These Franck Chebila
-
Upload
hudali-nabil -
Category
Documents
-
view
53 -
download
2
Transcript of These Franck Chebila
Page 1
Titre : Lecteur Radar pour Capteurs Passifs à Transduction Radio Fréquence
JURY Serge Verdeyme Professeur - XLIM Président du jury Hervé Aubert Professeur -INP-ENSEEIHT Directeur de thèse Patrick Pons Chargé de recherche -LAAS-CNRS Co-Directeur de Thèse Sylvain Ballandras Directeur de recherche -Femto-ST Rapporteur Robert Staraj Professeur -UNSA Rapporteur Martin Paulet Ingénieur AIRBUS Membre Pierre Dubois Ingénieur Rockwell Collins Membre Gérald Balandreau PDG– DATUS Sud ouest Membre
Ecole doctorale : Génie Electrique, Electronique et Télécommunications (GEET)
Unité de recherche : LAAS-CNRS
Directeur(s) de Thèse : Hervé Aubert Professeur -INP-ENSEEIHT
Patrick Pons Chargé de recherche -LAAS-CNRS
Rapporteurs : Sylvain Ballandras Directeur de recherche -Femto-ST
Robert Staraj Professeur -UNSA
Discipline ou spécialité :
MicroOndes, ElectroMagnétisme et Optoélectronique
Présentée et soutenue par :
DOCTORAT DE L’UNIVERSITÉ DE TOULOUSE
Délivré par : Institut National Polytechnique de Toulouse (INP Toulouse)
En vue de l’obtention du
Franck Chebila
Le : 31 Mars 2011
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Page 2
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Page 3
A ma famille
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Page 4
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Remerciements
Page 5
REMERCIEMENTS
Le travail présenté dans ce mémoire a été réalisé au sein du Laboratoire d‟Analyse et d‟Architecture
des Systèmes (LAAS) du Centre National de la Recherche Scientifique (CNRS) de Toulouse.
J‟exprime ma reconnaissance aux directeurs successifs, Raja Chatila et jean-Louis Sanchez pour leurs
accueil au sein du LAAS.
Cette thèse fut menée dans les groupes MIcro et Nanosystèmes pour les Communications sans fils
(MINC) et Microdispositifs et Microsystèmes de Détection (M2D) sous les directions de Robert Plana
et de Pierre Temple. Je les remercie également pour leur accueil et pour les moyens qu‟ils ont mis à
ma disposition pour la réalisation de ces travaux.
Je tiens vivement à remercier mes directeurs de thèse, Monsieur Hervé AUBERT, Professeur à
l‟Institut National Polytechnique de Toulouse, et Monsieur Patrick PONS, chargé de recherche au
CNRS, pour la confiance qu‟ils m‟ont apportée en me proposant cette recherche et par leurs
encouragements et les échanges scientifiques que nous avons eu lors de la réalisation du projet.
J‟exprime ma profonde gratitude aux membres du jury qui ont évalué cette thèse.
A Monsieur Robert Staraj, Professeur à l‟université de Nice-Sophia Antipolis et Monsieur Sylvain
BALLANDRAS, Directeur de recherche chez Femto–ST, qui ont cordialement acceptés d‟être
rapporteurs de ce travail. A Monsieur Serge Verdeyme, Professeur à l‟université de Limoge et au
laboratoire XLIM, pour avoir été président du jury. A Messieurs Martin Paulet, ingénieur AIRBUS à
Toulouse, Pierre Dubois, ingénieur de Rockwell Collins à Blagnac et Gérald Balandrau, Directeur de
DATUS Sud-Ouest, pour avoir accepté d‟examiner ces travaux.
Un très grand remerciement à tous mes amis et collègues pour les très bons moments passés ensemble
durant ces trois années et pour l‟aide qu‟ils ont pu m‟apporter dans ce travail. Merci à Mohamed
Mehdi Jatlaoui, Hamida Hallil, Sofiane Bouaziz, Nuria Torres, Jean François LE NEAL, Rodrigo
SAAD, Tonio Idda, Sébastien PACCINI, Jinyu Jason RUAN, Fadi KHALIL et à tous les membres du
groupe MINC et M2D.
Mes remerciements à notre secrétaire Brigitte DUCROCQ pour toute son aide administrative ainsi
qu‟aux membres des services de la Documentation, de l‟Edition, du Personnel, du Magasin et du
Service Infrastructure et Logistique du LAAS.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Page 6
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Table des Matières
Page 7
Table des Matières
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Table des Matières
Page 8
I. INTRODUCTION & PROBLEMATIQUE .................................................................................... 12
I.1 INTRODUCTION ............................................................................................................................... 12
I.2 LES CAPTEURS PASSIFS ET LEURS LECTEURS ................................................................................ 13
I.2.1 Définition d’un réseau de capteurs passifs ................................................................................. 13
I.2.2 Le capteur ................................................................................................................................... 13
I.2.3 Les capteurs RFID et leurs lecteurs .............................................................................................. 14
I.2.4 Capteurs passifs du LAAS ............................................................................................................ 18
I.3 PROBLEMATIQUE ............................................................................................................................ 20
II. LE LECTEUR RADAR .................................................................................................................... 28
II.1 ETUDE PRELIMINAIRE .................................................................................................................... 28
II.1.1 Le réseau de capteurs ............................................................................................................. 28
II.1.2 La résolution du Lecteur Radar ............................................................................................... 31
II.1.3 Choix des fréquences du radar................................................................................................ 32
II.1.4 La SER ..................................................................................................................................... 32
II.1.5 Portée du radar ....................................................................................................................... 33
II.1.6 Perturbations environnementales .......................................................................................... 35
II.2 TECHNIQUES RADAR ...................................................................................................................... 37
II.2.1 Radar à Impulsions ................................................................................................................. 38
II.2.2 Radar à ondes continues ........................................................................................................ 39
II.2.3 Présentation du radar FMCW pour les capteurs passifs ......................................................... 40
II.2.4 Technique de modulation ....................................................................................................... 42
II.3 CONCEPTION DES RADARS FMCW ................................................................................................ 45
II.3.1 Le prototype radar à 3GHz ..................................................................................................... 45
II.3.2 Le prototype radar à 30GHz ................................................................................................... 51
II.4 CONCLUSION................................................................................................................................... 59
III. ETUDE DE LA SURFACE EQUIVALENTE RADAR ................................................................. 64
III.1 SCHEMA ELECTRIQUE DU CAPTEUR AVEC SON ANTENNE ............................................................. 65
III.2 SER STRUCTURALE ET SER DE MODE ANTENNE .......................................................................... 66
III.3 ETUDE DE LA SER APPLIQUEE AUX CAPTEURS ............................................................................. 68
III.3.1 1er
Cas d’étude ........................................................................................................................ 68
III.3.2 2ème
cas d’étude ...................................................................................................................... 72
III.4 DETECTION AVEC LES RADARS REALISES ...................................................................................... 75
III.5 ETUDES ET MESURES DES CAPTEURS ............................................................................................. 81
III.5.1 Procédure de mesure .............................................................................................................. 81
III.5.2 Capteur passif : Mesure d’un filtre ......................................................................................... 82
III.5.3 Le capteur de pression ............................................................................................................ 84
III.5.4 Capteur de gaz passif.............................................................................................................. 91
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Table des Matières
Page 9
III.6 CONCLUSION................................................................................................................................... 94
IV. TECHNIQUES D’IDENTIFICATION DES CAPTEURS ............................................................ 98
IV.1 IDENTIFICATION PAR LES SER DE MODE DE STRUCTURE ET MODE D’ANTENNE ......................... 98
IV.1.1 Description du montage ......................................................................................................... 98
IV.1.2 Les mesures ............................................................................................................................ 99
IV.1.3 Applications .......................................................................................................................... 101
IV.1.4 Logiciel d’identification de cibles .......................................................................................... 105
IV.2 DIFFUSEUR MULTIBANDES ........................................................................................................... 107
IV.2.1 Etude du diffuseur ................................................................................................................ 107
IV.2.2 Conception et mesures ......................................................................................................... 109
CONCLUSION GENERALE ET PERSPECTIVES ............................................................................... 116
PRODUCTION SCIENTIFIQUE .............................................................................................................. 121
ANNEXE A .................................................................................................................................................. 126
ANNEXE B .................................................................................................................................................. 130
ANNEXE C .................................................................................................................................................. 134
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 10
Chapitre I
Introduction & Problématique
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 11
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 12
I. Introduction & problématique
I.1 Introduction
Depuis une dizaine d‟années, les réseaux de capteurs sans fil ont pris une part importante dans notre
quotidien [1]-[2] et dans l‟industrie [3]-[4] pour des applications de surveillance, d‟analyse et de
diagnostic [5]. Le développement croissant de ces systèmes n‟a pu se réaliser que par une évolution
des capteurs plus performants dans la détection et la mesure de phénomènes physiques (pression,
température, détection de gaz, accélération) et dans de nouvelles architectures réseaux moins
consommatrices d‟énergie et facilement reconfigurables.
Ces capteurs autonomes sans fil composés d‟éléments sensibles plus petits sont reliés à de nouveaux
circuits électroniques de communication à faible coût dans des fréquences d‟utilisation inférieur à 3
GHz. Aujourd‟hui la plupart des recherches effectuées sur ces composants se focalisent
essentiellement sur leur autonomie énergétique [6].
La limitation en termes de consommation d‟énergie de ces composants a mis en évidence
l‟impossibilité d‟interroger ces capteurs de durées de fonctionnement supérieur à18 mois et pour des
distances dépassant les 30 mètres [7]. Les études récentes se focalisent donc sur une consommation
réduite des circuits électroniques des cellules sensibles, sur la quantité d‟énergie embarquée disponible
et sur les systèmes de récupération d‟énergie.
Il s‟avère toutefois que toutes ces techniques n‟apportent pas la solution idéale. En effet, la complexité
des dispositifs mis en œuvre dans ces réseaux de capteurs sans fil pour minimiser cette consommation
énergétique est encore un problème majeur.
Face à ces technologies sans fil, de nouveaux capteurs passifs ont été étudiés et réalisés au Laboratoire
d‟Analyse et d‟Architecture des Systèmes apportant une rupture technologique dans ce domaine. Le
capteur de pression [8]-[9] et le capteur de gaz à modes de galerie réalisés utilisent une transduction
radiofréquence millimétrique (30GHz) [10].
Pour être interrogeable à distance ces capteurs ont besoin d‟un lecteur qui soit compatible avec leurs
caractéristiques de fonctionnement.
C‟est dans le cadre de cette étude que sera réalisé un prototype de lecteur pour la mesure à distance de
la pression et la détection de gaz. Des critères techniques pour la réalisation du lecteur seront à définir
pour satisfaire cette détection mais également pour que cette portée d‟interrogation soit très supérieure
à 20 mètres.
Avant de présenter la problématique voyons l‟existant des capteurs passifs et leurs lecteurs respectifs.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 13
I.2 Les capteurs passifs et leurs lecteurs
I.2.1 Définition d’un réseau de capteurs passifs
Les réseaux de capteurs sans fil contiennent un grand nombre de micro-capteurs qui recueillent les
données d‟un environnement de manière autonome et acheminent ces informations vers un point de
collecte, le lecteur [11]- [12]. Cet interrogateur analyse les données recueillies à distance pour
informer l‟utilisateur des mesures effectuées. Suivant la technologie utilisée par le réseau sans fil et le
type de capteur, les informations collectées seront différentes et les techniques d‟analyse des signaux
vont contraindre à modifier les architectures des logicielles employés et la conception du lecteur.
I-1 : Réseau de capteur
I.2.2 Le capteur
Un capteur est par définition un composant qui traduit une grandeur physique, telle une pression ou
une détection de gaz, en une grandeur exploitable [13]. Son rôle est de donner une image interprétable
d‟un phénomène physique de manière à l‟intégrer dans un processus plus vaste.
I-2 : principe de fonctionnement d'un capteur
Deux grandes familles de capteurs apparaissent dans ces réseaux, les capteurs actifs et passifs.
Les capteurs actifs fonctionnent en générateurs et délivrent un signal électrique sous forme d‟une
tension, d‟un courant ou d‟une charge, directement fonction de la valeur du mesurande. Le capteur est
alimenté par une source d‟énergie et contient généralement un module électronique pour la gestion de
cette alimentation et pour un traitement du signal avant d‟envoyer l‟information de mesure vers un
autre capteur relai ou directement vers son lecteur.
La deuxième famille de capteurs, les capteurs passifs sont vus comme des impédances (des résistance,
des capacitances, des inductances ou une combinaison de ces différents éléments) dont le signal de
CAPTEUR
Grandeur physique à mesurer
(mesurande)
Grandeur d’influence(pression…)
Signal de la mesure
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 14
sortie, est sensible au mesurande. Ils sont donc dépendants de leurs géométries, de leurs dimensions et
de leurs propriétés électriques des matériaux (résistivité, perméabilité, constante diélectrique...).
Depuis quelques années, des capteurs passifs de technologies SAW (Surface Acoustic Wave) et RFID
(Radio Frequency IDentification) ont fait leur apparition.
I.2.3 Les capteurs RFID et leurs lecteurs
La technologie RFID de l‟acronyme « Radio Frequency IDentification » (identification par fréquence
radio) est apparue dans les années 1940, pendant la guerre, en parallèle des développements de la radio
et du radar [14]. C‟est dans une application de reconnaissance d‟avion « ami/ennemi », par le biais de
transpondeurs interrogés à distance par un radar, que naquit le premier système. Longtemps d‟usage
militaire, ces technologies RFID réapparaissent en 1970 pour servir l‟industrie et poursuivre une
évolution croissante. Depuis une dizaine d‟année, des recherches ont ouvert la voie à une nouvelle
branche des RFID, celle des technologies passives. C‟est dans ce contexte technologique que fut
également mis à jour de nouveaux capteurs passifs communicant s‟intégrant dans ces systèmes RFID
et à base de composant SAW (Surface Acoustic Wave) [15]. Ces systèmes RFID passifs sont
composés de deux entités qui communiquent entre elles, un lecteur et un capteur passif.
IL existe 4 familles de systèmes RFID partagés par leurs fréquences de fonctionnement [16]-[17].
Basse fréquence (BF) de 125 à 134 KHz de bande
Haute fréquence (HF) à 13,56 MHz
Ultra Haute Fréquence (UHF) 433 MHz et de 860 à 956 MHz
Fréquences micro-ondes de 2,45 à 5,8 GHz
Chaque bande d‟utilisation a une implication sur la portée de communication. Avec des fréquences
hautes le champ RF des lecteurs RFID peuvent influer sur les tags RFID éloignés. A l‟inverse, Les
fréquences basses (BF) sont utilisées dans des dispositifs en champ proche où la composante
magnétique de l‟onde permet un couplage entre le lecteur et la cellule RFID. Parmi les systèmes RFID
à transpondeurs passifs, deux systèmes sont identifiés et seront comparés aux objectifs de notre étude.
Les capteurs RFID à couplage inductif :
Le couplage inductif entre le lecteur et le capteur utilise les fréquences BF et HF. L‟élément antenne,
permettant la communication, est constitué de bobines connectées aux deux éléments du système [18].
Le capteur passif contient généralement un circuit résonnant LC dont la fréquence varie avec la
grandeur physique mesurée. Cette mesure sera détectée à distance par le lecteur en exploitant les
phénomènes d‟induction créés et en détectant les modifications de fréquences induites.
La distance d‟opération des systèmes BF est de quelques centimètres. Ce système RFID passif est
employé généralement pour des applications médicales car le signal de propagation est pénétrant dans
les tissus humains [19]-[20].
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 15
Les systèmes HF sont les systèmes de radio-identification les plus répandus. Cette bande de fréquence
présente l‟avantage d‟une bonne pénétration du signal à travers les obstacles avec un fonctionnement
de l‟ordre du mètre
Les capteurs RFID UHF et Micro-ondes
Comparées aux fréquences de la bande HF, les bandes UHF et micro-ondes jusqu‟à 2,45 GHz offrent
une moins bonne pénétration du signal au travers d‟obstacles. Elles permettent toutefois des distances
plus grandes [21]-[22].
Les capteurs passifs dans ces bandes ne comprennent ni transmetteur ni batterie. La communication est
basée sur la technique de rétro-modulation ou « backscattering » [23]-[24]. Le principe est qu‟une
partie de l‟onde électromagnétique envoyée par le lecteur est réfléchie aux bornes du capteur, à
l‟interface entre l‟antenne et le transducteur. L‟amplitude de cette réflexion sera modulée en fonction
des variations de l‟impédance d‟entrée du capteur dépendante de la grandeur physique mesurée.
L‟écho du capteur sera ensuite détecté puis traité (par traitement de signal) pour rendre l‟information
de mesure accessible à l‟utilisateur du système.
Le lecteur RFID
Le lecteur d‟un système RFID passif a deux fonctions. Sa première fonction est de mettre en forme et
d‟analyser les signaux en provenance du capteur et la deuxième de réaliser la communication [25].
La partie traitement de signal et la gestion de la communication est assurée par une unité de contrôle
numérique composée généralement d‟un microprocesseur, d‟une mémoire et de l‟interface de
commande de la partie communication [26]-[27]. Elle génère et met en forme tout signal qui est
envoyé au capteur et traite en retour l‟information modifiée [28].
La communication est réalisée par la partie analogique du lecteur [29]. Composée d‟un émetteur et
d‟un récepteur, cette partie est en charge de gérer une porteuse à onde continue, de l‟envoyer vers le
capteur, de recevoir la réponse de l‟écho, et de traiter le signal. La figure 3 est une représentation de
l‟architecture du lecteur.
I-3 : Architecture du lecteur RFID
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 16
La chaine d‟émission du lecteur RFID pour transpondeur passif est composée d‟un oscillateur, d‟un
filtrage et d‟une amplification. Au retour, dans la partie réception, le signal est de nouveau amplifié,
par un amplificateur faible bruit (LNA pour Low Noise Amplifier), filtré puis traité et analyser [30].
Pour l‟utilisation des tags RFID, dans des applications d‟étiquetages et de reconnaissance de produits,
on ajoute souvent à la chaine d‟émission un mélange entre la porteuse et un signal codé pour
l‟identification. Le signal de retour du tag sera démodulé et traité.
Bien que très attrayant par leurs simplicité de fonctionnement et de conception, ces capteurs passifs
RFID souffrent d‟une faible distance d‟interrogation, inférieur à 10 m, et utilisent des bandes de
fréquences relativement basses [31]-[32].
Les capteurs SAW
Les dispositifs à ondes élastiques de surface ou SAW (Surface Acoustic Waves) exploitent les
propriétés acousto-électriques de substrats piézoélectriques tels que le quartz ou le niobate de lithium
pour générer des ondes de surface [33]-[34].
Les propriétés des SAW ont été impliquées dans l‟étude et la réalisation de capteurs depuis 1980, et
l‟activité correspondante ne cesse de se développer. Ces nouveaux composants sont constitués de
peignes interdigités et de miroirs de Bragg positionnés sur un matériau piézoélectrique sur lequel est
connectée une antenne. Ce transducteur transforme les ondes radiofréquences reçue d‟un lecteur
distant, en ondes élastiques. Leur propagation sur la surface du substrat peut être modifiée par des
conditions environnementales de pression, de gaz, de température [35]-[36]-[37]-[38]. Elles seront
ensuite réfléchies au sein du composant et converties de nouveau en ondes électromagnétiques pour
être réémises vers le lecteur.
Cette technique fonctionne pour des fréquences inférieures à 2,5 GHz. Au delà, les pertes de
conversion sont trop importantes et la gravure des réflecteurs interdigités de taille inférieure à 0,35 μm
(Stepper Nikon Body 9) impose des moyens techniques peu courant pour ce type d‟industrie.
Les systèmes SAW trouvent leurs applications dans le secteur médical [39] et industriel [40].
L'idée principale de la technologie des capteurs SAW passifs est que les réponses impulsionnelles de
plusieurs réflecteurs ou résonateurs de la cellule ont une durée plus longue (généralement de 2 à 20 us)
que les simples échos des signaux de l'environnement (inférieurs à 1 us).
Un capteur SAW contient soit un port relié à une antenne avec un certain nombre de réflecteurs sur
son substrat (figure 4a), soit deux ou plusieurs résonateurs et un port, relié à une antenne(figure 4b),.
Un réflecteur ou un résonateur est souvent utilisé comme référence dans la mesure de la grandeur
physique pour des mesures différentielles permettant d'exclure l'influence des positions de
l‟interrogateur ou du capteur sur les résultats de mesures. Ce résonateur de référence ne devra pas
subir l‟effet de cette grandeur physique (contrainte, température, pression).
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 17
La tâche de l'interrogateur sans fil est soit de mesurer la différence de phase entre deux réponses
impulsionelles de deux réflecteurs (voir Fig. 1, c) soit la variation fréquentielle de la réponse des
résonateurs du capteur SAW.
Les mesures pour les deux types de capteurs peuvent être effectuées dans les domaines temporel ou
fréquentiel. Une analyse minutieuse des compromis entre la puissance d'interrogation, distance de
lecture, résolution du capteur et le temps de mesure est nécessaire pour une sélection du type de
capteur et de la méthode d'interrogation.
(a) (b)
I-4 : (a) SAW à réflecteurs ; (b) SAW à résonateurs
Le lecteur SAW
Interrogation par impulsion pour les capteurs SAW à réflecteurs :
Si l‟émetteur du lecteur rayonne une courte impulsion RF, d‟une puissance crête P, de largeur δ à la
fréquence centrale f0 du capteur SAW, alors le récepteur captera un train d‟impulsions bien distinctes
qui seront démodulés (par démodulation IQ) pour estimer leurs phases relatives [41].
La communication par impulsions a l‟avantage de présenter un temps d‟interrogation faible (inférieur
à 10μs) mais la résolution de la mesure de la grandeur physique déterminée par les écarts temporelle
entre chaque pulse est souvent faible.
Interrogation par modulation de fréquence pour les capteurs SAW à réflecteurs :
L‟interrogation des capteurs SAW est également réalisée dans le domaine fréquentiel par une émission
d‟un signal continu en modulation de fréquence, de variation de fréquence ΔF sur une période T [42].
Le signal réfléchi par l‟antenne du capteur contient les copies retardées du signal émis, retards imputés
aux temps de propagation du signal dans le capteur SAW et réfléchi par les réflecteurs. Le signal reçu
par le lecteur est ensuite converti en bande de base par mélange avec le signal modulé original. Est
obtenue, une somme de sinusoïdes dont les fréquences sont fonction des retards mesurés sur le
capteur. A l‟inverse de l‟interrogation par impulsion, l‟interrogation à modulation de fréquence
présente une résolution de la mesure de la grandeur physique, par une mesure de retard, bien meilleure
mais le temps de la communication est plus long (T de quelques ms).
