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PROJECTE FI DE CARRERA
TÍTOL: DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
AUTOR: Vázquez Labrador, Fernando L.
TITULACIÓ: ENGINYERIA TÈCNICA DE TELECOMUNICACIONS
DIRECTOR: José Matas Alcalá
DEPARTAMENT: E.E.L.
DATA: 27 de Junio del 2008
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TÍTOL: DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
COGNOMS: Vázquez Labrador NOM: Fernando L. TITULACIÓ: Eng. Téc. Telecomunicacions ESPECIALITAT: Sistemes Electrònics PLA: 95
DIRECTOR: José Matas DEPARTAMENT: E.E.L.
QUALIFICACIÓ DEL PFC
TRIBUNAL
PRESIDENT SECRETARI VOCAL
PABLO RAFAEL ORTEGA ANTONI BARLABE SERGIO SANCHEZ LOPEZ DATA DE LECTURA: 9 de Julio del 2008
Aquest Projecte té en compte aspectes mediambientals: x Sí No
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PROJECTE FI DE CARRERA RESUM (màxim 50 línies)
Estudiar, diseñar e implementar un convertidor de medio
puente con control complementario (Half Bridge with
Complementary Control). Se quiere diseñar este convertidor
para tensiones continuas elevadas de entrada, del orden de
150V, 200V o 400V, y tensiones continuas de salida
aplicables a sistemas de Telecomunicación, con valores del
orden de 15V, 24V ó 48V. La regulación del convertidor se
realiza mediante un control en modo deslizamiento donde se
comparan las tensiones de error (la tensión de salida menos
un valor de referencia) con el valor medio de la tensión de
salida de los diodos rectificadores del convertidor. Este
valor medio se obtiene de forma sencilla por medio de un
simple filtro paso bajos realizado con un condensador y una
resistencia. Para llevar a cabo este proyecto se han tenido
que realizar diversos prototipos en placas de circuito
impreso y realizar un buen número de pruebas en el
laboratorio.
Paraules clau (màxim 10):
Convertidor Control Complementario Potencia
Mosfets Half-Bridge
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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A mi familia, y en especial a
mis padres, por su apoyo, comprensión y
paciencia.
Os quiero
A mis amigos, Manuel,
Julián, Jordi, Carmelo y Sacra.
Gracias a todos.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 2
I N D I C E
1. INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 5
2. ANTECEDENTES ........................................................................................... 6-7
3. OBJETIVOS ....................................................................................................... 8
4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGÍAS ................................... 9 4.1. Convertidor Flyback ....................................................................................... 9-10 4.2. Convertidor Forward ................................................................................. 11-12 4.3. Convertidor PushPull...………………………….………………………………12-13
5. EL CONVERTIDOR HBCC .......................................................................... 14 5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo .......................................... 14 5.2. Análisis y estudio del convertidor HBCC ................................................. 15-16
5.2.1. Estructura del convertidor HBCC .......................................................... 17 5.2.2. Análisis matemático ........................................................................ 17 a 19 5.2.3. Ecuaciones de estado ....................................................................... 19 a 21 5.2.4. Aplicación del modelo bilineal .......................................................... 21-22 5.2.5. Régimen estacionario ........................................................................ 22-24
6. CONSTRUCCION DEL CONVERTIDOR ........................................................ 25 6.1. Rectificación y Filtro de salida. ..................................................................... 25-26 6.2. Circuito de control. Driver. .......................................................................... 26-27
6.2.1. Circuito de Boostrap ........................................................................ 27 a 30 6.2.2. Tiempo muerto o Blank Time ......................................................... 31 a 33
6.3. Elección de los transistores del Puente ...................................................... 34-35 6.3.1. Pérdidas en los semiconductores ....................................................... 36-37
6.4. Circuito de ayuda a la conmutación. ………………………....…………………37-38 6.4.1. Diseño de la Red Snubber……………………………..…………………38 a 41 6.5. Diseño y construcción del Transformador. ................................................ 41-42
6.5.1. Diseño del núcleo ............................................................................ 42 a 44 6.5.2. Cálculo de los devanados ................................................................ 44 a 47 6.5.3. Sección del hilo para bobinar .......................................................... 47 a 51
6.6. Diodos rectificadores. ..................................................................................... 51 6.7. Diseño del inductor de salida ......................................................................... 52 6.8. Condesandor del filtro de salida. ............................................................... 52-53 6.9. Sistema de cargas. .................................................................................... 53 a 55
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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6.10. Lazo de control. .............................................................................................. 55
6.10.1. Descripción del sistema ................................................................... 56 a 60 6.10.2. Control en modo deslizamiento ....................................................... 60 a 62 6.10.3. Simulación del convertidor .............................................................. 62 a 64 6.10.4. Realización de la superficie de control ............................................ 65 a 76
7. PLANOS Y DISEÑO DE LA PCB……………………………………….77 a 85 8. RESULTADOS EXPERIMENTALES ………………………………......86 a 98 9. AMBIENTALIZACIÓN DEL PFC…...…………………………………........99
9.1. Aspectos Tecnológicos……..…………………………………………99 a 104 10. CONCLUSIONES…………………….………………………………..105 a 106 11. BIBLIOGRAFIA…………………….………………………………....107 a 108
ANEXOS DATASHEETS………...…………………….………………………………....110 a 123 FOTOGRAFIAS DEL PROYECTO…………..……………………………....124 a 126
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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1. INTRODUCCIÓN.
Las fuentes de alimentación conmutada son aquellos sistemas de alimentación cuyos
componentes activos trabajan en régimen de conmutación, generando señales variables
en el tiempo. Estos sistemas absorben energía de la red cuando ésta es requerida por el
circuito de utilización y siempre en la cantidad solicitada por dicho circuito. Además,
por emplear altas frecuencias de conmutación, el tamaño del transformador de potencia
y los componentes asociados al filtrado en la fuente de alimentación conmutada son
drásticamente reducidos en comparación con la fuente de alimentación lineal.
Esto significa que un diseño de fuente de alimentación conmutada presenta una
compactación y ligereza de peso en la fuente, debido a que el elemento que mayor
volumen y peso posee es el transformador.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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2. ANTECEDENTES.
El compromiso de las nuevas tecnologías y de los sistemas de información respecto a lo
que nos demanda la sociedad actual y el cuidado y respeto al medio ambiente y a
nuestro entorno urbano hacen de ésta, que se lleve a una electrónica de bajo consumo.
Sin duda, eso repercutirá también en una disminución de la potencia, pero los nuevos
sistemas de Telecomunicación requieren de sus fuentes de alimentación, en cambio, que
éstas les entreguen una alta corriente, una regulación firme y una respuesta transitoria
rápida.
Las consecuencias de esta reducción en la potencia consumida influirán negativamente
en el rendimiento y prestación de los convertidores. El principal problema que se nos
plantea es la disminución de la eficiencia asociada a la reducción de la tensión de salida.
Además, en este tipo de convertidores de alta frecuencia, la eficiencia juega un papel
importante en las dimensiones finales y la densidad de potencia, mientras que las
pérdidas y la disipación térmica son la mayor limitación que determina el resultado
final.
En un equipo alimentado por baterías, la energía almacenada está limitada, y por tanto,
la eficiencia es la característica principal del convertidor. La eficiencia repercute
directamente sobre la temperatura del convertidor: a menor eficiencia, mayor pérdida de
potencia, y por tanto, más grande tendrá que ser el sistema de disipadores de calor.
En la actualidad los nuevos circuitos integrados precisan de fuentes de alimentación que
sean capaces de suministrar bajas tensiones con una regulación muy fina y una
respuesta transitoria rápida frente a corrientes con slew-rates elevados. Para dichas
cargas, existen dos grandes grupos de topologías, dependiendo de la tensión de entrada
del convertidor:
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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1) Topologías no aisladas para tensiones de entrada reducidas (alrededor de
5V), tales como bucks síncronos.
2) Topologías con aislamiento galvánico para tensiones de entrada elevadas
(alrededor de 48V), tales como el push-pull, el flyback, el puente completo o
Full Bridge, el medio puente o Half Bridge, etc.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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3. OBJETIVOS.
El objetivo de este proyecto es el diseño y construcción de un convertidor de medio
puente con control complementario y conmutado a alta frecuencia, es lo que llamaremos
como HBCC (Half Bridge Control Complementary).
Partiremos de un estudio previo de los diferentes convertidores y su funcionamiento con
especial énfasis a aquellos sistemas con aislamiento galvánico, ya que nos proporcionan
tensiones de entrada mucho más elevadas. A continuación nos centraremos en el
estudio y simulación del convertidor HBCC, explicando sus ventajas y desventajas, y
seguidamente a su posterior diseño y realización.
Para el diseño del lazo de control, hemos optado por uno de tipo PID analógico formado
por operacionales que actuará sobre un modulador de ancho de pulso PWM que
controlará el driver que activará la entrada del semi-puente del convertidor.
Se ha intentado priorizar ante todo, aumentar la eficiencia del convertidor y a partir de
esta premisa evolucionar a un diseño de éste mucho más reducido y compacto.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGÍAS.
El convertidor DC-DC se constituye, en primer término de una fuente de tensión
continua, compuesta, por ejemplo, por un variador de tensión junto a un puente
rectificador y un condensador de filtrado de la señal de rizado, que proporciona al
equipo la potencia a transferir, un elemento almacenador de energía, que será el
transformador, que junto a un modulador de anchura de pulsos PWM a través de un
control (digital o analógico) son los elementos que nos permiten la regulación de la
tensión, un filtro para reducir el rizado de salida, la carga a la cual queremos suministrar
la energía y finalmente un elemento de control que regulará el funcionamiento de todo
el circuito.
A continuación haremos un breve repaso a las diferentes tipos de topología existentes,
explicando sus ventajas y su configuración típica.
4.1. Convertidor Flyback. Dada su sencillez y bajo costo, es la topología preferida en la mayoría de los
convertidores de baja potencia (hasta 100 W). En la figura se muestra la topología de
esta fuente conmutada.
Fig 4.1. Topología Flyback
Cuando T1 conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador,
diseñado con una alta inductancia para almacenar energía a medida que el flujo
magnético aumenta.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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La disposición del devanado asegura que el diodo D está polarizado en sentido inverso
durante este período, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando T1 se
bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el
secundario que carga el condensador a través del diodo alimentando la carga. Es decir,
en el campo magnético del transformador se almacena la energía durante el período ON
del transistor y se transfiere a la carga durante el período OFF (FLYBACK). El
condensador mantiene la tensión en la carga durante el período ON. La regulación de la
tensión en la salida se obtiene mediante comparación con una referencia fija, actuando
sobre el tiempo ON del transistor, por tanto la energía transferida a la salida mantiene la
tensión constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensión de
entrada. La variación del período ON se controla por modulación de ancho de pulso
(PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas más sencillos por auto-oscilación
variando la frecuencia en función de la carga.
Características principales:
Disparo sencillo del transistor de potencia.
Diseño Simple.
Elevado rizado a la salida.
Utilización no optimizada del transformador
Protección ante el c.c. de salida inherente.
