних виробів

(особливо для виробів мікроелектроніки) від впливу вологи, кислот і лугів.

Процес покриття проходить у спеціальній установці, що складається з двох

камер: камери піролiзу, у якій за температури Т = = 900...950 °С утворюється

мономер у газоподібній формі, і камери осадження, де за температури 25...30 °С

відбувається полімеризація ксиліленів.

У світовій практиці, крім мікроблоків і мікрозбірок, зазначене покриття застосовують

також для захисту обмоток роторів і статорів мініатюрних електродвигунів, різних

котушок, друкованих плат, як замінник електроізоляційних лаків і фарб, а також для

інших цілей.

3.2.9. Модулі НВЧ

Аналіз застосування компонентів ІС і приладів показує, що спільне їх використання в

блоках апаратури не завжди зумовлює істотне поліпшення її електричних,

експлуатаційних і об’ємно-масових характеристик, підвищення її надійності, зменшення

трудомісткості та вартості виробництва. Цьому перешкоджають такі чинники: різна

технологія виробництва; велика кількість рознімань та з’єднувачів; застосування

матеріалів з різним температурним коефіцієнтом лінійного розширення та часом старіння,

а також із різною стійкістю до зовнішніх впливів; різнотипність джерел живлення тощо.

Ефективніший підхід полягає в застосуванні складніших, виготовлених у єдиному

технологічному процесі модулів серійного виробництва, призначених для комплексного

формування й обробки сигналів.

Модулі НВЧ – це уніфіковані, функціонально й конструктивно закінчені вироби

самостійного застосування чи такі, що раціонально вписуються в загальне компонування

складніших комплексів.

У загальному випадку модулі містять основні вузли, що реалізують потрібні функції,

пристрої контролю та керування, джерела вторинного електроживлення, а також ІС,

електрорадіокомпоненти, прилади функціональної електроніки, мікропроцесори тощо.

Кількість функцій, виконуваних модулем, зазвичай визначають на основі компромісу

між прагненням конструкторів апаратури зменшити загальну кількість модулів,

спрощуючи тим самим її складання та експлуатацію, і можливостями технології їх

виготовлення, перевірки й діагностики параметрів, зручністю ремонту, прагненням

підприємств-виготовлювачів комплектувальних компонентів випускати малофунк-

ціональні пристрої широкого застосування.

Прикладами модулів можуть бути конвертори приймачів супутникового телебачення,

необслуговувані активні ретранслятори сигналів НВЧ, бортові й наземні датчики

інформації про екологічну ситуацію та природоохоронні дані тощо.

У загальному випадку модуль НВЧ являє собою ланцюжок n каскадно зє’днаних

чотириполюсників (вузлів). Він характеризується багатьма параметрами (показниками

220

якості), найважливішими з яких (наприклад, для приймальних модулів) є коефіцієнт передачі

потужності KP = Pвих/Pвх, коефіцієнт шуму й ефективна шумова температура:

(3.42)

а також динамічний діапазон 1ш

1 1ш

1 ,i

kn

P

k ik k

KD K

D K

де п – кількість вузлів, KPk = Pвихk / Pвхk – коефіцієнт передачі потужності k-го вузла, Kшk та

Dk _– коефіцієнт шуму та динамічний діапазон k-го вузла;

За означенням, для – ефективна шумова температура антени.

Корпус модуля, частіше герметизований, заповнений інертним газом; він забезпечує

потрібну механічну міцність модуля, електромагнітне екранування, а також захист від

інших зовнішніх впливів.

Уніфікація габаритних розмірів корпусів, коаксіальних мікрорознімань, невеликої

кількості номіналів низьковольтних живильних напруг, видів і рівнів вхідних і вихідних

сигналів забезпечує взаємозамінність модулів певного типу без будь-якого

підстроювання, а також раціональне їх сполучення з модулями інших типів (подібно

типовим елементам заміни ЕОМ).

Модулі зазвичай неремонтопридатні в умовах експлуатації; відновлювати їх

можна на спеціалізованих підприємствах.

Висновки

Мініатюризація радіоелектронних компонентів дає змогу створювати широкий спектр

монолітних (напівпровідникових) і гібридних ІС різного призначення.

Зазвичай НВЧ пристрої виготовляють у вигляді окремих функціональних модулів,

захищених від впливу зовнішнього середовища. Габаритні розміри корпусів, типи

хвилевідних чи коаксіальних з’єднань та номінали напруг живлення уніфіковано для

зручності конструювання складних пристроїв.


1. Охарактеризувати інтегральні пристрої НВЧ.

2. Коротко охарактеризувати інтегральні транзисторні лінійні підсилювачі НВЧ.

3. У чому полягають особливості модулів НВЧ?

3.2.10. Малошумні лінійні підсилювачі

3.2.10.1. Загальна характеристика

У діапазоні НВЧ рівень зовнішніх шумів і природних радіозавад значно нижчий, ніж в інших відносно низькочастотних радіодіапазонах. Отже, приймання слабких сигналів обмежене власними шумами приймача. Тому на вході приймальної системи НВЧ доцільно встановлювати малошумні підсилювачи (МШП).

Призначені для використання в системах зв’язку та радіолокації МШП загалом мають задовольняти такі вимоги.

1. У них має бути малий коефіцієнт шуму та великий коефіцієнт підсилення. При

цьому зменшується значення T шумової температури приймальної системи в цілому, а

отже, збільшується відношення Pс Pш на її вході та стає можливим приймання слабших

сигналів. Однак застосовувати підсилювачі з шумовою температурою TМШП Tа (Tа –

шумова температура антени) нераціонально, тому що це пов’язано зі значними

шшΣ ш1 1

2

1

,

i

nk

kk

P

i

TT T

K

,1

21

1

ш1шш

n

kk

i

Pi

k

K

KKK

1

ш1 а

1

1 1;i

k

P

i

k K T T

221

технічними труднощами та не спричинює істотного зменшення T.

На практиці для зниження температури T приймальної системи МШП встановлюють

якнайближче до її входу, найчастіше перед вхідним фільтром (щоб зменшити вплив його

втрат), а іноді його навіть розміщують одразу за опромінювачем антени.

2. Ширина й форма смуги пропускання МШП мають забезпечувати неспотворене приймання сигналу та задану завадозахищеність. Перестроювати вхідні МШП складно, тому їх зазвичай роблять широкосмуговими, неперестроюваними в робочому діапазоні.

Перестроювати чи замінювати можна тільки пасивні вузькосмугові фільтри-преселектори, що пропускають смугу частот прийнятого сигналу та захищають підсилювач від сильних завад поза цією смугою.

3. Коефіцієнт підсилення МШП на БТ максимальний у разі повного узгодження його входу з трактом, а коефіцієнт шуму мінімальний у разі певної їх неузгодженості. У зв’язку з цим для мінімізації шумової температури Tш приймальної системи в багатьох випадках доцільно, щоб була певна неузгодженість входу МШП на БТ із трактом (до КСХ ≤ 3...5).

Усі інші елементи тракту мають бути добре узгоджені. Пояснимо, чому неодмінно має бути виконана ця вимога. Наприклад, якщо МШП з шумовою температурою Tмшп з’єднано з антеною через Х-циркулятор, не цілком узгоджений із нею (з коефіцієнтом відбиття Га), то

шуми узгодженого навантаження циркулятора, характеризовані температурою Tн, відбиваючись від антени, створюють на вході МШП додаткові шуми Tн|Га|

2, а прийнятий

антеною сигнал послаблюється в 1/(1 – |Га|2) разів.

У результаті шумова температура МШП зростає до значення

.Г1Г22

аанмшпмшп ΤΤΤ

4. Рівень сигналу, що надходить на вхід МШП, може змінюватися в широких межах,

тому динамічний діапазон підсилювача інтервал між найменшим і найбільшим

робочими значеннями потужності підсилюваного (перетвореного) вхідного сигналу – має

бути досить великим.

Нижня межа Pш динамічного діапазону D визначається еквівалентною вхідною

потужністю шуму Рш = kTf. За верхню межу беруть потужність насичення, з

перевищенням якої нелінійні спотворення сигналу стають більшими допустимих за

певним критерієм.

Використовують такі критерії нелінійності:

зменшення (стиск, компресія) коефіцієнта підсилення на задане значення, найчастіше

на 1 дБ, тобто в 1,26 раза;

заданий рівень вихідної потужності створюваних другої та третьої гармонік вхідного

синусоїдного сигналу, якщо вони попадають у смугу пропускання широкосмугового

підсилювача;

зміна фази коефіцієнта передачі на допустиме значення; цей критерій суттєвий у

разі підсилення фазоманіпульованих сигналів та в разі використання ТрП у фазованій

антенній решітці;

блокування слабкого сигналу з частотою fс сильною завадою з частотою fп;

заданий рівень потужності інтермодуляційних продуктів у разі впливу на вхід підсилювача двох гармонічних сигналів із близькими частотами f1 і f2 та однаковими

амплітудами. Застосовуючи цей критерій, слід брати до уваги продукти нелінійності 3-го

порядку, тобто частоти 2f1 f2 чи 2f2 f1, що попадають у смугу пропускання ППЧ,

якщо мова йде про МШП чи змішувач, і мають значну амплітуду. Верхня межа D та

взаємозв’язок зазначених критеріїв часто встановлюють за допомогою умовної

потужності насичення за входом PIP3, що відповідає точці IP на рис. 3.87.

Ця точка визначається екстраполюванням результатів малосигнальних вимірів як

точка перетину (IP – intercept point) лінійних залежностей від вхідної потужності

222

продуктів основного перетворення та враховуваного нелінійного. Вона є універсальним

параметром для підсилювачів, змішувачів та інших активних пристроїв НВЧ.

Жирна лінія P на рис. 3.87 проходить під кутом 45 (тангенс кута нахилу дорівнює 1)

як результат підсилення на лінійній ділянці амплітудної характеристики МШП (тобто

вихідна потужність пропорційна вхідній). В області насичення її екстраполює тонка

пряма.

Продукт нелінійного перетворення третього порядку пропорційний кубу потужності,

тому тангенс кута нахилу прямої P21–2, P22–1 дорівнює 3. Побудовані за даними

експерименту зазначені прямі (після екстраполяції) перетинаються в точці IP.

5. Амплітудна, амплітудно-частотна та фазочастотна характеристики мають

задовольняти вимогу підвищеної лінійності. Наприклад, нерівномірність АЧХ

малошумного підсилювача деяких станцій зв’язку має бути не більшою 0,5 дБ у смузі 500

МГц з підсиленням не менше 40 дБ.

6. Має бути малий час виходу на робочий режим і швидке відновлення працездатності

підсилювачів після впливу сильної завади.

7. Час напрацювання на відмову має бути не меншим 100 тис. год, а час переходу з

основного комплекту на резервний – не більшим декількох десятих часток секунди.

8. Малошумним пристроям мають бути властиві простота обслуговування та

контролю, мінімальна кількість регулювань, заміна без його підстроювання.

Малі габарити, маса та споживана потужність важливі для бортової та наземної

мобільної апаратури (зокрема, коли МШП розміщено біля опромінювача антени). Деякі з

цих вимог суперечливі, тому, вибираючи тип підсилювача, приходиться приймати

компромісні рішення. Залежно від способу підключення МШП до антени та до навантаження

розрізняють такі їх види: відбивні з циркулятором; прохідні з роздільними входом і виходом; балансні, котрі можуть бути як відбивними, так і прохідними. Активними елементами малошумних підсилювачів НВЧ є транзистори, рідше – параметричні й тунельні діоди.

0

Pвих, дБмВт

1 дБ

Р

P21–2

P22–1

Р–1дБ

(Рн) PIP3 Рвх, дБмВт

ІР

Рис.3.87

223

Графіки залежності шумових температур Tш від частоти різних типів МШП і змішувачів

показано на рис. 3.88, де 1 – ЛБХ; 2 – змішувачі; 3 – ТП; 4 – БТ; 5 – ПТ 300 К; 6 – ПП 300

К; 7 – ПТ на InGaAs; 8 – ПТ 300 К фірми «Miteq» (США); 9 – ПТ 20 К; 10 – ПП 20 К; 11 –

КПП 4 К (КПП – квантовий парамагнітний підсилювач; зазначена температура в кельвінах

– фізична температура пристроїв; жирна лінія відображає шуми атмосфери та космічні

шуми)

3.2.10.2. Транзисторні МШП

Нині як вхідні МШП більшості приймальних систем НВЧ застосовують транзисторні

підсилювачі.

