TRASFORMATE DI LAPLACEVariabile di Laplace ( ) 0 b s b H s m m La trasformata di Laplace permette di...
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TRASFORMATE DI LAPLACETRASFORMATE DI LAPLACE
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0)()()( UttUt t
INGRESSO CISOIDALEINGRESSO CISOIDALE
Gradino a)
)(cos)(0;00)()cos()(
1
1
tUtuUttUetu t
leEsp nenzia c)Sinusoide b)
)()(00)()cos()(0;0 1
tUtttUtu
t
edecrescent leEsponenzia c) )(cos)(0;0 1 tUetu t
smorzato ioOscillator d) )()cos()(0;0 1 ttUetu t
smorzato tu
st
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INGRESSO CISOIDALEINGRESSO CISOIDALE0)()cos()( UttUetu t
s
1
)(
0)()cos()(
eUUjeUetu
UttUetujst
con 01 )()( UsHUbsbsbYeYety n
mmst
p
imentodi TrasferFunzione01
01
)( bsbsbsH
asasam
m
nn
p
imentodi Trasfer Funzione 01
)(asasa
sH nn
DIPENDE DALLE CARATTERISTICHE DELLA RETE E NON DALL’INGRESSODIPENDE DALLE CARATTERISTICHE DELLA RETE E NON DALL INGRESSO
0t stn
ti esUsHeeAty i )()()(
i 1
Risposta Risposta fRisposta
libera forzata
La risposta libera rappresenta il modo di evolvere nel tempo della rete La risposta libera rappresenta il modo di evolvere nel tempo della rete indipendentemente dall’ingressoLa risposta forzata evolve nel tempo come l’ingresso
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FREQUENZE LIBEREFREQUENZE LIBERE
m Se ie i 0
e
t t d a converge libera risposta la
i
e tempo certo un dopo zero
t bil tl t R t forzata risposta sola la Rimane per
0
t
stabile ntesempliceme Rete sestabile nteassolutame Rete se
00
i
eie
instabile Rete se
stabile ntesempliceme Rete se0
0
i
i
eiei i
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esinusoidal Ingresso se js 0simbolico Metodo Fasore U)H(jY
Per tempi molto grandi possiamo prescindere dall’origine dei p g p p gtempi e lavorare direttamente nel campo complesso
:immediata e' tempo del dominio al onericonversi La tjtj eUe u(t) eYe y(t) se
mmed ata e tempo del dom n o al oner convers La
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Dimostrazione tjttjjstst eUeeUeeUeUetu )()()(
t
jjj
tjsentUeeUeeUeeUeUetu
)()(
)()cos()(
tst
dddutUeeUe
)cos( 0t per
ststst eUseeUdtdeeUe
dtd
dtdu
)(
stkk
k
eUsedt
ud
stqq
stp eYseydeYety
dt
;;)( qp dt
y ;;)(
I/O Relazione nella oSostituend ststm
mststn
n eUebeUsebeYeaeYsea 00
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Dimostrazione (Cnt.)
eUebeUsebeYeaeYsea ststmm
ststnn 00
UbsbYasa
eUbsbeeYasaemn
stmm
stnn
)()(
)()( 00
c v d UsHUbsbY
UbsbYasam
m
mn
)(
)()(
0
00
c.v.d. UsHUasa
Y nn
)(0
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ANALISI NEL DOMINIO DI LAPLACEANALISI NEL DOMINIO DI LAPLACE
)()()( sUsHsYjs
neConvoluzio di Teorema Laplace di Variabile
0)(
)()()(bsbsH
sUsHsYm
m
neConvoluzio di Teorema
La trasformata di Laplace permette di trasformare
0
)(asa n
n
La trasformata di Laplace permette di trasformaresistemi di equazioni integro-differenziali nel tempo insistemi algebrici nel dominio della variabile ss dettasistemi algebrici nel dominio della variabile ss, dettavariabile di Laplace
La trasformata di Laplace consente di calcolare larisposta di un circuito a (quasi) ogni tipo di eccitazionerisposta di un circuito a (quasi) ogni tipo di eccitazione,permettendo ad un tempo, di calcolare la risposta libera ela risposta forzata a partire da qualsivoglia condizionela risposta forzata, a partire da qualsivoglia condizioneiniziale
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DEFINIZIONE DEFINIZIONE DIDI LL--TRASFORMATATRASFORMATA
è di atrasformatL Laper Sia
:f(t) ttfCf(t):R 00)(,
(*)
è di atrasformatL La
dtetftfLsF
:f(t)
st)()()(
s di funzione è atrasformat La . di funzione è : NOTA
jtf(t)0
aTrasformat-L della esistenza di Condizioni
c di valore qualche per
f mL
dttfe t )(
di valore qualunque per :essendo
te tj 10
:aconvergenz di Regione cse
gg
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ESEMPIOESEMPIO: L: L--Trasformata del Gradino unitarioTrasformata del Gradino unitario
dtetftfLsF
ttf
st)()()(
)()( 1
ed
dtetftfLsF
TjTst
TstTst 11li11lilili
)()()(0
e
ees
ess
edte
T
TjT
T
st
TT
st
T11lim11limlimlim
00
esiste non limite il e diverge0 seee
eTjT
111
periodica è funzione la perchè esiste non limite il 0 se
esiste non limite il e diverge0 se
s
ees
e TjT
T
T 111lim
T per zero a tende 0 se
0 è aconvergenz di regione La
tL 1)( s
tL )(1
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ESEMPIOESEMPIO: L: L--Trasformata della funzione esponenzialeTrasformata della funzione esponenziale
aetf at)( complessa o reale con
dtetfeLsF stat
)()(0
eedtedtee tas
T
Ttas
T
Ttas
T
Tstat
T
111lim)(
limlimlim )()(
)(
0
asasas TTTT )( 000
as
eL at
1
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s che tali s di valori per solo genere, in calcolato, essere puo' aTrasformat-L la definisce che integraleL' : NOTA
e c aconvergenz di ascissa detta e'
pg ,,
c
c
0. vale aconvergenz di ascissal' esempio, per di caso Nel 1- )(t
come s1 funzione la considera si ente,impropriam Tuttavia,
aconvergenz di dominio al noappartengo non che s di valori per anche di atrasformat 1- )(t
garantire per necessaria e' 0t per 0f(t) che ipotesiL' :NOTA
gpp g
aTrasformat-L della unicità la garantire per necessaria e 0t per 0f(t) che ipotesiL :NOTA
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:è di t sf m tti L F )(
DEFINIZIONE DI ANTIDEFINIZIONE DI ANTI--TRASFORMATATRASFORMATA
:è di atrasformatanti La
dFFLtf
sF
stj1
)(1)()(
)(
1
0t per esiste
dsesFj
sFLtf st
j1
)(2
)()( 1
0t per esiste
j retta una lungo eseguito è integraleL'j
di i ll con
retta una lungo eseguito è integraleL -j1
aconvergenz di regione nella
c 1
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TRASFORMATA E ANTITRASFORMATA E ANTI--TRASFORMATATRASFORMATA
Proprietà di unicità
Se due funzioni f1(t) e f2(t) hanno la stessa L-trasformataallora deve essere: )()( tftf )()( 21 tftf
Esiste una corrispondenza biunivoca tra le funzionitrasformabili e le corrispondenti trasformate
)()( sFtf
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PROPRIETA’ DELLE LPROPRIETA’ DELLE L--TRASFORMATETRASFORMATE )()()()(:LINEARITA' sFcsFctfctfcL 22112211
:integraledell' linearità dalla)()()()(:LINEARITA sFcsFctfctfcL
0
22112211 )()()()(
dtetfctfctfctfcL st
22112211
0
...)()()()(
dvcsFcsFcdtetfcdtetfc stst 00
111
seno Funzione della aTrasformat :Esempio
ee tjtj
21
1121
2sin
jsjsjjeeLtL
222222 sin221
stL
ssj
j
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DERIVATA
PROPRIETA’ DELLE LPROPRIETA’ DELLE L--TRASFORMATE (TRASFORMATE (CntCnt.).)