OUTSPT VNNEV ⋅+> )/(1 , para:
1TV = Tensión en el interruptor
E = Tensión de entrada
PN = Nº de espiras del devanado primario
SN = Nº de espiras del devanado secundario
Se utiliza para tensiones elevadas de salida y poca potencia.
Coste reducido.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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4.2. Convertidor Forward. Cuando los conmutadores T1 y T2, que están controlados por el mismo driver, están en
conducción ON, la corriente crece en el primario del transformador transfiriendo
energía al devanado secundario. Como quiera que el sentido de los devanados el diodo
D3 está polarizado directamente, la corriente pasa a través de la inductancia L1 a la
carga, acumulándose energía magnética en L1. Cuando T1 y T2 se apagan OFF, la
corriente en el primario cesa invirtiendo la tensión en el secundario. En este momento
D3 queda polarizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D4
conduce permitiendo que la energía almacenada en L se descargue alimentando a la
carga.
En el momento en que los interruptores se ponen a OFF el transformador se
desmagnetiza mediante los diodos D1 y D2, devolviendo la energía a la entrada.
Contrariamente al método Flyback, la inductancia cede energía a la carga durante los
períodos ON y OFF, esto hace que los diodos soporten mitad de la corriente y los
niveles de rizado de salida sean más bajos.
Fig 4.2. Topología Forward
D3
E
T2
+ C1
+
Vout-
TRAFO
T1
D4
L1
D2
D1
LO
Rc
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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Características principales:
• Disparo sencillo del transistor de potencia.
• Simple.
• Bajo rizado a la salida.
• Utilización no optimizada del transformador
• Mala respuesta dinámica.
• EVT ⋅> 2 , para:
entrada deTensión rinterrupto elen Tensión
==
EVT
• Se utiliza para corrientes elevadas de salida y poca potencia.
• El transformador no necesita devanado desmagnetizador.
4.3. Convertidor Push-Pull. Esta topología se desarrolló para aprovechar mejor los núcleos magnéticos. En esencia
consisten en dos convertidores Forward controlados por dos entradas en contrafase.
Los diodos D1 y D2 en el secundario, actúan como dos diodos de recuperación.
Idealmente los períodos de conducción de los transistores deben ser iguales, el
transformador se excita simétricamente y al contrario de la topología Forward no es
preciso prever entrehierro en el circuito magnético, ya que no existe asimetría en el flujo
magnético y por tanto componente continua. Ello se traduce en una reducción del
volumen del núcleo del orden del 50% para una misma potencia.
Una precaución que debe tenerse en cuenta en este tipo de circuitos es que las
características de conmutación de los transistores deben ser muy similares, y los
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfectamente simétricos,
incluso en su disposición física en el núcleo. También se ha de tener en cuenta, que los
transistores conmutadores soportan en estado OFF una tensión doble de la tensión de
entrada.
Fig 4.3. Topología Push-Pull
Características principales:
Disparo sencillo de los transistores de potencia.
EVT ⋅> 2 , para:
entrada deTensión rinterrupto elen Tensión
==
EVT
Simple.
Posible desbalance del flujo → Riesgo de asimetría.
Buena utilización del transformador.
Buen filtrado a la salida.
Se utiliza para potencias elevadas.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 14
5. EL CONVERTIDOR HBCC.
5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo. Buscar compromisos de diseño, como reducir su volumen y el número de elementos
magnéticos y disipadores es la tendencia en la realización de convertidores de hoy.
Para reducir el número de de elementos magnéticos y su tamaño, se tiende a dos
objetivos: aumentar la frecuencia de conmutación y aplicar técnicas de integración
magnética.
Teóricamente la frecuencia de conmutación se puede incrementar sin límites con la idea
de conseguir bajos perfiles en los componentes magnéticos. Pero los componentes
parásitos de estos elementos y del trazado de las pistas del circuito, no permiten obtener
conversiones de potencia suficientemente eficientes y frecuencias altas de conmutación.
Los temas de integración magnética han avanzado mucho estos últimos años. La
búsqueda de estructuras que integren los diversos elementos magnéticos de un
convertidor (típicamente transformador y bobina con tecnología planar) y la posibilidad
de realizar estos elementos con formas y perfiles a gusto del usuario, hacen que se
consigan densidades de potencia elevadas.
Con los bajas tensiones y elevadas corrientes solicitadas a estos convertidores, la
potencia de pérdidas en los diodos rectificadores supone un 20-30% de la potencia de
entrada y del 50-60% de la potencia total disipada para el convertidor. Además, este
porcentaje aumenta a medida que disminuye la tensión de salida.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 15
5.2. Análisis y estudio del convertidor HBCC. El convertidor de medio puente con control complementario (HBCC) es un convertidor
de los habitualmente llamados de onda cuadrada, que se utiliza en aplicaciones de baja
tensión y elevada corriente, destinadas a la alimentación de sistemas de
telecomunicación principalmente, elevada tensión de entrada y que requiere de una
tensión continua de salida que suele ser de 48V, o bien también para microprocesadores
y sistemas digitales, donde se dispone de una tensión continua más baja (5V).
El hecho de que se haya escogido este tipo de convertidor y no otro responde a un
planteamiento de reducción de:
Volumen
Número de elementos magnéticos
Disipadores
Una de las grandes ventajas de este convertidor es la reducción de las dimensiones de la
bobina del filtro de salida si este opera con ciclos de trabajo cercanos al 50% o ciclos de
trabajo complementarios.
Cuando hablamos de control complementario nos referimos al control de los transistores
S1 y S2 que nos permite una conmutación “suave” sin tener que utilizar inductancias
auxiliares en el primario del transformador, ni redes de conmutación adicionales.
Respecto a sus inconvenientes, destacaríamos principalmente, que la tensión de entrada
ha de presentar pocas variaciones. Esto hace que su uso sea aconsejable en sistemas de
alimentación distribuida donde existe una etapa previa que proporciona una tensión de
bus bastante estable y que corrige el factor de potencia. En este proyecto, se ha
solucionado este inconveniente con un transformador para aislarlo de la red, conectado
a un autotransformador a la entrada y una etapa rectificadora a la salida. De todas
formas, el hecho de que tenga un rendimiento elevado y sumado al hecho de que cada
vez más, las etapas primarias de conversión en sistemas distribuidos son cada vez
mejores y más estables, lo hacen que sea una solución atractiva para este proyecto.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 16
Otro de los inconvenientes son los tiempos muertos que aparecen en las formas de
tensión en el secundario de los devanados. Esto es debido a su estructura, donde los
transistores MOSFETS están conectados en serie a la rama de alimentación, con lo que,
a altas frecuencias, corremos un serio riesgo de poder cortocircuitar la línea. Para tal
caso, existen circuitos llamados de “blank time” con el que solventaremos este
problema, en parte, pero que contrapartida nos incidirá en un menor rendimiento de
nuestro convertidor.
Respecto a la frecuencia de conmutación, nos vendrá limitada por los elementos
parásitos de los componentes magnéticos que componen el sistema, por lo que
tendremos que buscar un compromiso de trabajo entre la frecuencia de conmutación y
las pérdidas por conversión de potencia. Hay que recordar que a mayor frecuencia,
menor volumen de los componentes, pero menor rendimiento del convertidor.
Como hemos señalado anteriormente, un aspecto que afecta profundamente al
convertidor, es la tensión de entrada de la fuente de alimentación. En nuestro caso será
elevada y tendremos que utilizar una topología aislada galvánicamente para convertir
200 ó 400 V (tensión de entrada) a 24V ó 48 V (tensión de salida).
Fig 5.1. Estructura de convertidor Half Bridge con aislamiento galvánico
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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5.2.1. Estructura del convertidor HBCC.
En la figura 5.2. nos muestra el esquema del convertidor HBCC. Los
interruptores S1 y S2 conducen durante un tiempo DT y (1-D)T respectivamente,
siendo T el periodo de conmutación y D el valor en régimen permanente del
ciclo de trabajo.
Fig 5.2. Estructura del convertidor Half Bridge
5.2.2. Análisis matemático.
El convertidor trabaja en modo de conducción continuo, en consecuencia las
áreas tanto positivas como negativas de la variable VM (tensión inductancia
magnetitzante) tendrían que ser iguales
[1] EVV CC =+ 21
[2] TDVTDV CC ⋅−⋅=⋅⋅ )1(21
Siendo E el valor en régimen permanente de la tensión de entrada.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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Si trabajamos las expresiones (1) y (2) obtenemos:
[3] )1(1 DEVC −⋅=
[4] DEVC ⋅=2
Que resultan ser las caídas de tensión en los condensadores C1 y C2 y que tienen
gran relevancia, ya que al estar relacionadas con la relación del transformador
[5] 2
1
2
1
VV
nn
=
nos permiten tener el valor medio de FV y por consiguiente obtener también el
valor de tensión de salida:
[6] EDDnnVo ⋅−⋅⋅+= )1()( 21
A continuación se muestran las principales formas de onda que aparecen en el
convertidor HBCC, y que corresponden a la tensión y corriente en el inductor
primario LV y Li , a la tensión y corriente en la entrada del filtro de salida FV y
Fi , y a la corriente en la inductancia magnetizante Mi .
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 19
Fig 5.3. Principales tensiones y corrientes en régimen permanente y modo de
conducción continuo.
5.2.3. Ecuaciones de estado
Tomaremos las ecuaciones de estado considerando S1 en conducción y
definiendo el dutty cycle como T
TD ON= .
Llamamos ONT al tiempo en que S1 está en estado ON. Definiremos las
corrientes tal y como están dibujadas en la fig. 5.2 y dibujaremos el circuito para
una mejor comprensión del análisis
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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C1
C2
C
LF
F RL
n
ELm 1
Fig 5.4. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF
La corriente en el puente de condensadores viene definida por:
[7] dt
dVCi C
C1
11 −=
[8] dt
dVCi C
C2
22 −=
Por definición sabemos también que:
[9] dt
diLVV m
mCm == 1
Por tanto, aplicando Kirchoff sacamos las ecuaciones diferenciales que
buscamos para el tiempo comprendido entre TDt ⋅<<0
[10] 21 CCm
m vEvdt
diL −==
[11] OCL
F vvEndtdiL −−⋅= )( 2
[12] dtdECini
dtdv
C LmC
eq 1112 +⋅+=
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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[13] Rv
idt
dvC O
LO
O −=
Procedemos de forma análoga cuando S2 es el que está en conducción y S1 en
corte, es decir, el intervalo de tiempo que va desde TtTD <<⋅
[14] )( 2Cm
m vdt
diL −=
[15] )( 2 OCL
F vvndtdiL −⋅=
[16] dtdECini
dtdv
C LmC
eq 1212 +⋅+=
[17] Rv
idt
dvC O
LO
O +=
5.2.4. Modelo Bilineal
A partir de las ecuaciones anteriores y considerando la u como una variable de
entrada del sistema, conseguiremos agrupar los cuatro pares de ecuaciones en un
modelo bilineal del convertidor HBCC, válido cuando el sistema está en modo
de conducción continua. La variable u , será discreta y solamente puede tomar
valores de 0 ó 1, en los intervalos de tiempo TD ⋅ y )1( u− respectivamente.