SAWEntrée
AntenneSortie
Capteur
Antenne
Antenne
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 18
Interrogation par impulsion pour les capteurs SAW à résonateur :
Quand le transducteur interdigital d'un résonateur est relié à une antenne, un signal impulsionnel peut
exciter le résonateur pour le mettre en oscillations. La fréquence de cette salve est très proche de celle
du résonateur [43]. Lorsque l‟interrogation cesse, Le capteur SAW garde une oscillation qui décroit.
Cette oscillation subit les modifications de son environnement et de la grandeur physique à mesurer
avant de la renvoyer en retour vers le lecteur via l‟antenne du SAW.
Le signal reçu par le lecteur, mélangé au signal d'un oscillateur local est transformé en fréquence par
une FFT. Le signal spectral en sortie du lecteur est une suite de raie décalée d‟une fréquence
représentative de la mesure de la grandeur physique.
I-5 : Lecteur de SAW à résonateurs (impulsion)
I.2.4 Capteurs passifs du LAAS
Au LAAS, une autre approche technologique a été apportée par l‟étude de nouveaux types de capteurs
utilisant une transduction électromagnétique passive ne nécessitant aucune alimentation embarquée et
pouvant être interrogée à distance. Le premier capteur de pression fut réalisé et testé par Mohamed
Mehdi Jatlaoui [44]. Un autre capteur fut ensuite conçu par Hamida Hallil [45], un capteur comportant
un résonateur diélectrique à modes de galerie pour la détection de gaz.
D‟autres capteurs relatifs à la mesure de température, de la contrainte sont en cours d‟études. Tous ces
capteurs passifs sont basés sur un principe physique de variation de fréquence de résonance RF d‟une
structure en fonction de la valeur de la grandeur physique mesurée.
Capteur de pression RF passif
Une force de pression appliquée sur ce capteur génère le déplacement vertical d‟une fine membrane
située au dessus d‟un résonateur planaire à ondes millimétriques. Un tel déplacement entraîne la
modification de la distribution du champ électromagnétique autour du résonateur et un changement de
fréquence de résonance est observé. Ainsi, à chaque pression, la fréquence de résonance du capteur se
déplace de quelques MHz autour de la fréquence centrale de f0 de 30 GHz, sur une plage fréquentielle
de 1 à 4 GHz.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 19
I-6 : dessin du capteur de pression passif en coupe
A ces fréquences, les dimensions du capteur sont réduites à quelques millimètres. Ces cellules de
pressions sont donc très compactes pour des applications dans des environnements confinés
(aéronautique, bâtiments, automobiles).
Capteur de gaz passif RF à modes de galerie
Ce capteur comprend un résonateur diélectrique, exploitant le principe physique des modes de galerie,
travaillant dans les hautes fréquences en bande Ka (26-40GHz).
Ce résonateur diélectrique est composé d'un matériau sensible au gaz, le dioxyde de titane (TiO2). Une
absorption du gaz modifie la permittivité relative du résonateur diélectrique et par conséquent modifie
les fréquences de résonance de ces modes de galerie. Sur son spectre de transmission, plusieurs raies
apparaissent et se décalent en fréquence lorsqu‟il y a absorption de gaz. Une des fréquences de
résonance intéressante pour notre interrogation avec le lecteur est celle à 30GHz, qui est compatible
avec le capteur de pression. A cette fréquence, la raie spectrale présente un facteur de qualité de 300.
I-7 : Capteur de gaz RF passif à modes de galerie
Ces deux capteurs seront reliés par des antennes pour communiquer à distance avec le lecteur.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 20
I.3 Problématique
Le mode de transduction, la taille et la fréquence de fonctionnement de ces nouveaux capteurs passifs
RF, sont des caractéristiques importantes qui présentent une rupture technologique avec les systèmes
existants de capteurs sans fil passifs RFID et SAW.
Pour interroger ces nouveaux capteurs, un lecteur reste à étudier et à réaliser suivant des critères
techniques précis satisfaisant une communication sans fil sur une portée supérieure à 20m. Cette
distance est un point clé dans cette étude car de nombreuses applications dans les secteurs de
l‟aéronautique, du bâtiment, du nucléaire, y font référence pour la mise en place de réseaux de
capteurs.
Or, à cette distance de nombreux critères auront un impact important sur le choix de l‟architecture du
lecteur et sur la sensibilité de la communication. Ces critères sont les suivants :
Technique de détection par rétrodiffusion des capteurs :
Cette technique est la seule satisfaisante au regard de la distance demandée et de la technologie
passive des capteurs, qui n‟ont aucune alimentation et aucun circuit électronique de
récupération d‟énergie. Des mesures continues devront être faites par le lecteur.
Echo faible des cibles
Aux distances supérieures à 20 m, l‟écho d‟un capteur est faible.
Hautes fréquences utilisées
Les fréquences de résonance des capteurs sont autour de la valeur de 30GHz et se décalent
d‟une largeur de bande de quelques centaines de MHz à plusieurs GHz (4GHz pour le capteur
de pression)
Traitement de signal adapté à l’application
Les puissances faibles sur la voie de réception du lecteur impliquent un traitement de signal
adapté pour améliorer le niveau du rapport signal/bruit
Identification de capteurs dans un réseau sans fil
Une technique devra être étudiée pour qu‟une identification de capteurs passifs dans un réseau
soit possible.
Facilement utilisable
Le lecteur prototype doit être simple à réaliser et facilement transportable pour effectuer des
mesures en salle d‟expérimentation et à l‟extérieur du laboratoire.
Tous ces paramètres nous forcent à envisager à ce stade un lecteur de technologie radar. Son principe
de fonctionnement comme pour tout radar est d‟envoyer un flux d‟ondes électromagnétiques
microondes vers le capteur qui retournera un écho dont l‟amplitude de puissance dépendra de la
grandeur physique mesurée.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 21
Ce mémoire est organisé en quatre chapitres :
Le chapitre I est dédié à la présentation de l‟état de l‟art des capteurs passifs existant, sans source
d‟alimentation et sans système de récupération d‟énergie. Le fonctionnement du lecteur associé à
chaque type de capteur sera brièvement décrit. Suivra une présentation des nouveaux capteurs passifs
réalisés au LAAS qui soulèvera la problématique quant à leur interrogation par un nouveau lecteur à
étudier et à réaliser.
Le chapitre II est consacré à l‟étude et à la réalisation de deux prototypes de lecteur dans les
fréquences de 3 GHz et 30 GHz. Une étude préliminaire définira les caractéristiques de la liaison sans
fil en termes de choix des fréquences, des niveaux de Surface Equivalente Radar (SER) et des
paramètres environnementaux. Se posera ensuite le choix technologique radar à apporter au lecteur
avant l‟étape de son étude, de sa réalisation et de ses premiers tests de détection. Nous finirons ce
travail en apportant quelques outils de traitement de signal appliqués à la détection radar (linéarisation
du VCO et traitement du signal de battement).
Le chapitre III est l‟étude de la Surface Equivalente Radar des capteurs passifs. Cette SER, paramètre
qui définit le niveau de rétrodiffusion de l‟écho du capteur, sera la base d‟une étude sur la portée
d‟interrogation du lecteur et sur la sensibilité du système global (radar et capteur). La mesure à
distance des capteurs de pression et de détection de gaz sera réalisée et vérifiée en comparaison avec
les études théoriques.
Le chapitre IV présentera des techniques d‟identification de capteurs passifs dans un réseau sans fil.
Une première technique montrera comment le radar arrive à détecter à distance plusieurs capteurs en
utilisant les deux modes de SER des cibles interrogées, appelés « mode de structure » et « mode
d‟antenne ». La deuxième technique d‟identification se focalise sur l‟utilisation d‟un diffuseur multi
bandes. Cette structure planaire connectée au capteur aura pour rôle de rendre unique l‟écho radar de
chaque cellule au sein d‟un réseau sans fil.
Enfin, nous conclurons ce manuscrit par une synthèse des résultats obtenus et des quelques
perspectives qui en découlent.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 22
Références
[1] Xiaoyu Zhang, Hanjun Jiang, Lingwei Zhang, Chun Zhang, Zhihua Wang, et Xinkai Chen, “An Energy-
Efficient ASIC for Wireless Body Sensor Networks in Medical Applications,” Biomedical Circuits and
Systems, IEEE Transactions on, vol. 4, n°. 1, p. 11-18, 2010.
[2] A. Lehto, J. Nummela, L. Ukkonen, L. Sydanheimo, et M. Kivikoski, “Passive UHF RFID in Paper
Industry: Challenges, Benefits and the Application Environment,” Automation Science and Engineering,
IEEE Transactions on, vol. 6, n°. 1, p. 66-79, 2009.
[3] M. Tiuri, “Microwave Sensor Applications in Industry,” in Microwave Conference, 1987. 17th European, p.
25-32, 1987.
[4] R. Weinstein, “RFID: a technical overview and its application to the enterprise,” IT Professional, vol. 7, n°.
3, p. 27-33, 2005.
[5] E. Ergen et B. Akinci, “An Overview of Approaches for Utilizing RFID in Construction Industry,” in RFID
Eurasia, 2007 1st Annual, p. 1-5, 2007.
[6] J. Liu, F. Poon, Xuefei Xie, et M. Pong, “Current driven synchronous rectifier with energy recovery
sensor,” in Power Electronics and Motion Control Conference, 2000. Proceedings. IPEMC 2000. The Third
International, vol. 1, p. 375-380 vol.1, 2000.
[7] Hai Liu, Miodrag Bolic,Amiya Nayak‡ and Ivan Stojmenovi“Integration of RFID and Wireless Sensor
Networks,” University of Ottawa, Ottawa, K1N 6N5, Canada EECE, The University of Birmingham
[8] M.M.Jatlaoui, P.Pons, H.Aubert „Radio Frequency Pressure Transducer‟, 37th European Microwave
Conference, pp.736- 739, October 2007.
[9] M.M.Jatlaoui, P.Pons, H.Aubert „Pressure Micro-sensor based on Radio Frequency Transducer‟, 2008
International Microwave Symposium (IMS2008), Atlanta (USA), June 15- 20 2008, pp.1203-1206.
[10] H. Hallil, P. Menini, et H. Aubert, “New microwave gas detector using dielectric resonator based on a
whispering-gallery-mode,” in Microwave Conference, 2009. EuMC 2009. European, p. 1097-1100, 2009.
[11] E. Fleury et D. Simplot-Ryl, Réseaux de capteurs : Théorie et modélisation. Hermes Science Publications,
2009.
[12] W. Dargie, Fundamentals of wireless sensor networks : theory and practice. Chichester West Sussex U.K.:
Wiley, 2010.
[13] G. Asch et A. Asch, Les capteurs en instrumentation industrielle, 5e édition. Dunod, 1998.
[14] J. Landt, “The history of RFID,” Potentials, IEEE, vol. 24, n°. 4, p. 8-11, 2005.
[15] D. Cullen and T. Reeder, Measurement of SAW Velocity versus Strain for YX and ST Quartz, Proc. IEEE
Ultrasonics Symp., pp. 519-522, 1975
[16] “RFID : quelques éclaircissements sur les normes et standards - Solutions et applications RFID.”
http://filrfid.over-blog.com/article-3372359.html.
[17] http://www.rfidjournal.com/article/view/1335/3
[18] P. Scholz, C. Reinhold, W. John, et U. Hilleringmann, “Analysis of Energy Transmission for Inductive
Coupled RFID Tags,” in RFID, 2007. IEEE International Conference on, p. 183-190, 2007.
[19] K. Fotopoulou et B. Flynn, “Wireless Powering of Implanted Sensors using RF Inductive Coupling,” in
Sensors, 2006. 5th IEEE Conference on, p. 765-768, 2006.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 23
[20] R. Potyrailo et al., “Integration of passive multivariable RFID sensors into single-use biopharmaceutical
manufacturing components,” in RFID, 2010 IEEE International Conference on, p. 1-7, 2010.
[21] S. Banerjee, R. Jesme, et R. Sainati, “Performance Analysis of Short Range UHF Propagation as
Applicable to Passive RFID,” in RFID, 2007. IEEE International Conference on, p. 30-36, 2007
[22] C. Hartmann et L. Claiborne, “Fundamental Limitations on Reading Range of Passive IC-Based RFID and
SAW-Based RFID,” in RFID, 2007. IEEE International Conference on, p. 41-48, 2007.
[23] F. Fuschini, C. Piersanti, F. Paolazzi, et G. Falciasecca, “Analytical Approach to the Backscattering from
UHF RFID Transponder,” Antennas and Wireless Propagation Letters, IEEE, vol. 7, p. 33-35, 2008.
[24] P. Nikitin et K. Rao, “Theory and measurement of backscattering from RFID tags,” Antennas and
Propagation Magazine, IEEE, vol. 48, n°. 6, p. 212-218, 2006.
[25] M. Darianian et M. Michael, “RFID Master-Slave Reader Architectures for Smart Spaces Applications,” in
Pervasive Computing and Applications, 2008. ICPCA 2008. Third International Conference on, vol. 2, p.
741-746, 2008.
[26] S. Preradovic et N. Karmakar, “RFID Readers - A Review,” in Electrical and Computer Engineering,
2006. ICECE '06. International Conference on, p. 100-103, 2006.
[27] Chen Ying et Zhang Fu-hong, “A system design for UHF RFID reader,” in Communication Technology,
2008. ICCT 2008. 11th IEEE International Conference on, p. 301-304, 2008.
[28] I. Mayordomo, R. Berenguer, I. Fernandez, I. Gutierrez, W. Strauss, et J. Bernhard, “Simulation and
measurement of a long-range passive RFID system focused on reader architecture and backscattering
communication,” in Microwave Conference, 2008. EuMC 2008. 38th European, p. 1058-1061, 2008.
[29] S. Preradovic et N. Karmakar, “Design of short range chipless RFID reader prototype,” in Intelligent
Sensors, Sensor Networks and Information Processing (ISSNIP), 2009 5th International Conference on, p.
307-312, 2009.
[30] Chen Ying et Zhang Fu-hong, “A system design for UHF RFID reader,” in Communication Technology,
2008. ICCT 2008. 11th IEEE International Conference on, p. 301-304, 2008.
[31] L. Ukkonen, L. Sydanheimo, et M. Kivikoski, “Read Range Performance Comparison of Compact Reader
Antennas for a Handheld UHF RFID Reader,” in RFID, 2007. IEEE International Conference on, p. 63-
70, 2007.
[32] C. S. Hartmann and L. T. Claiborne, “Fundamental Limitations on Reading Range of Passive IC-Based
RFID and SAW-Based RFID,” in Proceedings of IEEE International Conference on RFID, 2007,
Grapevine, TX, USA, pp. 41-48.
[33] Leonhard Reindl, Gerd Scholl, Thomas Ostertag, Holger Scherr, Ulrich Woland Frank Schmidt, „Theory
and Application of Passive SAW Radio Transponders as Sensors‟, IEEE transactions on ultrasonics,
ferroelectrics, and frequency control, vol. 45, no. 5, september 1998
[34] C. C. W. Ruppel et T. A. Fjeldly, Advances in Surface Acoustic Wave Technology, Systems and
Applications Volume 2, 1er éd. World Scientific Publishing Company, 2001.
[35] Gernot Schimetta, Franz Dollinger, and Robert Weigel, „Wireless Pressure-Measurement System Using a
SAW Hybrid Sensor‟, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol, 48, No,12,
December 2000.
[36] S. Ballandras et al., “P1I-5 Micro-Machined, All Quartz Package, Passive Wireless SAW Pressure and
Temperature Sensor,” in Ultrasonics Symposium, 2006. IEEE, p. 1441-1444, 2006.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
I Introduction & Problématique
Page 24
[37] Jason D. Sternhagen, Cyle E. Wold, Wade A. Kempf, Matt Karlgaard, Kraig D. Mitzner, Russell D.
Mileham, and David W. Galipeau, „A Novel Integrated Acoustic Gas and Temperature Sensor‟, Sensors
Journal, IEEE, Volume 2, Issue 4, Aug 2002 Page(s): 301 – 306
[38] S. Tourette, G. Collin, P. Le Thuc, C. Luxey, et R. Staraj, “Small meandered PIFA associated with SAW
passive sensor for monitoring inner temperature of a car exhaust header,” in Antenna Technology, 2009.
iWAT 2009. IEEE International Workshop on, p. 1-4, 2009.
[39] S. Tourette, L. Chommeloux, J.F. Le Guen, J.M. Friedt, P. Ménage, G. Collin, R. Staraj, D. Hermelin, S.
Ballandras, C. Luxey and P. Le Thuc “Capteur SAW implantable dédié à la télémesure de la température
et de la pression artérielle : le projet ANR-TECSAN CIMPA,” IRBM, vol. 31, n°. 2, p. 101-106, Mai.
2010.
[40] G. Scholl, F. Schmidt, T. Ostertag, L. Reindl, H. Scherr, et U. Wolff, “Wireless passive SAW sensor
systems for industrial and domestic applications,” in Frequency Control Symposium, 1998. Proceedings of
the 1998 IEEE International, p. 595-601, 1998.
[41] F. Schmidt, O. Sczesny, L. Reindl, V. Magori, “Remote sensing of physical parameters by means of
passive surface acoustic wave devices (“ID-tag”),” 1994 IEEE Ultrason. Symp., pp. 589-592, 1994.
[42] U. Wolff, F. Schmidt, G. Scholl, V. Magory, “Radio Accessible SAW sensors for non-contact
measurement of torque and temperature”, Proc. IEEE Ultrason. Symp., pp.359-362, 1996.
[43] V. Kalinin, “Modelling of a wireless SAW system for multiple parameter measurement”, 2001 IEEE
Ultrason. Symp., pp. 1790-1793, 2001.
[44] Mohamed Mehdi JATLAOUI « Capteurs Passifs à Transduction Electromagnétique Pour la Mesure Sans
Fil de La Pression ». Thèse de doctorat de L'Institut National Polytechnique de Toulouse, 2009
[45] Hamida HALLIL "Conception et réalisation d'un nouveau capteur de gaz passif communicant à
transduction RF". Thèse de doctorat de l‟Université Paul Sabatier, 2010
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 25
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 26
Chapitre II
Le Lecteur Radar
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 27
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 28
II. Le Lecteur Radar
Les lecteurs existants pour l‟interrogation de capteurs passifs, présents dans les technologies RFID et
SAW, ne répondent pas aux problématiques imposées à notre étude en termes de hautes fréquences
d‟utilisation et de portée supérieure à 10 m.
Pour notre application, les critères de grande portée de détection, de faible écho de cible, d‟analyse et
de traitement de signaux à hautes fréquences nous orientent vers le choix d‟un lecteur radar. Toutefois
avant son étude et sa réalisation, nous devrons prendre en considération toutes les caractéristiques
techniques de la liaison entre les capteurs et le lecteur.
Une première étude sera faite sur l‟identification de la meilleure architecture de réseaux de capteurs
susceptibles d‟être interrogés par le lecteur. Cette solution sera également soumise aux contraintes
physiques du système en termes de résolution d‟identification de capteur, de choix de fréquences
utilisées, du niveau de surface équivalente radar des cibles, de la portée de cette lecture radar et enfin
des perturbations environnementales autour du système comme l‟atténuation atmosphérique et le
multitrajet de l‟onde utilisée.
II.1 Etude préliminaire
II.1.1 Le réseau de capteurs
Dans un réseau de capteurs actifs, chaque relai de transmission demande une quantité d‟énergie propre
à son fonctionnement, que ce soit entre éléments capteurs ou entre capteurs et nœuds du réseau.
L‟information de la mesure physique est ainsi relayée successivement vers le lecteur qui analyse les
données recueillies.
A contrario, le réseau de capteurs passifs a une configuration bien différente et bien plus simple.
N‟emmagasinant aucune énergie pour son fonctionnement, le capteur passif ne peut pas relayer
l‟information reçue à d‟autres cellules. L‟architecture de ce type de réseau est donc définie comme une
somme de liaisons directes entre chaque capteur du réseau et le lecteur.
Pour principe de fonctionnement, l‟énergie envoyée par le lecteur est dirigée et reçue successivement
par chaque capteur. Une partie de cette énergie est ensuite réémise par chacune de ces cellules vers le
lecteur. Le niveau de cette rétrodiffusion est représentatif de la grandeur physique mesurée.
La figure 1, montre le type de réseau étudié, composé de plusieurs capteurs passifs qui communiquent
directement avec le lecteur radar. Chaque capteur à sa propre antenne.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 29
II-1 : réseau de capteurs passifs
Dans le principe de fonctionnement de ce réseau de capteur et dans sa configuration architecturale,
deux points importants sont relevés.
Dans un tel réseau, où les capteurs sont souvent très proches, le lecteur radar doit avoir la
capacité technique de les identifier et de les interroger individuellement dans l‟aire totale du
réseau. Un système sera donc mis à contribution dans le lecteur pour lire la position de chaque
capteur au sein du réseau et détecter, dans le même temps, la mesure de la grandeur physique.
En cas d‟obstacle présent entre le lecteur et le réseau, la liaison peut être très fortement
atténuée voir totalement coupée. De nombreuses applications industrielles demandent une
configuration de réseau de capteurs où le réseau et le lecteur sont souvent séparés par un ou
plusieurs obstacles fixes (murs de séparation, parois, objets et structure).
Pour tenter d‟apporter une solution à ce dernier point, voyons deux configurations possibles du réseau
de capteurs.
Une première configuration du réseau présentée sur la figure 2, montre une possibilité du
contournement d‟obstacle. Les deux antennes du lecteur, une en émission et une en réception sont
positionnées à des endroits distincts de façon à éviter la zone d‟ombre de l‟obstacle (configuration
bistatique). Cette solution est possible à condition que la taille de l‟obstacle ne soit pas très grande. Le
positionnement des antennes doit être très précis afin que chacune d‟elle éclaire la même zone
lointaine où sont positionnés les capteurs. Une connaissance précise du bilan de puissance de la chaine
associée à un traitement du signal peut permettre une identification et une mesure de chaque capteur.
II-2 : Configuration bistatique du radar
Le
lecteur
Réseau de capteurs
Un capteur
Le
lecteur
Obstacle
Emission
Réception
Réseau de capteurs
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 30
Une deuxième possibilité est de contourner tout obstacle fixe par un système placé entre une antenne
et une ou plusieurs cellules de mesures (figure 3). Les capteurs dans la zone d‟ombre de l‟obstacle sont
reliés par liaison filaire à une seule antenne, elle seule vue par le lecteur radar. Le système doit
permettre d‟identifier chaque capteur du réseau caché, avec sa mesure respective, à partir de l‟analyse
du signal rétrodiffusé de l‟antenne. Cette solution est particulièrement simple et intéressante par
rapport à celle précédemment décrite dans le cas, par exemple, où le lecteur peut être très éloigné d‟un
ensemble de capteurs pouvant être dans des endroits difficilement accessibles.