На частотах до 3...4 ГГц як активні елементи підсилювачів зазвичай застосовують БТ,

на вищих частотах – ПТШ, які мають на них менший коефіцієнт шуму; у деяких випадках

ПТШ застосовують на частотах починаючи з 1 ГГц й навіть з 0 Гц (у монолітних ТрП).

Гранично малі Kш мають транзистори з високою рухливістю електронів (НЕМТ).

Розроблено транзисторні підсилювачі НВЧ на робочі частоти 0,1...60 ГГц відповідно з

коефіцієнтом підсилення не менше 15...5 дБ на каскад і коефіцієнтом шуму 0,5...8,0 дБ.

Смуга підсилення ТрП може бути від декількох відсотків до декількох октав (для

монолітних підсилювачів). Зазвичай коефіцієнт Kш вузькосмугових ТрП на 0,2...0,6 дБ

перевищує коефіцієнт шуму використовуваних ПТШ, а широкосмугових – на 1,5...4,0 дБ.

Польові транзистори на InGaAs працездатні до частот 100…200 ГГц.

Для

широко використовуваних неохолоджуваних транзисторних МШП на рис. 3.88 показано

дві криві: верхня (5) відповідає підсилювачам масового застосування, нижня (8) –

підсилювачам фірми «Miteq» (США) з найкращими параметрами – не гіршими, ніж у

неохолоджуваних параметричних підсилювачів (ПП). Вихідна потужність насичення

малошумних ТрП зазвичай має значення 0,1...10,0 мВт; їх динамічний діапазон на 10...20

дБ більший, ніж у тунельних підсилювачів (ТП) й ПП. Важлива перевага ТрП – вища

105

5·103

2·103

1103

500

200

100

50

20

10

5

2

1 0,1 0,2 0,5 1 2 5 10 20 50 100

15,5

12,6

9,0

6,5

4,3

2,3

1,3

0,7

0,3

0,15

0,07

ƒ,ГГц

Tш,К Kш,дБ

1

7

8

10

11

2

3

4

5

6

9

Атмосферні шуми

Космічні шуми

Рис.3.88

224

стабільність підсилення порівняно з регенеративними ТП й ПП. На ММХ менший

коефіцієнт Kш мають ТрП на перспективних гетероструктурних ПТ на InP. Рекордні

параметри мають монолітні схеми ТрП на InGaAs HEMT ПТ – аж до 100 ГГц (Kш =

0,6…2,0 дБ). Вони можуть працювати на частоті до 140 ГГц із підсиленням до 10 дБ

та Kш = 5,5 дБ.

У цілому можна вважати, що на частотах до 60 ГГц в апаратурі масового застосування

ТрП витісняють усі інші типи МШП, перевершуючи їх за надійністю, динамічним

діапазоном, широкосмуговістю, стійкістю до перевантажень, а також за мінімумом маси,

габаритів, вартості, трудомісткості виготовлення.

Конструкція ТрП відносно проста. Наприклад, на полікорову підкладку з

напиленими вхідними, міжкаскадними та вихідними узгоджувальними колами (УК),

елементами розв’язки в колах живлення впаюють транзистор (див. рис. 3.85). Плату, під

якою можна встановлювати схеми керування та стабілізатори живлення, поміщають у

плоский корпус (позамежний хвилевід). Коаксіальні чи хвилевідні вхід і вихід НВЧ

сигналу, а також вводи живлення герметичні.

На НВЧ використовуються переважно підсилювачі на ПТШ за схемою з СВ (див. рис.

3.72), яка має такий самий коефіцієнт шуму, як і схема з СЗ, але більший коефіцієнт

передачі потужності. Тому в разі використання схем із СВ менше впливають шуми

наступних каскадів.

Іноді, якщо є запас підсилення, для збільшення смуги пропускання ТрП на ПТШ

використовують негативний зворотний зв’язок, що змінює вхідний опір транзистора.

Унаслідок цього можна застосовувати простіші узгоджувальні кола, зменшується

чутливість ТрП до зміни параметрів транзистора, підсилювач стає безумовно стійким.

Такі каскади можна використовувати без застосування вхідних і вихідних роз’язувальних

пристроїв, зокрема в монолітних ТрП. Просто реалізований широкосмуговий резистивний

зворотний зв’язок трохи збільшує коефіцієнт Kш, тому в МШП застосовується й зворотний

зв’язок на реак-тивних елементах.

У монолітних схемах ТрП замість пасивних УК застосовують активне узгодження –

на вході МШП включають каскад з СЗ, а на виході – каскад з СС. У широкосмугових

ТрП вибором узгоджувальних ПТШ з крутістю S = 1/, що дорівнює провідності МСЛ,

можна досягнути узгодження в смузі декількох октав, зменшення Kш на (1,5…2,0) дБ та

збільшення підсилення. Активні УК на ПТШ займають значно меншу площу порівняно з

пасивними.

Живлення ПТШ здійснюється двома способами: з використанням двополярного

джерела напруги та однополярного – з автозміщенням транзистора. Коло автозміщення R і

C в останньому випадку є колом негативного зворотного зв’язку на постійному струмі, що

стабілізує параметри ТрП. Але втрати шунтувальних конденсаторів погіршують

параметри підсилювального каскаду, особливо з підвищенням частоти.

З огляду на це на підвищених частотах віддають перевагу схемі живлення з

двополярним джерелом напруги. У широкосмугових ТрП з розподіленим підсиленням

використовують резистивний зворотний зв’язок для вирівнювання АЧХ.

Шуми ПТШ мають переважно теплове походження, тому зі зниженням у кілька разів

фізичної температури ТрП приблизно в стільки ж разів зменшується його шумова

температура. Крім того, завдяки зростанню рухливості електронів у GaAs під час

охолодження, на декілька децибел зростає підсилення ПТШ.

3.2.10.3. Загальні властивості регенеративних підсилювачів

Більшість малошумних підсилювачів НВЧ на НП діодах працюють у

регенеративному режимі, коли підсилений унаслідок внутрішнього позитивного

225

зворотного зв’язку сигнал виділяється у вхідному контурі підсилювача. Збільшення

амплітуди сигналу, що відбувається при цьому, можна розглядати як результат підвищення

добротності вхідного контуру завдяки частковій компенсації його втрат негативною

провідністю активного елемента регенеративного підсилювача.

На практиці найчастіше застосовують регенеративні відбивні підсилювачі,

підключення джерела сигналу й навантаження до яких здійснюється через циркулятор.

Відбивні підсилювачі. Розглянемо схему заміщення відбивного підсилювача (рис.

3.82), де позначено внутрішню провідність джерела сигналу Gc, хвильову провідність ЛП

та пліч циркулятора Y0, негативну провідність підсилювача G_, провідність навантаження

Gн, реактивну провідність В підсилювача, втрати в підсилювачі Gп. Зазвичай резистивні

провідності узгоджують (Gс = Gн = Y0). Провідність В складається з реактивної складової

підсилювального елемента Впе та провідності елемента настроювання Вн. Ці провідності

мають різні знаки та складають паралельний еквівалентний коливальний контур із

резонансною частотою 0, яка дорівнює центральній робочій частоті. Відносна реактивна

провідність контуру b = B/Y0 пов’язана з його добротністю Q та відносною розстройкою v

відомим виразом b = 2Qv.

Одержимо загальні вирази для коефіцієнта підсилення та смуги пропускання

відбивного регенеративного підсилювача, маючи на увазі, що всі провідності реального

кола слід перераховувати до перерізу, щодо якого побудовано схему заміщення.

Коефіцієнт підсилення потужності KP, відповідно до рис. 3.82, дорівнює квадрату модуля

коефіцієнта відбиття в перерізі А – А:

.Г//2

падвідбвхвих PPPPKP (3.43)

Підставивши в співвідношення (3.43) праву частину відомого виразу для коефіцієнта

відбиття від навантаження Yвх довгої лінії Y0

Г = (Y0 – Yвх)/(Y0 + Yвх), маємо 2 2

0 0 ,PK Y jB G Y jB G (3.44)

де п 0.G G G

Розділимо чисельник і знаменник рівності (3.44) на Y0 та введемо коефіцієнт

регенерації 0α G Υ . Тоді з урахуванням співвідношення b = 2Qv одержимо для випадку

малих розстройок вираз

2 2

2 2

(1 α) (2 ).

(1 α) (2 )P

QvK

Qv

(3.45)

З рівності (3.45) випливає, що коли немає регенерації ( = 0), сигнал відбивається без

підсилення, і KР = |Г|2 = 1.

У разі великого підсилення ( 1) і малої розстройки v в чисельнику правої частини

співвідношення (3.45) величиною 2(2 )Qv порівняно з 2

1 α 4 можна знехтувати. Тоді ЧХ в

смузі пропускання має вигляд

KP0 4/[(1 – )2 + (2Qv)

2]. (3.46)

Якщо підсилювач настроєно на частоту сигналу (v = 0), то резонансне значення коефіцієнта підсилення дорівнює

(3.47).

Зрівнявши подвоєне значення коефіцієнта підсилення в разі розстроювання (3.46) та його резонансне значення (3.47), одержимо такий вираз для відносної смуги пропускання відбивного підсилювача за рівнем 0,5Рmax:

.2)α1/(4

PK

226

0,52 1 α .v Q (3.48)

Підсилювачі іноді оцінюють за ефективною площею підсилення, яка дорівнює добутку коефіцієнта підсилення напруги на смугу пропускання за рівнем 0,5Рmax. Із виразів (3.46) і

(3.48) виводимо, що для відбивного підсилювача резонаторного типу цей параметр дорівнює

(3.49)

Зі співвідношення (3.49) випливає, що зі збільшенням коефіцієнта підсилення

регенеративного підсилювача резонаторного типу його смуга пропускання неминуче

звужується.

Прохідні підсилювачі. Прохідний регенеративний підсилювач, схему заміщення

якого зображено на рис. 3.89, містить ті самі елементи, що й відбивний, за винятком

циркулятора. Джерело сигналу

підключено до входу прохідного

підсилювача, навантаження – до його

виходу.

Коефіцієнт підсилення прохідного

підсилювача дорівнює відношенню потужності Рн, яку підсилювач віддає в

навантаження, до номінальної потужності Рном, що виділяється в узгодженому

навантаженні, підключеному до джерела сигналу. Можна показати, що на центральній

робочій частоті, на якій загальна реактивність B = Bпе + Bен = 0,

2 20

н с

н c

4.

1 αР

G GK

G G

(3.50)

З рівності (3.50) випливає, що в разі узгодження Gн = Gс підсилення

.α112

0

PK (3.51)

Смугу пропускання прохідного підсилювача, як і відбивного, визначає вираз (3.48).

Отже, якщо Gн = Gс, площа підсилення прохідних регенеративних підсилювачів

0 0,52 1

PK v Q

виявляється вдвічі меншою площі підсилення відбивних за рівних коефіцієнтів регенерації та добротностей їх коливальних систем. Це пояснюється тим, що зазвичай

активним елементом регенеративних підсилювачів є діод, якому не властиве спрямоване підсилення, і половина підсиленої прохідним підсилювачем потужності проходить у бік джерела сигналу та поглинається ним. Якщо прохідний підсилювач не узгоджено із

джерелом сигналу чи навантаженням, то через відбиття ними частини потужності підсиленого сигналу може виникнути самозбудження. Для запобігання цього на вході й виході підсилювача зазвичай установлюють феритові вентилі чи циркулятори.

Стабільність підсилення. Використовуючи регенеративні підсилювачі, важливо

забезпечити стабільність їх роботи. Зміни провідностей джерела сигналу та навантаження під дією кліматичних і механічних впливів, нестабільність негативної провідності –G_

(через мінливість напруг живлення, старіння та зміни компонентів схеми) спричинюють

зміни коефіцієнта регенерації. Як випливає з рівностей (3.48) і (3.51), у разі великого

підсилення ( 1) навіть малі зміни коефіцієнта різко впливають на значення

коефіцієнта підсилення й можуть зумовити самозбудження підсилювача.