De esta manera, los términos que aparecen en el intervalo temporal TD ⋅ ,
estarán multiplicados por u , mientras que los que aparecen en el intervalo
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 22
TD ⋅− )1( , lo estarán por el término )1( u− . Para simplificar, los dos
secundarios serán simétricos, es decir, tendrán la misma relación de espiras n
respecto al primario. El modelo será por tanto el siguiente:
[18] )(12C
m
m vEuLdt
di−⋅⋅=
[19] ])21([12 OC
F
L vvnuEnuLdt
di−⋅⋅−+⋅⋅⋅=
[20] ][11
2
dtdv
CiuniCdt
dv inLm
equ
C +⋅⋅+⋅=
[21] ][1Rv
iCdt
dv OL
F
O −⋅=
5.2.5. Régimen estacionario
A partir de las ecuaciones diferenciales, podemos obtener las condiciones en
régimen estacionario, igualando a cero las derivadas temporales:
[22] E
vuvEu
LC
Cm
22 )(10 =⇒−⋅⋅=
[23] niiini LmLm ⋅−=⇒⋅+= )(0
[24] Rvi
Rvi
CO
LO
LO
=⇒−⋅= )(10
[25] ))1((0 22211 OCC vvnuvunEnu −⋅⋅−+⋅⋅−⋅⋅=
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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[26] 2
)4
(21
2
nnv
EEEV
O
C
+−⋅±
=⇒
Buscamos el valor donde la raíz se nos anula.
[27] 21
4nn
vE O
+=
y lo sustituimos en la ecuación
[28] 22
EVC =
esta será la condición límite. Razonable, teniendo en cuenta el divisor
capacitivo que realiza con el condensador C1.
Si analizamos la solución de la ecuación, encontramos 2 casos:
1. Si 21
4nn
vE O
+< tenemos una solución compleja conjugada, y
no una solución real. Realmente, la consecuencia sobre el
convertidor, es que este no llegará nunca a esta situación.
2. Si 21
4nn
vE O
+≥ tenemos una solución real, y por tanto el
convertidor regulará.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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Por tanto, la condición 21
4nn
vE O
+= es el límite de regulación del convertidor
donde 221
EVV CC == .
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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6. CONSTRUCCIÓN DEL CONVERTIDOR.
6.1. Rectificación y filtro de entrada.
El primer obstáculo ante el cual nos encontramos a la hora de realizar nuestro diseño es
la tensión de alimentación desde donde alimentaremos nuestro convertidor, que al ser
este un DC/DC, la tensión de red debe ser previamente elevada, rectificada y
posteriormente filtrada con una amplitud de rizado aceptable.
Para ello utilizaremos un VARIAC de 0 a 500 V, compuesto por un autotransformador
con el que variaremos la tensión de entrada y un transformador (relación de
transformación 1:1) con el que aislaremos nuestra tensión de alimentación de la red
convencional.
Fig.6.1. Fotografía de conexionado del variac
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 26
A continuación dispondremos de un puente rectificador que nos rectificará la señal
alterna.
Como filtro de salida colocaremos un condensador electrolítico de baja ESR (baja
resistencia interna) y de la tensión adecuada.
Fig.6.2. Fotografía de conexionado del puente rectificador y filtro
6.2. Circuito de manejo. Driver. El circuito de manejo o driver es la parte del convertidor que controla la conmutación de
los MOSFETS del semi puente. Hay diversas formas de implementarlo, pero en la
actualidad existen ya chips que realizan esta función de una forma sencilla, práctica y
económica, reduciendo el número de componentes utilizados para el cometido. Dentro
del mercado existen varios tipos, con algunas pequeñas diferencias. En nuestro caso,
hemos elegido el IR21094, que se particulariza del resto de los que existen, en que tiene
la posibilidad de implementar el tiempo muerto o Blank Time de conmutación de los
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 27
transistores, factor importante en nuestro convertidor como explicaremos más adelante.
Fig.6.3. Esquema de conexionado del driver IR21094
Otra de las características importantes, es que es muy utilizado para conmutar
transistores MOSFETS de canal N o IGBTS con tensiones flotantes elevadas, de hasta
600V, parámetro que cumple con las especificaciones requeridas en nuestro caso.
6.2.1. Circuito de Boostrap.
La tensión de alimentación del circuito de control de los transistores MOSFETS
del puente estará en función de la tensión que necesitan estos. Hemos de tener
en consideración que para reducir las pérdidas de potencia en conducción de los
transistores es más conveniente que trabajen en la zona óhmica que no en la de
saturación por lo que hemos de intentar que GSV sea lo más grande posible sin
que lleguemos a superar la tensión de ruptura.
Una característica importante de los circuitos driver es la tensión que aguanta el
pin SV (ver fig. 4.2). Cuando el transistor Q1 de la figura está en ON y el
transistor Q2 está en OFF en este terminal se tiene con respecto a masa la
tensión del puente +VPOT.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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La tensión BSV ( SB VV − ) alimenta al driver que excita el transistor de la parte
alta del semipuente.
La tensión BSV es una tensión flotante, que se expresa tomando como referencia
SV . Cuando se pretende poner en conducción el transistor Q1 y el transistor Q2
está en OFF, la tensión en el terminal HO con respecto a masa tomará un valor
superior a +VPOT.
VHO=VPOT + VGS(ON)
Fig.6.4..Estructura del circuito de excitación Half Bridge
El método más utilizado para conseguir esta tensión y más utilizado en los
circuitos integrados comerciales es mediante la técnica del bootstrap, que
normalmente suele salir especificado ya en las diferentes aplicaciones de los
circuitos driver. Es el más simple y barato a nivel de coste y complejidad de
diseño.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 29
Fig.6.5. Nota de aplicación del driver IR21094 con técnica de bootstrap
El circuito boostrap opera de la siguiente forma:
Cuando el transistor T1 está en corte y T2 en conducción, el condensador BSC se
carga a través del diodo BSD llegando aproximadamente a la tensión de
alimentación de la fuente externa, en nuestro caso +15V. Es necesario que la
carga del condensador sea bastante rápida y que se produzca antes de la
conmutación del semi-puente, por ello, hemos incluido en el diseño un diodo
shottky (MUR1520-D).
Fig.6.6. Circuito de carga del condensador de Bootstrap
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 30
Cuando T2 (Q2) pasa a corte y T1 (Q1) a ON, el diodo queda polarizado en
inversa (ver Fig.4.4.) por lo que evita la descarga del condensador hacia la
fuente y polariza el driver con el cual alimenta al transistor T1, con lo cual este
puede pasar a estado ON.
Fig 6.7. Circuito de descarga del condensador de Bootstrap
El compromiso de diseño del condensador de bootstrap consiste entre ser
suficientemente pequeña como para cargarse rápidamente a través del diodo y
muy grande como para que tarde tiempo en descargarse y suministrar una
tensión estable al driver durante el bloqueo de T1. Una buena aproximación es
tomar una solución de compromiso en el cual el condensador CBS sea una 10
veces superior a la capacidad de entrada que presenta la puerta del MOSFET.
[29] nFnFpFCC GSBS 1218,1010181010 ≅≥⋅≥⋅≥
De todas formas, hemos de tener en cuenta que este valor dependerá también de
la frecuencia de trabajo del convertidor y del margen de funcionamiento del
dutty cycle.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 31
6.2.2. Tiempo Muerto o Blank Time .
En el medio puente, en el cual hay dos transistores conectados en serie, es
importante reservar un “tiempo muerto” entre señales de activación de los
transistores del puente, para asegurar que los MOSFETS no conmuten a la vez, si
no que lo hagan simultáneamente, evitando así que se produzca un cortocircuito.
Teniendo en cuenta que estamos trabajando con tensiones de entrada elevadas
(400 VDC) y frecuencias de trabajo del orden de los 100 kHz, este aspecto es
importante para evitar males mayores y asegurar que los dos transistores no
coincidan nunca en conducción.
Fig 6.8. Señales de activación de los transistores del medio puente.
La idea es retardar el tiempo de subida de los dos drivers. De esta manera
ganamos un tiempo muerto, que evita los posibles solapamientos entre ambos.
Con el driver IRF21094 tenemos la posibilidad integrada dentro de la misma
circuitería de poder variar y ajustar esta variable.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 32
Fig 6.9. Ajuste del tiempo muerto mediante potenciómetro
Fig.6.10. Hoja de especificaciones del margen de ajuste de la señal del IR21094.
Se ha de buscar un compromiso para ajustar lo máximo posible este tiempo
muerto en el cual ninguno de los dos transistores está en conducción, ya que
influirá fuertemente en el rendimiento final del convertidor. Un tiempo muerto
demasiado grande nos generará grandes pérdidas ya que introduce mucho
“ruido” a la señal de entrada del transformador.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 33
Fig.6.11. Retardo del tiempo de subida
Fig.6.12. Retardo del tiempo de subida
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 34
6.3. Elección de los transistores del puente.
En la electrónica de potencia, los semiconductores modifican de forma periódica la
configuración de un circuito, comportándose como interruptores que se abren y cierran
según una secuencia determinada.
Los semiconductores controlados, tales como transistores MOSFET, tiristores, IGBTS,
etc., permiten controlar el momento en que se requiere cambiar de estado (ventaja
respecto al diodo). Ese control a pesar de ser origen de dificultades, aporta una mayor
versatilidad.
Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, que requiere sólo de
una pequeña corriente de entrada para cargar y descargar la puerta. La velocidad de
conmutación es muy alta siendo los tiempos de conmutación del orden de los
nanosegundos. Destaca su alta impedancia de entrada, buena estabilidad térmica, alta
velocidad de conmutación y facilidad de poderlos paralelizar.
Con el transistor se pueden hacer las conmutaciones mucho más rápidas y por lo tanto
se pueden conseguir funcionamientos a frecuencias mucho más elevadas. Sin embargo,
si no se toman precauciones las pérdidas en la conmutación pueden ser muy
importantes, tiene poca ganancia con v/i grandes, su tiempo de almacenamiento y el
fenómeno de avalancha de secundaria.
Los IGBTs combinan ventajas tanto del MOSFET como del transistor BJT, aprovecha la
facilidad de disparo del MOSFET y el tipo de conducción del BJT, además de poder
controlar grandes corrientes con poca caída de tensión. Como contrapartida, el
MOSFET tiene una velocidad de conmutación mayor que el IGBT.
Los convertidores constituyen el campo de aplicación privilegiado de los transistores de
potencia. Durante los intervalos de conducción la corriente en los transistores varía
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 35
poco, lo que facilita la obtención y control de la saturación. La frecuencia de trabajo se
puede elegir libremente y cuanto mayor es resulta más fácil de conseguir el alisado de
corriente. Todo este razonamiento lleva a elegir el transistor MOSFET como
semiconductor a emplear en el convertidor HALF BRIDGE.
Lo primero que debemos hacer para diseñar el convertidor es elegir un par de
transistores MOSFET que sean capaces de gobernar el puente. La tensión nominal de
entrada es de 400Vdc .
Es también importante la corriente máxima de drenador, que en nuestro caso será de 8A
máximo. Deseamos también una resistencia en on (RDS on) y una capacidad Puerta-
drenador (Cgd) mínimos. Estas dos variables tienen un compromiso tecnológico y es
que si una decrece, el otro aumenta.