II-3 : Contournement de l'obstacle
Dans notre étude, deux configurations de réseau de capteurs passifs sont donc retenues :
Une première configuration simplement en espace libre qui présente une simplicité
d‟utilisation et qui servira de base d‟étude du système complet du lecteur avec son réseau.
Un deuxième système sera ensuite utilisé pour la partie mesures, impliquant une configuration
un peu plus complexe, présentée sur la figure 3, dont le système de liaison entre le radar et le
réseau présentera quelques innovations techniques pour l‟identification et la mesure des
capteurs passifs (Chapitre IV).
Le
lecteur
ObstacleRéseau de capteurs
Système de liaison
Antenne du Réseau
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 31
II.1.2 La résolution du Lecteur Radar
Une des capacités du lecteur est de différencier plusieurs capteurs du réseau pour relever leurs mesures
respectives sur une grande portée. Ce pouvoir séparateur est défini par sa résolution spatiale angulaire
et sa résolution en profondeur.
Résolution en profondeur
La résolution en profondeur est la capacité du radar à distinguer deux cibles en distance dans la même
direction d‟interrogation [1]. La qualité de cette résolution dépend de la largeur de la bande de
fréquence du radar ΔF. Plus cette bande est large plus la résolution en profondeur est élevée par une
variation de distance ΔD faible. La constante c étant la célérité de l‟onde électromagnétique
(3.108m/s).
2
cD
F (1)
Cette largeur de bande fréquentielle est un critère important dans le choix du type de radar car sa
maitrise est primordiale pour une résolution constante lors de l‟interrogation des cibles.
Cette largeur de bande fréquentielle est un critère important dans le choix du type de radar car sa
maitrise est primordiale pour une résolution constante lors de l‟interrogation des cibles.
Suivant la fréquence centrale de fonctionnement du radar, cette largeur peut être difficilement atteinte
ou contrôlable. Pour une distance entre cibles de 20 cm, la largeur de bande de fréquence
correspondante de 750MHz, représente 25% de la fréquence d‟utilisation d‟un radar à 3GHz et 2,5%
pour celle d‟un radar à 30 GHz. Or les oscillateurs contrôlables en tension utilisés par exemple pour
les radars FMCW, ont généralement, en bande S, une excursion fréquentielle inférieur à 750MHz et en
bande Ka une bande supérieur mais une résolution plus faible.
Les VCO de la société Hittite, par exemple, présentent respectivement pour le circuit HMC416LP4
une bande d‟excursion de 350MHz (fréquence central de 2,9GHz) avec une résolution de 40MHz/V et
pour le HMC531LP une bande de 1,4 GHz (fréquence de 14 GHz avant la multiplication par 2) avec
une résolution de 150MHz/V. Ce premier VCO permet donc une bonne précision sur le contrôle de la
largeur de bande de fréquence d‟excursion, par tension ajustable, mais il ne permet pas d‟atteindre des
résolutions fortes (distance inférieur à 40cm). Dans le cas contraire, le VCO du radar à 30GHz offre
une résolution en profondeur forte (distance de 5cm) mais le contrôle de sa bande fréquentielle est plus
difficile car les ajustements de la tension de commande sont plus fins.
Toute modification du choix de la résolution implique donc une modification de la largeur de bande de
la fréquence d‟utilisation du radar autour d‟une valeur centrale. Ainsi, Suivant le choix de la résolution
pour un réseau de capteurs, un compromis est fait entre la fréquence centrale d‟utilisation du radar, sa
bande fréquentielle et le choix technologique du radar.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 32
Résolution angulaire
La résolution angulaire est la caractéristique du radar qui permet de discriminer deux cibles à une
même distance. Elle est déterminée par un angle minimum défini par la largeur à mi-puissance du
faisceau de l‟antenne. Le lobe du diagramme de rayonnement est d‟autant plus étroit que la directivité
de l‟antenne est importante.
2 sin2
l D (2)
Δl, est la distance minimale qui permet de discrétiser les deux cibles distantes d‟une valeur D du radar
et avec θ l‟angle de la couverture angulaire. Selon le choix de l‟antenne (antenne cornet ou
parabolique), de sa directivité ainsi que sa largeur du lobe principal, les résolutions changent. Par
exemple, pour une séparation de 20 cm entre 2 capteurs identiques, de même résolution en profondeur,
et pour une distance minimum du radar de 20 m, la couverture angulaire de l‟antenne doit être au
maximum de 0,6°.
Si deux capteurs ne sont pas discrétisés angulairement par le radar, un système technique devra être
associé à chaque capteur pour que le lecteur puisse les identifier indépendamment.
II.1.3 Choix des fréquences du radar
Le choix des fréquences des radars est dépendant des fréquences de fonctionnement des capteurs
réalisés au LAAS. Deux types de capteurs, de pression et de gaz sont étudiés dans la bande Ka (20 à
40 GHz). Un lecteur associé à ces cellules devra donc fonctionner dans cette bande, autour d‟une
fréquence de 30 GHz. Toutefois avant de réaliser ce lecteur prototype, un premier radar sera réalisé à
une fréquence beaucoup plus basse, à 3GHz. Celui-ci servira à analyser le comportement du système
radar dans une lecture passive de cible avant d‟approfondir l‟étude à des fréquences plus hautes
(30GHz).
II.1.4 La SER
La SER (Surface Equivalente Radar) caractérise la capacité d‟une cible à rayonner l'énergie
électromagnétique reçue du radar [2]. Elle est l'expression d'un rapport entre l'énergie réémise sur la
densité d'énergie reçue par unité de surface. Cette SER dépend de la polarisation de l‟onde, de la
longueur d‟onde du radar, de la surface de réflexion de la cible et des matériaux la constituant. Elle est
exprimée en m2 ou sous sa forme logarithmique en dBsm.
La surface équivalente radar d‟un objet est exprimée par l‟équation suivante :
2
2
2
Puissance réfléchie vers la source / unité d'angle solide
Densité de puissance incidente / 4πlim 4
r
Ri
ER
E (3)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 33
La mesure de la SER d‟un objet est faite par l‟utilisation inverse de l‟équation radar qui relie la
puissance reçue de la puissance émise pour une distance R et des caractéristiques de gain G de
puissance de réception et d‟émission du radar et de sa longueur d‟onde λ.
3 4
2 2
(4 ) r
eradar
PR
PG (4)
Pour des cibles de formes complexes, la SER est exprimable analytiquement en fonction de différents
paramètres tels que la fréquence, l‟angle d‟observation... Certains objets comme des sphères, des
cylindres, des plaques métalliques et des réflecteurs ont été étudiés et leurs SER ont été calculées de
façon analytique. Ces objets sont utiles car en les utilisant comme référence de SER connue, ils
peuvent nous donner une réponse à l‟évaluation d‟une SER de tout objet interrogé à distance en
calculant les rapports de puissances correspondant.
Pour débuter l‟étude des capteurs, nous considérons, en première approximation, la SER d‟un capteur,
comme la surface d‟une cible de 1 cm2 vue par le radar. Cette SER sera donc celle d‟une plaque
métallique de 1cm de coté présentée face au radar. Par l‟équation 5, définissant la formule de SER
d‟une plaque métallique carrée de largeur L et éclairée par une onde de longueur λ de 1cm, la valeur
de SER du capteur est de 1,25 mm2 correspondant en valeur logarithmique de surface à -29 dBsm.
4
2
4 L
(5)
Cette cible doit être vue par les prototypes radars à une distance supérieure à 20 m. La valeur de la
SER du capteur sera donc intégrée dans le bilan de liaison global entre le lecteur radar et la cible
comme valeur minimale pour une détection sur une longue portée.
II.1.5 Portée du radar
La portée du radar est un point clé pour l‟interrogation des capteurs. Elle dépendra de plusieurs
facteurs inhérents aux spécifications techniques du radar et à son environnement. Les niveaux de
puissance d‟émission des deux radars à réaliser (à 3GHz et à 30GHz) devront être suffisants afin que
chaque capteur du réseau puisse être détecté et mesuré sur des distances de plusieurs dizaines de
mètres. Ces niveaux dépendront des fréquences d‟utilisation par le système radar, des Surfaces
Equivalentes Radar des cibles interrogées ainsi que des perturbations environnementales autour du
réseau de capteur. La portée maximale Rmax est identifiée comme la distance pour laquelle le radar
peut détecter le niveau de puissance minimale [3]-[4].
2
4max 3(4 ) ( )( / )
e r e
S atm
G G PR
kTBF S N L L (6)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 34
Cette puissance minimale est la représentation d‟un niveau de seuil de détection radar incluant le
niveau de bruit (kTB), le facteur de bruit F des composants de réception, le rapport signal sur bruit
(S/N) de détection, les pertes du système radar et les pertes atmosphériques ainsi que la portée radar.
Rmax = portée radar maximale correspondante au minimum du rapport signal/bruit
S / N : Rapport signal/bruit
Pe = puissance maximale émise
λ = Longueur d‟onde
B =Bande Passante de réception
Ge,Gr = gains des antennes radar en émission et réception
σ = Surface Equivalente Radar
k = Constante de Boltzmann (1.23 ×10-23
joule / K)
T = Température de référence (290°K)
F = Facteur de bruit (Réception)
LS, Latm = Perte du système et perte atmosphérique
La puissance d‟émission est estimée en considérant les caractéristiques fonctionnelles du radar proches
de l‟idéal, dans un environnement en espace libre sans contraintes environnementales et sans pertes L
du système, et avec des valeurs estimées de SER de capteurs à -30 dBsm.
Le tableau 1 donne les valeurs des caractéristiques des radars à des fréquences de 3GHz et 30GHz.
Tableau II-1 : Paramètres des radars à 3 GHz et à 30GHz
Paramètres Valeur (Radar à 3GHz) Valeur (Radar à 30 GHz)
Gain des antennes (Ge,Gr) 15 dB 10 dB
Rapport signal/bruit 10 dB 10 dB
Facteur de bruit 5 dB 5 dB
Bande du récepteur 50 MHz 500 MHz
Les puissances minimales d‟émission, pour les deux radars, sont fonctions de l‟ensemble des
caractéristiques des éléments de la chaine complète, vues précédemment (puissance seuil de détection
radar, pertes en espace libre, pertes du système, facteur de bruit en réception, rapport Signal/bruit,
etc.). Le tableau suivant résume les niveaux de puissance d‟émissions requises pour atteindre les
capteurs et recevoir ensuite une partie de cette puissance par rétrodiffusion, sur des portées de 20 et 30
mètres.
Tableau II-2 : Puissance d'émission radar
Radar 3GHz Radar 30 GHz
Puissance d’émission
pour 20m -7 dBm 33 dBm
Puissance d’émission
pour 30m 0 dBm 40 dBm
La diminution des puissances d‟émission, essentiellement à 30 GHz, sera compensée par une
augmentation des gains des antennes d‟émission et de réception du radar.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 35
II.1.6 Perturbations environnementales
L‟environnement autour du système du lecteur avec son réseau de capteurs a un effet significatif sur
les capacités opératoires du système radar fonctionnant à des fréquences millimétriques et pour des
grandes portées. Les pertes atmosphériques sont une de ces perturbations dans le bilan de la chaine.
Cette chaine peut également être modifiée par l‟effet des multitrajets des ondes radar dans un
environnement confiné ou à l‟extérieur, proche du sol.
Atténuation atmosphérique
L‟atténuation atmosphérique pouvant intervenir dans le bilan de la chaine radar est celle d‟une
atmosphère humide, comme c‟est le cas lors de chute de pluie ou de forte humidité extérieur. L'effet
de cette atténuation peut être prédit par un modèle empirique couramment utilisé par l‟équation [5] :
en (dB/km)baR (7)
Les coefficients a et b dépendent de la fréquence d‟utilisation et de la température moyenne de la
pluie. R est le taux de chute de pluie en mm/heure. Les valeurs des coefficients sont données dans le
tableau 3 et données par l‟Union International des Télécommunications pour référence IUT 838[6].
Tableau II-3 : Quelques valeurs des coefficients a et b en fonction de la fréquence
F (GHz) a b
1 0,0000387 0,912
10 0,0101 1,276
20 0,0751 1,099
30 0,187 1,021
40 0,35 0,939
Ainsi à 30 GHz l‟atténuation pour une pluie légère modérée de taux de précipitation de 4mm/h est de
0,77 dB/Km. Cette valeur est donc négligeable dans le bilan de la chaine radar pour notre application
d‟interrogation sur une distance de quelques dizaines de mètres.
La réflexion au sol
La réflexion de signaux radar proche du sol peut avoir un impact sur la probabilité de la détection
d‟une cible et de la qualité de cette détection notamment sur la précision d‟identification des capteurs
et du suivi de leurs mesures à distance. C‟est le cas lorsque les capteurs se trouvent en hauteur par
rapport au sol et assez éloignés du radar.
En effet, si les faisceaux des antennes du radar sont suffisamment larges dans une direction azimutale,
et proches du sol et d‟autre part si ces antennes sont dirigées vers les cibles avec un angle faible par
rapport à l‟horizontal, leurs énergie rayonnante peut prendre deux voies distinctes. Une voie en ligne
directe du radar vers la cible, et une voie par réflexion sur le sol. Le signal réémis de cette cible est
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 36
également retransmis vers le radar sur ces deux voies possibles de sorte que la grandeur de la
résultante du signal de l‟écho dépendra de l‟amplitude relative et de la variation de phase entre les
trajets direct et réfléchi de l‟onde [7].
II-4 : Configuration en multitrajet du système radar/capteurs
Au point B, le champ est la somme en amplitude et en phase du champ E0 qui est propagé en liaison
directe suivant le rayon AB et du champ Er de la réflexion au sol ACB. Deux variations de phase sont
présentes dans cette configuration. Une variation de phase Φ due à la différence des trajets de l‟onde et
un déphasage Ψ dû à la réflexion au sol
2 1
2D D
(8)
Le rapport des champs est exprimé par :
1
0 2
( ')
( )
rE Df
E f D (9)
Avec f(θ) le diagramme de rayonnement de l‟antenne utilisée et Γ le coefficient de réflexion au sol. Le
champ total au point B devient :
( )10 0
2
( ')1
( )
jT r
DfE E E E e
f D (10)
Supposons que le sol est parfaitement réfléchissant et que son coefficient de réflexion soit Γ = |Γ|ejΨ
.
En polarisation verticale, nous avons sensiblement |Γ| = 1 et Ψ = π où l'onde réfléchie ne subit aucun
changement d'amplitude et sa phase est décalée de 180°. La différence Δ entre le chemin de réflexion
ACB et le chemin direct AB, Sur la figure 4, pour une distance très supérieure à la valeur de hauteur
h1, est exprimée par l‟équation :
12 sinh
(11)
La variation de phase Φ devient :
1
4sinh
(12)
distance
Radar
A
θ
h1
CapteurLiaison directe ( D1)
Liaison réfléchie (D2)h2
Plan de réflexion
Imageh2
B
C
-θ
-θ’
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 37
Pour des valeurs d‟angles θ et θ‟ tels que f(-θ‟) ≈ f(-θ) l‟équation 9 peut s‟écrire :
0 1
2sin sinrE E h
(13)
En présence du sol le champ total présentera des maximums et des minimums. Les maximums
correspondront à des valeurs telles que :
max1
(2 1)sin
4
k
h (14)
Et des minimums pour
min1
sin2
k
h (15)
Ainsi au premier maximum, pour une hauteur h1 très grande vis-à-vis de la longueur d‟onde, la valeur
du champ reçu par la cible est sensiblement double de celle du champ reçu en espace libre.
Suivant la position des capteurs en hauteur et de la distance du radar, la valeur du champ pourra être
double dans certaines conditions et donc la puissance de détection résultante côté du radar sera au
maximum augmentée par quatre.
En cas de positionnement de ce réseau de capteur très proche du sol, le bilan de puissance de la liaison
entre le radar et les cellules ne prendra pas en compte ces calculs.
II.2 Techniques Radar
Le radar est utilisé dans de nombreuses applications comme dans la mesure de niveau, de détection
d‟obstacle pour l‟automobile, dans la météorologie, dans le domaine militaire, etc. Son utilisation pour
l‟interrogation de réseau de capteur passif à transduction RF est un concept qui pose un certain nombre
de défis à la réalisation d‟un prototype.
Antérieurement à l‟étude de ce lecteur, un premier capteur passif fut réalisé [8]. C‟est un capteur de
pression à transduction radio fréquence dont la fréquence de résonnance se décale entre 26 GHz et
31GHz suivant une échelle de pression de 0 à 7bars. Sa bande passante moyenne est de 250MHz.
A partir de ces premières données, le prototype radar doit satisfaire quatre exigences techniques :
La bande passante du radar doit être large de 5GHz si nous nous référons à la possibilité
d‟interroger le capteur de pression sur toute sa largeur de bande de fréquence de décalage.
Ce radar doit également permettre une interrogation sur une bande étroite à un instant donné,
inférieur à 250MHz pour détecter une pression instantanée.
Autre que la détection de pression à distance, le radar doit avoir la capacité d‟identifier le
capteur à mesurer au sein d‟un réseau. La résolution dépendra du choix fréquentiel du radar.
Enfin, ce lecteur prototype doit être réalisé facilement, avec des composants simples et de
faibles coûts. Le choix de la technologie radar est ici prépondérant.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 38
Les signaux de faibles amplitudes reçus par le lecteur devront donc nous informer sur la distance entre
le radar et le capteur mais également sur la valeur de la pression, ou de détection de gaz venant de la
cellule de mesure interrogée. L‟extraction de cette double information est importante et implique une
exploration des solutions à apporter dans la conception du lecteur. Par une combinaison des formes
d‟ondes utilisées et du choix technologique du radar, les conditions de mesures à distances pourront
être satisfaites.
Sans présenter pour l‟instant l‟étude précise de la SER des capteurs en fonction de la grandeur
physique mesurée, nous pouvons écrire que la rétrodiffusion de l‟onde radar par le capteur est fonction
de ses paramètres de réflexion d‟entrée. Le capteur étant relié à sa propre antenne, représente sa
charge. Si le paramètre de réflexion d‟entrée varie en fonction de la pression, le niveau de SER varie
également et la mesure est détectable par le lecteur radar.
II-5 : Paramètre S11 du capteur à une pression
Ce lecteur doit être un radar ULB (Ultra Large Bande) or plusieurs technologies existes. Nous
comparons donc ces différents radars pour choisir le plus approprié à notre application.
Les plus importantes technologies radar sont celle à ondes pulsées et à onde continue (CW)
comprenant la modulation de fréquence FMCW [3]-[4]-[7].
II.2.1 Radar à Impulsions
Dans leur forme la plus élémentaire, les systèmes radar à impulsions envoient une impulsion d'énergie
sous forme d‟ondes vers une cible et attendent qu'elle revienne. Le temps qu'il faut à l‟impulsion pour
effectuer le chemin aller retour donne une mesure de la distance de la cible. Tout décalage Doppler, ou
décalage en fréquence, ajouté au signal pulsé donne une mesure du mouvement ou de la vitesse. Les
radars à impulsions, par leur nature, font des observations très brèves d'une cible. En conséquence, ils
sont très bons pour déterminer la portée, mais peuvent être limitées dans leur capacité à mesurer
rapidement et avec détail les composantes spectrales d‟un mouvement complexe ou la position de
plusieurs cibles concentrées dans une région restreinte comme dans un réseau.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 39
II.2.2 Radar à ondes continues
Les radars à ondes continues transmettent en permanence une onde électromagnétique. Deux types
principaux de radar existent.
Le radar continu non modulé (CW)
Ce radar émet en continu des ondes électromagnétiques et en même temps reçoit les réflexions de la
cible. Les techniques CW n‟utilisent pas de modulation temporelle, et, en tant que tel, il est très
difficile par ce système de déterminer une distance. Ce radar continu est souvent dans une
configuration bistatique, où l'émetteur et le récepteur sont dans des lieux distincts. Tout signal détecté
provient de la région où se situe la cible, au point de chevauchement des diagrammes de rayonnement
des antennes du radar. Ce radar Continu est utilisé essentiellement pour la mesure de vitesse par
décalage Doppler.
Le radar continu à modulation de fréquence (FMCW)
Le deuxième type de radar à ondes continues est le radar FMCW à modulation de fréquence
(frequency modulated Continuous Wave). Comme les systèmes CW, il émet et reçoit en permanence
un signal mais la fréquence du signal transmis est modifiée en fonction du temps. Cette modulation de
fréquence (FM) permet au radar de déterminer la distance mais également la vitesse de la cible.
La modulation de fréquence peut prendre deux formes couramment utilisées, une modulation
sinusoïdale ou linéaire. Cette dernière apporte une plus grande simplicité d‟utilisation lors du
traitement du signal radar.
Le radar FMCW face au radar à impulsion apporte des avantages en termes de puissance émise, et
facilité de réalisation. Ce qui le différencie principalement du radar à impulsions est sa répartition
énergétique de l‟onde émise sur une période temporelle plus large. Ainsi le niveau de puissance crête
de ces radars FMCW est beaucoup plus faible. Nul besoin d‟utiliser des générateurs d‟onde de forte
puissance à base de klystrons ou magnétrons. Des générateurs de fréquence contrôlés en tension moins
gourmands en énergie peuvent être employés par ce radar FMCW apportant aussi une facilité de
réalisation. Actuellement, avec le progrès des composants RF et des circuits numériques à base de
processeur, la réalisation d‟un radar FMCW est plausible au sein d‟un laboratoire.
En utilisant des techniques FMCW pour l‟étude des réseaux de capteurs, ce radar offre un compromis
entre les avantages et inconvénients des techniques CW et des radars à impulsions. La possibilité de le
réaliser au sein du laboratoire est un atout considérable pour l‟étude des réponses de capteurs passifs.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 40
II.2.3 Présentation du radar FMCW pour les capteurs passifs
Dans un système radar FMCW, la fréquence du signal transmis est modulée en fonction du temps et
par conséquent, la fréquence du signal reçu peut être utilisée comme une mesure d‟un temps de
propagation. L'information de distance est donc mesurée dans le domaine fréquentiel par une
information Doppler.
Les figures 6 représentent deux formes courantes de modulation de fréquence. Sur les deux
graphiques, la fréquence est représentée sur l‟axe vertical et le temps sur l‟axe horizontal. Pour le
premier signal de modulation de fréquence dit « rampe », en figure 6(a), la fréquence est balayée sur
une période temporelle T puis reprends son origine à la période suivante.