)0()()( fssFtdfL
DERIVATA
)0()( fssF
dtL
T T
Tdf(t) :oneDimostrazi 0
0 0
)0()()()0(0
)()0()(limlim -st-sT
T
-st
T
dvcfssFssFf
dtetsffeTfdtedt
df(t)F(s)
...)0()()()0(0 dvcfssFssFf
PER RE RD NE D DER V E
)1()2()1(21 )0()0()0()0()()( nnnnn
n
fsffsfssFstfdL
SUPERIORE ORDINE DI DERIVATE
)()()(
)(
)0()0(....)0()0()(
k(k)
n
tfd
fsffsfssFsdt
L
d
0
)(0t
k(k)
dttfd)(f:dove
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ESEMPIO IESEMPIO I3Hi( )
di
3Hi(t)
)(2463 1 tidtdi 6
24
24)(6)0()(3 sIisIs
18)(2 I
sAi 1)0(
8
1)(2 s
sIs
818
)( sssI
034)()(22
)(
21
2
ILisss
ssI
t 034)()( 21 tesILti t per
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d PROPRIETA’ DELLE LPROPRIETA’ DELLE L--TRASFORMATE (TRASFORMATE (CntCnt.).)
s ad rispetto eDerivaziondF(s) tf(t)L
dsdF(s)
)()( dttef(t)d
dF(s)dtf(t)esF stst
d )()(
00
fLdf( )
dsst
c.v.d. )()(0
ttfLdtetf(t) st
neIntegraziosF)df(L
t )(
s0
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PROPRIETA’ DELLE LPROPRIETA’ DELLE L--TRASFORMATE (TRASFORMATE (CntCnt.).)
oneDimostrazitt
0 00
dte)df()df(L st
)
:conpartiper Integrando
f( )dddf(( )t
1
)0
f(t)dtdudτf(τu(t)
1 es
vdtedv stst
)(11) dttfees
es
dτf(τ)df(L stststtt
c v d)(1)(1)(100
0000
sFdtetfdf
ss
st
0
c.v.d. )()()(000
sFs
dtetfs
dfs
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PROPRIETA’ DELLE LPROPRIETA’ DELLE L--TRASFORMATE (TRASFORMATE (CntCnt.).)
:INIZALE VALORE DEL TEOREMAssFf
:INIZALE VALORE DEL TEOREMA )(lim)0( ssFf
s
)(lim)0(
:FINALE VALORE DEL TEOREMA f(t)ssFff(t) esiste se
:FINALE VALORE DEL TEOREMA lim)(lim)(lim
0 f( )ff( )
tst )()(
0
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PROPRIETA’ DELLE LPROPRIETA’ DELLE L--TRASFORMATE (TRASFORMATE (CntCnt.).)
oneDimostrazi
)0()( dteddffssF
ddfL st
c v d lim )0()(0)0()(
)()(0
fssFfssFdt
fdt
c.v.d. lims
)0()(0)0()( fssFfssF
)0()()0()(lim 0 ffdfdtedffssF t
d )(li)(
)0()()0()(lim00
0
Ff
ffdfdtedt
fssFs
c.v.d. )(lim)(
0ssFf
s
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TEMP NEL ETR L N DELL TE REM
PROPRIETA’ DELLE LPROPRIETA’ DELLE L--TRASFORMATE (TRASFORMATE (CntCnt.).)
)()()( 1 sFettfL s :TEMPO NEL ETRASLAZION DELLA TEOREMA
)()()( 1 settf
)()( 1 ttf )()( 1 ttf)()( 1 ttf )()( 1f
:oneDimostrazi
)()()()()(0
11 dtetfdtettfttfL stst
)()()()( )( dfdfdf
dxdtxttx
t
:ponendo
)()()()(0
)(
0
sFedxexfedxexfdtetf ssxsxsst
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EsempioEsempio
tttf 11 )]2()([3)( esF
s233)(
ss
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ESEMPIOESEMPIO: L: L--Trasformata dell’Impulso unitario (Trasformata dell’Impulso unitario (CntCnt.).)