Можна підвищити стабільність роботи МШП, розраховуючи їх на найгірший випадок, вибираючи режим роботи з невеликим коефіцієнтом підсилення (8…12 дБ на каскад),

0 0,52 2/ const.

PK ν Q

Іс Gс jB G_ Gп Gн

В = Впе + Вен

Рис.3.89

227

Рис. 3.90

i

u

I0

UR

Umвх

U0

ТД

Um

ви

х

Umвх

х

U0

Umвих

Rн

а

б

Рис. 3.90

i

u

I0

UR

Umвх

U0

ТД

Um

ви

х

Umвх

х

U0

Umвих

Rн

а

б

застосовуючи феритові вентилі чи цир-кулятори, ослаблюючи дію всіх дестабілізаційних факторів.

Порівняння відбивного та прохідного підсилювачів. Регенеративний підсилювач відбивного типу побудовано на одному циркуляторі замість двох феритових вентилів (чи циркуляторів) у прохідному, тому він має менші габаритні розміри й масу та дешевший. Ефективність (площа підсилення) відбивного підсилювача за інших однакових умов удвічі вища, ніж прохідного, у якому половина підсиленої потужності спрямовується в бік антени й поглинається в розв’язувальному пристрої. Крім того, шуми відбивного підсилювача трохи менші.

Якщо діод виходить із ладу, у відбивному підсилювачі сигнал проходить до приймача з невеликим ослабленням унаслідок відбиття через неузгодженість, що виникла; у прохідному підсилювачі сигнал відбивається в бік антени, й енергетичний потенціал радіолінії істотно знижується. Завдяки цим перевагам відбивні підсилювачі широко застосовують у приймальних системах. До них належать підсилювачі на тунельних діодах (ТД) і на параметричних діодах.

3.2.10.4. Підсилювачі на тунельних діодах

Активним приладом тунельного підсилювача (ТП) є ТД. Його p–n-перехід утворено областями з високою концентрацією домішок; товщина переходу дуже мала, завдяки чому є тунельний ефект, а статична ВАХ у разі малих, до 0,1В, напруг має велику крутість і

симетрична щодо початку координат

(рис. 3.90.б). Подальше підвищення прямої напруги призводить до зменшення тунельного струму – з’являється спадна ділянка характеристики; для значень прямої напруги більше 0,3В тунельний ефект уже не виявляється, струм має дифузійний характер і зростає, як у звичайних p–n-пе-реходах.

У тунельних підсилювачах, генераторах та інших

пристроях на ТД використовується негативний

диференціальний опір діода, модуль якого r = u/i

мало залежить від температури й частоти. Завдяки

цьому негативному опору відбувається регенерація

схеми, і перетворення, множення частоти чи детектування на ТД можливе з одночасним

підсиленням сигналу.

Схема заміщення діода на рис. 3.91 (див. також рис. 2.1.а) правдива і для ТД. Залежно

від типу діода значення його

параметрів можуть бути в таких межах:

r = 40…100 Ом, Сj = 1…10 пФ, Сcase

= 0,2…0,5 пФ, rs = 1…10 Ом, Ls =

0,1…1,0 нГн. Максимально допустима

потужність розсіювання дорівнює

10…40 мВт.

Відносячи ємність Сcase (у ТП її

компенсує спеціально введена настроювальна індуктивність) до зовнішньої

схеми, визначимо вхідний опір схеми заміщення частини діода, що залишилася (див. рис.

3.91):

s sд д д

j

ω 1.

ω 1/

r j LZ R jX

j C r

r

Ls rs

Ccase

Cj Cj r

u б а

Рис.3.91

228

Виділивши резистивну та реактивну складові опору, маємо

д s

j

,1 ω

rR r

C r

(3.52)

2

2

j

д s

j

ω .1 ω

C rX L

C r

(3.53)

Зі співвідношення (3.52) випливає, що знак резистивної складової вхідного опору ТД

залежить від частоти. На певній частоті опір Rд стає рівним нулю, і підсилення

принципово неможливе.

З умови Rд = 0 визначимо частоту

яку називають граничною резистивною частотою; це параметр діода.

На частоті = R, як це випливає з визначення (3.52), Rд = 0, і підсилення стає

неможливим. Гранична резистивна частота ТД становить десятки гігагерц.

Частоту, на якій реактивна складова вхідного опору Хд дорівнює нулю, називають резонансною частотою ТД. Визначимо її з рівності (3.53) за умови Хд = 0:

0 2 2

s j j

1 1ω .

L C r C

На частотах нижче 0 опір ТД має ємнісний характер, а вище 0 – індуктивний. На

резонанснiй частоті діода найімовірніше самозбудження підсилювача. Якщо для діода 0

> R , то від’ємний диференціальний опір r не компенсує цілком власні втрати rs діода.

Підсилювач на такому ТД потенційно стійкий.

Параметри паралельної схеми заміщення ТД, потрібні для аналізу роботи ТП як

регенеративного, можна визначити зі співвідношень

2 2 2 2

д дд д

д д д д

.,X

BR X

RG

R X

Спрощена схема заміщення ТП (рис. 3.90. а) містить джерело сигналу амплітуди Umвх,

тунельний діод і перерахований до діода опір навантаження Rн.

У статичному режимі лінія навантаження (на рис. 3.90. б – суцільна жирна) перетинає

ВАХ у середині спадної ділянки для струму I0 1 мА. Опір навантаження трохи менший

від’ємного диференціального опору діода: Rн < |rd| = u/i.

У динамічному режимі під дією сигналу Umвхsinсt лінія навантаження

переміщається в межах спадної ділянки ВАХ. У результаті Umвих > Umвх, тобто

відбувається підсилення.

Зазвичай використовують відбивні схеми ТП; сигнальний контур утворюється

ємністю ТД та індуктивністю елементів настроювання. Крім того, є частотно-вибіркові

кола стабілізації режиму, шунтувальні ТД, щоб подавити підсилення за межами потрібної

АЧХ.

Робочі частоти ТП можуть досягати десятків гігагерц, смуга підсилення – октави,

потужність насичення – приблизно 10–5

Вт. Для забезпечення стійкості підсилення на

каскад вибирають невеликим, близько 10…12 дБ, коефіцієнт шуму – 2…7 дБ (див. рис.

3.88). Охолодження ТД не зумовлює істотного зменшення коефіцієнта Kш, тому що воно

sj

1ω 1,

R

r

rC r

229

зменшує лише теплові шуми опору втрат rs діода й не впливає на рівень дробових шумів

струму I0. Нині ТП застосовують рідко; їх витісняють підсилювачі на ПТШ.

3.2.10.5. Параметричні підсилювачі (ПП)

Загальні відомості. Малошумні підсилювачі цього типу мають трохи меншу шумову

температуру, ніж ТрП навіть на НЕМТ-транзисторах (однак на частотах нижчих у десятки

разів, див. рис. 3.88). Охолоджувані до 20 К параметричні підсилювачі поступаються за

шумами тільки квантовим парамагнітним підсилювачам. Вони не такі чутливі до

перевантажень, як ТрП на ПТШ (якщо потужність накачки – десятки-сотні міліват).

Застосовують ПП, незважаючи на певне ускладнення апаратури та її експлуатації,

коли перелічені вище фактори найважливіші. У них підсилення реалізується внаслідок

відбирання енергії від місцевого генератора накачки (ГН) і перетворення її в енергію

коливань вхідного сиг-налу. Перетворювальним елементом є бар’єрна ємність зворотно

зміщеного p–n-переходу параметричного діода (чи ДБШ), яка змінюється під впливом

напруги накачки.

Ідеалізовану схему заміщення ПП показано на рис. 3.92. а.

Щоб підвищити ефективність

роботи підсилювача, до

параметричного діода крім контурів,

настроєних на частоту сигналу fс і

накачки fн, підключають додатковий

контур, настроєний на холосту

(комбінаційну) частоту fх = m fс n fн.

У деяких випадках до цього контуру, також називаного холостим,

підключають навантаження (на схемі – Rн). Процес підсилення в ПП

можна трактувати як результат подвійного параметричного перетворення частоти. У

результаті першого перетворення напруга частоти сигналу, взаємодіючи на змінній ємності

з напругою частоти накачки, зумовлює появу коливань холостої частоти. У свою чергу,

напруга холостої частоти, взаємодіючи з напругою накачки, спричинює появу додаткового

струму частоти fс, синфазного зі струмом прийнятого сигналу; амплітуда напруги на

сигнальному контурі зростає (на схемі – Uвих ).

Основна перевага ПП перед іншими напівпровідниковими підсилювачами – низький

рівень шумів, бо немає дробових шумів зворотно зміщеного діода (I0 0), а теплові шуми

дуже малі, особливо в разі охолодження діода.

Рівняння Менлі – Роу. Велике значення в теорії ПП мають рівняння Менлі – Роу, що

описують розподіл потужності між коливаннями різних частот у системі коливальних

контурів (рис. 3.92. a), яка містить нелінійний реактивний (тобто без втрат) елемент.

Вони дають змогу також визначити, чи можливе підсилення в системі, і знайти максимально

досяжний коефіцієнт підсилення.

Наведемо спрощено виведення рівнянь Менлі – Роу. Нехай до нелінійної ємності C(u)

(рис. 3.92. а) підключено кола із джерелом сигналу та ГН, настроєними на частоти с і н,

а також контур, настроєний на холосту частоту х = mс + nн, де m і n – цілі числа чи

нуль. Через ємність C(u) та зазначені контури протікають струми з частотами с, н і х.

Рівняння Менлі – Роу випливають із закону збереження енергії, який для схеми на рис.

3.92. a можна записати у вигляді

Рс + Рн + Рх = 0. (3.54)

Рис. 3.92.

230

Рівність (3.54) відображає той факт, що сума потужностей на частотах с, н і х,

одержаних нелінійною ємністю без втрат і відданних нею, дорівнює нулю. Помноживши

кожен член цієї рівності на відповідні (одиничні) множники, маємо

с с х нн н

н н

с

с c

( )0,

P f P mf nfP f

f f mf nf

с х н хс н

с с н н с н

0.P mP Р mP

f ff mf nf f mf nf

(3.54.а)

Рівність (3.54.а) виконується для будь-яких значень частот с і н, що може бути

тільки за умови

с х

с с н

0,P mP

f mf nf

н х

н с н

0.Р mP

f mf nf

(3.55)

Вирази (3.55), називані рівняннями Менлі – Роу, можна викорис-товувати для аналізу

ПП та інших параметричних пристроїв.

Типи параметричних пристроїв. За видом коливальної системи розрізняють

вузькосмугові резонаторні ПП та широкосмугові на багатоланкових фільтрах; до останніх

незастосовний закон сталості ефективної площі підсилення (3.49).

За кількістю контурів ПП можуть бути одноконтурними, двоконтурними та

багатоконтурними. Зазначимо, що контур накачки не входить до числа контурів: на рис.

3.92. а показано схему двоконтурного ПП прохідного типу.

За принципом дії розрізняють регенеративні та нерегенеративні пристрої.

Регенеративний двоконтурний ПП має холостий контур, настроєний на різницеву

частоту х = н – с. Це відповідає значенням m = –1 і n = 1 в енергетичних

співвідношеннях Менлі – Роу (3.55), які можна записати так:

Pc/fc – Px/fx = 0, (3.55.a)

Pн/fн – Px/fx = 0. (3.55.б)

Оскільки потужність накачки споживається нелінійною ємністю діода (Pн > 0), то з рівності (3.55.б) випливає, що Pх < 0, а з урахуванням цього з рівності (3.55.а) випливає, що й Pс < 0. Отже, завдяки перетворенню енергії накачки нелінійна ємність віддає потужність як у холостий, так і в сигнальний контур, компенсуючи втрати в них. Компенсацію втрат можна трактувати як унесення негативної провідності в контури, їх параметричну регенерацію. Тому загальні рівняння, отримані в п. 3.3.6.3, застосовні для аналізу властивостей розглянутого підсилювача.