La capacidad Cgd, también llamada capacidad de Miller, es la responsable que parte de
la potencia del puente, que se mueve entre puerta y surtidor, se vea reflejada por la
puerta y desvirtué la señal del driver, cosa que podría llevar al mal funcionamiento de
los transistores.
Se han escogido MOSFETs de potencia de canal N, concretamente el IRF840 de la casa
Internacional Rectifier (IRF).
Características principales del IRF840:
• 500=DSSV V
• Ω= 85,0onDSR
• 8=DI A
• Qgd (Capacidad de Miller) = 18 nC
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 36
6.3.1. Pérdidas en los semiconductores El uso de transistores MOSFETS supone que se haya de llevar un control de las
pérdidas. Estas pérdidas ocasionan “estrés” o “fatiga” en los semiconductores
que a la larga tienen un efecto negativo en la fuente conmutada. Los transistores
MOSFETS presentan dos tipos de pérdidas:
- Pérdidas de conducción: se producen durante el tiempo que el MOSFET
permanece en saturación, debido al continuo paso de corriente por el
transistor durante ont .
[30] 2RMSDSon IRP ⋅=
- Pérdidas de conmutación: se producen en las transiciones entre los estados
de corte y saturación.
Las pérdidas totales en los MOSFETS responden a la suma de ambas.
Debido a las pérdidas por conducción y conmutación, dentro del MOSFET se
genera calor. El calor producido por las pérdidas debe disiparse de forma
suficiente y eficaz, a fin de que este opere por debajo de su límite superior de
temperatura. Este calor debe transferirse del MOSFET a un medio más frío, a
fin de mantener la temperatura de operación de la unión dentro de un rango
especificado.
Esta transferencia de calor puede llevarse a cabo mediante conducción,
convección o radiación, ya sea natural o de aire forzado (ventiladores), en las
aplicaciones industriales es común utilizar el enfriamiento por convección.
El calor debe fluir lejos del dispositivo hacia su carcasa y de ahí hacia el
disipador de calor en el medio enfriador. El análogo eléctrico de un es el
siguiente:
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Página 37
Fig 6.13. Dispositivo montado en un disipador de calor y su análogo eléctrico
La temperatura de la unión del dispositivo TJ viene dada por:
[31] ( )SACSJCAJ RRRPT ++⋅=
• PT = pérdida de potencia total del mosfet
• RJC = resistencia térmica de la unión a la carcasa (ºC /W)
• RCS = resistencia térmica de la carcasa al disipador (ºC /W)
• RSA = resistencia térmica del disipador al ambiente (ºC /W)
• TA = temperatura ambiente (ºC)
Hay una amplia variedad de disipadores de calor de aluminio disponibles, que
utilizan aletas de enfriamiento a fin de aumentar la capacidad de transferencia de
calor.
6.4. Circuito de ayuda a la conmutación. La función principal que desarrollan los circuitos de ayuda a la conmutación es absorber
la energía procedente de los elementos parásitos del circuito durante el proceso de
conmutación, controlando parámetros tales como la evolución de la tensión o corriente
en el interruptor; limitando así los valores máximos de las pendientes de tensión o
corriente que han de soportar los semiconductores. Este tipo de circuitos de protección,
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 38
de los que existen varios tipos, se denominan Redes Snubber.
Tenemos varias formas de reducir o limitar el “stress eléctrico” en los semiconductores.
Si es durante el paso a conducción del transistor (turn-on), se genera un pico de
corriente a través de este, que debemos limitar o en su defecto limitar la pendiente de de
la corriente (di/dt). Si es durante el proceso de apagado o paso a corte (turn-off),
entonces el parámetro a limitar es el pico de tensión generado o la pendiente de la
tensión (dv/dt).
6.4.1. Diseño de la Red Snubber.
Si analizamos nuestro circuito de la figura, observamos que el momento más
crítico lo tenemos en el proceso de conmutación de turn-off del transistor Q1.
En esta situación el transistor Q2 pasa de corte a conducción y el transistor Q1
de conducción a corte, por lo que este último soportorá entre terminales Vds los
400V de entrada de la fuente. Como el proceso de conmutación no es ideal, en
el instante en que conmuta el transistor de conducción a corte, sigue circulando
corriente por el drenador del MOSFET. Por ello, la energía disipada por el
transistor sería tan grande que llegaría a destruir nuestro dispositivo, de ahí la
necesidad de incorporar un mecanismo que libere de esta carga al transistor.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 39
Fig.6.13. Esquema de la red snubber en el semipuente
De entre los diferentes tipos de redes snubber que existen, la RCD (Resistencia,
Condensador y diodo) es la más idónea para el problema expuesto.
Para calcular la potencia máxima disipada por el transistor, esta dada por la
siguiente fórmula:
[32] fCVP DST ⋅⋅⋅= 2
21
donde f es la frecuencia de trabajo del convertidor. Particularizando el diseño
en nuestro caso:
En el cálculo de la resistencia snubber interviene la constante de tiempo del
condensador. Teniendo en cuenta que este almacena carga durante el intervalo
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 40
ont , este es el tiempo utilizado en el cálculo. No es necesario que el
condensador se descargue totalmente para obtener resultados.
Cálculo del condensador
[33] ( ) ( ) nFnF
VnsnsA
VttI
CDS
frD 184,0400
)19238≅=
+⋅=
+⋅=
Cálculo de la resistencia
[34] Ω=⋅
== 166135,0
3 nFs
Ct
R onmáx
µ
Cálculo de la potencia disipada por el transistor
[35] ( ) 8100140021
21 22 =⋅⋅⋅=⋅⋅⋅= kHznFfCVP DST W
[36] 2202002825.025.0
409,2166400
≅Ω≥⎪⎭
⎪⎬⎫
=∗=∗≤
===R
AII
AR
VI
Ddesc
DSdesv Ω
Con la impedancia de 220 Ω (condensador de 0.75 nF) el transistor disiparía
una potencia de 6 W.
Con una impedancia de 270 Ω (condensador de 0.61 nF) el transistor no llega a
disipar más de 5 W.
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Página 41
Fig.6.14. Red Snubber sobre nuestro convertidor
El snubber del circuito consta de una red RC que será colocada con el
dispositivo conmutador. A pesar de su sencillez esta permite amortiguar las
posibles resonancias parásitas y controlar la pendiente de tensión del
semiconductor, además permite reducir sobretensiones que pueden causar la
destrucción del semiconductor.
6.5. Diseño y construcción del transformador
El transformador desempeña la función de aislar galvánicamente la entrada y la salida
del convertidor. Además de ello, actúa también en nuestro diseño como reductor de la
alimentación.
A la hora de construir un trafo, se nos plantean varias cuestiones a considerar:
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Página 42
• El núcleo a utilizar
• La frecuencia de trabajo del trafo
• Cálculo de los bobinados.
• La sección del hilo para bobinar
• Efectos inherentes al propio transformador: Pérdidas por Corrientes
Eddy, Focault, Histéresis, etc.
Todas ellas son de igual importancia y los tendremos que tener en cuenta a la hora de su
diseño.
6.5.1. Diseño del núcleo.
Lo primero que nos planteamos en la elección de un transformador es qué
material haremos servir para el núcleo. Los materiales están normalmente en
coherencia con la frecuencia de conmutación de los dispositivos. Para
frecuencias de entre 1kHz y 100kHz, los materiales con menores pérdidas son
dos:
1) Ferrita
2) Polvo de Hierro
Los materiales de ferritas son básicamente una mezcla de oxido de hierro y otros
materiales magnéticos apilados por chapas y que suelen adoptar varias formas de
tipo convencional. El más conocido y utilizado son los núcleos de tipo E.
Estos deben sus propiedades magnéticas sin que se sature ni se caliente en
exceso.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 43
Fig.6.15. Núcleo ferrita tipo E.
Las ferritas presentan una alta resistividad eléctrica pero con un rango pequeño
de saturación por la densidad de flujo. Las ferritas sólo presentan perdidas por
histéresis. Ellas son los materiales elegidos para trabajar a altas frecuencias
(superiores a 10kHz) debido a las bajas perdidas por las corrientes de eddy. En
electrónica de potencia la condición necesaria para conseguir el punto de trabajo
óptimo es encontrar el punto de temperatura de la ferrita que nos de su máxima
potencia, esperando encontrar la mejor variación de ésta.
Por encima de los 100kHz, debido a la alta resistividad de las éstas, las convierte
en el único material razonable, a pesar de que tienen gran facilidad de saturarse
con una pequeña densidad de flujo, 0.3 Teslas en los de ferrita y 1 Tesla en los
de polvo de Hierro.
La frecuencia de trabajo de nuestro transformador es de 100kHz, esto significa
que utilizaremos un núcleo de ferrita, del cual tenemos varios tipos a escoger
según a la frecuencia. En las fuentes conmutadas, es habitual el uso de
materiales de saturación elevada y bajas pérdidas como son los materiales del
tipo 3C81, 3C90, 3F3 o N27. De todos ellos, y por precio y características
hemos considerado coger el 3E25N27 donde podemos ver sus características en
la figura siguiente:
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 44
Fig.6.16. Gráfica del ciclo B-H de la ferrita 3E25.
Según las especificaciones del fabricante, averiguaremos la densidad de flujo
magnético de trabajo ( MAXB ).
mTBMAX 200= pero como punto de trabajo consideraremos que una
mTB 100= .
6.5.2. Cálculo de los devanados.
Para calcular el devanado (número de vueltas) del primario y del secundario, nos
basaremos en la ecuación (3), (4) y (5) relacionadas con la caída de tensión en
los condensadores a la entrada del convertidor y relacionadas directamente con
la relación de trasformación del trafo:
[3] )1(1 DEVC −⋅=
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 45
[4] DEVC ⋅=2
[5] 2
1
2
1
VV
NN
=
Atendiendo a estos datos, y a que la tensión de entrada es de 400V, en los bornes
del primario nos aparecerá una onda cuadrada de 200 V de amplitud.
Desarrollando la ecuación (5), con una tensión de salida de 48 V, obtenemos una
relación de transformación de 1/4 que nos dará un tensión de salida ligeramente
superior al valor deseado ( V50≈ ).
Buscamos el producto del área del núcleo x área de la ventana
Fig.6.17. Visionado en 3D del núcleo montado para el convertidor.
[37] 431068,0
cmBf
DPWA
MAX
OUTAC ⋅
⋅⋅⋅=⋅
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 46
Donde:
f = frecuencia de trabajo, 100kHz
=CA Área del núcleo del transformador
=AW Área de la ventana del transformador
MAXB = Densidad de flujo máxima en Gauss Τ= 1104 G
=OUTP Potencia máxima de salida del transformador, 500W
D = Densidad de corriente en ( Acm ). Generalmente está sobre los 200
Acm .
Lo que nos da un producto de:
136,0=⋅ AC WA 4cm
Calculando el número de espiras a partir de la siguiente ecuación, en la cual se
tiene en cuenta que el D.C.máx = 0,5:
[38] [ ] [ ]TBDCfmAVN
MAXMAXC
PP ∆⋅⋅⋅= 2
Esto nos da aproximadamente un máximo de 110 vueltas. Por defecto le
daremos 100 vueltas.