Le L-trasformate permettono anche lo studio di segnali non rappresentabili da funzioni nel senso “classico” del termine. ppSi tratta in tal caso di distribuzioni
Esempio: Impulso di Dirac
Esempio: Impulso di Dirac
1)()(0
t
stst edtettL 0
0 t
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ESEMPIOESEMPIO
)()()(
tsantsanstatnatn etdttdttttL
00
)(
01 )(
tsanstatnatn
sadtetdteettetL
)(1)(1 00
tsantsan etLndtetn
0
!)1(
nnn
assa
)()(22 )(
!)()1(
tsa
ntsan eL
asnetL
asnn
1)(!
nn
1)( nas
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Trasformate notevoliTrasformate notevoli
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PRODOTTO DI CONVOLUZIONEPRODOTTO DI CONVOLUZIONE
:neconvoluzio di prodottoo integrale prodotto definisce si , e funzioni due Date 21 (t)f(t)f
:neconvoluzio di prodotto
(t)f(t)f)d(tf)(f(t)ft
210
213 (t)f(t)f)d(tf)(f(t)f
u u l ' nc n lu i di p d tt d l L pl c di t sf m t L : TEOREMA
funzioni delle Laplace di etrasformat delle prodotto al uguale e neconvoluzio di prodotto del Laplace di atrasformat La
)()()( 213 sFsFsF
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bsbsbsN m )(
ANTIANTI--TRASFORMAZIONE DI FUNZIONI RAZIONALITRASFORMAZIONE DI FUNZIONI RAZIONALI
nmasasas
bsbsbsDsNsF n
nn
m
Sia01
11
01
)()()(
)()()(1)Caso pspspsD(s)semplici) (poli se con
)()()( 1) Caso 21
ji
n
jipppspspsD(s)
)()()()()()( :allora
1
1
1 n
n
n psR
psR
pspssNsF
residui :i
R
R
)(
1 tpi
i
i eRps
RL i
)()()()()(a)
residui deiCalcolo
1121 nnn pspsRpspsRsF
bticoefficienai Rdiin terminiticoefficien i oeguagliand)()(
)(a)
ii
1 npspssF
incogniten in equazionin ottengono sibcoe c edecoe c eoegu g d ii
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ESEMPIO IESEMPIO I3Hi( )
Ai 1)0(
3Hi(t)
)(6
24
88 RR2)2(
82
8)( 212 s
RsR
sss
ssssI
31)()2(
2)2(2
221 RRRsRsR
ssssss
48231)(
)2()2()(
11
22121
RRRRR
sssRsRsI
)()34()(34)(
)(
2
11
tetisI t
)()34()(2
)( 1 tetiss
sI
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ANTITRASFORMAZIONE ANTITRASFORMAZIONE DIDI FUNZIONI RAZIONALI (FUNZIONI RAZIONALI (CntCnt.).)
b)
residui dei Calcolo
)()()( R
RF j
b)
)()(lim)(
)()()(
sFpsRps
psRsFpsj
j
jiiii
)()(lim
sFpsR ipsii
:I Esempio2)2(
82
8)( 212
sR
sR
sss
ssssI
; 88
20)(
21
spp
68
428
28lim)(lim
001
ss
ssIsRss
34
32
68lim)()2(lim222
sssIsR
ss
c.v.d. 2
34)(
ss
sF
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ANTITRASFORMAZIONE ANTITRASFORMAZIONE DIDI FUNZIONI RAZIONALI (FUNZIONI RAZIONALI (CntCnt.).)
;
:coniugatecoppiein presenti sonoessicomplessi poli dicaso Nel*
1112111 pjpjp
; :sono residui I
; *
1112111
1112111
RjvuRjvuR
pjpjp
)( *
*1
1
1
psR
psRsF
; se 121
21
11
varctgvuM
psps
;1
11
ee
ug
jj
)( *11
pse
pseMsF
)cos(2
)( )()(1
1
1111*
11
tMeeeMeeMsFL
t
tjttjtjtpjtp
)cos(2 1 tMe
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)(52)( diiditt
1Hi(t)
ESEMPIO ESEMPIO IIII
)(52)(0
1 diidt
t
)(5)(2)(1
ssIsIsIs
s2
1/5F
211)( 1 jp
sI
ssv(t)
21*52
)(1
2 jpsssI
0)0(;0)0( vi 111 j
jjsR
js 41
41
211lim
211
M2
41
41 2
ee ttjj 111
2442/2/
teteti
pse
psesI tt 2sin
21
22cos
412)(
41)( *
11
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ANTITRASFORMAZIONE ANTITRASFORMAZIONE DIDI FUNZIONI RAZIONALI (FUNZIONI RAZIONALI (CntCnt.).)
ip 1 tàmolteplici di polo un presente sia :Hp.Multipli Poli Caso2)
l
i
i
i
i
i
i
psR
psR
psR
sF ,2
2,1,
)(....
)()(......)(
...
l
l
ij
j
ji
iii
jsFpsdsd
jR
ppp
, ,....,1)()()!(
1
)()()(
:che dimostra Si ll
l
l
l
tpj
jiji
ps
i
i
jetRR
L
dsj1
,1 ,....,1
)!(
:che noti Si l
l
ii
jiji
RRsF
jj
Rps
L
2,1,
,
)(
,....,1)!1()(
:doppio) (polo 2 Se
che noti Si
l
l
ii
FRFdR
pspssF
22
2
)()()()(
)()(......)(
...:doppio) (polo 2 Se l
psiips
ii i
i
RR
sFpsRsFpsds
R 22,
21, )()()()(
tpi
tpi
i
i
i
i ii teReRps
Rps
RL 2,1,2
2,1,1
)()(
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ANTIANTI--TRASFORMAZIONE TRASFORMAZIONE DIDI FUNZIONI RAZIONALI IMPROPRIEFUNZIONI RAZIONALI IMPROPRIE
)()()(
011
1
01 nmasasas
bsbsbsDsNsF n
nn
mm
Sia
)()()(
)()()(
sDsRsQ
sDsNsF
)()(
)(sRsR
sQ
propria razionale funzioneD(s) a inferiore grado di resto
nm seK costante una ad riduce si quoziente
)()]([)()()(
1 tKsQLsD
sR
propria razionale funzioneD(s) a inferiore grado di resto
)()]([Q
La funzione Q(s) si riduce ad una costante e la sua anti-trasformata è un impulso di area pari a K
La funzione razionale propria rimanente si può anti-f l l d i id itrasformare calcolandone i residui
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ESEMPIOESEMPIOsssssss 14)34(4444 222
RRss
sssss
sssss
ssF
141434
14)34(34
44434
4)( 222
sR
sR
sss
sss
)1()3(1
)1)(3(141
34141 21
2
ssR
ssR
5,2)3(14;5,6
)1(14
21ss
sF
ss
5,25,61)(
)3()1( 13
tt eettfss
sF
5256)()()1()3(
1)(
3 eettf 5,25,6)()(
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1/8Fi(t)ESEMPIO IIIESEMPIO III
t
v(t)
( ))(8)0()(414
0
divti
4
( )
14)(8)(412
0
ditit
V2)0(
)(8)(4120
diti
Vv 2)0(
)(8)(412 sII
3
)(8)(4s
sIs
23)(3)()2(
ssIsIs
)(3)( 12 teti t
E E E NOTA COME LE CONDIZIONI INIZIALI ENTRANO NEL CALCOLO IN MODO NATURALE