Зокрема, підсилення на центральній частоті відбивного підсилювача до-рівнює 2

0 4/(1 α) ,PK а прохідного підсилювача 2

0 1/(1 α) .PK

Приклад конструкції двоконтурного ПП. На рис. 3.93 схематично зображено регенеративний ПП дециметрового діапазону відбивного типу. Циркулятор, що розділяє вхідний 1 і вихідний 3 сигнали, не показано. Вхід ПП 2 – коаксіальний. Дволанковий ФНЧ 4 розв’язує тракт сигналу від коливань холостої частоти та потужної накачки 5, що подається через ступінчастий

1 3 2

4

5

6

7

8

Рис. 3.93.

231

2

4.

1 α

хвилевідний трансформатор 6 для узгодження тракту накачки з малим опором параметричного діода. Генератором накачки є відбивний клістрон К-54 трисантиметрового діапазону.

Параметричний діод типу 1А404 включено в розрив коаксіалу, коло подачі зворотного

зміщення на діод не показано. Сигнальний контур створено ємністю діода та

індуктивністю коаксіалу, контур настроюється безконтактним поршнем 7. Поршнем 8

настроюють холостий контур.

Регенеративний підсилювач-перетворювач. Пристрій, у якому підсилений і

перетворений сигнал знімається з холостого контуру на частоті х = н – с, причому х >

с, називають підвищувальним регенеративним підсилювачем-перетворювачем. Його

застосовують як змішувач для переносу слабкого модульованого сигналу ПЧ в діапазон

НВЧ на нижню (щодо накачки) смугу. У ньому крім підсилення завдяки регенерації

потужність вихідного сигналу ще зростає, згідно з рівністю (3.55.а), пропорційно

відношенню частот вих/вх внаслідок перетворення нагору нелінійною ємністю без утрат:

>>

Тому можна вибрати коефіцієнт регенерації трохи меншим, ніж у регенеративному

підсилювачі, домагатися стійкішого режиму роботи та широкої смуги підсилення.

Знижувальний регенеративний підсилювач-перетворювач не застосовують через малий

KP і великий Kш.

Одноконтурний ПП. Якщо у двоконтурному ПП знижувати н, то холоста частота

наблизиться до сигнальної, а коливальна система виродиться в одноконтурну. Такий

підсилювач називають одноконтурним (чи виродженим) регенеративним ПП. Розрізняють

три режими роботи одноконтурного ПП: бігармонічний, синхронний і квазісинхронний.

У бігармонічному режимі н 2с, спектри холостої та сигнальної частот розміщені поруч,

не перекриваючись; тому механізм підсилення не відрізняється від розглянутого у

двоконтурному ПП. Перевага одноконтурного ПП – простота конструкції; недолік полягає в

тому, що його смуга підсилення має бути принаймні вдвічі ширшою смуги сигналу, унаслідок

чого коефіцієнт шуму Kш зростає теж удвічі (в одноканальному режимі, коли в приймачі

використовується тільки спектр підсиленого сигналу с).

У синхронному режимі н = 2с, спектр холостої частоти цілком перекривається

спектром сигналу, тому сума напруг на виході ПП залежить від фазових співвідношень між

ними. Для максимального підсилення потрібна фазова синхронізація потужного генератора

накачки слабким прийнятим сигналом, що в техніці зв’язку практично нездійсненно.

Синхронний ПП – фазочутливий пристрій, але його вихідна напруга, на відміну від

постійного струму на виході фазового детектора, лежить у НВЧ діапазоні на частоті

прийнятого сигналу. Синхронні ПП застосовують у вимірювальній апаратурі для обробки

ФМ сигналів, а також у радіолокації.

Квазісинхронний режим (коли немає синхронізації) характеризується невеликими

відхиленнями від рівності н = 2с, унаслідок чого виникають биття між коливаннями

сигнальної та холостої частот майже однакових амплітуд. Частота биття Fб = х – с = н

– 2с.

Квазісинхронний режим застосовують у випадках, коли допускається спотворення

форми прийнятих сигналів, наприклад у радіометрії.

0 2

н

с

4

1 αP

fK

f

232

Нерегенеративний підсилювач-перетворювач. Якщо у двоконтурній системі холостий

контур настроєно на сумарну частоту х = н + с, що відповідає значенням m = 1 і n = 1 в

енергетичних співвідношеннях Менлі – Роу, то останні наберуть вигляду

Pс/с + Pх/х = 0 (3.56.a)

Pн/н + Pх/х = 0. (3.56.б)

Завжди Pн > 0, тому з рівності (3.56.б) випливає, що Pх < 0, а з рівності (3.56.а) – що Pc

> 0, тобто потужність на частоті сигналу поглинається нелінійною ємністю, а на

перетвореній частоті х = н + с віддається холостому контуру, до якого підключено

навантаження. Підвищувальний нерегенеративний підсилювач-перетворювач – потенційно

стійкий пристрій, тому що його вхідний контур не регенерується, оскільки нелінійна ємність

відбирає від вхідного контуру енергію (Pc > 0).

Із рівності (3.56.а) випливає, що максимально можливе підсилення

KP0 = Pвих/Pвх = Pх/Pс = х/с = (н + с)/с (3.57)

тим більше, чим вища частота накачки.

Реально через втрати в діоді й контурах підсилення менше заданого співвідношенням (3.57) приблизно вдвічі, тому потрібно, щоб частота накачки перевищувала частоту сигналу більша ніж у 10 разів. Це обмежує застосування нерегенеративного перетворювача як малошумного підсилювача НВЧ сигналу в основному дециметровим діапазоном хвиль. Істотна перевага підвищувального нерегенеративного перетворювача над регенеративним у тому, що він не збуджується за будь-яких рівнів накачки. Тому його найчастіше застосовують як потужний варакторний модулятор для переносу модульованого сигналу ПЧ в діапазон НВЧ у верхню (щодо накачки) смугу частот чи як змішувач зсуву немодульованого коливання вгору.

Якщо вхідний сигнал подавати в холостий контур, а знімати із сигнального,

отримаємо режим знижувального параметричного перетворювача частоти. Згідно зі

співвідношенням (3.57), сигнал послаблюється пропорційно відношенню частот х /с,

його втрати перетворення й коефіцієнт шуму більші, ніж у діодних (варисторних)

змішувачів, тому такий змішувач не застосовують на вході приймачів, але його можна

використовувати в збудниках-гетеродинах як змішувач зсуву вниз.

Параметри й застосування ПП. Найкращі неохолоджувані ПП мають шумову

температуру 40…80 К (див. рис. 3.88). Це ліпші показники, ніж в інших

неохолоджуваних МШП (крім ТрП на InGaAs).

Невеликі значення коефіцієнта шуму вдається одержати, викорис-товуючи діоди з

високою (до 250…500 ГГц) критичною частотою та малими паразитними

реактивностями, циркулятори з малими втратами, а також застосовуючи високочастотну

накачку з низьким рівнем власних шумів.

Однак діоди з високою критичною частотою мають малу потужність насичення (Рнас

10–7

Вт), що призводить до істотного зменшення динамічного діапазону приймальних

систем.

Нині створено ПП на частоти до 70...80 ГГц. Вони мають прийнятний коефіцієнт

підсилення (до 12...15 дБ на каскад) і відносно вузьку смугу підсилюваних частот (одиниці

відсотків). Більше значення коефіцієнта KР неможливо отримати через недостатню

розв’язку циркуляторів і небезпеку самозбудження. Розробка твердотільних ГН, а також

побудова ПП на основі гібридних мікросхем зменшує їх вартість, розміри й масу,

підвищує надійність роботи.

Застосування діодів з високою критичною частотою та термоста-туванням на рівні

20...25 °С, ГН з низьким рівнем власних шумів і високою частотою накачки (100...180

233

ГГц), а також невзаємних пристроїв із малими втратами дали змогу створити ПП для

діапазону 18...22 ГГц із Тш = 100...110 К, а для діапазону 37...40 ГГц – із Тш = 130...180 К.

Однак у ПП мала потужність насичення (10–7

Вт за входом на один каскад), що знижує

динамічний діапазон приймальних систем.

Можна значно зменшити коефіцієнт шуму, охолоджуючи ПП до температури рідкого

азоту (77 К), водню (20 К) чи гелію (4,2 К). Коефіцієнт шуму ПП, охолоджених до

температури рідкого азоту, лежить у межах 0,4…1,6 дБ (Тш 30…100 К), а в разі

охолодження до гелієвих температур – у межах 0,05…0,40 дБ (Тш 5…30 К). Однак

охолодження пов’язане зі збільшенням об’єму, маси, вартості, споживаної енергії

внаслідок застосування кріогенної установки, а також зі зменшенням надійності. Тому

охолоджувати ПП варто тільки в стаціонарних станціях зв’язку, коли потрібен низький

рівень шумів, а висока вартість і відносна складність експлуатації мають менше значення.

Тепер замість ПП майже скрізь застосовують транзисторні малошумні підсилювачі на ПТШ.

Висновки

На вході НВЧ приймальних пристроїв раціонально застосовувати МШП. Основні

вимоги до їх характеристик і параметрів – низький коефіцієнт шуму та лінійність АЧХ в

широкому динамічному діапазоні.

Широко застосовують як МШП підсилювачі на ПТШ, рідше – регенеративні ПП,

іноді охолоджувані.


1. Чому вхідний пристрій приймальної системи має бути малошумним?

2. Викласти призначення малошумних вхідних підсилювачів і вимоги до них.

3. Охарактеризувати загальні властивості регенеративних підсилювачів.

4. Пояснити принцип дії та навести параметри МШП на ТД.

5. Пояснити фізичний зміст рівнянь Менлі – Роу.

6. Назвати типи параметричних підсилювачів і пояснити їх осoбливості.

234

Розділ 4 Основні положення про проектування і приклади реалізації пристроїв

та трактів НВЧ 4.1. Енергетичний потенціал радіолінії

Потужність сигналу Рс на вході приймача залежить від потужності передавача Рпд,

коефіцієнтів підсилення передавальної Gпд та приймальної Gпp антен і від його загального

ослаблення L:

LGGPP /прпдпдc, (4.1)

де L = Lпд Lпр Lв Lм Lр Lз – добуток ослаблень сигналу в трактах передачі Lпд та прийому

Lпp, у вільному просторі Lв = (4R/)2 (R – дальність зв’язку, – довжина хвилі), у

гідрометеорах Lм, зумовлених рельєфом місцевості Lp та завмираннями Lз. Розділивши

обидві частини рівності (4.1) на потужність шумів на вході приймальної системи Рш.вx =

kTf, маємо

)/()/( лпрпдпрпдпдшc fLkTLLGGPPP . (4.2)

Тут k = 1,38 · 10–23

Вт · (К Гц)–1

– постійна Больцмана; і T – смуга пропускання й

ефективна шумова температура приймальної системи (у точці, де визначається (Рс /Рш)вх);

Lл = Lв Lм Lр Lз – ослаблення сигналу на лінії поширення (для супутникових ліній зазвичай

беруть Lp = Lз = l). Зауважимо, що величину РпдGпд прийнято називати ефективною

ізотропною випромінюваною потужністю (ЕІВП), а Gпр / T – добротністю (якістю)

приймальної системи Q.

Для якісного зв’язку потрібно, щоб відношення (Рс /Рш)вх було не меншим потрібного

(Рс /Рш)вх.птр, тому співвідношення (4.2) можна записати у вигляді

ЕІВП Q/Lпд Lпр

k

(Рс /Рш)вх.птр = Е Lл. (4.3),

дє Е- енергетичний потенціал.

Величину (Рс /Рш)вх.птр у разі передачі аналогового сигналу виражають через

відповідне відношення на виході демодулятора та виграш , який залежить від виду

модуляції: (Рс/Рш)вх.птр = (Рс/Рш)вих.птр, у разі передачі цифрового сигналу – через

допустиму ймовірність помилки прийому, що залежить від виду сигналу та демодулятора.

Кожній станції (апаратурі радіолінії) відповідає своє значення Е, що не залежить від

умов поширення сигналу, тому перевірка виконання нерівності Е > Lл відразу дає

відповідь на запитання, чи забезпечить радіолінія потрібну якість зв’язку.