Para calcular las espiras del secundario aplicaremos, aplicaremos la relación de
transformación:
2541== PS NN vueltas
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 47
Le daremos 24 vueltas y no 25 para ser rigurosos en las especificaciones del
convertidor.
6.5.3. Sección del hilo para bobinar.
Un aspecto importante en la construcción del transformador, es el tipo de hilo que
elegiremos y su sección, ya que éste dependerá fuertemente de la frecuencia de trabajo
del dispositivo.
Si hacemos circular una corriente alterna ( )ti por un hilo conductor, se creará un campo
magnético ( )tH que producirá una corriente “parásita” en dirección opuesta a la
anterior. Este fenómeno, llamado Efecto Skin provoca que la corriente original tienda
a circular por la superficie del conductor y decrece a medida que nos acercamos hacia el
centro. Si la frecuencia aumenta y la sección del hilo es considerable, prácticamente
toda la densidad de corriente circulará por la capa superficie.
Fig 6.18. Efecto Skin en un hilo conductor.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 48
El efecto películar o Skin depende además de la resistividad del conductor y es
mayor para los conductores de material magnético.
La profundidad de penetración de la densidad de corriente será un factor que a
posteriori nos determinará la sección del propio cable y que debe cumplir la
siguiente relación:
δφ ⋅≤ 2 1 hilo conductor
δφ ⋅> 2 Hilo de Litz o varios conductores en paralelo
Fig.6.19. Gráfica de diferentes coeficientes de penetración en función del material.
La solución adoptada y que aplicaremos será la de emplear hilos de cobre de
pequeña sección, recubiertos por un barniz aislante, y trenzados de forma que los
pequeños campos magnéticos que se vayan creando entre los conductores, se
vayan anulando.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 49
Fig.6.20. Tabla de secciones de hilo de cobre y la corriente que puede circular por él.
Teniendo en cuenta que a la salida del convertidor son de 48V/5A, hemos
elegido 5 hilos de cobre con una sección de cable de 0,810 mm de diámetro cada
uno, que nos permite una circulación de corriente de 1 A por hilo.
Aunque se puede calcular de forma matemática hemos cogido una tabla (figura
6.20) donde se indican diferentes tipos de sección de cable en función de la
corriente que debe soportar el conductor.
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Página 50
En nuestro prototipo, el resultado final será el que se muestra en la fotografía de
la figura 6.21.
Fig.6.21. Diseño final del trasformador del convertidor.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 51
MEDIDAS EXPERIMENTALES:
Inductancia Magnetizante
HLdtdiLVdtdi
AmVSondaR
VVpVVpVVp
mVVnsT
kHzónfconmutaciVVout
VdcVin
LLL
L
µ083'42775.0
37578'878048/
/10033
3752540072820
6.752.44
400
1
21
2
1
==⇒=⇒=
⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪
⎭
⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪
⎬
⎫
=Ω=
====∆=∆
===
−
6.6. Diodos rectificadores. Hemos utilizado diodos Shottky Ultrafast (MUR1540) debido a la elevada tensión que
soporta y la elevada corriente que soporta. De igual forma que hemos hecho con los
transistores MOSFETS los protegeremos con una red de ayuda Snubber.
Fig.6.22. Hoja de características del diodo MUR1540.
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Página 52
6.7. Diseño del inductor de salida. Se ha escogido un núcleo de polvo de hierro de tipo toroidal.
Inductancia Filtro de Salida
HLdtdiLVdtdi
AmVSondaR
VVmVV
sTkHzónfconmutaci
VVoutVdcVin
LLL
L
L
µµ
075'5571'571428/
/10033
9'27226'1
6.752.44
396
2 =⇒=⇒=⇒
⎪⎪⎪⎪⎪
⎭
⎪⎪⎪⎪⎪
⎬
⎫
=Ω=
==∆=∆
===
6.8. Condensador del filtro de salida. La finalidad del condensador del filtro de salida es la de atenuar al máximo el rizado de
la tensión de salida del transformador producido por la conmutación y tiene que ser
dimensionado en función del rizado del inductor de salida. Para calcular el valor del
condensador he fijado un valor máximo en la tensión de rizado de conmutación a la
salida y que este rizado se deba a la variación de su carga. De esta forma tenemos:
[39] )1(8
1DV
LCf
Vo SC −⋅⋅⋅⋅
=∆
Donde:
Vo∆ Voltaje de pico de la tensión de rizado de salida
SV Voltaje de pico en el secundario
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Página 53
Cf Frecuencia de conmutación del convertidor
Fijaremos un rizado máximo de un 2,5% de la Vo, es decir un Vo∆ =1,2V.
6.9. Sistemas de cargas. El sistema de cargas utilizado para poner en marcha el convertidor serán 7 impedancias
de 33 ohms / 30W:
Ω======= 337654321 LLLLLLL RRRRRRR
El esquema de conexionado será el siguiente:
Fig 6.23. Esquema del conexionado de cargas.
Éstas se activarán mediante interruptores y con los que tendremos la posibilidad de irlas
paralelizando una a una. Es decir tendremos un rango de cargas que irán desde:
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Número de Cargas Impedancia total
1LR Ω33
21 // LL RR Ω5,16
321 //// LLL RRR Ω11
4321 ////// LLLL RRRR Ω25,8
54321 //////// LLLLL RRRRR Ω6,6
654321 ////////// LLLLLL RRRRRR Ω5,5
7654321 //////////// LLLLLLL RRRRRRR Ω71,4
El resultado final será el mostrado en la figura 6.24
Fig 6.24. Prototipo de cargas.
Otra alternativa a este sistema fue la de colocar conectada 1 carga y el resto (las 6
restantes) conectarlas de golpe. De esta manera se podría visualizar claramente por
pantalla los saltos de cargas en los arranques del convertidor
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Página 55
Fig 6.25. Prototipo de cargas 2.
6.10. Lazo de Control. Para la realización del lazo se ha optado por diseñar un control en modo deslizamiento.
Esta tipología es adecuada cuando lo que buscamos es robustez ante perturbaciones,
manteniendo siempre una buena dinámica y una respuesta en régimen estacionario
invariante. El control en modo deslizamiento se utiliza cuando se trabaja con sistemas
de estructuras variables en los que su estructura cambia de forma intencionada con el
tiempo y por tanto la acción de control es discontinua y la planta no es lineal. Los
convertidores de potencia DC-DC conmutados son un ejemplo de ello y entran dentro
de esta categoría.
En el apartado 5 de esta memoria, ya presentamos un estudio y análisis del convertidor,
ahora nos centraremos con más detalle en el análisis matemático y circuital de la
estructura de control, parándonos en cada una de las partes principales del diseño y
presentaremos los resultados de simulación a través de Matlab/Simulink.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 56
6.10.1. Descripción del sistema.
El diseño del convertidor mostrado en la fig.6.26, incluimos la tensión de
alimentación E, el transformador, los interruptores de potencia S1 y S2, el
puente de condensadores C1 y C2, los diodos rectificadores D1 y D2, el filtro LF
y CF y la resistencia de carga RL, todos ellos asumiendo que son componentes
ideales y que el convertidor trabaja tal y como hemos comentado en apartados
anteriores en modo de conducción continuo.
D1
D2
C1
C2
FC
LF
LR
S1
n
n
1
S2
E
Fig 6.26. Circuito equivalente del convertidor
Seguidamente mostramos los dos circuitos equivalentes del convertidor
adaptados a cada periodo de operación.
C1
C2
C
LF
F RL
n
ELm 1
Fig 6.27. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF
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Página 57
C1
C2
F
FC L
L
nR
E
Lm 1
Fig 6.28. Circuito equivalente con transistor S2 en ON y S1 en OFF
El principal propósito a la hora de diseñar el control de la planta, es conseguir
una tensión de salida Vo, lo más fiable al valor final que nosotros queremos
obtener. Para ello, nos haremos servir de una tensión de referencia que el
control utilizará como guía para posteriormente poder corregir el error que
pudiera ocasionar la planta.
Analizando el circuito de la figura 6.26, asumiendo que C1 y C2 son de igual
valor, que los transistores o interruptores trabajan de forma complementaria y
que el dutty cycle es del 50%, obtenemos una tensión en bornes del devanado
del primario equivalente a E/2 de amplitud. Si esto no fuera así, el balance
tiempo-tensión del transformador, haría que el puente capacitivo se
desequilibrara.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 58
6.29. Forma de onda de la tensión en primario del trafo.
En función del dutty cycle obtenemos los tiempos de conmutación:
[40] y [41] ⎩⎨⎧
⋅−=⋅=
TDtTDt
OFF
ON
)1(
A partir de la forma de onda del primario, podemos sacar la forma de onda
del secundario:
6.30. Forma de onda de la tensión del secundario del trafo.
En el secundario, para un correcto balance tensión, el producto entre la
tensión y el tiempo ha de ser igual para ONt (Von) como para OFFt (Voff):
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
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[42] OFFOFFONON tVtV ⋅=⋅
La tensión media de salida Vo, será la media ponderada entre las dos tensiones:
[43] T
tVtVV OFFOFFONON
O⋅+⋅
=
Siendo T el periodo completo de la señal de conmutación.
Sabiendo por tanto que,
[44] y [45]
⎪⎪⎩
⎪⎪⎨
⎧
=−
=
Tt
D
Tt
D
OFF
ON
1
podemos substituir en [38] obteniendo:
[46] ( )DVDV OFFON −⋅=⋅ 1
De la figura 6.30, sabemos que 2EnVSEC ⋅= y además podemos deducir
fácilmente que
[47] OFFONSEC VVV +=
si igualamos las dos ecuaciones tenemos,
[48] 2EnVVV OFFONSEC ⋅=+=
Aislando Vo:
[49] 2)1( EDnVON ⋅−⋅=
Finalmente de [43] y [46]
[50] DVVDVDV ONOFFONO ⋅⋅=⋅−+⋅= 2)1(
[51] EDDnVO ⋅⋅−⋅⋅= )1(2
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 60
Esta última expresión nos da una idea de la tensión máxima de salida del
convertidor y que esta la tendremos para un ciclo de trabajo del 50%. EN
nuestro caso, para unas especificaciones técnicas de:
VVo
D
n
VE
504005.0)5.01(412
5.04
1400
=⋅⋅−⋅⋅=⇒
⎪⎪⎭
⎪⎪⎬
⎫
⎪⎩
⎪⎨
⎧
=
=
=
El modelo del espacio de estados del convertidor, viene dado por las ecuaciones
diferenciales sacadas en apartados anteriores [18] a [21]:
[52] )(12C
mm vEu
Li −⋅⋅=•
[53] ])21([12 OC
FL vvnuEnu
Li −⋅⋅−+⋅⋅⋅=•
[54] ][112 dt
dECiuni
Cv Lm
equC +⋅⋅+⋅=•
[55] ][1Rv
iC
v OL
FO −⋅=•
6.10.2. Control en modo deslizamiento.
El control en modo deslizante trata de aplicar una señal de alta frecuencia para llevar al
sistema hacia una región de espacios de estado denominada superficie de deslizamiento.