Figure II-6 : Signaux de modulation du radar FMCW : (a) en rampe ; (b) en toit
Le schéma de la modulation en toit, sur la figure 6(b), est une deuxième modulation possible pour le
radar FMCW. Celle ci est mieux adaptée à la mesure de cibles en mouvement car elle permet par la
détection Doppler une double mesure, une mesure de vitesse et une mesure de distance.
La figure 7 illustre la configuration de base d'un système FMCW. Ce système contient un générateur
de signal en « toit » pour produire la modulation de fréquence à transmettre ainsi que des composants
pour le traitement du signal de réception. Le système radar FMCW mélange le signal transmis avec le
signal rétrodiffusé de la cible, le filtre, pour fournir en sortie une fréquence dite de battement fb. Celle-
ci est directement proportionnelle à la distance et à la vitesse de la cible interrogée.
Figure II-7: Block diagramme du radar FMCW
La fréquence de battement est la caractéristique qui nous permet d‟identifier un capteur au sein de son
réseau. Si plusieurs capteurs sont séparés les uns des autres, leurs positions seront identifiées par
plusieurs raies sur le spectre du signal de battement. Cette identification de capteur est fonction de la
résolution en profondeur du radar dépendant de sa largeur de bande fréquentielle en excursion.
Temps
Fréquence
Temps
Fréquence
(a) (b)T T
Générateur
Traitement
de signal
fb Cible
Emission
Réceptionfb
Amplitude
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 41
Par ce type de radar, il y a deux possibilités de lecture de capteurs à distance.
Le radar peut interroger le capteur avec une bande de fréquence variable, ΔF1 à ΔF3 de fréquence
centrale fixe F0. Le choix de la bande radar est délicat car la réponse du capteur peut varier sur une
large bande fréquentielle de plusieurs GHz. Cette génération de signal est intéressante lorsque nous
souhaitons une détection d‟une mesure physique sur une faible échelle de pression par exemple. Ainsi,
suivant la position de la largeur de bande de fréquence sur le gabarit de la réponse du capteur, le
niveau de puissance résultant de la fréquence de battement devrait être variable.
II-8 : La modulation pour une variation de bande fréquentielle
Le radar peut également interroger le capteur sur une large bande fréquentielle de la réponse du
capteur par une modulation de faible largeur de bande mais dont la fréquence centrale se décale dans
le spectre. Ce procédé permet de détecter la fréquence de résonance du capteur par les mesures
successives du niveau de la puissance du signal de battement radar qui varie lors du balayage en
fréquence.
II-9 : La modulation pour un décalage en fréquence
Ces deux possibilités de modulations sont prises en compte pour l‟étude et la réalisation des deux
prototypes radar FMCW. Une étude précise du niveau de SER en fonction de la mesure de la grandeur
physique sera abordée dans le chapitre III.
Temps
Fréquence
T
ΔF1ΔF2ΔF3
S11 (dB)
Fréquence
ΔF3ΔF2ΔF1
F0
F0
Décalage en
fréquence
Temps
Fréquence
T
ΔF
S11 (dB)
Fréquence
ΔF
F0
F1
F2
F0 F1 F2
Décalage en fréquence
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 42
II.2.4 Technique de modulation
La technique de modulation en toit, utilise une modulation avec une période composée de deux
intervalles. La fréquence du signal émis augmente au cours du premier intervalle et diminue sur le
suivant. Comme les systèmes radar FMCW permettent à la fois de faire l‟acquisition de l‟information
de distance et de vitesse de la cible dans le domaine fréquentiel, les pentes successives du signal de
modulation sont utilisées pour séparer ces deux informations. La figure 10(a) montre l‟excursion en
fréquence de la transmission Tx et de la réception Rx en fonction du temps pour une modulation en
toit. Le signal émis, en noir, peut être caractérisé par trois paramètres fondamentaux : la bande
passante ΔF, la période de modulation T, et une valeur de fréquence de référence f0. La bande
passante est caractérisée par l‟amplitude de l‟excursion en fréquence définie comme la différence entre
la fréquence la plus élevée et la plus basse. Le signal reçu, en pointillés, est une image retardée du
signal émis, retard correspondant au temps aller retour entre le radar et une cible stationnaire. Ce
signal de réception peut également être décalé en fréquence, due à un décalage Doppler pour une cible
en mouvement.
Le choix de cette modulation en toit est retenu pour ce projet. Les capteurs sont considérés comme
stationnaires mais pourraient à l‟avenir, dans d‟autres applications, avoir une vitesse relative par
rapport au radar qui les interroge. L'analyse qui suit prendra en compte les deux caractéristiques de
distance et de vitesse de la cible. Pour nous affranchir de l‟effet Doppler sur la détection radar d‟une
grandeur physique, la solution serait d‟associer au capteur une référence de mesure de pression ou de
détection de gaz (connectée à une ligne à retard) subissant les mêmes variations de fréquence. Un
traitement de signal adapté pour comparer les niveaux des fréquences de battement de la référence et
du capteur permet ainsi de réaliser la mesure de la grandeur physique indépendamment de la vitesse de
la cible.
Figure II-10 : (a) Modulation en rampe du radar FMCW ; (b) Fréquence de battement
ΔF
Temps
Fréquence
bfbf
bf
Fréquence
Temps
XT
0f
1f
0t
bf
T
Dopplerf
XR
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 43
Tout décalage Doppler du à un mouvement du capteur vers le lecteur radar augmentera la fréquence
du signal Rx. Ceci à pour conséquence que la différence entre les fréquences Tx et Rx est plus faible
sur la demi période montante du signal modulant que sur la deuxième demi période. Lorsque la cible
s‟éloigne du radar, c‟est l‟inverse qui apparait. Cette différence de fréquence qui est la fréquence de
battement fb est illustrée à la figure 10(b). Le récepteur d'un radar FMCW mesure cette différence de
fréquence entre le signal transmis et reçus directement liée à la portée radar et à l‟effet Doppler
constaté. Avant d‟intégrer les équations de portée et de décalage Doppler, certaines équations de base
sont à définir. Le temps de retard t0 entre l‟émission et la réception, pour une distance R entre le radar
et la cible est donné par l‟équation :
0
2Rt
c (16)
Avec la vitesse c (3.108m/s) de l‟onde électromagnétique. On suppose, dans notre cas, que l‟antenne
d‟émission et de réception du radar sont au même endroit ou très proches.
Une vitesse, v, de la cible génère un décalage Doppler de :
2Doppler
vf
(17)
Où λ est la longueur d'onde de l'onde radar transmise. Comme la variation de fréquence est une
fonction du temps, la fréquence émise va croitre de fb pendant le temps de retard de t0 d‟après
l‟équation :
02b
Ff t
T (18)
Ici la fréquence de battement est donnée pour une cible stationnaire. Un décalage Doppler agit sur ce
signal de battement en décalant la fréquence du signal reçu vers le haut, pour une cible se rapprochant
du radar, ou vers le bas pour une cible s‟éloignant du radar. La fréquence Doppler sera dont retranchée
ou ajoutée à la fréquence de battement. Pour une cible se rapprochant, la fréquence de battement
devient :
4b Doppler
F Rf f
T c (19)
Pour une cible s‟éloignant, la fréquence de battement devient :
4b Doppler
F Rf f
T c (20)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 44
Il y aura donc une ambiguïté sur la mesure directe de la fréquence de battement si la cible à un
mouvement depuis une certaine distance du radar.
Cette fréquence Doppler peut toutefois être calculée à partir des deux fréquences de battement fb- et
fb+ par :
2
b bDoppler
f ff
(21)
Est ensuite déduite la vitesse de la cible :
2 2
b bf f
(22)
Avec sa distance R par rapport au radar :
4 2
b bf fcTR
F (23)
Pour plusieurs cibles ou plusieurs capteurs se situant à différentes distances avec des vitesses
d‟évolutions multiples, l‟analyse du signal de battement radar devient complexe.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 45
II.3 Conception des radars FMCW
La conception des radars FMCW est planifiée en plusieurs étapes. Un prototype radar est
premièrement réalisé dans la bande de fréquences S, autour de 3 GHz, afin de valider le principe de
détection de cibles fixes et de vérifier les caractéristiques importantes du radar à prendre en compte
pour la suite de l‟étude. Les premières cibles utilisées seront de simple surface de SER connues ou
d‟antennes chargées par différentes impédances représentants des capteurs dont la charge varie avec la
mesure physique détectée. Ce travail, nous mènera ensuite à un deuxième prototype radar FMCW
utilisé dans la bande Ka, autour de 30 GHz. Ce radar HF aura pour fonction de détecter à distance les
mesures d‟un capteur de pression puis d‟un capteur de gaz réalisés au LAAS.
La réalisation des radars qui dépend des choix imposés sur le système global lecteur-cible est fonction
des applications de l‟étude [9]- [10]. Une première estimation des valeurs des caractéristiques des
cibles à mesurer en prenant en compte l‟environnement de la lecture à distance est la première étape à
la validation des choix des composants pour la réalisation du premier prototype radar.
II.3.1 Le prototype radar à 3GHz
La réalisation de ce radar FMCW à 3GHz a pour objectif de détecter des cibles de faibles Surfaces
Equivalentes radar à des distances proches de 20 mètres. La bande passante du radar pour
l‟interrogation des capteurs, ou cibles chargées doit être large. Cette largeur de bande sera de 10 % soit
300 MHz pour une fréquence radar de 3GHz.
Le Schéma block global d‟un radar FMCW est présenté en figure 11. Il est composé d‟un émetteur,
d‟un récepteur, d‟antennes et d‟une partie pour le traitement de signal.
Figure II-11 : Schéma global du radar FMCW
Des différences importantes dans les caractéristiques de gain, de points de compression et de facteur
de bruit des amplificateurs, de bruits de phase et du contrôle de la bande d‟excursion en fréquence du
VCO, des bandes de fréquences de fonctionnement des composants actifs et passifs, peuvent entraîner
des variations des niveaux de détection de cibles (puissance seuil) et de résolution (en profondeur) du
radar en bande S et en bande Ka.
VCO
Amplificateur
AmplificateursMélangeurFiltre PB
CoupleurAntenne Emission
Antenne Réception
Générateur
CANfft
Picoscope
Emetteur
RécepteurTraitement de signal
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 46
Les 4 parties importantes du radar sont décrites, l‟émetteur, le récepteur, les antennes avec les
composants associés et la partie traitement du signal :
L‘émetteur
Dans la conception du radar, la puissance disponible à l‟émission suivant le type de modulation
utilisée est une caractéristique déterminante. Le choix de la source de l‟émetteur dépendra de la
puissance demandée pour l‟application d‟interrogation des capteurs à distance. Dans les radars, pour
des fortes puissances de plusieurs dizaines de dBm, des générateurs à base de Magnétrons, de
Klystrons ou à tube à ondes progressives sont souvent utilisés. Leur fonctionnement demande des
tensions d‟alimentation de plusieurs dizaines de Volts. Aux puissances plus basses, de l‟ordre de la
dizaine de dBm, des composants VCO (Voltage Controlled Oscillator) sur puces ou à base de
technologie YIG (Yttrium Iron Garnet) sont plus compacts, sont alimentés généralement par des
basses tensions et sont moins coûteux. Ces derniers éléments sont plus faciles à intégrer dans la
conception d‟un lecteur et seront donc utilisés dans la suite de l‟étude.
L‟émetteur réalisé dans ce système radar, est composé principalement d‟un générateur de fonction,
d‟un VCO, d‟un amplificateur de puissance et d‟un coupleur. Le balayage en fréquence est obtenu par
un oscillateur contrôlé en fréquence (ici un circuit Hittite HMC416LP4) [11] fonctionnant dans la
bande de 2,7 à 3,2 GHz, de bruit de phase de -108 dBc/Hz à 100kHz. A ses bornes est appliqué un
signal modulé en toit d‟une période de 1ms fourni par le générateur de fonction AFG 3022 de chez
Tektronix [12]. La courbe du VCO, sur la figure 12 représentant la fréquence en fonction de la tension
appliquée, n‟est pas linéaire sur toute la bande. La résolution en profondeur et la précision de détection
sont directement dépendantes de cette linéarité. Lors des premiers essais du prototype radar, nous
utilisons la partie la plus linéaire de la courbe du VCO comprise entre 3,12 GHz et 3,18 GHz réglée
pour une tension de 8 à 10 V. Dans cette bande, la puissance fournie est comprise entre 2 dBm et
2,4dBm.
Figure II-12 : Fréquences du VCO
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 47
Le récepteur
Le récepteur du radar convertit le signal reçu, présentant une fréquence proche de la fréquence émise
(fonction de la distance et de la vitesse Doppler de la cible) en une fréquence intermédiaire pour être
amplifié, filtré et traité. Cette conversion est réalisée par un mélange entre les voix d‟émission et
réception, en mode homodyne, c'est-à-dire sans y ajouter un deuxième mélange intermédiaire entre les
voies d‟émission et de réception. Le mode hétérodyne est une technique envisageable pour
l‟amélioration du niveau du facteur signal sur bruit du récepteur à condition que l‟oscillateur de
référence présente un bruit de phase important, typiquement inférieur à -100dBc/Hz à 100kHz.
Le récepteur est construit autour d‟un mélangeur passif de référence Hittite HMC128G8 de 10dB de
bruit (égale aux pertes de conversion) et de 40dB d‟isolation OL/RF. La transposition du signal est
réalisée après une amplification par deux amplificateurs (LNA HMC609LC4) de 18dB de gain, de
3,5dB de bruit et du point de compression IP3 de 36dBm. La sortie du mélangeur est filtrée puis
convertie numériquement avant de lui appliquer une FFT pour la visualiser sur le spectre du signal de
battement radar.
Les antennes
Différents modèles d‟antennes sont utilisables par les radars FMCW. Plus la fréquence est haute plus
le choix se restreint aux antennes parabolique, Cassegrain, cornets ou à lentilles. Un compromis est
fait entre le gain de l‟antenne, sa directivité et son mode de polarisation. Nous choisirons des antennes
cornets rectangulaire de 15dBi de gain.
Deux choix de configurations d‟antennes sont possibles. Si une seule antenne est utilisée en émission
et en réception du signal radar, cela oblige la mise en place d‟un circulateur pour séparer les deux
voies. Dans notre application, les pertes entre l‟émission et la réception du signal sont importantes et
sont supérieures au niveau d‟isolation du circulateur, typiquement de -15 dB. Devant ce défaut
d‟isolement et pour éviter la diaphonie, nous opterons donc pour une configuration à deux antennes
cornets à large bande passante fréquentielle séparées de 1m, pour les voies d‟émission et de réception.
II-13 : Antennes cornets à 3GHz espacées de 1m
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 48
Le traitement de signal
Cette partie analysera le signal de sortie radar, après un filtrage analogique et une amplification basse
fréquence. Une conversion analogique numérique puis une transformée de Fourier (FFT) sont
appliquées au signal de battement radar. Cette FFT est réalisée directement par l‟oscilloscope portable
(Picoscope 2205) [13]. Cet appareil permet une visualisation en temps réel du signal de battement
radar, en temporel et en fréquence. Le réglage des niveaux d‟échantillonnage et d‟un deuxième filtrage
numérique intégré à l‟oscilloscope (filtre de Hanning) sont directement accessibles et configurables
dans le menu du logiciel « Picoscope6 ».
Les 4 parties principales du radar décrites précédemment nécessites au cours du montage du prototype
radar d‟un ensemble de composants passifs pour atténuer, coupler, isoler et filtrer le signal utile, reliés
entre eux par des connecteurs et des câbles coaxiaux.
Réalisation et 1ère mesures sur cibles
Pour évaluer les pertes sur une distance entre 20 et 30 mètres, le premier montage sera réalisé en y
intégrant une ligne à retard de 45 m en réception et en interrogeant une cible à l‟extérieur située entre 1
et 7 mètres du radar. La simulation, par le logiciel Advanced design System (ADS), nous montre les
niveaux de puissances et la fréquence de battement attendus en fonction de la distance.
La simulation du système radar à 3GHz prendra en compte les caractéristiques des composants choisis
pour évaluer en sortie, après filtrage, le niveau et la fréquence de battement de la cible interrogée.
II-14 : Schéma de simulation du radar à 3GHz
Dans cette simulation, le niveau de la Surface Equivalente Radar de la cible est de 0dBsm.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 49
II-15 : spectre du signal de battement radar simulé
En prenant en compte les gains des deux antennes cornets, le niveau minimal attendus du signal de la
cible en sortie radar et après traitement est de -48dBm. Les puissances d‟entrées du mélangeur ont été
ajustées précisément, en atténuant de 10dB l‟entrée OL et en vérifiant que le signal détecté par le radar
et amplifié ne dépasse le point de compression de l‟entrée RF du mélangeur (9dBm).
II-16 : Niveaux de puissances mesurées dans la chaine radar
Le tableau 4 présente les valeurs d‟amplitudes et de fréquences mesurées pour des distances comprises
entre 27 et 31 mètre, valeurs auxquelles sera ajoutée 1,5m de câble coaxial de liaison entre les
antennes et le radar.
Tableau II-4: Tableau des amplitudes et fréquence du signal de battement
Distance
radar/cible (m)
Distance réelle
radar/cible (m)
Amplitude max
mesurée (dB)
Fréquence
mesurée Hz
Fréquence
théorique Hz
3 27 -26,5 10000 10281
4 28 -27 10200 10662
5 29 -27,5 10800 11043
6 30 -28,5 11200 11424
7 31 -32 11500 11804
2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 280 30
-115
-110
-105
-100
-95
-90
-85
-80
-75
-70
-65
-60
-55
-50
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-120
-10
freq, KHz
TPA4
.TPA
_Bas
eban
d_Sp
ectru
m
Readout
m1
11.23k
-47.76
m2
TPA4.TPA_Baseband_Spectrum
distance_radar_cible=1.000000
distance_radar_cible=2.000000
distance_radar_cible=3.000000
distance_radar_cible=4.000000
distance_radar_cible=5.000000
distance_radar_cible=6.000000
distance_radar_cible=7.000000
m1
freq=
TPA4.TPA_Baseband_Spectrum=-13.890
distance_radar_cible=1.000000
8.949kHz
m2
freq=
TPA4.TPA_Baseband_Spectrum=-47.757
distance_radar_cible=7.000000
11.23kHz
VCO
HPA
Mélangeur
Filtre PB
Coupleur
Antenne Emission
Antenne Réception
Générateur
CANfft
Picoscope
Atténuateur 10 dBTraitement de signal
Amplificateurs
HPA LNA
Amplificateur BF
Isolateur
Ligne à retard 45m
Atténuateur 5 dB
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 50
Le spectre du signal de battement montré en figure 17 est représentatif d‟une des mesures réalisées à
l‟extérieur du laboratoire, sur la figure 18. La raie de la cible, sur la figure 17 est bien identifiée sur le
spectre du signal de battement radar. La distance de 6m donne une fréquence de battement de 11kHz.
II-17 : spectre de la fréquence de battement pour une distance de 6m
Ce spectre est la réponse expérimentale de la figure 18 réalisée à l‟extérieur sur une cible de 1m2.
II-18 : Expérimentation extérieur du radar
Ces premiers résultats sur le lecteur à 3GHz nous confortent dans l‟architecture du système radar pour
la réalisation d‟un deuxième prototype dans la bande de fréquence Ka.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 51
II.3.2 Le prototype radar à 30GHz
Le deuxième prototype radar dans la bande de fréquence Ka (de 26GHz à 30GHz) de 13 dBm de
puissance d‟émission est plus délicat à réaliser par le choix des caractéristiques précises des
composants et de leurs montages. Ce radar comprend également quatre blocs constitués de l‟émetteur,
des antennes, du récepteur et de la partie traitement de signal.
L‘émetteur
La source de l‟émetteur est également composée d‟un VCO. Nous optons pour un oscillateur
contrôlable en tension de Hittite de référence HMC531LP dont la fréquence mesurée est comprise
entre 13,6 et 15,3 GHz. Il a un bruit de phase de -98dBc/Hz @100KHz. Il est suivi d‟un multiplieur de
fréquence par deux HMC578LC3B.
II-19 : Fréquence du VCO après multiplication par 2
La puissance de sortie de 15 dBm typique du multiplieur, mesurée à 12 dBm, sera atténuée de 15 dB
avant d‟être réamplifiée par un amplificateur de puissance de 16 dB de gain (HMC 499LC4) pour
atteindre à l‟entrée de l‟antenne 13dBm de puissance d‟émission. La deuxième sortie du coupleur
attaque l‟entrée OL du mélangeur par une puissance de 9dBm (13dBm max admissible). Le signal de
modulation en « toit » d‟une période de 1ms, comme pour le radar à 3GHz, est fourni par le générateur
de fonction Tecktronix AFG3022.
La réponse fréquentielle du VCO en fonction de la tension appliquée n‟est pas linéaire sur toute la
bande. Dans la bande 29,5 à 30,1 GHz réglée avec une tension d‟offset de 9V et une amplitude de
2Vpp du signal modulant, la fréquence est relativement linéaire.
25
25,5
26
26,5
27
27,5
28
28,5
29
29,5
30
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
Fré
qu
en
ce (
GH
z)
Tension (V)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 52
Le récepteur
Le récepteur du radar convertit la fréquence du signal rétrodiffusé de la cible en une fréquence basse
via un mélangeur HMC329LC3B. Ce signal est amplifié avant cette conversion par un amplificateur
faible bruit HMC341LC3B de 13 dB de gain puis par un amplificateur de puissance HMC499LC4 de
16dB de gain.
A la sortie du mélange le signal basse fréquence sera amplifié puis filtré, par un filtre passe bas, avant
son traitement de signal. L‟amplificateur BF est réalisé autour du circuit AD8033ARZ de Farnell [14],
pour un gain en tension de 10.
Les antennes
Plusieurs antennes sont utilisées par ce radar suivant le type d‟expérience réalisée sur les capteurs.
Pour des portées courtes, deux antennes cornets large bande sont reliées à l‟émetteur et au récepteur,
photo 20(a) [15]. Elles seront séparées de 17 cm.
Pour des portées plus importantes, de quelques dizaines de mètres, une antenne parabolique
remplacera l‟antenne cornet à l‟émission, photo 20(b). L‟étroitesse du lobe principal de ce type
d‟antenne parabolique à fort gain est déterminante lors d‟une détection de cible. Elle influera
directement la résolution angulaire dans un réseau de capteur.
L‟antenne parabolique de 35 dBi de gain a une largeur du lobe principal de 1m pour une distance de
30m. L‟angle d‟ouverture à -3 dB est de 2 degrés [16].