Відповідно до співвідношення (4.3), енергетичний потенціал Е можна збільшити

такими способами:

підвищенням потужності передавача Рпд. Однак воно пов’язане зі збільшення

габаритних розмірів і маси передавача, його складності, вартості, а також погіршенням

умов електромагнітної совмисности. Для адаптації до умов роботи корисно мати

регульовану потужність Рпд;

підвищенням коефіцієнтів підсилення антен Gпд та Gпp. У дециметровому діапазоні це

може призвести до неприпустимо великих їх розмірів (G = 4SA/2, де = 0,3...0,8; SА –

площа розкриву). На сантиметрових та милиметрових хвилях можна одержати G 40...50

дБ за прийнятних габаритних розмірів антени, але при цьому підвищуються вимоги до

точності виготовлення її дзеркала й орієнтації під час наведення на джерело сигналу;

зменшенням втрат хвілевидних трактів Lпд та Lпp у результаті застосування

досконаліших, але зазвичай дорожчих елементів тракту та лінії передачи з малими

втратами. Зменшити довжину тракту з цією самою метою не завжди можливо (коли,

наприклад, станцію розміщено на земній поверхні, у приміщенні, а антену – на високій

щоглі);

зменшення відношення (Рс /Рш)вх.птр у разі використання завадостійких

широкосмугових сигналів (з великими базами) і кращих демодуляторів;

зниженням температури T в результаті застосування вхідних малошумних

підсилювачів.

235

Проаналізуємо останній спосіб збільшення потенціалу Е докладніше.

Розглянемо чотири поширені схеми (рис. 4.1) приймально-передавальних трактів НВЧ,

що містять такі складові: антену з

ефективною шумовою температурою

TА та коефіцієнтом передачі, який на

НВЧ вважають рівним 1; передавач

Пд потужністю Рпд; диплексер Д з

втратами Lд та фізичною

температурою Tд; фідер із втратами

Lф, що перебуває за температури Тф;

МШП з ефективною шумовою

температурою TМШП та коефіцієнтом

підсилення потужності KР; приймач

Пр із коефіцієнтом шуму Kш.

Наведемо потрібні для

визначення T вищезгаданих схем

відомі співвідношення. Коефіцієнт

шуму реального чотириполюсника з

підсиленням потужності KP в ефективній смузі частот дорівнює відношенню

повної шумової потужності на його виході Рш.вих до її частини, зумовленої

шумами узгодженого навантаження, яке перебуває на вході за стандартної температури

Т0:

с ш ш.вих 0 ш.вих.власн ш.вих.власнвх

ш

с ш 0 0 0вих

1 ,P

P P P

Р Р Р kT fK P PK

Р Р kT fK kT fK kT fK

де kТ0fKP – підсилені чотириполюсником шуми узгодженого навантаження;

Рш.вих.власн – власні шуми чотириполюсника. Нагадаємо, що T0 = 290 К = 17 °С –

стандартна температура.

Ефективна шумова температура Тш пасивного двополюсника з утратами L і фізичною

температурою Т

)1( LTTш. (4.4)

Ефективна шумова температура чотириполюсника та його коефіцієнт шуму Kш можна

задати співвідношеннями

(4.5)

Зіставивши рівності (4.4) та (4.5) і взявши до уваги, що пасивний чотириполюсник характеризується коефіцієнтом шуму Kш, можна дійти висновку, що для Т = Т0 коефіцієнт шуму чисельно дорівнює ослабленню L, унесеному цим чотириполюсником, тобто Kш = L. Це дає змогу швидко перераховувати коефіцієнт шуму до будь-якої точки тракту, що складається з ланцюжка пасивних елементів, додаючи до вихідного значення для Kш чи віднімаючи від нього відповідне число децибел. Із рівності (4.4) також випливає, що для T = T0 збільшення втрат на 0,1 дБ зумовлює збільшення Тш на 7 К (у разі L < 0,5 дБ).

Ефективна шумова температура антени TА (рис. 4.1) – це така температура резистивного опору R, що дорівнює опору випромінювання реальної антени, за якої його потужність шумів дорівнює потужності шумів на виході цієї реальної антени. Величина ТА залежить від конструкції антени та її орієнтації. Значення ТА змінюється в межах від 100...150 К у разі нульового кута місця до 30...40 К у разі напрямку антени в зеніт (без урахування опадів). При цьому, як видно з рис. 3.88, оптимальним для супутникового зв’язку є діапазон частот приблизно 1...20 ГГц.

На хвилях, коротших 3 см, підвищується рівень теплового радіовипромінювання атмосфери, на хвилях, довших 30 см, велика інтенсивність космічного радіовипромінювання. Антена бортового ретранслятора ШСЗ, спрямована на Землю,

ш 0 ш 1 ,T T K шш

0 0

1 1 1 .T T

K LT T

Пр

Lф, Tф

ТА

TΣа Kш

Д

Пд

Lд, Тд

Pпд

а

Пр

Lф, Tф

ТА

TΣб

Kш

Д

Пд

Lд, Тд

Pпд

МШП ТМШП

KР б

ТА

TΣг

Пр

Kш

Д

Пд

Lд, Тд

Pпд

МШП ТМШП

KР г

Пр

Lф, Tф ТА

TΣв

Kш

Д

Пд

Lд, Тд

Pпд

МШП ТМШП

KР в

Lф, Tф

Рис 4.1

236

має ТА 300 К, оскільки Земля за випромінювальними властивостями близька до чорного тіла.

Підставивши праві частини рівностей (4.4), (4.5) у співвідношення (3.45), можна одержати такі вирази для ефективної шумової температури кожної зі схем а – г рис. 4.1:

(4.6)

(4.7)

(4.8)

(4.9)

Як випливає з аналізу виразів (4.6) – (4.9), найменше значення T має приймальна система, виготовлена за схемою рис. 4.1, г, у якій диплексер і МШП винесені безпосередньо до антени.

Величина T спадає зі зменшенням LФ, Lд, Kш, TМШП та зі збільшенням KРМШП. Однак

завжди T > ТА, тому зменшення TМШП раціональне тільки до певних меж (ТМШП TА / 3). Орієнтовні значення Тш найкращих сучасних МШП залежно від частоти подано на рис. 3.88. Графіки отримано на основі аналізу й узагальнення даних із різних джерел.

Складаючи відношення будь-яких двох Ti з рівностей (4.6) – (4.9), можна визначити

виграш за температурою T, а отже, й за енергетичним потенціалом, за яким можна віддати перевагу одній зі схем рис. 4.1 порівняно з іншою. При цьому слід ураховувати, що потужність випромінювання передавального пристрою, виготовленого за схемами рис. 4.1, а – в, дорівнює Рвипр = Рпд /(LдLф), а за схемою рис. 4.1, г – Рвипр = Рпд /Lд.

Загальні принципи конструювання пристроїв і трактів НВЧ наведені у розд. 1. Нижче

розглянемо способи і методи йіх проектування, а також прикладі виконання трактів ТРС

та активних ретрансляторів системи GSM-1800

4.2. Методи поліпшення техніко економічних

характеристик пристроїв НВЧ

4.2.1. Комплексна мініатюризація

Мета комплексної мініатюризації – оптимізація параметрів апаратури на основі

вдосконалювання схемотехнiки, компонентної бази, конструкцій, технології. Можна

виокремити такі її складові: відшукування оптимальних функціональних схем побудови

апаратури; дотримання конструктивно-технологічної єдності блоків різного призначення;

застосування полегшених високоміцних композиційних матеріалів для несучих

конструкцій, хвилевідних структур і антен; технічна сумісність (за вхідними та вихідними

параметрами, живленням, габаритними розмірами, електроживленням і т. ін.) електронних

блоків і пристроїв автоматики, електропривода, комутації; широке застосування ІС і

модулів, мікропроцесорів, волоконно-оптичних ЛП, пристроїв функціональної

електроніки; уніфікація устаткування та контрольно-вимірювальної апаратури.

4.2.2. Збільшення ККД та зменшення споживаної потужності

Донедавна ККД не вважали основним параметром напівпровідникових ПНВЧ,

оскільки їх зазвичай не використовували як вихідні каскади передавачів, а споживана

ними потужність була істотно меншою потужності випромінювання РРС, ТРС і станцій

космічного зв’язку з передавачами на ЕВП. Крім того, на стаціонарних і передавальних

об’єктах значна кількість електроенергії витрачається в системах опалення, освітлення,

вентиляції, термостатування, сигналізації, у контрольно-вимірювальній апаратурі, під час

ремонтних робіт і т. ін.Однак потреба в створенні мобільних, переносних і бортових

шA ф ф ф д д д МШП 0

11 1 ;б

Р

KT T T L L T L L T T

K

0A ф ф ф д д ш д1 1 1 ;аT T T L L T L T K L

ф шА д д д МШП ф 0 ф

11 1 ;

P Р

в

Т KT T T L L T L T L

K K

шА д д д МШП 0

11 .

Pг

KT T T L L T T

K

237

станцій; приймальних станцій прямого супутникового телебачення (ТБ), репортажної

апаратури ТБ, необслуговуваних радіорелейних ретрансляторів, активних антенних голівок

та інших пристроїв поставила проблему зменшення потужності, споживаної модулями

НВЧ, а отже, і збільшення їх ККД. Це дає змогу зняти теплофізичні обмеження на

мініатюризацію апаратури, відмовитися в багатьох випадках від ЛБХ (які поки що,

особливо на частотах вище 10 ГГц, мають у 3 – 4 рази більший ККД, ніж ПНВЧ на ПТШ,

ЛПД), використовувати як джерела живлення акумулятори, сонячні батареї,

термоелектричні елементи, що працюють на зрідженому газі (наприклад, пропані),

радіоізотопні батареї.

Є такі методи підвищення ККД пристроїв НВЧ та зменшення енергоспоживання

апаратури в цілому: їх схемна оптимізація на основі застосування ефективних активних

приладів; запровадження найекономічніших режимів їх роботи (наприклад, вихідний каскад

передавача має працювати в режимі максимально можливого ККД, за якого рівень унесених

спотворень і побічних випромінювань ще не перевищує допустимого); формування й

обробка сигналів, керування ними пов’язані з витратами енергії, тому ці операції провадять

на низькому рівні потужності; застосування ЛП із малими втратами, зменшення їх довжини

та кількості НВЧ з’єднань; зменшення втрат на відбиття й перетворення основної хвилі в

інші типи хвиль; використання розв’язувальних феритових приладів, фільтрів та інших

пристроїв із малими втратами; зменшення потужності, споживаної в колах керування,

контролю, автоматичного регулювання тощо; викорис-тання мінімальної кількості

номіналів напруг живлення. Вимоги до якості енергії (пульсації, нестабільності) різних кіл

живлення мають бути, якщо можна, ідентичними й невисокими.

Кожний із зазначених методів має комплексний характер. Так, застосування МШП із

шумовою температурою Тш, меншою їх фізичної температури, і перерозподіл на цій

основі значень величин, що входять в енергетичний потенціал радіолінії, зумовлює

зменшення потрібної потужності випромінювання, поліпшення умов ЕМС, економії

пального, спрощення обслуговування засобів зв’язку, зменшення опромінення населення

електромагнітним полем і т. д.

На закінчення зазначимо, що споживана потужність стала важливим показником

конкурентоспроможності засобів зв’язку.

4.2.3. Проблема тепловідведення

У зв’язку з невеликим значенням ККД пристроїв НВЧ виникає проблема відведення

виділюваного ними тепла. На електричні характеристики ПНВЧ негативно впливає як

підвищення їх температури, так і різкі її коливання. Зокрема, через підвищення

температури прискорюється старіння полімерних діелектриків і провідникових

матеріалів, погіршуються захисні властивості покриттів, змінюються розміри

конструктивних елементів, що призводить до незворотних деформацій (відколів і

розтріскувань покриттів і основ, порушенню механічних кріплень, обриву вводів

активних елементів), зміни АЧХ та ФЧХ схем, скорочення терміну служби активних

приладів унаслідок деградаційних ефектів у напівпровідниках (напрацювання на

відмову ДГ міліметрового діапазону за температури 60...70 °С становить 102...10

3 год,

а за 20...25 °С – уже 106 год).

Деякі фізичні явища в діелектриках і напівпровідниках (наприклад, нелінійність поляризації в сегнетоелектриках), що дають змогу істотно поліпшити параметри радіоелектронної апаратури, дотепер не використовують через їх сильну залежність від впливу температури.