Como hemos mencionado anteriormente, este tipo de control es de gran robustez ante
las diferentes perturbaciones de la planta. Cabe destacar que este tipo de control no es
de fácil diseño y su implementación depende de la ley de control resultante.
Genéricamente la ecuación de estado de un convertidor la definimos como:
[56] uxBxfX ⋅+=•
)()(
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 61
Donde nX ℜ∈•
es el vector de estado, mu ℜ∈ es el vector de control y nxf ℜ∈)( y mnxB ×ℜ∈)( los campos vectoriales, que han de ser continuos y sus
derivadas también respecto a x.
Dada la complejidad en el cálculo de este tipo de superficies, nos hemos basado
en diferentes estudios realizados y artículos científicos publicados donde se llega
a la conclusión que la superficie de deslizamiento más habitual en convertidores
DC-DC tiene la siguiente forma:
[57] )()( OT XxKxS −=
donde OX es un vector constante y TK son coeficientes escalares constantes. La
función )(xS se asocia al error de las variables de estado y se ha de asegurar que
esta alcance el valor 0)( =xS desde una condición inicial distinta de cero y que
posteriormente la acción de control lo mantenga en ese valor. Estas condiciones
matemáticamente se pueden expresar como:
0)(<
dtxdS
cuando 0)( >xS y 0)(>
dtxdS cuando 0)( <xS
es decir, cuando el sistema está fuera de la superficie, el movimiento del sistema
respecto al tiempo dt
xdS )( es en tal dirección que se dirige hacia la superficie, ver
fig.6.31. Por consiguiente, se aplicará un control u , tal que
⎪⎩
⎪⎨⎧
<⇒
>⇒−
+
0)(0)(
xSuxSu
u
De esta forma, el sistema actuará en modo deslizante sobre la superficie )(xS .
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 62
6.31. Forma de onda de la tensión del secundario del trafo.
6.10.3. Simulación del convertidor.
La superficie de control utilizada finalmente para realizar la simulación fue la
siguiente:
[58] ( ) ><−><
−><−+><−= ∫ ∞− Fi
t OdOOrefiOPi v
dtvd
kdvVkvkS τ
Se trata de un control PID donde a través de la simulación hemos obtenido los
valores de los parámetros de las ganancias respectivas.
A través del programa de simulación de Matlab, presentamos los resultados, que
ponen de manifiesto la robustez del sistema y la buena dinámica del convertidor:
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 63
Resultados valores de ganancia obtenidos
⎪⎩
⎪⎨
⎧
===
48.0200
95.0
KdKiKp
ARRANQUES
Fig.6.32. Tensión de salida Vo
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 65
6.10.4. Realización de la Superficie de Control.
Partiremos de la ecuación:
[59] ( ) ><−><
−><−+><−= ∫ ∞− Fi
t OdOOrefiOPi v
dtvd
kdvVkvkS τ
que desglosaremos en dos partes:
1. La señal PID. Que constará del diseño de los controles proporcional,
integral y derivativo (kp, ki, kd) y que estará formada por la ecuación
[60] ( )∫ ∞−
><−><−+><−==
t OdOOrefiOPO dt
vdkdvVkvkvfe τ)(~
2. La señal >< Fiv que
Para realizar la superficie de control dibujaremos antes un diagrama de bloques
donde queda reflejado más claramente cómo funcionará el lazo, de qué partes
estará formada y que variables entrarán en juego. De teoría de control, llegamos
a la conclusión de implementar la superficie a través de un PID analógico.
Fig.6.35. Diagrama de bloques del lazo de control
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 66
El lazo de control PID, estará formado por amplificadores operacionales. Para
ello, hemos elegido el TL074 por tener un elevado Slew-Rate (13V/µs) y una
alta inmunidad al ruido.
Lo primero que nos hemos planteado a la hora del diseño, es que debido a la
tensión de salida elevada que tendremos de la planta, superior a la alimentación
interna de los operacionales, tendremos que sensarla para no dañar la circuitería.
En este caso, lo hemos dispuesto de forma que a través de simple divisor
resistivo a la entrada de un A.O. en configuración seguidor, para elevar la
impedancia de entrada y asegurar este nivel de tensión. En la rama resistiva
colocaremos un potenciómetro para regular esta tensión sensada ( ver fig.6.36 ):
3
21
411
-
+
U1A
TL074R210K
R410K
0
+5V <Vo>
+15V
+48V
-15V
Sensado de Vo
Fig.6.36. Configuración de Sensado de Vo
Como el objetivo es eliminar las posibles variaciones de la planta, tendremos
que obtener una tensión de referencia con la que compararemos la señal y así
eliminar el error. El esquema circuital será idéntico al anterior sólo que esta vez
utilizaremos la misma tensión de alimentación que utilizan los operacionales.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 67
3
21
411
-
+
U2A
TL074
R810K
R1010K
0
+15V
Voref
-15V
+15V
+ 15V
Fig.6.37. Configuración de la tensión de referencia Voref
Como tercera variable a sensar, será la señal FV . Aquí hemos de tener en cuenta
exactamente lo mismo que con Vo, es decir, una señal elevada, del orden de
unos 50V, sumado al hecho de que esta señal esta justo a la salida de los
devanados secundarios del trafo, y que debido a la conmutación, nos puede
originar picos realmente elevados, además de los consecuentes armónicos, que
además de saturarnos los operacionales nos puedo dañar el circuito.
Procederemos de la misma forma que los dos anteriores circuitos. Además de
eso, colocaremos un filtro pasa-bajos a la salida del operacional para eliminar
estos picos y los harmónicos originados. Para el cálculo del filtro de primer
orden, nos basaremos de la teoría clásica:
⇒⎭⎬⎫
⎩⎨⎧
==
kHzFkHzF
DatosC
O
10100
para un R=10k nFC 6,1=⇒
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 68
Fig.6.38. Configuración de la tensión de sensado VF
En el diseño, hemos añadido una entradas jumpers, para ir habilitando cada
una de las variables que vamos añadiendo al sistema. De esta forma también
nos será más sencillo detectar cualquier posible anomalía que se produzca.
Una vez diseñada la circuitería referida al ajuste de variables, nos
adentraremos en el lazo. Como hemos mencionado, estará compuesto por
una parte proporcional, que será la que nos da el valor de ganancia necesario
para llegar al valor final, pero que si no lo ajustamos correctamente se nos
puede hacer inestable el sistema, para ello recurriremos al integrador, que
nos corregirá el margen de error entre el valor final teórico y el que nos da el
proporcional, y que nos tenderá a estabilizar el sistema y una parte
derivativa, no necesario en un principio, pero que, como veremos más
adelante nos ayudará a que la respuesta sea mucho más estable.
Para el cálculo de valores de los componentes utilizados, nos hemos basado
en los resultados de la simulación hecha por Matlab. Con esos valores y a
12
1314
411
-
+
U2D
TL0741
TP3TEST POINT -15V
+15V
Señal VF
R16
10KC71,5nF /100V
0
R15 10K\0,5W
R1710K
<VF>
1
TP4
Vref _VF
0
1
TP5out_VF
S-VF
1 2
J7
JUMPER1
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 69
través de potenciómetros y zócalos en los condensadores para poder jugar
con diversos valores de ganancias de kp, ki y kd, hemos conseguido ajustar
la señal que queríamos conseguir.
Cálculos de los componentes:
• Control Proporcional⎪⎩
⎪⎨
⎧
==⇒==
=⇒
KRKRRR
Kp
Kp
10;1095.0
95.0
131
3
Fig6.39. Control Porporcional
• Control integral
⎟⎟⎟
⎠
⎞
⎢⎢⎢
⎣
⎡
Ω=⇒==⇒=⋅
=
=
MPotKRnFCCR
Ki
Ki
iiii
2500;102001
200
+15V
5
67
411
-
+
U1B
TL074
R3 10K
R1
10K ó 100K
1 2
J1
JUMPER10
<Vo>
1
TP1
-kp x Vo
-15V
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 70
Fig.6.40. Control Integrador
Anotar, que diseñamos el integrador de forma que podamos cambiar el
signo de la respuesta. Esto lo hace más polivalente y que podamos
probar diversos tipos de respuesta, así como poder habilitar tanto un
proporcional, un integrador o un derivador de forma totalmente
individual, sin que para ello tengamos que conexionar ninguno de los
otros controles. De ahí que tanto las entrada inversora y no inversora
tengan disponibles tanto la variable Vo como la Vref.
• Control Derivativo
⎟⎟⎠
⎞⎢⎣
⎡=⇒==⇒=⋅=
=KPotKRnFCCRKd
Kd
dddd 500480;10048.048.0
<Vo> 5
67
411
-
+
U2B
TL074
10
98
411
-
+
U2C
TL074
R21
50K
-15V
1 2
J9
JUMPER10
C8
1uF
+15V
1 2
J6 JUMPER reset integer
+15V
-15V
<Vo>
1
TP6[<Vo> - <Voref>]
Voref
1
TP7
-ki x integer [<Vo>-Voref] dt +C
1 23 4
JP6
JUMPER2
R29
1Mohm
R18
10K
R19
10K
R20
10KR2310K
1234
JP5
JUMPER2
0
Voref
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 71
Fig.6.41. Control Derivativo
El esquema definitivo con las 3 partes sumadas, quedarán de siguiente
manera tal y como muestra la figura siguiente:
10
98
411
-
+
U1C
TL074
1 2J10
JUMPER
1
TP2 -kd x [d<Vo>/dt]
100nF
CAP NPR11
10K
R9
2Mohms
<Vo>
0
C5
1nF
-15V
+15V
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 72
Fig.6.42. Esquema de la Superficie PID
+15V
<Vo>
5 67
4 11
-+
U1B
TL074
10 98
4 11
-+
U1C
TL074
5 67
4 11
-+
U2B
TL074
10 98
4 11
-+
U2C
TL074
R3
10K
R1
10K ó 100K
R21
50K
-15V
R5
10K
12
J9JUM
PER
1
12
J1JUM
PE
R1
0
C81uF
S=-kp x <V
o> -ki x integer [<Vo>-V
oref] dt -kd x [d<Vo>/dt]
+15V
0
12
J6JU
MPE
R reset integer
+15V
<Vo>
R22
10K
1
TP1
-kp x Vo
-15V
<Vo>
12
J10
JUM
PER
1TP
6[<Vo> - <Voref>]
1
TP2
-kd x [d<Vo>/dt]
S
Voref
100nF
CAP
NP
R11
10K
R9
2Mohm
s
1
TP7
-ki x integer [<Vo>-Voref] dt +C
R12
10K
12
34
JP6
JUM
PER
2
R29
1Mohm
<Vo>
0
C5
1nF
-15V
+15V
R18
10K
R19
10K
R20
10KR
2310K
12
34
JP5
JUM
PER
2
0
-15V
Voref
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 73
En este último diseño, lo que tenemos es la señal ( )OVfe =~ , pero aun
nos falta añadir la señal FV para completar la superficie ( ) FO VVfe −=~ .