II-20 : (a) Antennes cornets ; (b) parabole
Le traitement de signal
Après le filtrage analogique passe bas dans une bande inférieure à 1MHz le signal de battement est
convertit numériquement avant l‟application d‟une FFT au sein de l‟oscilloscope « Picoscope ». Le
signal de battement radar est visualisé au travers du logiciel « Picoscope6 » en fréquence et en tension.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 53
Réalisation et 1ère mesures sur cibles
Le schéma synoptique du radar est présenté à la figure 21. Un ensemble de composants comme des
atténuateurs, isolateurs sont placés dans la chaine pour rendre plus stable et optimiser les niveaux de
puissance pour un bon fonctionnement des voies du radar.
L‟architecture de cette chaine radar n‟est pas définitive. Elle pourra être modifiée par placement d‟un
ou deux amplificateurs dans la chaine d‟émission afin d‟adapter une puissance émise de 10 à 20 dBm
à une configuration expérimentale en salle où à l‟extérieur du laboratoire, pour des courtes ou longues
distances. Cette modification aura un impact sur le niveau de puissance à l‟entrée OL du mélangeur
que l‟on devra abaisser suivant la situation de l‟expérimentation.
II-21 : Schéma synoptique du radar à 30 GHz
Tous les éléments de la chaine radar sont assemblés dans un boitier métallique (figure22).
II-22 : Photos du radar
Les alimentations des composants sont réalisées sur deux cartes afin de fournir 10 tensions pour un
courant total de 1,5A Les antennes cornets sont fixées sur une face du bloc pour que l‟ensemble du
radar soit transportable.
VCO
HPA
AmplificateursMélangeur
Filtre PB
Coupleur 3dB
Antenne Emission
Antenne Réception
Générateur
CANfft
Picoscope
X2
Traitement de signal
HPA LNAAmplificateur BF
IsolateurAtténuateur
15dB
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 54
La première mesure de détection radar FMCW millimétrique fut réalisée à l‟extérieur en espace libre,
avec une cible d‟aire 1cm² équivalent à une SER de -30 dBsm. La distance de mesure est comprise
entre 4m et 6m. La cible présentée sur la figure 23(a) est suspendue en hauteur et face au radar sur la
figure 23(b). L‟environnement proche de la mesure est propice au multitrajet de l‟onde radar et donc à
un niveau de bruit ambiant qui est détectable sur le spectre de battement.
(a) (b)
II-23 (a) Positionnement de la cible de 1cm2(carré dans le cercle) ; (b) le radar et la cible
La bande de fréquence radar est comprise dans la partie linéaire du VCO, entre 29,7GHz et 29GHz
soit une excursion de 700MHz pour une résolution en profondeur de 21cm. le signal modulant à une
période de 1KHz. Sur le relevé du spectre de la sortie radar, de la figure 24, nous constatons un
décalage de la fréquence de battement représentatif de la détection de la cible à plusieurs distances du
lecteur. L‟amplitude décroit avec la portée radar et atteint son minimum, au seuil du bruit ambiant de
-45dBm, pour une distance de 7m. Ce palier monte à -40dBm, pour des distances supérieures à 12m.
II-24 : Spectre du signal de battement radar à 3 distances
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200
Am
plit
ud
e d
u s
ign
al d
e b
atte
me
nt
(dB
m)
frequence (KHz)
5m
6m
4m
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 55
D‟autres mesures ont été réalisées pour des portées radar plus grandes avec des cibles de différentes
tailles. Ces cibles sont des bandes métallisées de 7cm2
et 1cm2 placées sur un morceau de scotch entre
deux fils, positionnées à hauteur du radar à une distance de 14 m. Nous remplacerons l‟antenne cornet
d‟émission par une antenne parabolique de 35 dBi de gain afin d‟améliorer les niveaux de détection de
21dB.
II-25 : Le radar avec une antenne parabolique (émission) et une antenne cornet (réception)
Nous constatons une variation du niveau du signal de battement radar suivant le type de cible mesurée.
La fréquence de battement pour une distance de 14 m est de 140 KHz avec une incertitude de mesure
de 5KHz qui correspond à une incertitude sur la distance de 60cm. Le niveau du signal de la cible de
1cm2 est de -32 dBm et l‟écart de mesures avec son seul support est de 14 dB.
II-26 : Spectre du signal radar pour une distance de 14m
A une distance de 14 m, une détection d‟une cible passive de valeur de SER de-30dBsm est donc
possible avec ce radar FMCW. Nous constatons également que la mesure en espace libre, dans cette
configuration de l‟expérience, diminue le niveau du palier spectral à -60dBm par rapport aux
précédentes mesures (figure 24).
-100
-90
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 5 5,5 6
Am
plit
ud
e d
u s
ign
al r
adar
(d
Bm
)
Fréquence (MHz)
support scotch à 14mcible métal 70X10mm cible métal 10X10mm
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 56
Linéarisation du VCO
Des corrections sont apportées à ce radar pour améliorer la linéarité de la réponse tension/fréquence du
VCO [17]-[18]-[19]. La technique utilisée est une correction du VCO par une boucle à verrouillage de
phase. Cette PLL (Phase Locked Loop) permet d‟asservir la phase d‟un oscillateur local à celle d‟un
signal extérieur.
II-27 : Schéma synoptique de la PLL
Comme le montre la figure 27, une boucle à verrouillage de phase se compose d'un oscillateur qui
génère une référence stable. Il s'agit d'une des entrées au niveau du détecteur de phase. L‟autre entrée
provenant d‟un VCO dont la fréquence est divisé par N. Le détecteur compare les phases du signal de
référence et du signal venant du diviseur pour donner un courant de sortie proportionnel à l‟écart
détecté. Ce courant est ensuite multiplié par l‟impédance du filtre. La tension d‟entrée aux bornes du
VCO est donc une tension d‟ajustement, proportionnelle à la variation de phase, qui tend à stabiliser la
fréquence de sortie de l‟oscillateur.
La fréquence de référence est imposée par un synthétiseur numérique du commerce de référence
AD9910 d‟Analog Devices monté sur carte [20]. Il possède un accumulateur de 32 bits, un
convertisseur de sortie de 14 bits et une fréquence de travail maximale de 400MHz. La résolution
fréquentielle est définie par l‟équation 24, avec p, le pas incrémental de l‟accumulateur et une
fréquence d‟horloge F de 1GHz fournit par un VCO de marque Crystek La résolution fréquentielle est
de 23mHz.
log3223
2Hor e
pF F mHz
(24)
La carte AD9910 peut également générer un signal en modulation de fréquence en dent de scie utile à
notre application radar. Elle sera directement reliée à l‟ensemble d‟une PLL que constitue le
composant HMC535LC4 de Hittite. Cette PLL présente une fréquence de sortie comprise entre
14,7GHz et 15,4GHz. Avec un diviseur de 64, la fréquence de référence doit donc avoir une excursion
de 10MHz pour une fréquence initiale de 230 MHz. Le bruit de phase de cette PLL est de -110dBc/Hz
@100kHz.
Nous appliquerons ces différentes valeurs dans le logiciel dédié à la configuration de la carte DDS.
Comparateur de
phase
Diviseur par N
Filtre passe bas VCOFréquence de
référence
Carte DDS AD9910
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 57
Après calcul, la période du signal modulant est de 80ms. Cette période est très forte en comparaison de
la valeur de 1ms prise à l‟origine pour le radar FMCW. Son effet à pour conséquence de diminuer la
fréquence de battement radar, dans une partie du spectre généralement très bruitée. L‟excursion
fréquentielle linéaire du VCO sera par contre fortement augmentée, améliorant ainsi la résolution en
profondeur de la détection.
II-28 : la carte DDS 9910 avec l’horloge et la PLL
Nous mesurons bien des fréquences de 14,1 GHz et 15,4 GHz à la sortie de la PLL pour des
fréquences correspondantes de la carte DDS de 220 MHz et de 241 MHz. Comme montre la figure 29,
sur cette échelle de 1,3 GHz, le VCO présente une réponse fréquentielle sous forme de droite avec une
puissance de sortie de 9dBm et une période du signal modulant de 80 ms.
II-29 : Courbe de réponse de la PLL (trait plein) avec la courbe affine y de tendance (pointillés)
y = 62,323x + 0,3856R² = 0,9978
14
14,2
14,4
14,6
14,8
15
15,2
15,4
15,6
15,8
0,215 0,22 0,225 0,23 0,235 0,24 0,245
Fré
qu
en
ce d
e s
ort
ie P
LL (
GH
z)
Fréquence de référence (MHz)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 58
La linéarité de la courbe de la PLL a été comparée à une fonction affine y=ax+b afin de déterminer le
coefficient de corrélation.
II-5 : valeurs statistiques de la réponse fréquentielle de la PLL
La valeur d'erreur type
correspondant au coefficient a 62,323 0,386
La valeur d'erreur type correspondant
au coefficient b
écart-type
de la fréquence de référence 0,619 0,143
écart-type
de la fréquence de sortie
coefficient de corrélation R² 0,998 0,021 Erreur type pour la valeur estimée de la
fréquence de sortie (écart type des résidus)
Le coefficient de corrélation de 0,998 est très proche de 1 avec une erreur type de la fréquence de
sortie de 0,021GHz soit 0,14% de 15GHz. La courbe de la PLL est donc relativement linéaire.
En multipliant la fréquence par deux, l‟excursion de 2,6 GHz donne une résolution de 6cm, donnée
acceptable pour rendre possible la réalisation futur de lignes à retard pour la configuration en réseau de
capteurs passifs (Chapitre IV).
Deux cartes électroniques ont été de nouveau conçues pour regrouper l‟ensemble des alimentations des
composants du radar et de la carte DDS.
Traitement du signal de battement : Méthode de Welch
La détection radar des capteurs est sensible au bruit engendré par les composants du lecteur et de
l‟environnement extérieur proche du système. Pour améliorer la sensibilité de cette mesure, il est
nécessaire, en parallèle de l‟optimisation du montage radar, de développer des algorithmes de
traitement de signal sur l‟écho des capteurs mesurés [21]-[22].
Ce traitement consiste donc à retrouver la fréquence du signal de battement du radar FMCW à partir
du signal temporel observé.
D‟une part nous avons traité le signal temporel sans filtrage, puis avec un filtre passe bande, pour
tenter d‟éliminer le bruit autour de la fréquence de la détection d‟une cible. Différents types de filtres
ont été appliqués au signal pour évaluer le plus favorable à l‟application.
Un deuxième traitement de signal est ensuite réalisé par l‟algorithme de Welch (Annexe A). Son rôle
est de permettre une bonne estimation de la fréquence de détection de la cible à partir du signal radar
temporel. Cet estimateur est simple à mettre en place et donne des résultats de mesures en temps réel.
Cet algorithme est fondé sur la méthode du périodogramme qui estime la densité spectrale de
puissance P d‟un signal S échantillonné de durée finie de longueur N.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 59
2( )FFT S
PN
(25)
Pour mieux séparer le signal du bruit, la longueur d‟un signal est divisée en un certain nombre de
blocs sur lesquels le périodogramme simple est appliqué successivement. La moyenne des différents
périodogramme est ensuite calculée.
La méthode Welch utilise le principe du périodogramme moyenné mais avec une fenêtre de forme
rectangulaire glissant sur le signal, d‟échantillon en échantillon.
Un programme Matlab a été réalisé pour appliquer ce traitement de signal directement à la sortie de
l‟oscilloscope numérique, le Picoscope 2205 (Annexe B).
II.4 Conclusion
Les radars dans la bande S et Ka sont bien réalisés et les premières mesures sur des cibles de faible
surface nous confortent pour la suite de l‟étude. De l‟équation radar qui prend en compte les
caractéristiques typiques de composants utilisés dans un radar FMCW (facteur de bruit F des
amplificateurs, des gains des antennes, des niveaux des puissances émises, du rapport S/N, de la bande
fréquentielle du récepteur) les puissances émises pour des portée de 20m puis de 30m ont été évaluées
à 33dBm et 40dBm. Ces niveaux de puissance sont très forts. L‟utilisation d‟une antenne de fort gain
(35dBi), comme l‟antenne parabolique, a permis de disposer d‟une puissance d‟émission de 10dBm
pour détecter une cible de 1cm2 à 14m.
Pour des portées plus grandes, la cible devra rétrodiffuser le signal radar à un niveau plus important.
Son niveau de SER devra donc augmenter.
Les cibles qui vont être étudiées dans le prochain chapitre, ne sont plus de simples surfaces. Ce sont
des composants dont le niveau de la rétrodiffusion varie en fonction de la mesure physique détectée.
Leurs SER sont donc variables et ces modifications de grandeurs physiques sont susceptibles d‟être
détectées par le radar. Cette SER sera également dépendante du gain de l‟antenne connectée au
capteur. C‟est sur le niveau de ce gain d‟antenne que la portée de 30m pourra finalement être atteinte.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 60
Références
[1] S. Piper, “Receiver frequency resolution for range resolution in homodyne FMCW radar,” in Telesystems
Conference, 1993. 'Commercial Applications and Dual-Use Technology', Conference Proceedings.,
National, p. 169-173, 1993.
[2] E. Knott, J. F. Schaeffer, et M. T. Tuley, Radar Cross Section, 2 éd. SciTech Publishing Inc, 2004
[3] J. Colin, Le radar. Théorie et pratique. Ellipses Marketing, 2002
[4] M. Skolnik, Radar Handbook, Third Edition, 3 éd. McGraw-Hill Professional, 2008.
[5] L. Ippolito, “Radio propagation for space communications systems,” Proceedings of the IEEE, vol. 69, n°.
6, p. 697-727, 1981.
[6] http://www.itu.int/ITU-T/index-fr.html
[7] L. Thourel, Initiation aux techniques modernes des radars. Cepadues, 1982.
[8] M.M. Jatlaoui, P. Pons, H. Aubert „Pressure Microsensor Based On Radio Frequency Transducer‟
International Microwave Symposium, Atlanta, 15-20 June, 2008-10-24
[9] N. Galin et al., “2 – 8 GHz FMCW radar for estimating snow depth on antarctic sea ice,” in Radar, 2008
International Conference on, p. 276-281, 2008.
[10] Jing Chunguang et Yang Xiaobo, “A front-end of FMCW anticollision radar,” in Microwave and Millimeter
Wave Technology, 2000, 2nd International Conference on. ICMMT 2000, p. 568-571, 2000.
[11] http://www.hittite.com/
[12] http://www2.tek.com/cmswpt/psdetails.lotr?ct=PS&cs=psu&ci=13567&lc=FR
[13] http://www.picotech.com/oscilloscope.html?source=Google
[14] http://fr.farnell.com/
[15] http://www.miwv.com/
[16] http://www.satimo.com/
[17] A. Stove, “Linear FMCW radar techniques,” Radar and Signal Processing, IEE Proceedings F, vol. 139, n°.
5, p. 343-350, 1992.
[18] M. Pichler, A. Stelzer, et C. Seisenberger, “Modeling and simulation of PLL-based frequency-synthesizers
for FMCW radar,” in Circuits and Systems, 2008. ISCAS 2008. IEEE International Symposium on, p. 1540-
1543, 2008.
[19] S. Scheiblhofer, S. Schuster, et A. Stelzer, “High-Speed FMCW Radar Frequency Synthesizer With DDS
Based Linearization,” Microwave and Wireless Components Letters, IEEE, vol. 17, n°. 5, p. 397-399, 2007.
[20] http://www.analog.com/en/rfif-components/direct-digital-synthesis dds/ad9910/products/product.html
[21] M. Pichler, A. Stelzer, et C. Seisenberger, “Modeling and simulation of PLL-based frequency-synthesizers
for FMCW radar,” in Circuits and Systems, 2008. ISCAS 2008. IEEE International Symposium on, p. 1540-
1543, 2008.
[22] C. Wagner, A. Stelzer, et H. Jager, “PLL Architecture for 77-GHz FMCW Radar Systems with Highly-
Linear Ultra-Wideband Frequency Sweeps,” in Microwave Symposium Digest, 2006. IEEE MTT-S
International, p. 399-402, 2006.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
II Le Lecteur Radar
Page 61
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 62
Chapitre III
Etude de la Surface Equivalente Radar
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 63
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 64
III. Etude de la Surface Equivalente Radar
La grandeur qui caractérise le degré de réflectivité d‟une cible soumise au champ électromagnétique
de l‟onde radar est appelée Surface Equivalente Radar (SER).
Par définition, la SER correspond à une surface d‟une cible fictive qui, illuminée par une densité de
puissance identique à celle d‟une cible réelle, rétrodiffuserait un écho de même puissance que celui
reçu réellement par le récepteur [1].
Dans notre étude, cette SER est donc sensible à une surface fictive du capteur. Pour que la variation de
mesure faite par le capteur puisse être mesurée par le radar, le changement du niveau de SER implique
une modification géométrique ou un changement des propriétés électromagnétiques de la cellule de
mesure. La variation de surface du capteur en fonction d‟une mesure physique est impossible sur les
types de capteurs réalisés. Leurs tailles de quelques millimètres carrés sont beaucoup trop faibles pour
le type d‟interrogation radar que nous souhaitons. La solution consiste à utiliser les propriétés
électromagnétiques des capteurs passifs de pression et de gaz réalisés.
La transduction Radio Fréquence de ces capteurs fut conçue pour que la quantité physique qu‟ils
mesurent soit corrélée à un décalage fréquentiel dans leurs réponses, en transmission ou en réflexion.
Ainsi, pour chaque position fréquentielle de la fréquence de résonance des capteurs correspond une
valeur de pression ou de présence de gaz.
Ce changement des propriétés de la cellule à la détection de pression ou de gaz va avoir également une
influence sur l‟impédance d‟entrée du capteur. Toute détection entrainera donc une modification du
niveau du coefficient de réflexion du port du capteur connecté à l‟antenne, dans une échelle de valeurs
absolues comprises entre 0 et 1.
Ces deux valeurs extrêmes expriment que l‟onde radar est soit totalement absorbée soit totalement
rétrodiffusée par la cible. La variation de mesure aura donc un impact direct sur le niveau de puissance
de l‟écho de la cible et donc de sa SER.
Dans le chapitre précédent, nous avions présenté la capacité du prototype radar FMCW à détecter des
cibles réduite de 1cm2 sur une portée de 14 m. L‟étude décrite dans ce chapitre, montre que ce radar
FMCW est capable de détecter une antenne chargée par un capteur sur des distances supérieures à 20
m. Cette portée va dépendre essentiellement du niveau de rétrodiffusion de la cible, donc de sa Surface
Equivalente Radar. Nous comprenons que pour une SER forte, à un niveau de puissance constant en
émission et en réception radar, nous aurons une grande portée et inversement. Mais pour le système,
une SER forte ne signifie pas pour autant une précision des mesures de pression ou de gaz. La notion
de sensibilité apparaît comme une caractéristique primordiale du système. Elle sera donc étudiée en
parallèle de la portée radar et de la SER, caractéristiques qui sont dépendantes des impédances
d‟entrées du capteur.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 65
Quelques notions théoriques sur la SER de ces cellules seront abordées avant de réaliser une série de
mesures radar à distance, des capteurs de pression et de détection de gaz.
III.1 Schéma électrique du capteur avec son antenne
Le capteur est assimilé à une charge connectée à sa propre antenne [2]. Lorsque cette charge n‟est pas
adaptée à l‟antenne, une partie de l‟énergie de l‟onde incidente émise par le radar et que reçoit le
capteur est re-rayonnée. Cette quantité de rayonnement réémis est fonction du courant et de la
puissance fournie à l‟antenne de la cible. Leurs niveaux seront évalués sur la base des caractéristiques
du schéma équivalent de la cible présentée sur la figure 1.
Figure III-1. Schéma équivalent de la cible
Ce circuit est composé de trois éléments :
Un générateur de Thévenin représentant l‟antenne est composé d‟une source de tension Veff
avec son impédance interne ZA. Le courant circulant dans le circuit est le courant induit par le
rayonnement électromagnétique radar.
une charge externe ZL, connectée aux bornes du générateur, représente le capteur ou tout autre
circuit électronique passif.
Une liaison entre l‟antenne et la charge. Celle-ci est soit inexistante soit de très courte
longueur au regard de la longueur d‟onde de 1cm du circuit lorsque le capteur est directement
relié à son antenne. Dans le cas d‟une liaison de grande longueur, par exemple un câble
coaxial, ses propriétés RF seront prise en compte dans le calcul du circuit de la cible.
Le schéma électrique équivalent de la cible nous montre que les impédances complexes de l‟antenne et
du capteur vont intervenir dans le calcul de la SER totale détectée par le radar.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 66
III.2 SER structurale et SER de mode antenne
Une formulation donnée par Hansen [3], par l‟équation 26, montre l‟existence de deux paramètres de
SER intervenant dans deux modes, le mode de structure et le mode antenne qui définissent la SER
totale d‟une cible.
2
(1 ) jS A A e
(26)
A L
AA L
Z Z
Z Z (27)
la SER de mode de structure σS : C‟est la SER totale lorsque la charge de l‟antenne est fermée sur
un court-circuit (coefficient de réflexion de 1).
D‟après Hansen, la SER de mode de structure n‟est pas vue par le radar comme une surface
géométrique de l‟antenne. C‟est une référence de base de son équation définissant la SER
lorsqu‟une antenne est chargée avec un court-circuit.
Une autre formulation de la SER d‟une cible (équation 28) utilise une charge adaptée comme
référence pour le calcul du mode de structure. Cette équation sera avantageusement utilisée dans la
suite du chapitre, pour le calcul de la SER totale des cibles.
La SER de mode d‟antenne σA: Celle-ci est intégrée à la partie corrective de la SER totale. Elle est
fonction du coefficient de réflexion de la charge et de la phase Ф avec la SER de mode de
structure.
La SER totale de la cible est décrite par des équations récapitulées dans le tableau 1, suivant le type de
charge connectée.
Tableau III-1 : SER en fonction de la charge RL
RL ΓA SER Observations
RA 0 2
j
S A e
0 1 S structurale
-1 2
2 j
S A e
Une autre formulation de la SER pourra également être utilisée pour la suite de l‟étude des capteurs
par l‟équation 28 avec ZA l‟impédance complexe de l‟antenne et ZL celle du capteur. Ici, la référence
de SER n‟est plus un court-circuit mais une charge adaptée [4]-[5].
2 2 2
2
A A
A L
G R
Z Z (28)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 67
Lorsqu‟une charge adaptée est connectée à une antenne, l‟énergie de l‟onde reçue par la cible est en
grande partie absorbée par cette charge. La forme géométrique de l‟antenne, son matériau et son
orientation par rapport au radar permettent une rétrodiffusion d‟une infime partie de cette énergie.
Pour une charge accordable avec l‟antenne, la SER est définie par l‟équation 29.