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ESEMPIO IVESEMPIO IV1Hi(t)
2)( idtdit
)(2)0()(1 sIisIsdt
2
21)(
ssI
0)0( i)()( 1
2 tetis
t
)(
Nota:
0)0( iLo stato non si e’ conservato
1)0( iLo stato non si e conservato
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L’unicità tra f(t) e F(s) permette di risolvere vari problemi ANALISI CIRCUITALEANALISI CIRCUITALE
L unicità tra f(t) e F(s) permette di risolvere vari problemi in questo modo:
Dominio del tempo Dominio di s
Descrizione del circuito nel D s i i d l i it l
Dominio del tempo Dominio di sTrasformazione
l d i i di Descrizione del circuito neldominio del tempo in terminidi equazioni differenziali
Descrizione del circuito neldominio di s in termini di
equazioni algebriche
nel dominio di s
q
RisoluzioneRi l i Risoluzionedelle equazioni
algebriche
Risoluzionedelle equazionidifferenziali
Soluzione nel dominio Soluzione del dominioSoluzione nel dominiodel tempo
Soluzione del dominiodi s
Trasformazione nel dominio del nel dominio del
tempo
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ANALISI CIRCUITALEANALISI CIRCUITALE
I calcoli sono effettuati nell’ambito della teoria delle I calcoli sono effettuati nell ambito della teoria delle distribuzioni in modo da includere l’eventuale presenza di distribuzioni singolari nell’originedistribuzioni singolari nell origine
Le condizioni iniziali sono sempre le variabili di stato in 0-L mp
Tutte le F(s) possono essere anti-trasformate( ) p
Non e’ necessario ricavare la relazione I/O ma si possono pscrivere le equazioni topologiche e dei componenti nel dominio di s
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EQUAZIONI DEI COMPONENTIEQUAZIONI DEI COMPONENTI
Generatore Indipendente ti sI Generatore Indipendente di tensione
H (t) L t f bil
tv
sV Hp: v(t) L-trasformabile
Generatore Indipendente di di corrente
Hp: a(t) L-trasformabile ta sA
Hp a(t) L trasformabile
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Resistore ti sI
)()()()()()()()(
sVGsItvGtisIRsVtiRtv
tv R
sI
sV R)()()()( sVGsItvGti
Generatore di tensione il t t i tpilotato in corrente
)()()()( sIrsUtirtu
Generatore di corrente pilotato in tensionep otato n t ns on
)()()()( sVgsAtvgta )()()()( sVgsAtvgta
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Condensatore
ti
sI1
sI
tv C sVCs1
V1
s
v 0 sV Cs 0Cv
)(
dtdvCti V
CsIsV 0)()( 0)()( VCsVsCsI
0)0( Vv ssC
)(0)()(
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Induttore
sI ti sI
L
sI
tv L sVLs
sV Ls i 0 0Li
sV Lss
di
)0(
)(
IdtdiLtv
sI
sLsVsI 0)()( 0)()( ILsIsLsV
0)0( Ii ssL
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Trasformatore ideale
)(2 ti)(1 ti
1)()( 21 tvntv1:n
)(1 tv )(2 tv
)(1)( 21 ti
nti
)(1 tv )(2 tv
n
)(sI)(sI
)()( 21 sVnsV1:n
)(2 sI)(1 sI
)(1)(
)()(
21
21
sIsI)(1 sV )(2 tV
)()( 21 sIn
sI
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Induttori mutuamente accoppiati
M)(1 ti )(2 ti
101
2111 00)(
didi
I)( idtdiM
dtdiLtv
L1 L2
M
)(t )(tv
2022
21
2 00)( I)( idtdiL
dtdiMtv
1 L2)(1 tv )(2 tv
)(IM
)(1 sI )(2 sI
L1 L2)(1 sV )(2 sVM I20 L1 I10 L2 I20 M I10
102022212
201012111
)()()()()()(
MIILsIsLssMIsVMIILssMIsIsLsV
102022212 )()()( MIILsIsLssMIsV
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Induttori mutuamente accoppiati
Mi’1 i’2 i2i1
L1 L2v1 v2I20 ·-1(t)I10 ·-1(t)
M)(1 sI )('1 sI )('2 sI )(2 sI
L1 L2
M
V (s))(sVI10 I20
V2(s))(1 sV s s
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ESEMPIOESEMPIO: Generatore pilotato e poli multipli: Generatore pilotato e poli multipliH50 xv
Per t=0- lo stato del circuito è nullo. Calcolare la v (t) in risposta ad un
H5,0
2Calcolare la v0(t) in risposta ad un ingresso e(t) a gradino unitario.)(te F2xv5,1 0v
Il i it l d i i di L l è il tIl circuito nel dominio di Laplace è il seguente:
Applichiamo l’equilibrio ai nodi A e Bs5,0 xV
0250
)(
ABA VVs,
sEV A nodo)(sE
12V51 )(sV
A B
)(sEs2xV5,1 )(0 sV
025,12
BABAB sVVVVV B nodo
)(44 sEsVVs BA ssEsVV B
A
4
)(4
AB VVs 1 22 2
42
)(44
)(4)1(
sss
sEVs
sEsVVs BB
B
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ESEMPIOESEMPIO: Generatore pilotato e poli multipli: Generatore pilotato e poli multipliH50 xv
Per t=0- lo stato del circuito è nullo. Calcolare la v (t) in risposta ad un
H5,0
2Calcolare la v0(t) in risposta ad un ingresso e(t) a gradino unitario.)(te F2xv5,1 0v
sR
sR
sR
sssVsV B 2
32120 222
4)()(
ssds
dsVdsdR
sR
s 22
20221 14421
24
sVR
ssdsdss sss
s
203
222
0
242
2
s
sVRs
s2
203 22
tettv t1
20 211
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EQUAZIONI TOPOLOGICHEEQUAZIONI TOPOLOGICHE
AI COCICLI FONDAMENTALIAI COCICLI FONDAMENTALI
0)(0)( sIti 0)(0)( sIti
ALLE MAGLIE FONDAMENTALIALLE MAGLIE FONDAMENTALI
0)(0)( sVtv
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ESEMPIOESEMPIO: Equilibrio ai nodi: Equilibrio ai nodi1 1
L’interruttore si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0 0tF1vV12 1vIl circuito è a regime per t < 0.