Esto lo implementamos con un simple restador de ganancia 1
3
21
411
-
+
U3A
TL074
R31
10k
Señal a PWM
R32 10kR3310k
0
+15V
-15V
PID
Señal Vc2
Fig.6.43. Diseño de la función ( ) FO VVfe −=~
Fig.6.44. Diseño del control en modo deslizamiento
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 74
Por último, nos faltaría discretizar la señal de la superficie y ésta conectarla
directamente a la entrada PWM del driver IR2109. Aquí decidimos en
primera instancia utilizar el SG3524, que mediante los operacionales
internos que utilizaba y mediante una tensión de rampa comparaba la señal
de control y esta la conectaba a la base de un transistor que trabajaba en
conmutación. La frecuencia de conmutación, se ajustaba a través de una red
RC. Finalmente descartamos esta opción, ya que la alimentación de los
operacionales internos del SG3524, estaban alimentados a 5V, y eso nos
tendía a saturar la señal de control, con lo que a partir de cierta tensión de
entrada (sobre unos 100V) no obteníamos más de 12 V a la salida del
convertidor. Llegamos a la conclusión que los picos de tensión en la
conmutación del trafo provocaban tensiones en las variables sensadas OV y
FV superiores a la alimentación interna del modulador SG3524.
La segunda opción, era básicamente igual que la primera, con el cambio que
utilizamos operacionales alimentados a V15± , de esta forma el rango que
conseguíamos era mucho mayor.
Por tanto, como tenemos que discretizar la salida, utilizaremos un
comparador de Histéresis con el que saturaremos tanto positiva como
negativamente la salida dependiendo del signo de la superficie, tal y como
vimos en la fig.6.31. En este caso nos hicimos valer de un LM311 en
colector abierto, donde conectábamos la función ( ) FO VVfe −=~ a la entrada
inversora y la salida a la base de un transistor Darlington que posteriormente
como veremos a continuación atacará a una báscula.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 75
2
37
48
-
+
U2
LM311/TO
Q1BC618
R1220ohms
+15V
R210k
0
0
S
-15V
+15V
R3560ohms
Fig.6.45. Comparador de Histéresis
El ciclo de histéresis variará su trayectoria entre +Vcc y –Vcc. La frecuencia de
conmutación dependerá de FV .
La salida del colector del transistor Darlington irá conectada a una báscula D
(4513). La frecuencia máxima la limitaremos a través de un reloj que lo
implementaremos por un 555, configurado como oscilador astable, al doble de la
frecuencia a la cual nosotros queremos trabajar (100kHz), ya que la báscula
cogerá sólo los flancos de subida. De todas formas, hemos decidido
implementar en el oscilador astable, un par de potenciómetros con los que poder
variar esta frecuencia.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 76
Fig.6.46. Circuito discretizador de S(x)
Fig.6.47. Circuito discretizador de S(x)
TR2CV
5
Q 3
DIS7
THR6
R4 V
CC
8G
ND
1U1LM555
2
37
48
-
+
U2
LM311/TO
D5
CLK3
Q1
Q2
VDD14
S6
GN
D7
R4
U3A
4013/FP
Al Driv er IR21094
0
+15V
+15V
0
D11n4148
C110n
0
D21n4148
C21n
0
Q1BC618
R1220ohms
+15V
R210k
0
0
S
-15V
+15V
R3560ohms R4
10k
R5
10k
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 77
7. PLANOS Y DISEÑO DE LA PCB.
El diseño de los diferentes circuitos impresos que componen el proyecto se ha realizado
con el programa de diseño de circuitos electrónicos OrCAD 10.3.
• La planta del convertidor se ha realizado a doble cara, con un buen plano de
masa para asegurar un buen drenaje de la corriente hacia el punto común. He
intentado en todo momento disponer los componentes de potencia lo más
cercanos posibles entre sí. Las pistas que salen del transformador hacia el filtro
de salida se han intentado diseñar de forma que pueda fluir la corriente a pleno
rendimiento, teniendo en cuenta que como norma general y en base a lo
especificado en la normativa, podemos llegar a un compromiso de que cada
milímetro de anchura de pista equivaldría a la circulación de 1A. Aprovechando
la simetría del convertidor se ha dispuesto los MOSFET como tal y sus redes de
protección Snubber lo más cercanos posible a estos. Se han habilitado dos
conectores de salida, de tipo banana para poder unir tanto las cargas como el
lazo de control, así como dos conectores del mismo tipo para inyectar la
alimentación de entrada (400 VDC).
• Respecto al diseño de la placa del lazo de control, se ha buscado debido a la
dificultad para afinarlo a las características deseadas, que esta fuera lo más
polivalente posible, habilitando jumpers a la entrada y salida de los
amplificadores operaciones para poderlo hacer lo más versátil posible y poder
modificar la señal de entrada en función de las necesidades.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 81
Fig 7.4. Máscara Layout de la capa Top de la planta del convertidor
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 82
Fig.7.5. Máscara Layout de la capa Bottom de la planta del convertidor
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 83
Fig 7.6. Máscara Layout de la capa de componentes de la planta del convertidor
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 84
Fig 7.7. Máscara Layout de la capa bottom del lazo de control
Fig 7.8. Máscara Layout de la capa Top del lazo de control
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 86
8. RESULTADOS EXPERIMENTALES.
Se han graficado los resultados a medida que hemos ido subiendo en tensión. El
objetivo ha sido buscar aquel valor de ganancia en el control que nos regulara todas las
cargas disponibles, aunque con ello perdiéramos algo de eficiencia, como veremos
seguidamente.
• Con E=150V ( aprox)
Fig 8.1. Salida de la báscula y tensión de salida del convertidor Vo
[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 87
Fig 8.2. Salida de la báscula y tensión de salida del convertidor Vo a plena carga
[Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]
Fig 8.3. Conmutación en la puerta de los transistores Q1 y Q2
[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 88
Fig 8.4. Conmutación en la puerta de los transistores Q1 y Q2 a plena carga
[Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]
Fig 8.5. Tensiones en el primario del trafo.
[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 89
Fig 8.6. Tensiones en el primario del trafo a plena carga
[Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]
Fig 8.7. Tensiones a la salida del secundario del trafo.
[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 90
Fig 8.8. Tensiones a la salida del secundario del trafo a plena carga [Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]
Fig 8.9. Arranque del convertidor en la tensión de salida. [Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 91
Fig 8.10. Arranque del convertidor en la tensión de salida a plena carga. [Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]
• Con E=200V (sólo con PI)
Fig 8.11. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF.
[Vin=202V ; <Vo>=21,5V; f=100kHz; 1LR = Ω33 , Io=0.65A, %68'88=η ]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 92
Fig 8.12. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a plena carga [Vin=202V ; <Vo>=20,7V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 , Io=4.39A, %39'85=η ]
Fig 8.13. Salto de carga de la señal de salida 1LR = Ω33 a 1LR = Ω71,4
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 93
• Con E=200V (con PID)
Fig 8.14. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; Vo=20,8V; f=100kHz; 1LR = Ω33 , Io=0.63A, %8'85=η ]
Fig 8.15. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; <Vo>=19,7V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 , Io=4.18A, %27'81=η ]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 94
Fig 8.16. Comparativa de las puertas de los Mosfets Q1 y Q2 con baja carga y plena carga
Se observa claramente el rizado de alta frecuencia provocado por las
capacidades internas de los transistores conmutación, capacidad de Miller entre
puerta y drenador, y que recibe el nombre de “ringing”.
Los dos transistores trabajan de forma complementaria, aunque no
simétricamente.
Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensión son:
⎟⎟⎟
⎠
⎞
⎢⎢⎢
⎣
⎡
Ω=⇒Ω==⇒
=⇒
MRKMRnFCKi
kpotRKp
dd
ii
57,17,1;2,8
95)(1
• Con E=300V (con PID)
A partir de 250 V hemos encontrado dificultades a la hora de ajustar el regulador
al ir conectando las cargas, por lo que hemos tenido que realizarlo con el PID
completo y no con el PI como habíamos realizado anteriormente.
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 95
Fig 8.17. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a baja carga [Vin=305V ; <Vo>=33,9V; f=100kHz; 1LR = Ω5.16 , Io=2.054A, %62'92=η ]
8.18. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a plena carga [Vin=305V ; <Vo>=32,8V; f=100kHz; 1LR = Ω6.6 , Io=4.96A, %62'89=η ]
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 96
8.19. Salto de carga de la señal de salida 1LR = Ω33 a 1LR = Ω6,6
8.20. Señal de salida de la báscula y señal <Vo>
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 97
8.21. Señales en el primario del trafo y punto medio del puente a plena carga
8.22. Señales a la salida del trafo a baja carga
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 98
8.22. Señales a la salida del trafo a plena carga
Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensión son:
⎟⎟⎟
⎠
⎞
⎢⎢⎢
⎣
⎡
Ω=⇒Ω==⇒
=⇒
MRKkRnFCKi
kpotRKp
dd
ii
88,1197;2,8
97)(1
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Página 99
9. AMBIENTALIZACIÓN DEL PFC.
9.1. ASPECTOS TECNOLOGICOS.
Todos los equipos electrónicos generan en mayor o menor medida interferencias
electromagnéticas. Las fuentes de alimentación conmutadas no son una excepción, y
por su tipo de funcionamiento, en régimen transitorio y por su constitución (elementos
electromagnéticos), generan armónicos y picos de corriente que dan lugar a
interferencias (EMI) que afectan a la misma línea de alimentación, a los equipos que
posteriormente alimentan o a las mimas personas o seres vivos que se encuentran
próximos a ellos.
Las interferencias generadas por las fuentes de alimentación conmutadas adquieren
mayoritariamente tres formas:
• Interferencias conducidas a través de los conductores de salida
• Interferencias conducidas a través de su carcasa a tierra.
• Interferencias radiadas.
La carga y descarga rápida de los condensadores provocan picos de corriente bruscos y
exactamente igual pasa con la conmutación sobre los bobinados que provocan grandes
cambios en la tensión de sus terminales. Principalmente estas son las causas básicas de
radiación electromagnética en las fuentes de alimentación conmutada, pero también
existen otros motivos, como es el propio diseño de las pistas de la PCB que pueden
llegar a crear bucles que facilitan el acoplamiento de campos magnéticos o las mismas
capacidades parásitas inherentes a los propios componentes como es el caso claro del
transformador, entre sus propios bobinados, entre los mismo componentes, entre la
masa del circuito y las pistas que lo rodean, o los mismo cables que conectan las cargas,
etc.
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La totalidad de los bucles internos capaces de acoplar EMI deberían estar construidos
idealmente de manera que las corrientes de interferencia sólo circularan dentro de ellos
mismos, pero ello es complejo. Las impedancias y capacidades de bucles irregulares
causan que, tanto la interferencia de modo diferencial como la de modo común, circulen
dentro de todo el sistema formado por la carga, la línea de alimentación y la fuente
conmutada.