2 2 2
2( )
A A
A L
G R
R R (29)
Cette SER dépendra également des charges connectées à l‟antenne (tableau 2).
Tableau III-2 : SER en fonction de la charge RL
RL SER Observations
RA
2 2
4
AG structurale
0
2 2
AG
0
Nous avons donc deux modes décrivant la SER d‟une cible, un mode de structure et un mode
d‟antenne qui seront mesurés à distance. Pour calculer ces SER avec les signaux relevés sur la sortie
radar, nous appliquerons les deux équations 30 et 31 faisant intervenir les rapports de puissances
mesurées et la valeur d‟une SER de référence σ0, d‟un trièdre ou d‟une sphère métallique.
2
0 00 0
S SS
E P
E P (30)
2
0 00 0
A AA
E P
E P (31)
Toute la formulation précédente est utilisée dans la suite de l‟étude sur la caractérisation en termes de
portée et de sensibilité du système radar/capteur et dans la partie « mesures » où nous comparons les
SER théoriques aux SER mesurées des capteurs de pression et de détection de gaz.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 68
III.3 Etude de la SER appliquée aux capteurs
Les niveaux de Surface Equivalente Radar (SER) des capteurs, déduites de leur variations
d‟impédance, sont représentatifs des niveaux de mesures de pression et de détection de gaz.
La figure 2 nous montre que la détection du capteur sur signal de battement radar est décrite par les
paramètres suivants.
La fréquence de battement du pic de détection nous donne la position du capteur par rapport
au radar car elle est fonction du retard de transmission entre l‟émission et la réception après
réflexion sur la cible. C‟est un paramètre déterminant dans l‟identification de capteurs au sein
d‟un réseau sans fil.
L‟amplitude de la raie fréquentielle est l‟image du niveau de SER détectée. Toute variation de
la grandeur physique détectée par le capteur comme la pression ou la détection de gaz, est
mesurable par l‟amplitude de cette la raie.
III-2 : Signal de battement de l'interrogation radar
III.3.1 1er Cas d’étude
Dans le cadre de cette première étude, nous considérons un système idéal où l‟antenne est purement
radiative et le capteur de charge ZL une réactance pure. Pour évaluer la variation de la Surface
Equivalente Radar du capteur en fonction de la mesure physique qu‟il détecte, considérons le schéma
équivalent du capteur suivant.
III-3 : schéma équivalent du capteur ZL =jXL avec son antenne
SER
Fréquence de battement
σ
position du capteur
Lecteur
radar
capteur
~ZL = jXL
ZA = RA
ZANTENNE
ZCAPTEUR
V eff
ZL= RL + jXL
ZA= RA
Antenne
capteur
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 69
La SER
La résistance d‟antenne, ZA= RA est connectée au capteur de réactance pure ZL= jXL. Cette partie
réactive est variable suivant la grandeur physique détectée par la cellule de mesure. La Surface
Equivalent Radar σ du capteur, dépendant des paramètres de charge, sera donc également variable et
sera exprimée en fonction des paramètres de gain de l‟antenne et de la longueur d‟onde du signal de
transmission.
2 2 2
2 2
capteur A
A L
G R
R X (32)
La valeur maximale de SER, exprimée sur la longueur d‟onde au carré, est atteinte pour une
réactance nulle. Par exemple, pour un gain de l‟antenne de 0 dBi, ce niveau atteint 0,32.
2
max
2
capteurG
(33)
Figure III-4: courbe de la SER en fonction de la charge XL
La portée radar
La portée entre le lecteur et le capteur, exprimée sur la longueur d‟onde, est définie comme la racine
quatrième du rapport des puissances d‟émission et de réception du signal et fonction des
caractéristiques de charge de la cible et des gains des antennes utilisées.
2 24 2
4 2 24
(4 )
radar capteur émise A
reçue A L
G G P RD
P R X (34)
La portée maximale du radar est exprimée pour une valeur de puissance seuil de détection
2 24
max
44
(4 )
capteur radar émise
seuil
G GD P
P (35)
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
0.35
0.4
SER / lambda2 = f(XL)
XL (Ohms)
SE
R / la
mb
da2
(d
Bsm
/m2)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 70
La sensibilité
La sensibilité du système complet, composé du radar et du capteur, est le rapport de la variation
relative de SER détectée par le lecteur par celle de la valeur de réactance de la cellule de mesure. Ces
valeurs d‟impédance pourront être déduites de la courbe caractéristique du capteur définie par la
réactance en fonction de la grandeur physique mesurée (pression, concentration en gaz, température).
2
2
1L L
A
L
SX X R
X
(36)
III-5 : courbe de la sensibilité S en fonction de la charge
Cette sensibilité présente une tendance opposée à la portée radar. Pour une sensibilité forte, nous
avons une faible portée, et inversement. Un compromis sur le choix des valeurs de ces deux
paramètres devra être fait lors de la conception du système.
44
12
MAXDD S
(37)
La portée maximale est définie à une puissance seuil Pseuil du radar. Pour une certaine sensibilité S, le
calcul de la portée atteinte permet de remonter à la valeur de la réactance XL.
2 24
44 1
2(4 )
capteur radar émise
seuil
G G PD S
P (38)
4
1MAXL A
DX R
D (39)
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 5000
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
1.6
1.8
2Sensibilité = f(XL)
XL (Ohms)
Se
nsib
ilité
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 71
La figure 6 montre deux droites de portées pour lesquelles, à sensibilité identique, une portée
maximale (trait continu) et une portée moindre (trait en pointillé) sont définies. Les pentes de ces
droites sont fonction du gain de l‟antenne du capteur. La puissance émise est de 13dBm avec une
puissance seuil de -80dBm et des gains des antennes du radar de 35dBi en émission et 14dBi en
réception.
Figure III-6 : La portée en fonction de la sensibilité
Ces droites sont obtenues en considérant le système global comprenant le radar et le capteur. De ces
droites sont établies les échelles de portée et de sensibilité limites possibles en fonction d‟un cahier des
charges du système. Les variations de charges du capteur sont ensuite déduites d‟une partie de cette
droite délimitée par les points de portée et de sensibilité maximale.
Ces deux points seront définis par une distance minimale Dmin associée à une sensibilité maximale Smax
et par distance maximale Dmax avec une sensibilité minimale Smin.
L‟ensemble des solutions de portée et de sensibilité est donc représenté par le triangle délimité par les
droites passant par Smin, Dmin et la droite limite du système. L‟échelle des charges du capteur sera
déduite de cet ensemble de solutions.
Figure III-7 : Droite de caractérisation du système global radar/capteur
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 20
0.5
1
1.5
2
2.5
3x 10
13 portee4 / lambda
4 = f(S)
Sensibilité
po
rte
e4 / la
mb
da
4
Gain antenne capteur de 15dBi
Gain antenne capteur de 10dBi
Portée
SensibilitéSmaxSmin
(Dmax /λ)4
(Dmin /λ)4
Droite du système radar/capteur
Segment du cahier des charges du système
radar/capteur
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 72
Les valeurs de Surface Equivalente Radar du capteur sont ensuite calculées par les paramètres de
portée et de sensibilité trouvés précédemment. Ainsi, de la distance Dmin et de la sensibilité Smin sont
déduites les valeurs maximale et minimale de la SER du capteur par les équations 40 et 41.
42 3min
min 2
(4 ) seuil
émiseradar
P D
PG (40)
2 2
minmax 1
2
capteurG S
(41)
L‟échelle des valeurs de réactance XL est déduite des valeurs limites de SER.
2 2
1capteur
L A
GX R
2 2capteur
CC
Gavec
(42)
minmax
1CCL AX R
maxmin
1CCL AX R
(43)
A partir d‟un cahier des charges précis sur la portée et la sensibilité du système global radar/capteur,
les valeurs de réactance XL, dans ce premier cas d‟étude, sont calculables par les équations 42 et 43.
L‟étude et la réalisation d‟un capteur consistent donc à trouver la relation entre l‟échelle des valeurs de
la réactance et celle de la grandeur physique P à mesurer avec une transduction qui apporte la
sensibilité recherchée par le capteur.
min min( )LX f P
max max( ) Let X f P
(44)
III.3.2 2ème cas d’étude
Le deuxième cas étudié est un capteur présentant des pertes réelles. Son impédance ZL est donc
composée d‟une charge RL et d‟une réactance XL.
III-8 : Schéma électrique du capteur ZL =RL+jXL avec son antenne
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 73
La SER
La SER est fonction de cette nouvelle impédance donnée par l‟équation 45. La SER σCC est définie
pour une antenne dont la charge est un court-circuit.
2
2 2( )
ACC
A L L
R
R R X (45)
2 2
capteur
CC
G
(46)
La représentation de la SER sur la figure 9, montre bien un niveau maximum dans le cas d‟une
impédance nulle.
III-9 : La SER en fonction de la charge RL et de la réactance XL
La portée radar
La portée radar est exprimée par l‟équation 47, en fonction des mêmes caractéristiques des antennes
utilisées et de ses puissances émise et reçue du premier cas d‟étude.
2 24 2
4 2 24
(4 ) ( )
radar capteur émise A
reçue A L L
G G P RD
P R R X (47)
La sensibilité
La sensibilité du système radar/capteur est difficile à déterminer dans ce cas d‟étude car la variation
relative de la SER est fonction des deux variations relatives des termes de l‟impédance du capteur.
2
2 2 2 2
2( ) 2
( ) ( )
A L L L L L
L LA L L A L L
R R R R X X
R XR R X R R X (48)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 74
Dans le cas d‟une charge RL tendant vers 0 et d‟une réactance XL très grande, nous retrouvons la
même sensibilité de la cible, de valeur 2, identique au premier cas d‟étude.
2
2 2
2( 0) LL
LL A L
XXS R
X R X (49)
2
( 0)( )
LLL
L A L
RRS X
R R R (50)
Pour résoudre ce problème, la solution est de donner une valeur constante à l‟un des deux termes de
l‟impédance. Cette solution donne deux sensibilités données par les équations 51 et 52.
1 2 2
2( )( )
( )
A L LLL
L A L L
R R RRS X cte
R R R X (51)
2
2 2 2
2( )
( )
LLL
L A L L
XXS R cte
X R R X (52)
Ainsi pour répondre à un cahier des charges lors de la réalisation d‟un capteur, un concepteur devra
prendre en compte l‟ensemble des paramètres de la chaine radar pour spécifier les caractéristiques de
la cellule de mesure.
La sensibilité du système complet ne peut pas être établie uniquement à partir de celle du capteur mais
plutôt de façon global, en prenant en compte tous les éléments de la chaîne.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 75
III.4 Détection avec les radars réalisés
Avant l‟utilisation des radars pour l‟interrogation à distance de capteurs, nous évaluons, dans un
premier temps, le niveau minimum de puissance de détection d‟une cible par le prototype radar réalisé.
Plusieurs simulations et mesures vont estimer ce niveau de puissance seuil pour une portée maximale
du lecteur. Cette portée a pour paramètres variables la fréquence du signal de communication et les
gains des antennes du radar et du capteur.
Pour le calcul de cette puissance nous supposons que le radar est dans une configuration bistatique (A
deux antennes) et que l‟antenne de la cible est reliée à une charge. Les antennes utilisées pour le radar
ont un gain et une directivité adaptés aux diverses configurations de mesures expérimentales réalisées
soit à l‟extérieur du laboratoire sur de longues portées, soit en salle pour l‟interrogation à courte
distance de capteurs.
Nous considérons également que la rétrodiffusion de l‟onde radar par la cible est maximale. Ce cas
idéal est obtenu soit par l‟utilisation d‟un réflecteur (trièdre rectangulaire, sphère) soit par une antenne
chargée par un court-circuit d‟après les formulations de la SER.
Pour l‟évaluation de cette puissance seuil, le système radar est composé de deux antennes cornets de
14 dBi de gain avec une puissance d‟émission de 13 dBm. Le gain de l‟antenne de la cible est de 0
dBi. Le graphique de la figure 10, obtenue en appliquant l‟équation radar, présente le niveau de
puissance seuil Pseuil du radar en fonction de la distance à deux fréquences du signal, à 3GHz et à
30GHz.
III-10 : Puissance seuil en fonction de la distance
Les puissances seuils sont très faibles pour de longues portées.
0 10 20 30 40 50-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
Distance (m)
Pseuil
(dB
m)
3 GHz
30 GHz
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 76
Remplaçons l‟antenne cornet d‟émission par une antenne parabolique de 35 dBi de gain afin
d‟augmenter cette portée radar. Le tableau 3 est un récapitulatif des niveaux de puissance seuils pour
différents gains d‟antennes et de portée radar.
Tableau III-3 : Puissance seuil en fonction de la distance radar/cible
Puissance seuil (dBm)
Antenne Tx/Rx =
14dBi/14dBi
Puissance seuil (dBm)
Antenne Tx/Rx = 35dBi/14dBi
Distance (m)
radar / cible à 3 GHz à 30 GHz à 30 GHz
1m -18,1 -38,2 -17,2
5m -46,2 -66,2 -45,2
10 m -58,2 -78,2 -57,2
20 m -70,2 -90,2 -69,2
30 m -77,3 -97,3 -76,3
En remplaçant l‟antenne cornet d‟émission par une antenne parabolique, nous avons un accroissement
de la puissance seuil de 21 dB. A 30GHz, le niveau atteint de cette puissance est de -77 dBm pour une
distance de 30m. C‟est le niveau acquit pour le prototype radar FMCW à 3GHz avec des antennes
cornets de 14 dBi et pour une même distance. L‟antenne parabolique semble donc utile pour l‟analyse
des cibles à ces distances (autour de 30m) et pour de très hautes fréquences.
En gardant cette configuration du radar à 30GHz, modifions le gain de l‟antenne cible de -10dBi à
20dBi. Comme le montre la figure 11, pour atteindre un niveau de puissance seuil acceptable, toujours
à une distance de 30m, le gain de la cible doit être supérieur à 0 dBi.
Figure III-11: Puissance seuil en fonction de la distance et du gain de l’antenne du capteur variable
0 10 20 30 40 50-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
20
40
X: 30
Y: -36.28
Distance (m)
Pseuil
(dB
m)
X: 10
Y: -17.2
X: 30
Y: -96.28
X: 10
Y: -77.2
-10 dBi
0dBi
10 dBi
20 dBi
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 77
Le niveau de la puissance seuil est vu sur le spectre fréquentiel du signal de battement radar comme le
niveau minimum détectable, au niveau du bruit, pour une distance la plus grande possible. Afin de
valider les résultats précédents, une mesure à grande distance est testée avec le radar en bande Ka
(30GHz). Pour cette expérience, figure 12, nous choisissons comme cible un réflecteur trièdre
rectangulaire de 25cm de coté, de valeur de SER de 31,7 dBsm, positionné sur le sol à 30 m du radar.
Figure III-12: Réflecteur positionné à 30m du radar
Sur le signal de battement radar, à la figure 13, la raie spectrale de l‟écho du réflecteur de 25cm à pour
amplitude -11 dBm avec une puissance émise du radar de 13 dBm. La distance de 30 m est lue sur le
spectre par une fréquence de 265 KHz.
Figure III-13 : Echos de réflecteurs sur le signal de battement radar
Le niveau de la raie du réflecteur de 25cm sur le spectre du signal de battement correspond à une
puissance Preflecteur de -38,3 dBm détectée par le radar pour une distance de 30m suivant l‟équation 53.
2 2
3 4(4 )
radar émiseréflecteur réflecteur
G PP
D (53)
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7
Niv
eau
du
sig
nal
de
bat
tem
en
t R
adar
(d
Bm
)
Fréquence (MHz)
Aucun reflecteur
Réflecteur de 25cm - 30m
Réflecteur de 5cm - 30m
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 78
Le niveau minimum de -50 dBm du signal de battement radar autour de 30m correspond donc à une
puissance seuil détectable de -77 dBm. Cette valeur est également retrouvée avec le niveau du signal
de battement radar d‟un réflecteur trièdre rectangulaire de 5cm de coté et de 3,7 dBsm de SER. A cette
puissance seuil, le niveau de SER minimum à 30m est de -7,2 dBsm.
Le radar FMCW semble donc particulièrement sensible à de faibles puissances de réception et peut
détecter une SER équivalent à une cible de 19cm2 à 30 m.
Pour vérifier et valider ces premières données, nous interrogeons une cible composée d‟une antenne de
20 dBi de gain positionnée au sol à une distance de 30 m et sur laquelle nous connectons différentes
charges. Suivant le type de charge, une charge de 50 Ohms, une charge circuit ouvert ou court-circuit,
le niveau du signal de battement radar est fluctuant comme le montre la figure 14. Aucun signal du
cadre n‟est présent lorsque la cible n‟est pas positionnée.
III-14 : Antenne cornet connectée à différentes charges (CC, CO, 50Ω)
Le niveau du signal de battement du réflecteur de 25 cm de coté est pris comme référence pour le
calcul des SER totale des différentes charges appliquées aux bornes de l‟antenne, en appliquant les
équations 30 et 31.
Tableau III-4 : SER totale de la cible pour chaque charge
Charge 0 50 Ω
Signal de battement (dBm) -40 -49 -37
SER (dBsm) 2,7 -6,3 5,7
-70
-65
-60
-55
-50
-45
-40
-35
0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6
Niv
eau
de
la f
réu
en
ce d
e b
atte
me
nt
(dB
m)
Fréquence (MHz)
Charge court-circuit à 30m (dBm)
Charge circuit-ouvert à 30m (dBm)
Charge 50Ω à 30m (dBm)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 79
L‟échelle du signal de battement, comme celle de la SER, est de 12 dBm lorsque l‟impédance de
charge varie de zéro à l‟infini. La SER apparente de l‟antenne est mesurée lorsque l‟onde radar est
totalement absorbée par la charge adaptée. Elle a une valeur de -6,3 dBsm.
Ces résultats montrent que tout capteur connecté à une antenne de 20 dBi de gain, peut être interrogé
par le radar FMCW à une distance de 30 mètres. Ainsi une mesure capteur est directement visualisable
sur le signal de battement du lecteur sur une échelle de 12 dB de SER pour une charge variant entre
une charge adaptée et un circuit ouvert. Cette échelle ne devient plus que de 9 dB entre une charge
adaptée et un court-circuit.
Des mesures à plus longues portées furent également réalisées. Deux antennes de 20 dBi de gain, avec
charge en circuit-ouvert, sont positionnées au sol à 30m et 40m. Le résultat sur le signal radar, à la
figure 15, montre la présence des deux raies de mode antenne. La deuxième raie est bien celle de la
deuxième antenne car lorsque celle-ci n‟est plus positionnée ou bien est chargée par 50Ω, elle disparait
sous le seuil de valeur de -48dBm (palier élevé dans cette configuration expérimentale).
III-15 : Signal radar pour deux antennes à 30m et 40m
A une distance de 40 m, la dynamique en amplitude n‟est plus que de 7 dBm. Pour augmenter cette
amplitude, nous avons la possibilité d‟accroitre, soit la puissance émise du radar ou les gains des
antennes utilisées soit appliquer un traitement de signal (méthode Welch) pour capter les fréquences
de battement des capteurs dans le spectre.
Seuil limite de détection
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 80
Ces mesures d‟antennes chargées à distance vont définir la droite caractéristique de la portée radar en
fonction de la sensibilité du système. Deux point de cette droite sont donnés par :
une portée maximale pour une sensibilité nulle,
une sensibilité maximale pour une portée nulle.
La portée maximale est donnée par l‟équation 54. Pour une SER maximale mesurée, σmax de la cible de
5,7 dBsm à 30m et une puissance seuil du radar de -77 dBm, la distance maximale est de 58 m.
2 2
4max 3(4 )
radar émiseMAX
seuil
G PD
P (54)
Avec cette distance maximale, la sensibilité calculée par l‟équation 55 pour une distance donnée
d‟interrogation de 30m, est de 1,8.
4
30max
max
2 1 mDS
D (55)
Le système est donc représenté par la droite de portée D4 et la courbe de la distance D, sur la figure 16,
en fonction de la sensibilité et pour une longueur d‟onde de 1cm.
4 458 1
2
SD
(56)
458. 12
SD
(57)
III-16 : courbes de portée en fonction de la sensibilité
0
10
20
30
40
50
60
70
0,0E+00
2,0E+06
4,0E+06
6,0E+06
8,0E+06
1,0E+07
1,2E+07
0 0,25 0,5 0,75 1 1,25 1,5 1,75 2 2,25
Distance (m)Distance⁴(m4)
Sensibilité
distance⁴ Distancetel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 81
III.5 Etudes et mesures des capteurs
III.5.1 Procédure de mesure
A longue distance le mode antenne est prépondérant au mode de structure de la SER car la surface
apparente de l‟antenne donne un écho faible en comparaison du signal rétrodiffusé du capteur.
Pour des portées moins importantes, le niveau de SER de l‟antenne de la cible est fort et cache les
variations du signal du capteur. Cette différence entre le mode de structure et le mode antenne est donc
un problème posé lorsque la géométrie de l‟antenne est importante. Les antennes cornets large bande,
comparées à des antennes dipôle, présentent des surfaces plus grandes au regard du radar.
La solution sera de séparer les deux modes de la SER par un procédé technique qui nous permet d‟une
part de mesurer une grandeur physique à pleine échelle et d‟autre part d‟identifier l‟antenne et le
capteur séparément. Nous avons résolu ce problème en ajoutant une longueur de ligne, entre l‟antenne
et son capteur, pour introduire un retard temporel du signal radar. En effet, la longueur de cette ligne
est vue par le radar comme un trajet supplémentaire de l‟onde par rapport à la position détectée de
l‟antenne. Nous aurons donc deux raies spectrales sur le signal de battement radar. Une raie pour la
position de l‟antenne et la deuxième pour la position du capteur par rapport à son antenne. C‟est la
variation de l‟amplitude de la deuxième raie qui nous indiquera la valeur de la mesure.
III-17 : Rôle de la ligne à retard sur le spectre de fréquence de battement radar (BF)
D‟après R. B. Green, l‟équation 28 représente la SER totale d‟une antenne chargée, sans aucun retard
de signal. Le retard introduit par la mise en place d‟un câble coaxial, pour nos mesures, n‟est pas décrit
dans les équations de SER. Pour y appliquer les résultats de mesures, l‟impédance d‟entrée du capteur
variant avec la grandeur physique mesurée sera reportée à l‟impédance d‟entrée du câble coaxial.
Une représentation sur la figure 17 montre le rôle de la ligne à retard dans la mesure.