Зі зміною навколишньої температури в широких межах напівпровідникові прилади зазнають значних теплових навантажень і теплових «ударів». Теплове «розвантаження» приладів НВЧ – одне з найважливіших завдань на етапі конструювання й експлуатації апаратури зв’язку. Від його ефективного розв’язання залежить термін служби приладів і пристроїв, а отже, і надійність роботи всієї апаратури.

Розв’язання проблеми тепловідведення ускладнюється багатьма факторами:

238

наявністю різних тепловидільних пристроїв – джерел електроживлення, обмоток реле, трансформаторів і т. ін.; потребою в забезпеченні працездатності ПНВЧ за екстремальних умов; у багатьох застосуваннях значним перепадом температур (200...40 °С) між активною тепловидільною областю НП та радіатором, що розсіює тепло, зумовленим тепловим опором кристала, підкладки, основи, корпусу приладу, тепловідвiдного елемента; зростанням густини потоку потужності в зоні взаємодії електронів і поля в разі мініатюризації ПНВЧ та зменшення довжини робочої хвилі (на ММХ).

Основний метод тепловідведення – розсіювання радіатором тепла в навколишній простір із використанням конвекції, тепловідвiдних елементів, теплових трубок. Примусове повітряне чи рідинне охолодження перешкоджає мініатюризації апаратури. Підвищувати ефективність тепловідведення іноді вдається схемним перекомпонуванням ПНВЧ, наближаючи тепловидільні прилади до радіатора чи одержуючи потрібну потужність випромінювання складанням (зокрема у вільному просторі) потужностей декількох розподілених в об’ємі апаратури зфазованих малопотужних генераторів.

Термостатування окремих елементів, схем і пристроїв за знижених температур з використанням напівпровідникових охолоджувачів на основі ефекту Пельтьє призводить до збільшення споживання потужності на термостатування, а також маси ПНВЧ та джерел живлення. Однак зниження температури, наприклад, твердотільних генераторів збільшило в сотні разів їх довговічність, що дало змогу істотно підвищити надійність приймальних систем супутникового зв’язку.

4.2.4. Забезпечення надійності модулів НВЧ Тривалість безперебійної роботи систем зв’язку НВЧ, тобто їх надійність, винятково

велика. У багатьох випадках перерви зв’язку спричиняють великі економічні втрати (наприклад, у разі зриву оповіщення про стихійні лиха), політичні ускладнення (у разі порушення роботи «гарячих» ліній зв’язку), а також загибель людей ( у разі відмов у системах Iнмарсат, Компас-Сарсат і т. ін.). Водночас, як було зазначено в введенні, ТРЛ і РРЛ складаються з десятків і сотень станцій; бортові ретранслятори ШСЗ працюють у режимі багатостанційного доступу, при цьому кожна станція містить у собі ЕВП та безліч НП пристроїв НВЧ. За цих умов, якщо не передбачити відповідних заходів, вихід із ладу тільки одного елемента може призвести до аварії на станції та, отже, до перерви зв’язку на лінії.

Загальна програма забезпечення надійності систем і засобів зв’язку реалізується

зокрема й на етапах розробки, виробництва, а також експлуатації ПНВЧ.

Створення серійних ПНВЧ з терміном служби 300...500 тис. год у разі роботи в

широкому діапазоні зміни температури є нині актуальною проблемою радіоелектроніки

НВЧ. ЇЇ розв’язання охоплює велике коло завдань: схемотехнічних, конструктивних,

синтезу напівпровідникових матеріалів із заданими параметрами, розробки методів

оцінки деградаційних ефектів, заходів боротьби з ними тощо.

Створюючи ПНВЧ, слід ураховувати як зовнішні фактори (кліматичні й механічні

впливи, електромагнітні випромінювання та ін.), так і внутрішні (режими роботи, процеси

старіння, можливість повільної деградації параметрів активних елементів схем під

впливом локального перегріву тощо), які впливають на якість їх роботи.

На етапі розробки вишукують оптимальні принципи побудови модулів, що мають

поліпшені технічні й експлуатаційні параметри порівняно з приладами, які

застосовувалися раніше, а також рішення щодо ефективного захисту модулів від

зовнішніх і внутрішніх факторів; визначають потрібні методи контролю режиму роботи

найвідповідальніших вузлів (простого контролю), аналізу причин погіршення роботи чи

відмови (діагностичного контролю) та оцінки якості роботи для попередження відмов у

майбутньому (прогнозного контролю).

На етапі виробництва на надійність модулів впливає багато факторів: як внутрішніх

(кваліфікація кадрів, дотримання технологічної дисципліни, стан устаткування тощо),

так і зовнішніх (якість висхідних матеріалів і комплектувальних виробів). На цьому

етапі потрібно застосовувати прогресивну технологію, що виключає (або зменшує)

239

вплив суб’єктивних факторів: використовувати високоякісне продуктивне устаткування;

автоматизовані методи поопераційного контролю; прискорені методи випробувань,

зокрема електротермотренування за підвищених температур, витримку в робочих

режимах протягом певного часу тощо.

Експериментальні методи оцінки та прогнозування якості НВЧ приладів дають змогу на

цьому етапі досить ефективно відбраковувати потенційно ненадійні прилади. Однак навіть

строге виконання всіх зазначених заходів не дає змоги досягти повної надійності приладів.

Тому потрібно створювати виробничі й експлуатаційні запаси за параметрами: фактичні

параметри приладів мають бути вищі, ніж потрібні, а режими роботи модулів – істотно не так

напружені, як граничні (критичні).

Для підвищення надійності засобів зв’язку (і ПНВЧ в їх складі) на етапі експлуатації

передбачено такі заходи: спеціальний порядок уведення їх в експлуатацію; проведення

комплексних здавальних випробувань; забезпечення відповідності умов роботи вимогам

технічного завдання; своєчасне виконання регламентних і ремонтних робіт; відповідна

підготовка чергових змін обслуги; виявлення потреби в додаткових виробничих запасах за

параметрами тощо. Якщо термін служби приладів НВЧ, особливо потужних, визначається

деградаційними факторами, провадиться їх планова заміна в ході робіт або в разі

дострокової відмови. Час заміни приладу має бути мінімальним.

Підвищити надійність засобів зв’язку, що містять прилади НВЧ з недостатньою

надійністю, можна резервуванням як цих приладів, так і блоків, у які вони входять. Тип

і кількість блоків, приладів, схем і вузлів, що підлягають резервуванню, визначаються

вимогами до системи зв’язку. Резервування апаратури особливо широко застосовується

в ретрансляторах РРЛ і бортових транспондерах на ШСЗ.

Скорочення часу переходу на резервний комплект приладів НВЧ (охолоджуваних

вихідних підсилювачів потужності, кріоелектронних приладів і т. ін.) у разі великого

часу їх виходу на робочий режим досягається застосуванням «гарячого резерву». На

резервне устаткування в цьому випадку постійно подається напруга живлення, але

інформаційний сигнал через нього не проходить.

В обслуговуваних автономних засобах зв’язку, щоб забезпечити внутрішній контроль

працездатності блоків і вузлів та за певним критерієм прийняти рішення про перемикання

з основного каналу на резервний, використовують мікропроцесори.

У дистанційно керованих засобах зв’язку для передачі команд на перемикання

устаткування передбачено завадозахищені службові канали контролю й керування.

Потрібна надійність систем зв’язку іноді забезпечується три- чи навіть чотирикратним

резервуванням НВЧ приладів і пристроїв. Однак масогабаритні та вартісні

характеристики, енергоспоживання й інші фактори обмежують застосування такого

методу підвищення надійності. Для перспективних систем і засобів зв’язку вигідніше

створювати потрібні запаси за надійністю приладів, а не резервувати роботу одного з

них другим. Завдяки реалізації програм підвищення надійності бортових ЛБХ та ПНВЧ термін

експлуатації ретрансляторів на ШСЗ зріс до 10...15 років. Фірми різних країн нині рекламують цілком твердотільні РРЛ діапазону 2...12 ГГц із таким самим і навіть більшим часом безвідмовної роботи.

4.2.5. Проблеми зниження вартості твердотільних пристроїв

Зменшити вартість засобів зв’язку можна обґрунтованим незавищеним заданням

вимог до показників якості, оптимальним вибором їхніх принципів дії, використанням

уніфікованих конструкцій активних приладів, плат, корпусів, касет, блоків, стійок під час

створення базових зразків апаратури та їх модифікацій. Зі збільшенням функціональних можливостей корпусованих модулів вартість

апаратури зв’язку спочатку спадає внаслідок зменшення в ній кількості модулів, зовнішніх рознімань і з’єднань. Однак починаючи з певної межі її вартість може

240

зростати через ускладнення технології виробництва, регулювань і перевірок модулів. Вартість останніх знижується в разі використання автоматизованих контрольно-вимі-рювальних стендів розумної складності. Ще більший економічний ефект зумовлює застосування бездефектної технології, що дає змогу відмовитися від контролю й перевірки модулів.

З урахуванням цих факторів зменшити вартість модулів можна такими засобами: на етапі їх розробки – раціональними конструктивно-технологічними та схемно-топологічними рішеннями, застосуванням недорогих матеріалів і комплектувальних елементів; на етапі виробництва – малою трудомісткістю виготовлення всіх елементів, складання, корпусування, регулювання, випробувань. У разі крупносерійного автоматизованого виробництва вартість ПНВЧ знижується приблизно на порядок зі збільшенням обсягу випуску на три порядки.

Практика свідчить про те, що вартість пасивної частини ГІС без урахування начіпних елементів слабко залежить від її складності, сильно – від відпрацьованості технологічних процесів; вона майже пропорційна площі підкладки. Вартість напівпровідникових ІС різко залежить від відсотка виходу придатних активних елементів, тому що навіть з одним несправним елементом вся схема може виявитися непрацездатною. У разі значного технологічного розкиду параметрів особливо складних і дорогих дискретних ПНВЧ доцільно розбраковувати їх за групами різної вартості.

Зниженню вартості модулів також сприяє раціональна організація їх збереження, збуту, експлуатації, ремонту. Розробляючи перспективні засоби зв’язку, слід орієнтуватися не на ремонт несправних ПНВЧ (який мало піддається автоматизації), а на заміну їх справними типовими елементами.

4.2.6. Про використання компонентів і пристроїв НВЧ загального й часткового

застосування

Поліпшення техніко-економічних характеристик апаратури зв’язку можливо тільки

тоді, якщо є відповідна компонентна база. Однак можливості промисловості щодо її

випуску й удосконалювання обмежені. Тому потрібна стандартизація елементів НВЧ

широкого застосування й розробка їх функціональних розмірно-параметричних рядів

(МШП, змішувачів, гетеродинів, ФО, ППЧ на частоти вище 100 МГц, фільтрів, феритових

пристроїв і т. ін.). Доцільно організувати масове виробництво зазначених пристроїв за

типом виробництва резисторів і конденсаторів. При цьому потрібно передбачити

узгодженість параметрів і характеристик ПНВЧ, можливість їх стикування.

У багатьох випадках неможливо досягнути найвищої ефективності розроблюваної

апаратури на основі використання тільки універсальних компонентів і ПНВЧ.

Спеціалізовані електронні компоненти дають змогу оптимізувати структуру, конструкцію

й характеристики виробу. Однак малі обсяги випуску в разі широкої номенклатури

компонентів знижують продуктивність праці. Щоб цього не відбулося, треба освоювати й

застосовувати уніфіковані базові технологічні процеси, які допускають швидку зміну

виробів, що випускаються.

Великі ІС НВЧ, специфічні для конкретної апаратури зв’язку, слід розробляти й

випускати на основі серійних активних компонентів на підприємствах-виготовлювачах цієї

апаратури. Іноді доцільно розроблювати великі інтегральні схеми (ВІС) і на підприємствах,

що виготовляють компонентну базу. У ході апробації дослідних зразків ВІС на цих

підприємствах оперативніше коригуються й реалізуються вимоги, висунуті до компонентів,

удосконалюється їх конструкція, технологія та контрольно-вимірю-вальне устаткування,

поліпшуються експлуатаційні характеристики.

4.2.7. Охолодження пристроїв НВЧ як засіб підвищення ефективності їх роботи

Одним із методів подальшого поліпшення параметрів радіотехнічних систем,

наближених до гранично досяжних значень за звичайних робочих температур, –

термостабілізація режиму й особливо охолодження відповідальних приладів і пристроїв.