Ricavare v(t).V12 F1
Per t < 0 il circuito è in regime stazionario:
1 1
VV1 1V
V1 = 0 per via del c.to-c.to.
1
1 p
Per determinare v applichiamo la regola del partitore di tensione:
)(611
112 VV
da cui 00;60 1 vv
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ESEMPIOESEMPIO: Equilibrio ai nodi: Equilibrio ai nodi1 1
L’interruttore si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0 0tF1vV12 1vIl circuito è a regime per t < 0.
Ricavare v(t).V12 F1
Per t > 0 disegniamo il circuito nel dominio di Laplace scaricando ild tcondensatore.
1 11 ssVsV 6)(')(
Applichiamo
s1'V
12 1
Applichiamo l’analisi nodale al nodo 1
6612 ss s
s6 s
sVsVs
Vs
1
)6'('
1
6'12
ss111
6'66'66'612 sVsVsV16')1(6
16''6
16'6'12
s
sVVsss
sVsVVss
sVsVs
Vs
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ESEMPIOESEMPIO: Equilibrio ai nodi: Equilibrio ai nodi1 1
L’interruttore si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0 0tF1vV12 1vIl circuito è a regime per t < 0.
Ricavare v(t).V12 F1
6'')12(666'')1()1(6 2222 sVsVsssssVsVsss
3804936
6')12(6'')12()()()(
222
VssssVsVsss
62.238.0
2493;0
)13(6)(' 3,212
ppsss
sV
622380)622)(380(6)(' 321
sR
sR
sR
ssssV
1)380(
67)622(
66)622)(380(
6
62.238.0)62.2)(38.0(
321
ssR
ssR
ssR
ssssss
)38.0()62.2()62.2)(38.0( 62,238,00 sss ssssss
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ESEMPIOESEMPIO: Equilibrio ai nodi: Equilibrio ai nodi1 1
L’interruttore si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0 0tF1vV12 1vIl circuito è a regime per t < 0.
Ricavare v(t).V12 F1
17662.2
138.0
76)('
sss
sV
62.21
38.07126)(')(
sssssVsV
)(712)(
62.238.0
62,238,0 teetv
ssss
tt
)(712)( 1 teetv
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ESEMPIOESEMPIO::H1 H75,0 ))(( VteH1
)( 34
))(( Vte12
)(ti)(te 3
t
Ricavare i(t) sapendo che il circuito è a regime per t < 0.
Per t < 0 il circuito è in regime stazionario:1I 2I
1234 AIAI 4
3123
412
2
I12
AIII 73
21
Da cui lo stato in t=0- è AiAi 4)0(7)0( 21
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ESEMPIOESEMPIO::H1 H75,0 ))(( VteH1
)( 34
))(( Vte12
)(ti)(te 3
t
Ricavare i(t) sapendo che il circuito è a regime per t < 0.
Per t >0 il circuito nel dominio di Laplace è:s s75,0
1
Applichiamo l’equilibrio delle correnti al nodo 1 3V7 V3
)(
1
delle correnti al nodo 1 con il metodo dei potenziali nodali)(sI
34)(1 sI)(2 sI
ssVssVsVssVsVsV 36336)(48)(40)(303)()(7)(111
2111
ssVssVsVs
ss36336)(48)(40)(30
75,034 111
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ESEMPIOESEMPIO::H1 H75,0 ))(( VteH1
)( 34
))(( Vte12
)(ti)(te 3
t
Ricavare i(t) sapendo che il circuito è a regime per t < 0.
1634012112
4840336336)(
221
sss
ssssV
3412
169
4003
2016340
3284
)()(
1634048403
2121
pssVsI
ssss
328)(
3493163404)(
21
2,12
RRssI
pss
93283328
)34()12()34)(12()(
sRsR
ssss
teetitt
134
12 93)(
41243434
2
12
1
ss
sR
sR teeti 144
)(
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Legge di OHM generalizzataLegge di OHM generalizzata
)(sV
)(sI
)(sZ)()()( sIsZsV
)(sV )(sZ)()()( sVsYsI
)(sI
sL :bipoli di serie la per regole le Applicando
)(sVsC1
sCsLR
sIsVZ(s) 1)()(
RsCsI )(
:bipoli di parallelo il per regole le Applicando
sCsLRsV
sIY(s) 11
)()(
:bipoli di parallelo il per regole le Applicando)(sI
RLLCsRL
YsZ
sLRsV
211
1)(
1)(
)()(sV RsC
1sL
RsLLCssCsLR
sY 211)(
)(
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ESEMPIOESEMPIO: Serie di Impedenze: Serie di Impedenze
0t
3 H1 )(ti
Ricavare la corrente i(t) per F5.0CvV1
Ricavare la corrente i(t) per t>0 sapendo che lo stato del
circuito in t=0- è nullo
Per t < 0 il circuito è scarico quindi: 0)0(;0)0( Cvi
Per t > 0 il circuito nel dominio della variabile di Laplace è il seguente:3 s )(sI3 s
2)(V
)(sI
1
Scriviamo l’equazione di Kirchhoffalle tensioni per l’unica maglia delcircuito:
s)(sVC
s1 circuito:
)(231 sIs
ss
Infatti i 3 bipoli sono in serie e si possono sommare le impedenze.