Capteur
Impédance d’entrée du capteur
Impédance d’entrée en bout de câble coaxial
Mode antenne
Câble coaxial
Antenne cornet
SER
Fréquence de
battement
σ
Antenne
Ligne à retard
Capteur
SER
Fréquence de
battement
σ
Antenne &
capteur
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 82
III.5.2 Capteur passif : Mesure d’un filtre
Une première cible passive, un filtre passe bande coplanaire, va servir de test de détection radar à
distance à la fréquence de 3GHz. Cette cible est un filtre passe bande coplanaire dont le gabarit se
situe entre 2,5 GHz à 3,5 GHz. Il a été réalisé par Heba Badr el Din el Shaarawy [6]-[7]-[8]. Par leurs
différences de gabarits imposés par le design de leurs structures, ces 4 filtres sont la représentation
d‟un capteur dont la réponse serait sensible à une variation de grandeur physique.
III-18 : filtre à 3GHz
Pour réaliser cette mesure, le filtre est connecté à une antenne cornet large bande de 1,5 GHz à 4 GHz,
via un câble coaxial de 5m de longueur. Cette longueur est choisie pour visualiser distinctement les
raies de l‟antenne et celles du filtre sur le spectre fréquentiel à la sortie du radar. Sur le deuxième port
est placé une charge de 50 Ω. Les réponses en réflexion sur le port1 des quatre filtres numérotés de 1 à
4, représentées sur la figure19, montrent bien des variations de la fréquence centrale et de la bande
passante.
III-19 : Paramètres S11 des filtres
-30,0
-25,0
-20,0
-15,0
-10,0
-5,0
0,0
2,5 2,6 2,7 2,8 2,9 3 3,1 3,2 3,3 3,4 3,5
S11
(dB
)
Fréquence (GHz)
Filtre n°1 Filtre n°2 Filtre n°3 Filtre n°4
Port 1 Port 2
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 83
Le prototype radar FMCW réalisé à 3GHz, interroge les filtres dans une bande de fréquence de
60MHz autour de la fréquence centrale de 3,15 GHz. Le niveau de la fréquence de battement relatif à
chaque filtre est relevé et sera comparé avec les niveaux de SER des filtres intégrant la ligne coaxiale.
Pour le calcul de cette SER, nous devons connaître l‟impédance d‟entrée du câble coaxial, côté
antenne, lorsqu‟un filtre est connecté à son autre extrémité. Nous mesurons donc à part, les paramètres
S de la ligne et les intégrons dans un block SNP2 du logiciel ADS (figure 20). Ce block sera connecté
à celui du capteur. Avec les Impédances d‟entrée relevées nous pouvons calculer les SER de chaque
cible.
III-20 : Impédance d'entrée du filtre relié au câble coaxial
Le tableau 5 affiche les valeurs comparatives des niveaux de la fréquence de battement de chaque
filtre avec leurs valeurs de SER.
Tableau III-5 : Valeurs comparatives de la réponse radar
filtre n°1 filtre n°2 filtre n°3 filtre n°4
Niveau fréquence de battement (dBm)
-13,9 -35,7 -24,3 -15
SER (dBsm) 1,66 -1,07 -0,73 1,54
Ces mesures comparatives montrent que l‟ordre des valeurs est identique, entre les niveaux mesurés de
la fréquence de battement du mode antenne et les SER calculées.
Des filtres coplanaires accordables, par capacité variables, sont en cours de réalisation. Leurs gabarits
variables permettront une bonne comparaison entre les niveaux de détection de ces filtres par le radar
et leurs niveaux de SER contrôlés.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 84
III.5.3 Le capteur de pression
Ce capteur de pression, réalisé au LAAS par Mehdi Jatlaoui, est le premier capteur passif à
transduction Radio Fréquence [9]. Son mode de fonctionnement est le suivant :
Une force de pression appliquée sur ce capteur génère un déplacement d‟une fine membrane située au
dessus d‟un résonateur planaire à ondes millimétriques. Un tel déplacement entraîne la modification de
la distribution du champ électromagnétique autour du résonateur et un décalage de la fréquence de
résonance autour de 30GHz est observé. Ce prototype de cellule de pression, fabriqué en salle blanche,
composé d‟une membrane de 50μm en Silicium de haute résistivité, montre une sensibilité après
mesure de 370MHz/bar [10].
Figure III-21 : le capteur de pression passif à transduction RF
Principe d’interrogation RADAR du capteur de pression
Pour l‟interrogation de ce capteur passif à distance, un prototype radar générant un signal modulé en
fréquence autour de 30 GHz, a été réalisé et présenté dans le chapitre précédent. La variation de la
mesure de pression détectée par le capteur est directement relevée à distance par ce radar [11].
Le capteur de pression passif connecté à sa propre antenne, via une longueur de ligne coaxiale, reçoit
l‟onde radar et la rétrodiffuse. Au sein de la cellule de mesure, toute modification de pression
engendre une variation de la fréquence de résonance de son circuit planaire et une variation de son
impédance d‟entrée [12]. Ces effets ont pour conséquence de faire varier l‟amplitude du signal
rétrodiffusé détectée par le lecteur.
Comme pour la première mesure du filtre à 3GHz, précédemment décrite, le câble coaxial connectant
le capteur à l‟antenne introduit un retard de transmission. Ce délai est représenté sur le spectre de
battement du radar par un décalage fréquentiel entre les deux raies respectives à l‟antenne et au
capteur (figure 22). La réflexion électromagnétique de la cible, composée de l‟antenne, du câble
coaxial et du capteur, montre que nous sommes en présence des deux modes de rétrodiffusion : une
rétrodiffusion dite de « mode de structure » pour l‟antenne et une de « mode antenne »pour le capteur.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 85
Une mesure directe de l'amplitude de cette raie de mode antenne peut fournir le niveau ou la variation
de la pression appliquée sur la cellule de mesure. Ici, le rôle du câble coaxial nous permet de visualiser
à pleine échelle le niveau de réponse du capteur sur le signal de battement radar, sur la raie spectrale
correspondant au mode d‟antenne. Cela n‟est possible que si le niveau de la raie du mode antenne du
capteur est suffisamment élevé par rapport au palier de bruit du signal de battement. Ce palier
dépendra du bruit environnemental lors de la mesure et du traitement de signal appliqué au signal de
battement radar (filtrage, conversion AD-8bits, FFT).
III-22 : Visualisation du capteur (antenne & cellule de mesure) sur le signal de battement radar
Le montage du banc de mesure de la pression est présenté sur les figures 23 et 24. Une antenne cornet
de bande de fréquence de 4 à 40 GHz est utilisée comme cible. Le radar FMCW (bande Ka) est placé à
1 m de cette antenne cornet et ses propres antennes d‟émission et réception sont ajustées afin
d‟améliorer la focalisation du signal électromagnétique sur cette cible. Le signal transmis par le radar
est caractérisé par trois paramètres principaux : la fréquence centrale de référence de 29,45 GHz dans
une largeur de bande de fréquence de 650 MHz et une période de modulation en toit de 1 ms.
L'antenne cornet du capteur est connectée à une sonde RF via une longueur de ligne coaxiale de 1m.
Cette sonde est directement au contact des capteurs de pression et pose ses pointes sont posées sur le
port 1 de la cellule. Sur le 2ème port une charge de 50 Ohms est connectée.
-50
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
0 20 40 60 80 100 120 140Frequence (KHz)
Antenne de réception
Le capteur
Niveau de la fréquence debattement (dBm)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 86
Un module de pression est ensuite monté à la station de RF pour appliquer sur le capteur une pression
variable, de 0 à 4 Bars par pas de 0,5 Bar, par une buse placée à 40μm au dessus de la membrane de la
cellule.
III-23 : Montage du système radar/capteur
III-24 : Montage en salle
Résultats de mesures du capteur de pression
Sur la figure 25, est représentée la courbe du niveau de la raie de mode antenne du capteur en fonction
de la pression. Chaque point du graphique est la moyenne du niveau et sur chacun d‟eux sont
représentées les variations relatives par un segment vertical. La courbe présente une variation continue
et quasiment uniforme jusqu‟à la pression de 3,5 Bars.
VCO
fft ADC
Antenne
émission
Antenne
réception
Radar FMCW
50 Ω
Module de
pression
Line
coaxiale
4-40 GHz
Antenne cornet
Capteur de pression
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 87
III-25 : Niveau du signal du mode d’antenne en fonction de la pression appliquée
Pour les mêmes valeurs de pression, nous constatons que le signal de battement en mode de structure,
sur la figure 26, est relativement constant sur l‟échelle de pression [13]. Il représente donc bien la SER
de l‟antenne cornet indépendamment de sa charge. Nous visualisons donc les deux modes de la
rétrodiffusion de la cible bien séparés sur le spectre fréquentiel de la sortie radar et nous avons pour
l‟échelle de la mesure de pression la pleine échelle des niveaux de la fréquence de battement en mode
antenne.
III-26 : Niveau du signal du mode de structure en fonction de la pression appliquée
L‟échelle maximale du niveau de la raie du mode d‟antenne est de 15dB. Cette valeur est déterminée
en changeant le capteur par deux charges, court-circuit et 50 Ω.
-25,0
-24,0
-23,0
-22,0
-21,0
-20,0
-19,0
-18,0
-17,0
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4Pression (Bar)
Niveau de la fréquence de battement radar (dBm)
-15,0
-13,0
-11,0
-9,0
-7,0
-5,0
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4Pression (Bar)
Niveau de la fréquence de battement radar (dBm)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 88
Le tableau 6 récapitule les résultats obtenus sur la raie spectrale de 24 KHz du mode antenne. Lorsque
nous appliquons une pression jusqu‟à 4 bars, la variation du niveau de la fréquence de battement est de
4,7 dB et jusqu‟à 2,5 Bars de 2,2 dB. Cette valeur moyenne et l‟incertitude de mesure du niveau ont
été relevées sur cinq échantillons de mesures pris successivement sur plusieurs cycles de pression
appliqués à la membrane.
La sensibilité mesurée du système comprenant le radar, la liaison en espace libre et le capteur est de
0,8 dBm/Bar jusqu‟à la pression de 2,5 Bars.
Tableau III-6 : Niveau de la fréquence de battement du mode antenne de la cible
Pression (Bar) 0 0.5 1 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4
Niveau de la fréquence de battement du mode
d'antenne (dBm)
-18.4 ± 0.2
-19.2 ± 0.5
-19.1 ± 0.1
-19.5 ± 0.2
-19.9 ± 0.2
-20.6 ± 0.4
-22.4 ± 0.4
-23.3 ± 0.4
-23.1 ± 0.2
Niveau de la fréquence de battement du mode
structural (dBm)
-8,3 ± 0,3
-8,4 ± 0,4
-8,4 ± 0,4
-8,8 ± 0,1
-8,7 ±0,0
-8,8 ± 0,3
-8,8 ± 0,2
-8,8 ± 0,1
-8,8 ± 0,1
Ces résultats valides dans un premier temps le concept d‟une chaine de mesure sans fil de ce type de
capteur de pressions passifs. Pour consolider ces résultats nous allons les comparer au calcul de la
résolution de la SER du capteur avec son antenne. Ces données seront calculées sur les bases de
l‟équation 28 qui prend en compte les valeurs réelles d‟impédance de l‟antenne et du capteur.
L‟impédance d‟entrée de l‟antenne cornet reliée au capteur, sur la figure 27, montre que la résistance
RA varie de 45Ω à 60Ω et la réactance XA de 2Ω à 8Ω dans la bande d‟interrogation du radar. A la
fréquence centrale de 29,45 GHz, RA=54Ω et XA=6Ω.
III-27 : Impédance de l'antenne cornet
-40
-20
0
20
40
60
80
100
29,125 29,225 29,325 29,425 29,525 29,625 29,725
Imp
édan
ce d
e l'a
nte
nn
e (O
hm
)
Fréquence (GHz)
RA
XA
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 89
Pour le capteur, les impédances d‟entrées sont calculées à partir des mesures des coefficients de
réflexion du capteur faites sous pointes par un analyseur de réseau. Sur la figure 28, les valeurs réelles
de l‟impédance RL présentent une variation élevée de 30 Ohms sur l‟échelle de pression alors que
celles imaginaires XL sont presque constantes.
III-28 : Courbes des impédances d'entrée du capteur
La variation de pression subie par le capteur est donc traduite à l‟entrée du capteur par une variation de
la partie réelle de l‟impédance complexe du capteur.
Le Radar détecte le signal rétrodiffusé au niveau de l‟antenne. Nous devons donc, pour les besoins du
calcul de SER, mesurer l‟impédance d‟entrée du câble coaxial lorsque celui-ci est relié au capteur.
Les mesures de paramètres S des deux composants (capteur et câble) sont intégrées à une simulation
ADS, présentée sur la figure 29. Les impédances d‟entrée du câble coaxial relié au capteur, trouvées
par simulation, sont ensuite appliquées au calcul de la SER de la cible complète.
III-29: modèle ADS du câble coaxial connecté capteur
20
25
30
35
40
45
50
55
60
65
20
25
30
35
40
45
50
55
60
65
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4
Ré
acta
nce
d'e
ntr
ée (
Oh
m)
Rés
ista
nce
d'e
ntr
ée
(Oh
m)
Pression (Bars)
RL
XL
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 90
Les paramètres de gain d‟antenne, de 15 dBi, de la longueur d‟onde du signal λ =0,01cm, sont
également impliqués dans ce calcul. La SER de la cible est présentée sur la figure 30.
III-30 : SER de la cible (antenne + câble + capteur)
La variation de cette SER est de 2,7 dBsm sur l‟échelle de la pression avec une sensibilité de
0,7dBsm/Bar. Jusqu‟à 2,5 Bars, cette sensibilité reste a peu près constante.
Cette valeur de sensibilité est très proche de celle trouvée par la mesure des variations de niveaux de la
fréquence de battement du mode antenne qui était de 0,8 dBm/Bar.
Le système radar peut donc déterminer à distance les variations de SER d‟un capteur passif en
fonction de la pression avec une sensibilité identique à celle calculée sur la cible seule. Il n‟y a pas de
perte de sensibilité de la part du radar ou de la communication. Cela est vrai dans notre expérience
jusqu‟à 2,5 Bars.
Pour des pressions supérieures, il semble que des perturbations extérieures aient modifiées les mesures
de la fréquence de battement radar. En comparaison, le niveau de SER calculé en fonction des mesures
d‟impédances ne présente pas de forte variation a partir de 2,5 Bars et reste relativement uniforme
jusqu‟à 3,5 Bars.
Ces mesures furent réalisées en salle, dans un environnement confiné et très bruité par de nombreux
appareils électroniques proches du banc de mesure utilisé. En aucun cas, ces perturbations ne peuvent
être imputées au radar, car la bande fréquentielle d‟utilisation et le gain de la chaine est stable.
-24
-23
-22
-21
-20
-19
-18
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5
SER
(d
Bsm
)
Pression (Bar)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 91
III.5.4 Capteur de gaz passif
Suite à la réalisation du premier capteur de pression à transduction RF, un nouveau capteur RF passif
pour la détection de gaz fut réalisé au LAAS par Hamida Hallil [14].
Cette nouvelle génération de capteurs utilise un résonateur diélectrique à modes de galerie, figure 31.
Son principe de fonctionnement est tel qu‟une absorption de gaz modifie la permittivité relative du
résonateur diélectrique du capteur et par conséquent les fréquences de résonance de ces modes de
galerie. Le résultat de la mesure du coefficient de transmission (S13) est représenté sur la figure 32.
Figure III-31: Capteur passif de détection de gaz
Figure III-32 : Spectre du coefficient de transmission S13 (accès 1-3)
Comme pour le capteur de pression, le capteur est aussi interrogeable à distance par le radar
FMCW[15]. Le banc de mesure utilisé pour l‟expérience est présenté à la figure 33 et se trouve dans la
même configuration que pour l‟expérience sur le capteur de pression. L‟antenne cornet et le câble
coaxial est de 1,5m. Les ports non utilisés (accès 2 à 4) sont chargés par 50 Ohms.
La bande de fréquence d‟interrogation radar est de 2GHz (25-27 GHz) qui comprend la fréquence de
résonance du mode WGH6, 2,0 du capteur.
-50
-45
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
25 27 29 31 33 35 37 39
Frequency (GHz)
Tra
nsm
iss
ion
(dB
)
S13_Measurement
S13_Simulation
WGH6,2,0_MeasurementWGH6,2,0_Simulation[12]
Accès 4
Accès 2
Accès 3
Accès 1
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 92
Figure III-33 : Montage du système capteur et radar
Après une première détection, nous identifions sur le spectre du signal de battement radar les deux
raies spectrales des deux modes de la SER.
Des mesures sont ensuite réalisées par le radar pour évaluer l‟amplitude de cette deuxième raie lorsque
l‟antenne cornet cible est chargée successivement par trois capteurs. Ces cellules sont théoriquement
identiques, mais, en raison d'inévitables imprécisions de réalisation techniques, elles ne présentent pas
exactement les mêmes dimensions et leurs permittivités relatives présentent des différences. Les
principales causes de ces modifications viennent des incertitudes de gravure des lignes du circuit et du
positionnement imprécis du résonateur collé entre deux lignes coplanaires. Par conséquent, les modes
WGH6, 2,0 des capteurs ne résonnent pas exactement à la même fréquence. Une différence de 3,5%
entre ces fréquences de résonance est observée expérimentalement comme le montre la figure 34.
III-34 : Spectre en transmission des 3 capteurs
Antenne du capteur
Le capteur de gaz
Radar FMCW
Charge 50Ω
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
25 25,2 25,4 25,6 25,8 26 26,2 26,4 26,6 26,8 27
S21
(d
B)
Fréquence (GHz)
S21(dB) capteur 1
S21(dB) capteur 2
S21(dB) capteur 3
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 93
Le système radar doit avoir la capacité de différencier à distance ces trois structures présentant trois
fréquences de résonances différentes dans la bande du lecteur. Ces variations de fréquences sont
comparables à la réponse d‟un capteur qui détecterait trois concentrations de gaz.
Les raies de résonnance de ces trois capteurs sont identifiées sur leurs spectres de paramètres de
transmission dans une bande de fréquence de 25 à 27 GHz. Ces capteurs seront interrogés par le radar
FMCW à une fréquence centrale de 25,8 GHz et pour une largeur de bande de 400 MHz.
Le spectre du coefficient de réflexion des capteurs, sur le port 1 (S11), sur la figure 35 montre des
variations d‟amplitudes importantes dans la bande radar.
III-35 : Spectre en réflexion des 3 Capteurs
A partir de ces paramètres S, comme pour le capteur de pression, nous déterminons les impédances
d‟entrées du câble coaxial relié à une cellule par simulation ADS. Des impédances relevées, nous
calculons ensuite la SER du capteur à la fréquence centrale de 25,8 GHz [15]-[16]-[17]
Le tableau suivant récapitule l‟ensemble des résultats des trois capteurs
Tableau III-7 : comparaison des SER
SER par calcul
(dBsm) Signal Battement
Mode d'antenne Capteur n°1 -20,9 -20,2 ± 0,3 Capteur n° 2 -19,5 -18,6 ± 1,2 Capteur n°3 -18,0 -16,9 ± 0,7
-25
-23
-21
-19
-17
-15
-13
-11
-9
-7
-5
25 25,2 25,4 25,6 25,8 26 26,2 26,4 26,6 26,8 27
S11
(d
B)
Fréquence (GHz)
S11(dB) capteur 1
S11(dB) Capteur 2
S11(dB) capteur 3
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 94
Ces résultats montrent une corrélation entre les mesures du niveau de la raie du mode antenne relevé
sur le spectre fréquentiel du radar et le calcul de la SER, à la résonance du capteur. Cela valide le
principe qu‟une détection de gaz est mesurable à distance par le radar FMCW.
L‟échelle de l‟amplitude de la mesure radar de cette détection, par remplacement du capteur par une
charge court-circuit puis par une charge adaptée, est de 20 dBm. Elle est plus importante en
comparaison de celle trouvée sur le capteur de pression et dans les mêmes conditions de mesures.
III.6 Conclusion
Ces premiers résultats de mesures montrent bien la faisabilité d‟interrogation radar à distance d‟un
capteur de pression et de détection de gaz avec une bonne corrélation (tableaux 6 et 7) entre les
mesures radar et le calcul des SER.
Pour chaque capteur, l‟échelle maximale des données de mesures relevées à courte portée, est
comprise dans l‟échelle des valeurs rétrodiffusées mesurées à une distance de 30 m. Ces capteurs,
aujourd‟hui mesurés en salle, à courte portée, pourront néanmoins à l‟avenir être lus à longue portée
sans détériorer leurs sensibilités. La sensibilité de 0,8 dBsm/Bar du capteur de pression est compatible
avec celle du système global (le radar et l‟ensemble du capteur) à grande distance.
Une loi établissant la mesure de SER en fonction de la pression et de la distance d‟interrogation devra
être établie pour connaitre la pression ou la détection de gaz instantanée.
Une autre voie de mesure de cette grandeur physique instantanée est de relier une référence de
pression ou de concentration de gaz à la cellule de mesure. La comparaison des signaux du capteur et
de sa référence, détectés par le radar, donne la valeur réelle de la grandeur physique.
Ces mesures ont permis de montrer que l‟étude et la conception des futurs capteurs devront prendre en
compte l‟ensemble de la chaine de lecture, de la cellule de mesure à la détection radar, en contrôlant
les paramètres de portée, de niveau de SER et de sensibilité. Le concepteur doit également intégrer
dans le capteur, des lignes à retard (retard du signal radar dans la cellule) et des antennes larges bandes
fréquentielles indispensables à sa détection.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
III Etude de la Surface Equivalente Radar
Page 95
Références
[1] E. F. Knott, M. T. Tuley, et A. J. F. Shaeffer, Radar Cross Section, Second Edition, 2 éd. SciTech
Publishing, 2004.
[2] C. A. Balanis, Antenna Theory: Analysis and Design, 2nd Edition, 2 éd. Wiley, 1996.
[3] R. Hansen, “Relationships between antennas as scatterers and as radiators,” Proceedings of the IEEE, vol.
77, n°. 5, p. 659-662, 1989.
[4] R. B. Green, "The general theory of antenna scattering," Report No. 1223-17, ElectroScience Laboratory,
Columbus, OH, 30 Nov. 1963.
[5] Pavel V.Nikitin, K.V.S Rao, „Theory and Measurement of Backscattering from RFID Tags‟, Antennas and
Propagation Magazine, IEEE, Volume 48, 6 Dec. 2006, Page(s):212 – 218
[6] Heba Badr el Din el Shaarawy « Structures électromagnétiques à bandes interdites pour des applications
de filtre » Thèse de doctorat
[7] H. El-Shaarawy, F. Coccetti, et R. Plana, “A novel compact reconfigurable defected ground structure
resonator on coplanar waveguide technology for filter applications,” in Antennas and Propagation Society
International Symposium (APSURSI), 2010 IEEE, p. 1-4, 2010.