241

Зниження робочої температури у загальному випадку дає можливість досягти

таких результатів.

1. Підвищити надійність роботи твердотільних приладів, оскільки більшість процесів

деградації (дифузія шкідливих домішок, електроміграція тощо) – це термоактиваційні

процеси (швидкість хімічних реакцій, що призводять до корозії, зростає зі збільшенням

температури). Установлено, наприклад, що підвищення температури деяких НПП від

100 до 125 С спричинює збільшення інтенсивності відмов більше ніж у п’ять разів.

2. Знизити шумові потужності (Рш = 4kТR) резистивних елементів і електричних

переходів (і тим самим підвищити чутливість приймальних систем). Так, рівень власних

шумів ПТШ, що відповідає температурі 300 К, знижується в 2,5...4,0 рази у випадку їх

охолодження до 80 К та в 5...8 разів – у разі до 20 К. Крім того, охолодження підвищує

граничну робочу частоту й коефіцієнт підсилення транзисторів. Наприклад, у разі

охолодження НЕМТ-транзисторів до 80 К виграш за шумовою температурою досягає 5...8

разів, а за підсиленням – на 3...5 дБ.

3. Зменшити дисипативні втрати в ЛП і резонаторах. Це дає змогу зменшувати їх

масу й габарити, а також створювати генератори на надпровідних резонаторах із

прецизійною стабілізацією частоти. Зауважимо, що втрати 0,1 дБ за 300 К зумовлюють

збільшення шумової температури на 7 К, а за 77 К – лише на 2 К.

4. Поліпшити тепловідведення, оскільки в більшості матеріалів теплопровідність

істотно підвищується зі зниженням температури та стає максимальною в разі Т = 20...70 К.

5. Використовувати фізичні явища, які виявляються тільки за низьких температур

(надпровідність; збільшення рухливості електронів у напівпровіднику (наприклад, у

GaAs); зменшення діелектричних втрат на НВЧ у сегнетоелектриках; збільшення

кривизни ВАХ змішувальних діодів, а отже, зниження потужності гетеродина та

впливу його шумів).

Охолодження та термостабілізацію приладів і пристроїв виконують такими

методами:

розміщенням їх у кріостатах, залитих зрідженими газами. Температура

охолоджуваних пристроїв у цьому випадку не може бути нижчою відповідно температури

кипіння азоту (77,3 К), водню (20,4 К), гелію (4,2 К);

мікрокріогенними машинами замкненого циклу, що мають холодопродуктивність

100...150 Вт за 80 К і 1,5...20 Вт за 4,2...20 К;

з використанням випромінювання тепла у відкритий космос (для приладів на ШСЗ; у разі

тепловиділення до 10...20 мВт не потрібно додаткових охолоджувальних пристроїв);

термоелектронними мікроохолоджувачами (ТЕМО) і термоелектричними

батареями (ТЕБ) на їх основі, з використанням ефекту Пельтьє. Матеріалом для

ТЕМО й ТЕБ є халькогеніди вісмуту чи сурми. Наприклад, ТЕМО розміром 30 20 5,7

мм у разі споживання потужності 9 4 В А має холодопродуктивність 21 Вт і забезпечує

різницю температур до 65 К (ККД до 60 %).

Порівняльну характеристику зазначених методів охолодження подано в табл. 4.1.

Таблиця 4.1.

Метод Переваги Недоліки

Заливання

холодоагенту

Хороша ефективність,

надійність, стабільність

охолодження;

не треба витрачати енергію на

охолодження;

нема додаткових механічних завад

(вібрацій, коливань і т. д.);

відносна простота пристрою й

обслуговування вузлів

системи охолодження

Треба регулярно поповнювати запас

холодоагенту, потрібен кріостат;

обмежений час збереження холодоагенту, що випаровується внаслідок

припливу теплоти з навколишнього середовища;

певна орієнтація охолоджуваного вузла в просторі;

висока вартість і вибухонебезпечність деяких холодоагентів;

громіздкі системи збирання випарровуваного холодоагенту в разі

використання дорогих газів (гелію, неону)

Застосування Забезпечення тривалої автономної Потрібно витрачати енергію для роботи системи охолодження;

242

холодиьних

машин

роботи блоку НВЧ за будь-якої

орієнтації охолоджуваного вузла в

просторі

вібрації від роботи рухомих частин

холодильної машини;

складність створення та висока вартість компактної машини, яка

ефективно

працює за низьких температур;

тривалий час виходу на робочий режим

Застосування

ТЕМО

й ТЕБ

Нема рухомих частин і потоків

холодоагенту, а отже й тертя,

засмічення тонких

каналів, вібрацій, шуму;

не потрібне змащення;

мала маса, компактність;

охолоджувач може бути складовою

частиною

охолоджуваного приладу;

тривалий термін служби;

простота регулювання

температури

Малі ККД й холодопродуктивність;

потрібні спеціальні джерела

електроживлення

Випромінюв

ання тепла

у відкритий

космос

Природне джерело холоду;

не потрібне обслуговування

Обмеженість застосування – тільки на космічних апаратах;

потрібні тепловідводи з низьким

тепловим опором;

залежність роботи від орієнтації

апарата щодо Сонця

4.3. Автоматизоване проектування пристроїв НВЧ

Проектування НВЧ пристроїв пов’язане з громіздкими та складними обчисленнями з

використанням великих обсягів інформації про компоненти НВЧ кіл. Особливо великі

обсяги вихідної інформації зазвичай для моделей активних НВЧ елементів, котрі важко

подати в широкій смузі частот як моделі на зосереджених елементах кола. Вихідну

інформацію про такі елементи подають у табличному чи графічному вигляді на основі

експериментальних даних.

Труднощі проектування таких пристроїв пов’язані також з вимогами великої

точності обчислень для забезпечення малих похибок конструктивних параметрів і з

використанням моделей компонентів НВЧ пристроїв підвищеної точності. Часто у

зв’язку з цим потрібно проводити повний електромагнітний аналіз навіть пасивних

НВЧ структур, щоб одержати прийнятну за точністю модель для використання в

проектуванні.

Зазначена обставина змушує розроблювачів НВЧ пристроїв використовувати

обчислювальні засоби та сучасне прикладне програмне забезпечення аналізу,

моделювання та проектування пристроїв НВЧ діапазону.

В останні роки багато фірм («Compact Software», «Applied Wave Reseaarch» та ін.)

розробили програмні системи для автоматизованого проектування (САПР) пристроїв

НВЧ:

Serenade 8.5, що дає змогу моделювати й оптимізувати не тільки НВЧ, але й

оптоелектронні пристрої, із поданням модельованого пристрою чи його компонентів

навіть на рівні топології;

Super-Spice, у якій підключенням програми Spice вирішено задачу моделювання НВЧ

пристроїв у часовій області;

Microwave Success, що дає змогу моделювати системи радіотелефонії;

VisSim, яка дає змогу моделювати системи зв’язку на НВЧ за різних умов поширення

радіохвиль на трасі (зокрема у разі завмирань, багатопроменевості) за сучасних методів

модуляції коливань та кодування інформації, з урахуванням нелінійних ефектів у

потужних каскадах;

Microwave Explorer для моделювання електромагнітних полів у різних елементах

радіоелектронних пристроїв;

243

Microwave Office 2002, що дає змогу моделювати лінійні та нелінійні схеми НВЧ

пристроїв, зокрема виконувати повне їх електромагнітне моделювання.

Коротко охарактеризуємо можливості програмної системи Micro-wave Office як

найбільш ефективної та сучасної, щоб оцінити можливості сучасних САПР пристроїв

НВЧ. Ця програмна система надає такі можливості:

а) у разі моделювання лінійних і нелінійних схем НВЧ пристроїв:

проводити одночастотний і багаточастотний аналіз нелінійних схем методом

гармонічного балансу з можливістю настроювання й оптимізації нескладних схем

методом аналізу в реальному масштабі часу;

оцінювати інтермодуляційні спотворення в наближено-лінійних схемах з одночасною

оптимізацією вихідного шуму та КСХ входів;

аналізувати змішувачі з оцінкою інтермодуляційних характеристик і виведенням усіх

характеристик цього пристрою;

виконувати високошвидкісний метод лінійного аналізу;

проводити високошвидкісний метод аналізу шумових параметрів;

виконувати нелінійний аналіз генераторів;

проводити нелінійний шумовий аналіз, зокрема аналіз фазових шумів і шумів

змішувачів;

виконувати нелінійний аналіз стійкості схем;

б) у разі повного електромагнітного моделювання:

проводити швидкий частотний аналіз електромагнітного поводження багатошарової

області прямокутної форми з розрахунком усіх мікрохвильових характеристик

(хвильового опору, втрат, коефіцієнтів відбиття, коефіцієнтів зв’язку та ін.);

для двоспрямованих трансляторів переходити від мікрохвильових характеристик до

конструктивних розмірів і навпаки;

використовувати внутрішні порти в структурі для контролю напруги та струму з

відображенням у тривимірному просторі не тільки амплітуди, але й напрямку струму;

виконувати швидке моделювання (метод FFS швидке сканування за частотою);

широкі можливості для розрахунку антен (анімаційне подання поля в далекій зоні,

уведення додаткового зонда, побудова діаграм спрямованості в далекій зоні).

На підставі вищевикладеного можна дійти висновку, що майбутнє в розвитку й

удосконалюванні пристроїв мікрохвильової техніки нерозривно пов’язане із

застосуванням у їх проектуванні сучасних САПР систем і пристроїв НВЧ.

4.4. Приклади реалізації пристроїв і трактів НВЧ

4.4.1. НВЧ тракт тропосферної станціі Для боротьби зі швидкими завмираннями, що виникають унаслідок

багатопроменевості прийнятого в разі далекого тропосферного поширення (ДТП) сигналу, застосовують рознесений прийом (просторовий, частотний, кутовий). Його сутність полягає в одержанні на приймальному боці декількох копій переданого сигналу, які через ДТП різняться амплітудою та фазою. Із цих копій, виділюваних окремими приймачами, і складається (комбінується) переданий сигнал. Комбінування копій поліпшує якість зв’язку, тому що ймовірність глибоких короткочасних завмирань одночасно в декількох областях значно менша, ніж у кожній окремій області. Отже, передавальний і приймальний тракти тропосферної станції мають забезпечувати формування й виділення (для подальшої обробки) копій сигналу. Просторово-рознесений прийом реалізується рознесенням у просторі антен, частотно-рознесений – передачею копій сигналу на різних частотах, кутово-рознесений – застосуванням двопроменевих антен, що дають змогу

244

використовувати два перевипромінювальні об’єми тропосфери, через які швидкі завмирання не корельовані. У більшості випадків на практиці застосовують комбіноване рознесення, наприклад за простором і частотою; за простором і поляризацією та ін.

Принцип побудови НВЧ тракту типової ТРС пояснює рис. 4.2. На ньому використано такі позначення: антена – А; поляризаційний селектор – ПС; сигнали горизонтальної та вертикальної поляризації – Г та В; диплексер – Дип; передавач – Пд; розподільник потужності – РП.

Використання розподільника потужності та двох передавачів уможливлює роботу станції в трьох різних режимах.

Із розгляду цього рисунка випливає:

випромінювані двома рознесеними антенами копії сигналу мають ту саму частоту

1, але різні поляризації; кожна з двох просторово-

рознесених копій сигналів із частотою 2 приймається на двох поляризаціях (усього чотири копії);

комбінування зазначених рознесень за простором і поляризацією реалізує зчетверений прийом.

Пояснимо застосування ПНВЧ в станції, використовуючи функціональну схему, зображену на рис. 4.3. У разі роботи на передачу сигнал від одного зі збудників по ланцюжку підсилювачів потужності надходить до фільтра гармонік, виконаному на щілинному мости (ЩМ), до виходів якого підключено хвилеводи (що звужуються по широкій стінці) з узгодженими навантаженнями. Далі коливання основної частоти через розподільник потужності та диплексер, залежно від обраного режиму роботи, надходять до антени А1 чи А2 чи до обох.