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ESEMPIOESEMPIO: Serie di Impedenze: Serie di Impedenze
0t
3 H1 )(ti
Ricavare la corrente i(t) per F5.0CvV1
Ricavare la corrente i(t) per t>0 sapendo che lo stato del
circuito in t=0- è nullo
12
2893
2323
1)( 2,12
pss
s
s
ssI
)(
3
21
RRssI
ss
(2 poli semplici) 1212
)(
ssss
sI (2 poli semplici)
1111
11
121
12
1112
11
1
1
2
2
1
s
Rs
Rss
0)()(1
12
1)( 12
tteetiss
sI tt per
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TEOREMI TEOREMI DIDI THEVENIN E NORTONTHEVENIN E NORTON
RETE
)(sI Rete attiva costituita da componenti li i t i i tiRETE
ATTIVA)(sV lineari tempo-invarianti
)(sI EQUIVALENTE CIRCUITALE
)(sV)(sZeq
THEVENINTHEVENIN )()()()( sEsIsZsV eqeq
EQUIVALENTE CIRCUITALE
)()(sEeq
THEVENINTHEVENIN )()()()( eqeq
Il duale è il teorema di Norton)(sI EQUIVALENTE CIRCUITALE
NORTONNORTON )(sVeqYeqA )()()()( sAsVsYsI eqeq )(
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ESEMPIOESEMPIO: : TheveninThevenin2
8
0t
2
4 8
Li
V18F05,0Cv H4
4
Il tasto si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0. Ricavare iL(t) per t > 0.Li
Per t < 0 il circuito è in regime stazionario:2
V18
38 8A4
LI
V18F05,0CV A
B
Applichiamo il teorema di Thevenin ai morsetti A-B888 4438
68)
384//2( THR VETH 12
24418
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ESEMPIOESEMPIO: : TheveninThevenin2
8
0t
2
4 8
Li
V18F05,0Cv H4
4
Il tasto si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0. Ricavare iL(t) per t > 0.Li
t < 0VVC 8
48812
4 8A
VvC 8)0(
48
AIL 184
12
LIV12 CVAiL 1)0(
L 84 B
Per t > 0 LI
208 Per t > 0 disegniamoil circuito
l d i i
s48s
20
8
844820
0448208
2
I
sIsss L
nel dominio di Laplace: s
84 844820 2 ssIss L
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ESEMPIOESEMPIO: : TheveninThevenin2
8
0t
2
4 8
Li
V18F05,0Cv H4
4
Il tasto si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0. Ricavare iL(t) per t > 0.Li
252
482084
22 sss
ssssIL
coniugati complessi poli 215112,1 jp
21212121
2 *
jsR
jsR
jsjsssIL
56,2645
42
421
2121221
212
21212121
jj
jjj
jjs
sR
jsjsjsjs
444212121 21 jjjjs js
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ESEMPIOESEMPIO: : TheveninThevenin2
8
0t
2
4 8
Li
V18F05,0Cv H4
4
Il tasto si apre per t=0. Il circuito è a regime per t < 0. Ricavare iL(t) per t > 0.Li
)56,262cos(25)( teti t
L t
)(tiL
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METODO DELLE CORRENTI CICLICHEMETODO DELLE CORRENTI CICLICHE )()()( sEsJsZ )()()( sEsJsZ
)(Z Impedenza propria della maglia i
M
M
ZZZZZZ
sZ
22221
11211
)( )()(
sZsZ
ji
ii Impedenza propria della maglia iImpedenza mutua tra le maglie i e jdella maglia i
MMMM ZZZ 21 M = l – (N - 1)
della maglia i
J
iv EE 11
MJ
JsJ
1
)( Correnti cicliche nelle maglie
iMvM EEsE )(
MJ
• Evi è la somma dei generatori di tensione nella maglia i, prese con segno +vi g g p gse concordi con il verso di Ji e viceversa
• Eii è la somma delle tensioni dovute ai generatori di corrente collegatiagli estremi dei lati della maglia i (prodotto della corrente peragli estremi dei lati della maglia i (prodotto della corrente perl'impedenza del ramo a cui è collegato) preso con il segno + se la cadutadi tensione provocata in quel ramo dalla sola corrente del generatore èp q gconcorde con Ji e viceversa
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo delle correnti cicliche: Metodo delle correnti ciclicheRR 2;1 1R Ri2R
VFCCRR
1001
2;1
21
21
1
)(t C 2i
2Ri
v
2
Calcolare vg(t) per t ≥ 0 in modo che i lti (t) δ (t)
Vvv CC 100 21 )(tvg 1C 22 Ri1Cv
C
2Cv
risulti vc2(t)=δ-1(t).
Il i it l d i i di L l è il t
2C
Il circuito nel dominio di Laplace è il seguente:
12RI2
)(sV 12 RIs
1
J)(sVg
s1 2R
J1
J2
l h l d d ll l h s1
s1
Applichiamo il metodo delle correnti cicliche, scegliendo le due finestre del circuito come maglie fondamentali.
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo delle correnti cicliche: Metodo delle correnti ciclicheRR 2;1 1R Ri2R
VFCCRR
1001
2;1
21
21
1
)(t C 2i
2Ri
v
2
Calcolare vg(t) per t ≥ 0 in modo che risulti v 2(t)=δ 1(t)
Vvv CC 100 21 )(tvg 1C 22 Ri1Cv
C
2Cv
risulti vc2(t)=δ-1(t).2C
1
11111 s
VsVJ
ssg
g
22 2121
221J
s
IJss
ss
2
1111
222
VJ
Js
Is
ss R
222
1 1212221
1
ss
ssss
V
J
Jss
g
2 0Jss
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo delle correnti cicliche: Metodo delle correnti ciclicheRR 2;1 1R Ri2R
VFCCRR
1001
2;1
21
21
1
)(t C 2i
2Ri
v
2
Calcolare vg(t) per t ≥ 0 in modo che risulti v 2(t)=δ 1(t)
Vvv CC 100 21 )(tvg 1C 22 Ri1Cv
C
2Cv
risulti vc2(t)=δ-1(t).2C
11
11
111
Vs
Vs g
121
12
1012
2
ssV
sss
VsJ g
g
2112111111
12122
VsVssV
sss
122
12112
1211111)('1)( 222
s
VsssVs
ssV
ssJ
sssV
ssV ggg
CC
Dobbiamo imporre che s
sVC
12
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo delle correnti cicliche: Metodo delle correnti ciclicheRR 2;1 1R Ri2R
VFCCRR
1001
2;1
21
21
1
)(t C 2i
2Ri
v
2
Calcolare vg(t) per t ≥ 0 in modo che risulti v 2(t)=δ 1(t)
Vvv CC 100 21 )(tvg 1C 22 Ri1Cv
C
2Cv
risulti vc2(t)=δ-1(t).2C
s
sVC
12
ttttvs
Vs
Vs gg
g 222211221
1
sss 12
Si noti che i due impulsi nell’origine tengono conto del fatto che il Si noti che i due impulsi nell origine tengono conto del fatto che il condensatore C2 ha la stessa tensione (1V) prima e dopo l’istante iniziale, ma per ipotesi esso è un gradino e questo significa che il , p p g q gcondensatore si scarica e poi si ricarica istantaneamente.