A pesar de que habitualmente se ignoran las EMI de modo común en las
especificaciones de las fuentes conmutadas, son también un problema. Estas EMI,
comunes a los dos conductores de la entrada o de las salidas, se acoplan a través de
capacidades parásitas en la alimentación y es difícil eliminarlas si el resto del diseño ya
se ha ultimado. A veces, éstas se intentan eliminar con condensadores de relativa alta
capacidad entre los conductores de entrada o de salida y la carcasa de la fuente
conmutada; no obstante, esto frecuentemente conlleva dificultades en el sistema de
masa y tierra, debiendo tener en cuenta además que el valor de la capacidad está
limitado por los reglamentos de seguridad (máximo 4,7nF). Por esta razón el prototipo
diseñado, no utiliza la tierra, ya que uno de los objetivos a cumplir era el gran
aislamiento galvánico, de esta manera el prototipo se pude considerar un sistema
flotante. El sistema utilizado para eliminar, mejor dicho atenuar, las EMI con modo
común es el choque inductivo en modo común. El choque inductivo es un
transformador de banda ancha bobinado de forma bifilar que permite la circulación de
corrientes igual y opuestas a través de sus devanados, mientras suprime las corrientes
desiguales y opuestas, tal como las debidas a las EMI en modo común. A causa del
devanado bifilar, no se crea flujo magnético neto en el choque para corrientes simétricas
(iguales y de sentido opuesto); entonces, las señales simétricas no encuentran
inductancia cuando pasa a través de él. Para corrientes de moco común (asimétricas), el
choque inductivo actúa como una inductancia y atenúa la corriente.
Las EMI diferenciales dependen de los componentes pasivos. El choque inductivo del
filtro determina el rizado de corriente de los condensadores, los cuales, a su vez,
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determinan la tensión de rizado generada por su ESR, ESL y, en menor grado, su
capacidad.
Los transitorios inductivos y los efectos normales de los campos magnéticos que se
anulan bruscamente, pueden llegar a los megahercios, dependiendo de las inductancias
y las capacidades efectivas que se hallen en el camino de la corriente producida por el
campo que se anula. La resistencia del conductor controla la amortiguación que, a su
vez, controla la envolvente de su espectro.
La amplitud del espectro de EMI depende fundamentalmente del nivel de redondeo que
se puede conseguir en los flancos de la onda cuadrada. La pendiente de la envolvente
del contenido armónico de una onda rectangular real e sólo de 20dB/década, mientras
que la transición menos aguda de una onda trapezoidal es de 49dB/década y para un
impulso totalmente redondeado es de unos 80dB/década, por tanto, simplemente
redondeando lozanitos de la onda cuadrada básica se puede reducirle nivel de EMI
generadas en la banda de las altas frecuencias. Esto exige que los diseños de los
convertidores incorporen sencillas redes para redondear y alisar los cantos de las ondas
cuadradas.
Por el contrario, se necesitan ondas cuadradas con altas pendientes para minimizar la
disipación de potencia en el transistor y aumentar el rendimiento. Por tanto, se debe
llegar al compromiso de minimizar las EMI y maximizar el rendimiento.
Las transiciones abruptas (dv/dt) también tienden a provocar la aparición de rizado u
oscilaciones en las capacidades parásitas en los devanados de los transformadores y
bobinas de los convertidores. El rizado se produce en las bajas frecuencias, donde se
pone de manifiesto el acoplamiento con circuitos adyacentes Este rizado se puede
amortiguar con el uso de pequeñas redes RC en paralelo con los devanados.
Del único parámetro de diseño que se controla es el máximo rendimiento, se puede
hacer poco para evitar la generación abundante de los armónicos que están presentes en
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una onda cuadrada. Puede usarse la simetría del ciclo ventajosamente para suprimir los
efectos de ciertos armónicos en el transformador de salida. Sin embargo, la cancelación
de armónicos seleccionados no resolverá totalmente el problema EMI, aunque puede
tener como resultado ventajas e filtrado, al desplazar la frecuencia de rechazo del filtro
hacia un valor más alto, proporcionando el uso de componentes algo más pequeños. El
uso de una frecuencia de troceado fija facilita también el filtrado.
La emisión total de interferencias puede reducirse optimizando la simetría de los
impulsos, con lo que se reduce la intensidad media que circula a través de los bucles
radiantes internos.
Con una metódica selección del material del núcleo y un buen diseño del transformador
se puede reducir el nivel de los picos de tensión e intensidad. El tiempo de ascenso de la
corriente depende de la forma de la curva de histéresis magnética del material (curva B-
H). Si se alcanza bruscamente la saturación o hay cambios bruscos del flujo magnético,
aumentara la amplitud de los picos. El tiempo de descenso de la corriente depende de la
velocidad de conmutación de los transistores y de las reactancias del circuito.
Las redes de ayuda a la conmutación, “snubbers”, permiten reducir las interferencias
generadas gracias a la reducción de los dv/dt y di/dt, además de permitir utilizar
transistores con áreas de seguridad más reducidas y disminuir las pérdidas, aumentando
el rendimiento. La reducción de dv/dt disminuye la emisión de interferencias eléctricas
y los acoplamientos capacitivos. La reducción de di/dt reduce la emisión de EMI y los
acoplamientos inductivos, reduciéndolos transitorios di/dt también se reducen los
acoplamientos debidos a masas o conductores comunes.
Resumiendo, para controlar el nivel de EMI se puede: aumentar el tiempo ascenso y
descenso de los bordes de las ondas cuadradas de conmutación, conectar pequeños
condensadores en los extremos de los diodos rectificadores o usar diodo de alta
velocidad con recuperación suave, mantener las conexiones los más cortas que sea
posible, trenzar fuertemente los cales de señal con sus retornos. Cuando se concibe la
disposición de los componentes del convertidor hay que tener presente:
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Mantener las líneas de alta corriente, di/dt lo más cortas que sea posible para reducir el
área efectiva del transmisor de interferencias, mantener los conductores de entrada y
salida tan lejos como sea posible de los generadores de EMI, mantener sencillos
caminos de corriente conmutada para evitar crear bucles de masa.
NORMATIVA RELACIONADA CON LA COMPATIBILIDAD
ELECTROMAGNETICA
La compatibilidad electromagnética se define como la aptitud de un dispositivo, de un
aparato o de un sistema para funcionar en un entorno electromagnético, de forma
satisfactoria y sin producir en él mismo perturbaciones electromagnéticas intolerables
para todo lo que se encuentre en dicho entorno.
Se define como perturbación electromagnética aquellos fenómenos electromagnéticos
que puedan crear problemas de funcionamiento de un dispositivo, de un aparato o de un
sistema. Una perturbación electromagnética puede consistir en un ruido
electromagnético, una señal no deseada o una modificación del propio medio de
propagación.
La inmunidad es la aptitud de un dispositivo, de un aparato o de un sistema para
funcionar sin pérdida de calidad en presencia de una perturbación electromagnética.
Las normas bajo las cuales se deben diseñar este tipo de prototipos son:
EN 50081-2 Norma genérica de emisión. Parte 2: Entorno industrial
EN 50083-2 Norma genérica de inmunidad. Parte 2: Entorno industrial
EN 55011 Limites y métodos d medida de las características relativas a
las perturbaciones radioeléctricas de los aparatos industriales, científicos y médicos
(ICM) que producen energía en radiofrecuencia.
Cabe destacar que existen dos clases de equipos con relación a los límites perturbación
que son:
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• Clase B. Equipos destinados primordialmente a ser utilizados en entornos
domésticos.
• Clase A. Equipos destinados a entornos industriales.
La clase B e más restrictiva que la A. Por ejemplo, el límite de las perturbaciones
conducidas en los bornes de alimentación para la clase A es de 60dBµV en la banda de
frecuencias de 0,5 a 6MHz y en clase B es de 46dBµV.
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10. CONCLUSIONES.
El objetivo fundamental del proyecto ha sido el diseño e implementación de una fuente
de alimentación conmutada HBCC, desarrollado totalmente de forma manual, desde el
diseño y construcción del transformador pasando por el filtro de salida, lazo de control,
etc. Es obvio decir, que el resultado a nivel de rendimiento no es el mismo, ni el
volumen de este tampoco, tanto en que si la construcción de estos bobinados se
hubieran hecho de forma más profesional hubieran repercutido en una leve mejora de
sus prestaciones y voluminosidad. Podemos llegar a afirmar, que la tecnología planar
en la construcción del devanado para este tipo de convertidores sería ideal, y pueden
llegar a reducir el volumen de este en casi una tercera parte.
Si atendemos a la comparativa con el resto de convertidores, podemos afirmar una de
sus ventajas respecto a los Flyback, Push-Pull y Forward, y es que a tensiones elevadas,
con este tipo de convertidor nos es suficiente utilizar transistores de potencia que
soporten 400V ó 500V mientras que el resto utiliza transistores que soportan el doble y
que también su coste en el mercado es mayor.
La parte correspondiente al lazo de control, con el doble bucle de realimentación, el
típico con el amplificador de error comparado con una muestra de la corriente del filtro
de salida, nos facilita la estabilidad del sistema y su control, pasando de un sistema de 4ª
orden a uno de primer orden. Sin este tipo de control, cuando el sistema está sometido a
transitorios importantes, las prestaciones dinámicas del convertidor son bastante bajas,
pero tal y como vemos en los resultados experimentales, el rendimiento del convertidos
oscila entre el 80% y el 85%, lo cual a estas altas frecuencias ya se puede considerar un
logro importante.
Uno de los aspectos importantes de este tipo de control, aunque nosotros no hemos
podido comprobar con resultados, es que reduce el problema de las Interferencias
Electromagnéticas (EMI).
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Durante el ajuste del control, se ha comprobado, la poca variación que sufre el sistema
por el hecho de aplicar el derivador y que la única diferencia observada entre colocarlo
o no, es el hecho en que el rizado de salida es ligeramente más suave al conectarlo, pero
por el contrario, aumentamos muchísimo la sensibilidad a cualquier ruido “externo”.
Al subirlo por encima de los 250V, por el contrario, hemos tenido que tirar del
derivador, ya que facilitaba la regulación de la planta.
Respecto al diseño y puesta en marcha de la planta, destacar la fuerte dependencia de la
señal de salida, respecto al diseño del filtro. Un condensador demasiado pequeño nos
genera un rizado muy acusado en la señal.
Anotar al respecto del diseño del lazo, que en una primera instancia, se optó por utilizar
el modulador PWM (SG3524), pero que una vez diseñado, configurado y puesto en
marcha, no podíamos regular a partir de 100V, por lo que tuvimos que descartarlo
posteriormente.
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11. BIBLIOGRAFIA.
Referencias
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Revistas científicas
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[11] Tomado de Torres, H., Barreto, L “Las perturbaciones electromagnéticas” Revista Innovación y Ciencia, Volumen V, No. 2, 1996, pp. 30-37, Bogotá.
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Links relacionados
[13] http://www.dbup.com.ar/tutorial_fuentes_conmutadas.htm
[14] http://www.voltimum.es/page.jsp?id=/content/reglamentos/NuevaDirectivaCEM&fullsize=yes&universe=rebt.ndc.nueva_directiva_CEM
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ANEXO 2: FOTOGRAFIAS
Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado
Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado
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Vista lateral del convertidor. En primer plano, lazo de control
Vista aérea de todo el montaje del convertidor, sin el sistema de cargas