Розподільник потужності – це каскадне з’єднання двох щілинних мостів, між якими (у

сполучні хвилеводи) вводяться неоднорідності. Якщо половина потужності передавача Р

проходить через розподільник, а половина відбивається від неоднорідностей, то

реалізується режим 1 чи 2 залежно від номера ввімкненого передавача; якщо

неоднорідності цілком перекривають хвилеводи, то кожен передавач працює на свою

антену – реалізується режим роботи 3 (табл.4.2). Таблиця 4.2

Передавач Режим 1 Режим 2 Режим 3

Пд 1 0,5Р А1, 0,5Р А2 — Р А1

Пд 2 — 0,5Р А1, 0,5Р А2 Р А2

Прийняті кожною антеною сигнали ортогональних поляризацій, відбиваючись від настроєних на частоту передачі фільтрів відповідного диплексера (виконаного на двох ЩМ і СФ, включених між ними), надходять у чотири тракти прийому й далі в схему додавання.

2 Г

Г

В

В

ПЧ

ПЧ

ПЧ

ПЧ

1

1 1

1

2

Г

Г

Г

1

1

1

1

2

2

2

2

2

ПС

ПС

А

А2

Дип1

Дип2

Від Пд1

Від Пд2

РП

2

Г

Рис. 4.2

245

Як видно з розгляду функціональної схеми ТРС, у ній для надійності використано два збудники Зб, які подають на вхід передавача ЧМ коливання стабільної частоти (f1 на рис. 4.2), а також коливання гетеродина fг на змішувачі чотирьох трактів (рис. 4.2, 4.3), щоб прийняти сигнал кореспондента на частоті f2, зсунутої відносно частоти свого передавача на 192 МГц. Рознос частот забезпечує розв’язку приймача від потужних коливань передавача (бо передавач і приймач працюють на спільну антену): СПФ на вході трактів ослаблюють сигнал передавача на 85...90 дБ та ПС і Дип на 20...25 дБ.

На функціональній схемі позначено внесене ослаблення фільтрів і циркуляторів,

а також втрати перетворювання змішувача частоти, на виході якого утворюється

проміжна частота fПЧ = 74 МГц. На цій частоті провадиться обробка спеціальною

схемою чотирьох прийнятих копій сигналу кореспондента для подолання глибоких

завмирань на трасі поширення.

4.4.2. Активні ретранслятори системи GSM-1800

Під час проектування стільникових мереж зв’язку виявляють зони нестійкого

приймання сигналу базової станції (БС), зумовлені складним рельєфом місцевості та

міською забудовою. Під час експлуатації мережі виникає потреба в покритті додаткових

територій, де економічно невигідно встановлювати БС: у сільських районах із низьким

трафіком, приміщеннях усередині великих об’єктів, смугах місцевості вздовж

транспортних магістралей і т. ін. У таких випадках доцільно використовувати

ретранслятори (РР), що розширюють зону покриття мережі. Перевагами РР є простота

встановлення й експлуатації, а також можливість «дозавантажити» раніше встановлені БС,

ефективно використовуючи їх устаткування. Застосовувані РР класифікують за такими

ознаками:

за смугою пропускання – на смугові з фіксованою чи регульованою смугою та

канальні; останні РР можуть бути регенеративними;

за видом передачі донорного сигналу (на лінії від БС до РР і далі до користувача) – на

РР без зсуву частоти та зі зсувом по волоконно-оптичних лініях зв’язку (ВОЛЗ);

за умовами розміщення – на РР у відкритому просторі та в закритому приміщенні.

До Пд2

Зб1

Зб2

Вибір збудника

0,8...20 дБ 1,2 дБ

1,4 дБ

1,4 дБ

РФ

0,6 дБ

1,4 дБ

1,6 дБ

ЕА Р 1000 Вт

Kр 45 дБ

А2 РП

Від Пд2

Kр 10 дБ Kр 5 дБ

Kр 25 дБ

2,5 дБ

1,2 дБ

1 дБ

85 дБ

Kш 7 дБ

85 дБ

Рис. 4.3 1 дБ

Lf Пд

ОЗ

А1

Г В

Дип

До тракту прийому ІІ

Тракт прийому І

Контроль f

Контроль Р

А1

12 дБ

fпч

fг

ПС

Вхід Пд1

Lf Пд

246

Конструктивно РР складається з двох приймально-передавальних модулів 3,

розміщених в одному корпусі (рис. 4.4, на якому наведена передача сигналу з

використанням ретранслятора:).

Висхідний модуль підсилює сигнал

лінії висхідного зв’язку 2 від

мобільної станції 4 (МС) до БС;

низхідний модуль підсилює сигнал

БС у напрямку МС (лінія

низхідного зв’язку 1). Антена РР,

спрямована на БС, донорна, а та,

що спрямована на зону покриття,

обслуговча. Базова станція, сигнал

якої безпосередньо підсилює та

перевипромінює РР, є для нього

донорною.

Розглянемо особливості деяких типів РР.

Смугові РР застосовуються як для закритих приміщень, так і для відкритого простору.

Смуга підсилення РР по висхідних і низхідних лініях становить декілька мегагерц

відповідно з діапазонів 1805...1880 і 1710...1785 МГц. У смугу підсилення РР попадає

зазвичай кілька радіоканалів GSM.

Великий коефіцієнт підсилення та якісна частотна селекція сигналу (потрібна АЧХ)

реалізуються з перетворенням на ПЧ (рис. 4.5).

Крім ППЧ зі смуговим фільтром на ПАХ модулі містять МШП на вході тракту

підсилення та підсилювач потужності ПП на виході.

В обох підсилювачах є АРП для запобігання виходу РР у режим нелінійного

підсилення (захисту від перевантажень). Спільним для обох модулів є мікроконтролер для

керування підсиленням трактів, установлення смуги пропускання РР, віддаленого

моніторингу РР для контролю за його роботою та зміни параметрів під час експлуатації.

До складу РР також уходять диплексер і ГКН.

Широка смуга пропускання цих РР призводить до підсилення радіозавад, що

попадають у неї, і частотних каналів.

Через втрати вихідної потужності в разі підсилення декількох каналів, можливість

виникнення інтермодуляційних спотворень, мале підсилення (50...80 дБ) потрібне

ретельне проектування й вибір місця встановлення РР.

МШП АРП

Низхідний модуль

ПЧ

ПАХ

ПАХ

ПП МШП

Дип Дип

ПП

ГКН Мікроконт

ролер

Висхідний модуль АРП

АРП

2

2

1

1

4

3

Рис. 4.4

Рис. 4.5

247

Канальні РР без частотного зсуву донорного сигналу. Для задоволення жорстких

вимог ЕМС у разі щільного розміщення БС, а також одержання підсилення сигналу до

90...95 дБ використовують канальні РР зі смугою підсилення каналу 200 кГц – для

стандарту GSM1800 і 1,25МГц – для CDMA (Code-Division Multiple Access –

багатостанційний доступ із кодовим розділенням каналів). Вони мають і високу

селективність за сусідніми каналами. Такі РР виготовляють зазвичай дво- чи

чотириканальними, залежно від кількості передавачів донорної БС, як для закритих

приміщень, так і для відкритого простору. Можна перестроювати частоти каналів.

Недолік канальних РР – їхня дорожнеча, неможливість застосування режиму довільних

стрибків за частотою, ускладнення моніторингу та телекерування.

Канальні РР із частотним зсувом донорного сигналу. Щоб запобігти самозбудженню

в смугових і канальних РР, потрібна достатня розв’язка його донорної та обслуговчої

антен. Якщо це зробити складно (коли простір розміщення обмежений), використовують

РР із частотним зсувом, у яких ретрансльований сигнал низхідної лінії зміщується на

іншу, вільну частоту з розносом на 4 – 5 каналів. Велике підсилення (100...110 дБ),

вихідна потужність до 10 Вт, достатня розв’язка між обслуговчою та донорною антенами

роблять РР такого типу найкращим для відкритого простору. Їх недолік полягає в тому,

що ускладнюється частотне планування, не можна застосовувати режим стрибків за

частотою; вони мають високу ціну.

Регенеративні РР – це канальні РР, у яких прийнятий сигнал обробляється цифровим

сигнальним процесором. Провадиться повна демодуляція сигналу, надання йому цифрової

форми та модуляція GSMK (Gaussian Minimum Shift Keying – мінімальний зсув частоти за

Гауссом) для подальшої передачі. Це дає змогу одержати підсилення до 140 дБ і

мінімізувати коефіцієнт шуму (менше 3 дБ). Використовують такі РР для відкритого

простору та закритих приміщень.

РР із ВОЛЗ найефективніші для закритих приміщень – усередині тунелів, метро,

великих будинків. Сигнал донорної БС передається до модуля по оптичному волокну,

підвищуючи завадозахищеність системи. Для такого виду ретрансляції потрібно

прокладати ВОЛЗ від БС до РР, частіше канальних.

Використання РР в зоні радіотіні й усередині приміщення. Ретранслятори можна

використовувати також у випадку, коли будинки попадають у зону радіотіні чи екрановані

від проникнення радіохвиль (підвальні приміщення). Вихідні дані для визначення місця

розміщення РР – потрібна площа покриття будинку, його конструктивні особливості, а

також рівні сигналу від сусідніх БС у точці встановлення донорної антени. Для вимірів

рівнів сигналів використовують комплект TEMS (Test for Mobile System – тестування

мобільної системи) і мобільний телефон із можливістю виміру рівнів сигналу. Вибирають

ту БС, сигнал якої максимальний і конфігурація якої дає змогу обслуговувати додаткове

навантаження.

Використання РР для зовнішнього покриття. Ретранслятори використовують для

покриття автомагістралей чи окремих ділянок місцевості з невеликим навантаженням

(дачних селищ, промислових будинків, складських і торгових приміщень, аеропортів),

віддалених на певну відстань від наявної зони покриття. За допомогою РР сигнал БС

ретранслюється безпосередньо в заданому напрямку до мобільного користувача. Виграш у

покритті після встановлення РР показано на рис. 4.6.

248

Для забезпечення потрібного

покриття автотрас можна

застосовувати двосекторні БС із

мінімальною конфігурацією – 1/1,

тобто з одним прийомопередавачем у

кожному секторі. Однак навантаження

таких БС незначне, а відстані, які

треба покрити, великі. Тому має сенс

замість деяких БС встановлювати РР.

Це дає змогу ефективніше

використовувати устаткування БС і

скорочує витрати оператора на

встановлення додаткових БС.

Керування РР. Для контролю РР

та керування ними застосовують

віддалений моніторинг – спеціальне

програмне забезпечення, що дає змогу

керувати параметрами РР, одержувати

інформацію про вихідну потужність і навантаження, що проходить через РР,

а також відомості про несправності (самозбудження, температуру та ін.). Цей процес

реалізується за допомогою мікроконтролера.

Для оцінки ефективності застосування РР у табл. 4.3 наведено їх орієнтовні ціни на

2003 р.

Таблиця 4.3. Параметри РР та БС

Тип РР і БС Gmax, дБ Pвих, Вт Ціна, дол.

RetemsaDSRC14H

(смугова) 75 2,0 2 000...2 500

Allgon Compact

(смугова) 60 0,5 5 000

Allgon (канальна) 90 2,0 15 000

Mikom 401A (смугова) 85 0,5 9 000

BTS (1/1/1) — 20,0 60 000

Розглянемо два варіанти покриття автомагістралі:

з використанням тільки БС. Нехай відстань між двома пунктами дорівнює 420 км. За

сприятливих умов рельєфу максимальна відстань між сусідніми БС може дорівнювати 25

км. У цьому випадку буде потрібно 17 двосекторних БС із конфігурацією 1/1;

комбіноване покриття – БС і РР (рис. 4.7). Якщо 7 базових станцій замінити на РР, то

кількість БС зменшиться до 10. Однак слід урахувати, що, замінюючи одну БС,

використовують між ними по два РР (по одному в напрямку на кожну БС).

БС БС

РР

РР

РР

РР

БС

1 км

1 км

БС

РР1

РР2

– більше мінус 70 дБмВт

– мінус 70...85 дБмВт

– мінус 85...105 дБмВт Зона покриття однією БС

Зона покриття тією самою БС із двома РР

Рис. 4.6

Рис. 4.7

ТЕХНІКА ТА ПРИЛАДИ НАДВИСОКИХ ЧАСТОТ...

Documents

Transcript of ТЕХНІКА ТА ПРИЛАДИ НАДВИСОКИХ ЧАСТОТ...