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METODO DEI POTENZIALI NODALIMETODO DEI POTENZIALI NODALI )()()( AUY )()()( sAsUsY
YYY )(Y A tt i d ll li i
1,22221
1,11211
)( N
N
YYYYYY
sY
)()(
sYsY
ji
ii Ammettenza propria della maglia iAmmettenza mutua tra lemaglie i e j della maglia i
1,12,11,1 NNNN YYY
maglie i e j della maglia i
11 vi AA
1U
Potenziali nodali
1,1,
)(
NvNi AAsA
1
)(
NUsU Potenziali nodali
Aij = somma delle correnti dei generatori di corrente che incidono sul
1,1, NvNi
Aij = somma delle correnti dei generatori di corrente che incidono sulnodo i, positivi se entranti.
Avi = correnti dovute ai generatori di tensione inseriti in latil d (f d l l ) lconvergenti nel nodo i (f.e.m. ammettenza del lato) positivi se il
generatore da solo fa circolare corrente entrante.
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo dei potenziali nodali: Metodo dei potenziali nodali2
)(1 ta F5,0 132v1v 2
32 )(2 taH5,0
2v
iVv 00;10
, 133 2
Determinare l’espressione di v2(t) sapendo che: tetattta
iVvt
L
12
211
1
2;200;10
2
2;2221
s
sAs
sAIl circuito nel dominio di Laplace è il seguente:2ss
21 1 2 2 2 2
50)(1 sA
s2
132V1V 2 3
2 )(2 sA2s
2V5,0
l h l d d l d l l d 1 l d 2Applichiamo il metodo dei potenziali nodali al nodo 1 e al nodo 2.
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo dei potenziali nodali: Metodo dei potenziali nodali2
)(1 ta F5,0 132v1v 2
32 )(2 taH5,0
2v
iVv 00;10
, 133 2
Determinare l’espressione di v2(t) sapendo che: tetattta
iVvt
L
12
211
1
2;200;10
221
111 21 sVs
22
2
223
21
21
2222
2
1
V
s
V
23
222 12
sVVs
4412 22
2 sVss
21272212124
224
21
22
22
1221
ssss
ssVV
ssVVs
2
21267
22
3212
21
21121 sV
ssV
sVV
ssV
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo dei potenziali nodali: Metodo dei potenziali nodali2
)(1 ta F5,0 132v1v 2
32 )(2 taH5,0
2v
iVv 00;10
, 133 2
Determinare l’espressione di v2(t) sapendo che: tetattta
iVvt
L
12
211
1
2;200;10
2212
24
267
22
22
VssV
4721217
22262
22
sVssssss
26226 22
sss
Vss
471221127 222
2819242912
264712
2621127 2
223
2
22
22
2
sVsss
ssssV
ssssss
2819 2 s 242912
281922
ssssV
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ESEMPIOESEMPIO: Metodo dei potenziali nodali: Metodo dei potenziali nodali2
)(1 ta F5,0 132v1v 2
32 )(2 taH5,0
2v
iVv 00;10
, 133 2
Determinare l’espressione di v2(t) sapendo che: tetattta
iVvt
L
12
211
1
2;200;10
73,021,154.021,124601,121,122912
28192,1
2
2
2 jjpsV
33,258,1
212
12
*221
2
2
RRRsV
sss
73,021,173,021,173,021,173,021,1,, 221
2 jsjssjsjssV
1671ssVR
8,844367,04349,00396,073,021,1
167,1
73,021,121
021
jsVjsR
ssVR
js
s
ttetv t1
21,12 8,8473,0cos87,0167,1
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FUNZIONE DI TRASFERIMENTO E FUNZIONE DI RETEFUNZIONE DI TRASFERIMENTO E FUNZIONE DI RETE
Si d finis FUNZIONE DI RETE il pp t f l L T sf d ll Si definisce FUNZIONE DI RETE il rapporto fra la L-Trasf. della risposta dovuta ad una data eccitazione (ingresso) e la L-Trasf. dell’ingresso: )(Yg
L’i s d ll f i di t ò ss f i di t )()()()()()(
sUsYsFsUsFsY
L’inverso della funzione di rete può non essere una funzione di rete, e non gode delle stesse proprietà
Per circuiti lineari tempo-invarianti vale il principio di sovrapposizione degli effetti. Allora nel caso di più eccitazioni (ingressi) l’uscita si ottiene
m s mm d ll s it d t i si li i ssicome somma delle uscite dovute ai singoli ingressi
La funzione di rete si chiama FUNZIONE DI TRASFERIMENTO se f ml’ingresso e l’uscita si riferiscono a coppie di morsetti diversi
L f i di t si hi IMPEDENZA AMMETTENZA s i ss La funzione di rete si chiama IMPEDENZA o AMMETTENZA se ingresso e uscita si riferiscono alla stessa copia di morsetti (nel primo caso una deve essere una tensione e l’altra una corrente e viceversa nel secondo caso)
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FUNZIONE FUNZIONE DIDI TRASFERIMENTO E FUNZIONE TRASFERIMENTO E FUNZIONE DIDI RETE (RETE (CntCnt.).)
Se Y(s)= Tensione; U(s)= Tensione F(s) Funz di TrasferimentoSe Y(s)= Tensione; U(s)= Tensione F(s) Funz. di Trasferimento
Se Y(s)= Tensione; U(s)= Corrente F(s) Impedenza ()
Se Y(s)= Corrente; U(s)= Tensione F(s) Ammettenza (S)
Se Y(s)= Corrente; U(s)= Corrente F(s) Funz. di Trasferimento
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ESEMPIOESEMPIO: Sintesi di funzioni di trasferimento: Sintesi di funzioni di trasferimentoData la funzione di trasferimentoData la funzione di trasferimento
103
10)( 20
VsVsH
L)(tvi
RC tv0
Realizzare la funzione mediante il circuito di figura nei due casi:
103)( 2 sssVi
i
ga) R = 5Ω b) R = 1Ω
determinando in entrambi i casi i parametri L e C.
LCircuito nel dominio di Laplace
sL)(sVi R
sC1 sV0
R1Applicando la regola del partitore di tensione:
RLRLC
RsVRsRCR
sVR
sCsVsV iii
201
1
//1
RsLRLCssRCRsLR
sCsL
1//1
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ESEMPIOESEMPIO: Sintesi di funzioni di trasferimento: Sintesi di funzioni di trasferimentoData la funzione di trasferimentoData la funzione di trasferimento
103
10)( 20
VsVsH
L)(tvi
RC tv0
Realizzare la funzione mediante il circuito di figura nei due casi:
103)( 2 sssVi
i
ga) R = 5Ω b) R = 1Ω
determinando in entrambi i casi i parametri L e C.
1 101
103
1011 2
2
0
ssssLC
sVsV
i
31
10LC
LCRC
ssi
3RC
Caso a) 111)
mFCCRC
11
7,661513
511
HLLLC
5,1107,66101101 3
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ESEMPIOESEMPIO: Sintesi di funzioni di trasferimento: Sintesi di funzioni di trasferimentoData la funzione di trasferimentoData la funzione di trasferimento
103
10)( 20
VsVsH
L)(tvi
RC tv0
Realizzare la funzione mediante il circuito di figura nei due casi:
103)( 2 sssVi
i
ga) R = 5Ω b) R = 1Ω
determinando in entrambi i casi i parametri L e C.
1 101
103
1011 2
2
0
ssssLC
sVsV
i
31
10LC
LCRC
ssi
3RC
Caso b) 111)
mFCCRC
11
3,3331311
HLLLC
3,0103,33101101 3
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RISPOSTA IMPULSIVARISPOSTA IMPULSIVA
Poniamo U(s)=1 Y(s)=H(s).1
Nel dominio di s, la risposta Y(s) coincide con la funzione di rete H(s), quando l’ingresso e’ uguale a 1 e poiché:
impulso )(1)( 11 tLUL impulsiva risposta
impulso )()()(
)(1)(11
11
thsFLsYL
tLsUL
pp)()()(
LA RISPOSTA IMPULSIVA E’ L’ANTITRASFORMATA DELLA CORRISPONDENTE FUNZIONE DI RETEDELLA CORRISPONDENTE FUNZIONE DI RETE
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N h( ) ’ i d i l i d
RISPOSTA IMPULSIVA (RISPOSTA IMPULSIVA (CntCnt.).)
Nota h(t) e’ univocamente determinata la risposta ad ungenerico ingresso u(t):
(t) h(t)* (t)y(t)=h(t)*u(t)
i è l isp st (t) ’ l l p d tt di n l i ncioè la risposta y(t) e uguale al prodotto di convoluzionetra risposta impulsiva h(t) e funzione di ingresso u(t)DIMOSTRAZIONE:
)()()( sUsFsY
)(*)()()()()()()(
)()()(
11 tuthdtuhsUsFLsYLtyt
)()()()()()()()(0
tuthdtuhsUsFLsYLty
La funzione di rete può essere utilizzata solo in circuiti lineari tempo-invarianti
La risposta impulsiva può essere usata per qualunque circuito
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STABILITA’ DI UN CIRCUITOSTABILITA’ DI UN CIRCUITO
f l b l d d ll’ Le frequenze libere sono le radici dell’equazione caratteristica Sono indipendenti dall’ingresso (si pone u(t)=0), se tutte le sono a parte reale negativa dopo un tempo se tutte le sono a parte reale negativa, dopo un tempo
sufficientemente lungo la risposta libera si attenua e l’uscita delcircuito segue l’ingressog g
m se la risposta liberaconverge a zero dopo un certo tempo. Per
ie i 0
e t RIMANE LA SOLA RISPOSTAFORZATA
se RETE ASSOLUTAMENTE STABILEse RETE SEMPLICEMENTE STABILE
ie i 0 0 ei se RETE SEMPLICEMENTE STABILE
se RETE INSTABILE 0 iei 0 iei
Un circuito è assolutamente stabile se, sottoposto a sollecitazioni didurata limitata, è in grado di ritornare alla situazione di riposo dopoche le sollecitazioni esterne sono cessate.
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STABILITA’ DI UN STABILITA’ DI UN CIRCUITO (CIRCUITO (CntCnt.).)
Un circuito si dice assolutamente stabile quando tutte le suepossibili risposte impulsive tendono a zero al crescere del tempo
LA RISPOSTA IMPULSIVA E’ L’ANTITRASFORMATA DELLACORRISPONDENTE FUNZIONE DI RETECORRISPONDENTE FUNZIONE DI RETE
d ff ff héCondizione necessaria e sufficiente affinché unarisposta impulsiva tenda a zero al crescere del tempo èh l i d t f i di t bbi t tti i liche la corrispondente funzione di rete abbia tutti i poli
con parte reale negativa.
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PROPRIETA’ DELLE FUNZIONI DI RETEPROPRIETA’ DELLE FUNZIONI DI RETE
PER CIRCUITI LINEARI TEMPO-INVARIANTI A COSTANTI CONCENTRATE:CONCENTRATE:
OGNI FUNZIONE DI RETE E’ UNA FUNZIONE RAZIONALE A COEFFICIENTI REALI IN s
UN CIRCUITO E’ STABILE SE TUTTE LE SUE POSSIBILI RISPOSTE IMPULSIVE TENDONO A ZERO AL CRESCERE DEL TEMPOTEMPO
CONDIZIONE NECESSARIA E SUFFICIENTE AFFINCHE’ UNA RISPOSTA IMPULSIVA TENDA A ZERO AL CRESCERE DEL TEMPO E’ CHE LA CORRISPONDENTE FUNZIONE DI RETE ABBIA TUTTI I POLI CON PARTE REALE NEGATIVAABBIA TUTTI I POLI CON PARTE REALE NEGATIVA
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ESEMPIOESEMPIO: Stabilità: Stabilità1 I
I
Determinare per quali valori di β il circuito è stabile )(sv 1
I
s1di β il circuito è stabile. )(svg 1 ss
Semplifichiamo il circuito sostituendo al parallelo del resistore ed ll i d tt ’i d i l tdella induttanza un’impedenza equivalente
1
sszp
1 I
Applichiamo l’equilibrio delle correnti al nodo 1:
1 I
1 s
1
)(svg s1
1s0
111
11
gg VVsV
VV
1110 1
VVsVVVsVVV
11
1110 1111
sV
VsVVVsVVVg
ggg
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ESEMPIOESEMPIO: Stabilità: Stabilità1 I
I
)(sv 1
I
s1Determinare per quali valori di β il circuito è stabile )(svg 1 s
sdi β il circuito è stabile.
La funzione di trasferimento ha un poloV1 1 pf f m p
Affinché il circuito sia stabile deve essere p < 0 da cui
gVp
Affinché il circuito sia stabile deve essere p1 < 0 da cui
101
Il circuito è stabili per valori di β minori di 1