[8] H. El-Shaarawy, F. Coccetti, R. Plana, M. El-Said, et E. Hashish, “Novel Reconfigurable Defected Ground
Structure Resonator on Coplanar Waveguide,” Antennas and Propagation, IEEE Transactions on, vol. 58,
n°. 11, p. 3622-3628, 2010.
[9] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, “Pressure sensing approach based on electromagnetic
transduction principle,” in Microwave Conference, 2008. APMC 2008. Asia-Pacific, p. 1-4, 2008.
[10] M. Jatlaoui, F. Chebila, I. Gmati, P. Pons, et H. Aubert, “New electromagnetic transduction micro-sensor
concept for passive wireless pressure monitoring application,” in Solid-State Sensors, Actuators and
Microsystems Conference, 2009. TRANSDUCERS 2009. International, p. 1742-1745, 2009.
[11] F. Chebila, M. Jatlaoui, P. Pons, et H. Aubert, “Pressure measurement from the RADAR interrogation of
passive sensors,” in Antennas and Propagation Society International Symposium (APSURSI), 2010 IEEE,
p. 1-4, 2010
[12] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, “Wireless interrogation techniques for a passive pressure
micro-sensor using an EM transducer,” in Microwave Conference, 2009. EuMC 2009. European, p. 053-
056, 2009.
[13] M. M. Jatlaoui, F. Chebila, T. Idda, P. Pons, et H. Aubert, “Phenomenological theory and experimental
characterizations of passive wireless EM pressure micro-sensor prototype,” in Sensors, 2010 IEEE, p. 643-
646, 2010.
[14] H. Hallil, P. Menini, et H. Aubert, “New microwave gas detector using dielectric resonator based on a
whispering-gallery-mode,” in Microwave Conference, 2009. EuMC 2009. European, p. 1097-1100, 2009.
[15] Hamida HALLIL "Conception et réalisation d'un nouveau capteur de gaz passif communicant à
transduction RF". Thèse de doctorat de l‟Université Paul Sabatier, 2010
[16] H. Hallil, F. Chebila, P. Menini, P. Pons, et H. Aubert, “Feasibility of wireless gas detection with an
FMCW RADAR interrogation of passive RF gas sensor,” in Sensors, 2010 IEEE, p. 759-762, 2010.
[17] H. Hallil, F. Chebila, P. Menini, H. Aubert, “Feasibility of Passive Gas Sensor Based on Whispering
Gallery Modes and its RADAR Interrogation: Theoretical and Experimental Investigations” Sensors &
Transducers, Vol.116, N°5, pp.38-48, Mai 2010
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 96
Chapitre IV
Techniques d’identification des
capteurs
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 97
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 98
IV. Techniques d’identification des capteurs
Les résultats expérimentaux, présentés dans les chapitres précédents ont permis de démontrer la
faisabilité de la mesure sans fil de grandeurs physiques à partir de l'écho radar de mesures d'antennes
chargée par des capteurs passifs. Ces cellules seront ensuite déployées dans un réseau. Pour les
besoins de certaines applications industrielles nous devons être capables d‟identifier chaque capteur et
de l‟interroger de façon indépendante. L‟emploi d‟une solution technique d‟identification repousse la
limite du nombre de capteurs et s‟intègre dans un système global autonome où le traitement des
données du réseau est déplacé entièrement vers le lecteur radar.
Deux techniques d'identification sont présentées dans ce chapitre. Une première technique fondée sur
des lignes à retard chargées et une autre reposant sur l‟utilisation d‟un diffuseur électromagnétique
multi bandes.
IV.1 Identification par les SER de mode de structure et mode d’antenne
Cette technique d‟identification utilise les paramètres de Surface Equivalente Radar des cibles. Lors
des mesures des capteurs, dans le chapitre précédent, deux modes de SER de la cible radar furent
identifiés. La SER de mode de structure donnant le signal rétrodiffusé de l‟antenne de la cible et la
SER de mode antenne identifiant la charge variable dont le niveau varie avec la mesure de pression ou
de détection de gaz. Une ligne à retard, par une longueur de câble coaxial, relie l‟antenne et le capteur.
Celle-ci impose un retard temporel entre le signal rétrodiffusé de l‟antenne et celui de la cellule de
mesure. Sur le spectre de la fréquence de battement radar, ces deux modes sont donc identifiés par
deux raies successives séparées d‟une largeur de fréquence proportionnelle à la longueur de cette
ligne. Ainsi, pour plusieurs longueurs de lignes à retard entre une antenne et plusieurs capteurs, les
raies spectrales de ces cellules de mesures seront visualisées en forme de « peigne » sur le signal radar
et seront identifiées respectivement par leurs positions relatives à la raie spectrale de l‟antenne.
IV.1.1 Description du montage
Une expérience a permis de valider cette première technique d‟identification [1]. Le montage réalisé,
sur la figure 1, est composé de deux antennes cornet et de trois lignes coaxiales. Un coupleur est utilisé
sur la deuxième antenne pour séparer le signal reçu en deux voies de deux longueurs différentes. Les
capteurs sont identifiés à des charges fixes, circuit ouvert et charge de 50 Ω donnant une réponse sur
une pleine échelle de la grandeur physique qui serait effectivement mesurée. Cette expérience présente
deux possibilités de liaisons entre antenne et capteurs pouvant être impliquées dans un réseau.
Dans un cas, chaque capteur est relié à sa propre antenne. C‟est un système simple comprenant peu de
composants et facilement remplaçable mais applicable dans des réseaux de faible densité de capteurs.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 99
Dans un deuxième cas, une seule antenne est reliée à plusieurs capteurs. Ce montage est intéressant
pour regrouper plusieurs types de capteurs (température, contrainte, pression) dans un environnement
confiné. Cette technique sera utilisée pour adjoindre à un capteur une référence de mesure (charge ou
capteur de référence) de manière à mesurer à distance une grandeur physique par comparaison de leurs
niveaux de réponses radar.
(a) (b) (c)
IV-1: (a) Montage expérimentale ; (b) antennes cornets n°1 et n°2 des capteurs
(c) le Radar FMCW interrogeant les 2 antennes des capteurs à 1,5m et 3m de distances
IV.1.2 Les mesures
Le spectre de fréquence de battement du radar FMCW, sur la figure 2, montre bien la présence de tous
les éléments du montage. Sur les cinq raies spectrales, deux représentent la rétrodiffusion en mode de
structure représentatifs de la position des antennes cornets et les trois autres, la rétrodiffusion de
modes antennes des lignes à retards chargées. La fréquence de chaque pic du mode antenne est
corrélée à la longueur de la ligne à retard avec une résolution de 6,7KHz/m. De part les
caractéristiques fréquentielles du radar FMCW, avec une fréquence centrale de 29,45 GHz et une
excursion de 650 MHz, la longueur de ligne devra être au minimum de 10cm. La variation
d‟amplitudes des raies spectrales des capteurs est de 20 dB dans cette configuration de mesures mais
dépendent des pertes de 2 dB/m des câbles coaxiaux utilisés.
IV-2 : signal de battement radar
-50
-40
-30
-20
-10
0
0 20 40 60 80 100 120 140
Niv
eau
du
sig
nal
de
bat
tem
ent
(dB
m)
Fréquence (KHz)
Charge 1 = circuit ouvert
Charge 2 = circuit ouvert
Charge 3 = circuit ouvert
Mode de
structure
Mode antenne
1ère antenne avec 0,15m de câble coaxial
2ème antenne avec 0,75m de câble coaxial
+Coupleur
+0,75m de câble
coaxial
1ère
antenne
2ème
antenne
Antennes cornets du
radar
Câble 1 2 x 15cm
Câble 2 75cm
Câble 3 75cm
Charge2
RADAR FMCW
Distance 1
Distance 2
Antenne cornet 1 Antenne cornet 2
Cable1 Cable2
Cable3
Charge1
Charge3
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 100
Le décalage spectral des deux modes de SER dépend donc bien de la longueur du câble coaxial et
donne effectivement la position du capteur par rapport à son antenne. L‟amplitude de la raie de mode
antenne variable est représentative de la mesure du capteur pour une distance donnée du radar.
Différentes configurations de charge ont été étudiées pour confirmer ces premières mesures. Les
résultats obtenus pour chaque configuration sont présentés sur la figure 3 suivante :
IV-3 : Trois configurations de mesure par changement de charge
a) Une charge 50Ω est connectée au câble 2. Par conséquent, l‟amplitude du premier pic du mode
antenne sur la deuxième antenne est atténuée.
b) Une charge 50Ω est connectée au câble 3. Le second pic du mode d‟antenne est atténué.
c) Une charge 50Ω est reliée au Cable1. L‟amplitude du pic du mode d‟antenne de la première
antenne cornet est atténuée en raison de la charge adaptée connectée.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 101
IV.1.3 Applications
1ère application
Ce principe d‟identification de capteurs passifs est envisageable dans le projet aéronautique SACER
sur les réseaux de capteurs sans fil [2]. L‟application consiste à détecter des pressions sur la surface de
l‟aile d‟un avion pour en mesurer les perturbations aérodynamiques lors des essais en vol. Le travail
de réalisation, non finalisé à ce jour, est un capteur complet intégrant sa cellule de mesure avec une
référence de grandeur physique, sa ligne à retard et son antenne planaire directionnelle dont un
diagramme de rayonnement est incliné vers le radar [3]-[4]. L‟ensemble du composant ne dépassant
pas les 2mm d‟épaisseur.
IV-4 : Exemple d’application sur une aile d’avion
L‟illustration montre que l‟aile peut être composée de ces cellules avec différentes longueurs de lignes
à retard. Deux configurations donnant deux types de spectre sur le signal radar, suivant l‟utilisation ou
pas de coupleurs, sont présentées sur la figure 4. Le radar est placé à l‟intérieur de la carlingue et ses
antennes à l‟emplacement d‟un hublot au dessus de la base de l‟aile, en direction des capteurs.
Lorsque les capteurs sont dans des endroits difficiles d‟accès, par exemple sous l‟aile de l‟avion,
l‟information du capteur pourra être reportée par une longue ligne à retard vers l‟antenne se trouvant
dans le champ rayonnant du radar. Cette ligne doit être de faible perte, plate et isolée de son
environnement.
Capteur
Ligne à
retard
Antenne
planairedirectionnelle
Fréquence
Sig
na
l ra
da
r
Fréquence
L’antenne
Les capteurs
Les antennes
Les capteurs
Sig
na
l ra
da
r
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 102
2ème application
Une deuxième application est l‟utilisation de cette technique d‟identification dans des structures
confinées telles que des canalisations. Elle entre dans le cadre d‟un projet avec la société ANDRA sur
l‟étude de capteurs passifs sans fil employés dans des galeries souterraines servant au stockage de
déchets nucléaires [5]. Une première expérience [6], dans une canalisation fut donc mise en place pour
apporter une première évaluation du potentiel d‟un réseau de capteurs sans fil dans ce type de
structure. La canalisation dans laquelle est réalisée l‟interrogation radar a pour dimension un diamètre
de 70 cm et une longueur de 4m, tailles volontairement prises pour son installation en salle.
1ère
expérience :
Une première mesure nous permet de vérifier l‟impact du déplacement d‟un capteur au sein de cette
canalisation sur le spectre du signal de battement radar. Sur une ouverture de la canalisation est
positionné le radar FMCW. L‟autre ouverture est obturée par un absorbant électromagnétique pour
éviter toute réflexion de l‟onde radar sur le mur de la salle et pour éliminer toute perturbation
électromagnétique sur la détection radar venant de l‟extérieure.
.
IV-5 : photo du montage
A l‟intérieur de la canalisation, une cible composée d‟une antenne cornet de 15dBi, d‟une ligne à
retard de 50cm et d‟une charge, est placée à deux distances successives de 2m et 3m.
IV-6 : Déplacement d'un capteur dans une canalisation
Le spectre du signal de battement radar de la figure 7, montre les deux modes de rétrodiffusion de la
cible par deux pics successifs. Un déplacement de 1m de l‟ensemble du capteur, décale les raies
spectrales de 10 KHz. La séparation fréquentielle entre les deux modes est également de 10 KHz
équivalent à deux fois la longueur de la ligne à retard.
FMCW
Radar
Capteur +
Ligne à retard 50cm
2m
3m
Canalisation
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 103
IV-7 : Spectre du déplacement du capteur
Cette mesure montre que le lecteur radar a la capacité de détecter un capteur passif différemment
positionné au sein d‟une canalisation par le signal rétrodiffusé de la cible. La variation d‟amplitude
maximum du mode antenne, vérifiée lorsqu‟une charge 50Ω est connectée, est de 16dB, à la distance
de 1m.
IV-8 : Variation d'amplitude du signal radar pour deux charges (CC & 50Ω)
2ème
expérience :
Pour cette deuxième expérience, le radar interrogera deux capteurs dans la canalisation. Pour vérifier
cette détection, nous placerons deux antennes chargées aux distances de 1m et 2m. Comme cela est
montré sur la figure 9, chaque cible est composée d‟une antenne de 15 dBi, d‟une ligne à retard de
15cm et de 20cm puis d‟une charge. Pour visualiser idéalement le spectre sur la sortie radar, les
charges sont des courts-circuits.
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Sign
al r
adar
(d
Bm
)
Frequence (KHz)
CapteurAntenne
____ Distance : 2m- - - - Distance : 3m
capteurAntenne
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Sign
al r
adar
(d
Bm
)
Frequence (KHz)
capteur Antenne
____ Charge court-circuit- - - - Charge 50 Ω
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 104
IV-9: Interrogation de 2 capteurs à 2 distances
Sur le spectre de la figure 10, les antennes reliées à leurs capteurs respectifs sont détectées à 1m
(10kHz) et 2m (20kHz). Les charges, des court-circuits connectés aux antennes, ont leurs raies
fréquentielles respectivement décalées par rapport aux positions des antennes, de 3kHz (15cm) et de
8kHz (40cm).
IV-10 : Spectre pour 2 capteurs à 2 distances de 1m et 2m
Ces deux expériences montrent bien la possibilité d‟interroger des capteurs au sein d‟une architecture
confinée, difficile d‟accès, sur une distance de 3m. Les pertes de 3dB/m, d‟après les niveaux des
signaux des modes de structure des antennes, nous permettent d‟envisager des détections radar à des
distances supérieures à 10 mètres, a condition de limiter les pertes de transmission des lignes à retards
à augmenter les gains d‟antennes et les puissances du radar FMCW et à diminuer le palier de bruit. Ce
palier de -30dBm au delà de 7m reste élevé pour des interrogations radar à longues portées.
Le pouvoir de séparation des raies spectrales qui permet ce principe d‟identification de capteurs, est
imputé au radar FMCW. Pour augmenter la résolution en profondeur, et par conséquent réduire les
longueurs de ligne à retard, la largeur de bande d‟excursion en fréquence du radar doit être la plus
forte possible. Dans cette application la résolution est de 20 cm, soit 10cm de ligne.
CanalisationRadar
FMCW Capteur 1
Ligne 15 cm
Capteur 2
Ligne 40 cm
Distance 1 m
Distance 2 m
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
5
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Sign
al r
adar
(d
Bm
)
Frequence (KHz)
Charge1 = Court-circuitCharge 2 = Court-circuit
capteur 1
capteur 2
Antenne1 & 2
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 105
IV.1.4 Logiciel d’identification de cibles
Afin d'améliorer la sensibilité des mesures faites par identification, il est nécessaire de développer des
algorithmes de traitement du signal sur l'écho observé lors des mesures.
Un premier programme fut réalisé pour identifier plusieurs cibles en profondeur dans le champ du
radar. Ces cibles peuvent être de simples surfaces (plaques métalliques) ou des antennes chargées par
des capteurs via des lignes à retard. Un traitement de signal par la méthode de Welch est intégré à ce
programme pour déterminer avec précision la fréquence puis l‟amplitude de chacune des cibles
détectées sur le spectre du signal de battement radar.
Pour ce test d‟identification, deux cibles métalliques de 2cm2 sont placées à 1,5m et 2,1m du radar.
Les mesures en chambre anéchoïque nous permettent de vérifier le bon fonctionnement du programme
sans perturbation extérieure (bruit environnemental, mouvement des cibles en rotation).
IV-11 : Configuration de mesures des deux cibles de 2cm2
Une procédure d‟étalonnage des cibles est réalisée par un réflecteur trièdre rectangulaire de 5cm de
côté et de 3,7 dBsm de SER (Annexe C). Cette référence sera placée devant chaque cible, lors du
calibrage, pour étalonner les niveaux de SER et les fréquences de battement d‟identification des
capteurs mesurées par le programme.
Ce calibrage est très délicat. Les réflecteurs sont à positionner très précisément et sans mouvement lors
de la prise de référence. En effet, le traitement de signal du programme (méthode Welch), permet une
détection très sélective de la première raie spectrale de la cible avant son enregistrement. A la moindre
variation de position de cette référence lors de sa capture, les valeurs d‟amplitude et de SER du
capteur qui seront ensuite mesurées seront inexactes ou décalées en fréquence.
Pour palier à cette difficulté de mesure, les positions des cibles devront être stables et la référence
devra être fixe et très proche du capteur.
L‟identification des cibles par le programme est bien réalisée pour des fréquences de battement de
16kHz et 22kHz et les variations de niveaux de SER entre l‟absence et la présence de cible sont de
15dBsm pour la première cible et 18dBsm pour la seconde (tableau 1 et figure 12).
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 106
Les résultats sont récapitulés dans le tableau suivant :
Tableau IV-1 : Mesures des cibles
Fréquence
(KHz)
Amplitude
(dBm)
SER
(dBsm) Observations
Prise de la
référence
Cible 1 16 -0,6 3,7
Cible 2 22 -1,19 3,7
Mesure cibles
absentes
Cible 1 16 -38 -34 Bruit de fond
Cible 2 22 -44 -38 Bruit de fond
Mesure cibles
présentes
Cible 1 16 -20 -15,8 Amplitude
moyenne/4mesures
Cible 2 22 -28 -22,7 Amplitude
moyenne/4mesures
IV-12: interface utilisateur du programme
Ces premiers résultats du programme permettent d‟envisager d‟autres moyens techniques de mesure
de cible en réalisant, par exemple, une référence de SER intégrée dans le capteur. Pour une antenne
reliée à sa ligne à retard et son capteur, la référence peut être vue comme le niveau de SER du mode de
structure de l‟antenne interrogée. Cette référence peut également être le niveau de SER du mode
d‟antenne d‟une charge fixe connue en parallèle d‟un capteur, tous deux reliés à une antenne via des
longueurs de lignes différentes.
Des études sont en cours sur la réalisation de cette référence et sa prise en compte automatique par le
programme.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 107
IV.2 Diffuseur multibandes
Une deuxième technique d‟identification de capteurs passifs est fondée sur l‟association d‟un diffuseur
à spectre de SER multibandes reconfigurable avec chaque cellule de mesures d‟un réseau. Par cet
élément, chaque capteur présente un écho qui a une unique signature spectrale de SER, différentiable
par le radar FMCW [7].
IV.2.1 Etude du diffuseur
Le lecteur radar FMCW est conçu pour détecter la surface Equivalente Radar d‟un capteur. Une
rétrodiffusion forte de la cible est captée par le radar quand sa fréquence de résonance est comprise
dans la bande du lecteur. Si cette cible est composée de plusieurs fréquences de résonnances, fixes ou
variables, sa surface Equivalente Radar sera composée d‟une série de raies spectrales. Comme le
montre la figure 13, les premières raies peuvent servir à l‟identification du capteur et la suivante,
variable, à la mesure du capteur. La distribution spécifique du spectre de SER, par la mise en place
d‟un commutateur ou d‟un shunt, permet à chaque capteur de donner une signature radar différente.
Pour l‟obtention de ces raies spectrales, la géométrie du capteur est faite de plusieurs anneaux
concentriques qui ont chacun une fréquence de résonance. Cette fréquence augmente avec une
diminution des rayons des anneaux [8].
Le capteur à transduction RF positionné au centre de cette géométrie est relié au plus petit anneau
concentrique [9]. La grandeur physique mesurée est détectée par la variation de la fréquence de
résonance du petit anneau, visible sur le spectre.
IV-13 : Spectres de SER du diffuseur multibandes
Fréquence (GHz)
SER
(d
Bsm
ou
m2 )
Capteur
Capteur
Raies spectrales de la SER pour l’identification (10 anneaux)
Fréquence (GHz)
SER
(d
Bsm
ou
m2)
Raie spectrales de la SER du capteur
Commutateur
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 108
Le diffuseur multibandes considéré dans cette étude est composé de 5 anneaux concentriques
métalliques imprimés sur un film diélectrique mince (Figure 14). Le rayon Rn (R1> R2> R3 ...) du
nième anneau métalliques (n = 1, 2, 3, ...) est tel que le rapport des rayons successifs k est constant et
supérieur à 1.
IV-14 : diffuseur multi-bande
Pour rendre reconfigurable ce diffuseur sans modifier la taille des anneaux ou la géométrie de
l‟ensemble, des commutateurs ou shunt sont intégrés à sa surface pour relier deux ou plusieurs
anneaux adjacents. Cette action a pour conséquence de modifier le spectre du diffuseur.
Le diffuseur est composé de cinq anneaux concentriques métalliques de rayons moyen R1 = 1.91mm
avec k=1,1 (R2 = 1.72mm, R3=1.56mm, R4 = 1,40mm et R5 = 1.27mm). D‟après la simulation sous
le logiciel IE3D, Seuls les quatre premiers anneaux donnent des raies distinctes sur le spectre total de
SER. Lorsqu‟un contacteur entre deux anneaux est inactif (circuit ouvert idéal), le spectre simulé
présente plusieurs pics aux fréquences de résonance des anneaux (figure 15).
IV-15 : Impact du commutateur sur le spectre du diffuseur
Onde incidente du radar
(R1 > R2 > R3)
R1 / R2 = R2 / R3 = 1.1
E
Substrat fin
R1
R3
R2
0
0,00005
0,0001
0,00015
0,0002
0,00025
0,0003
20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40
SER
(m²)
Fréquence (GHz)
Aucun commutateur
Avec commutateur entre anneaux 1 et 2
Avec commutateur entre anneaux 2 et 3
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 109
Les quatre premiers pics de SER sont les premières fréquences de résonance de chaque anneau, à
f1=25.4GHz (anneau 1), f2=28.2GHz (anneau 2), f3=31.3GHz (anneau 3) et f4=34,9 GHz (anneau4)
avec f1 / f2 = f2 / f3 = f3 / f4 = 1,1. Les anneaux sont faiblement couplés à ces fréquences.
Lorsque le contacteur est actif (court-circuit idéal) entre deux anneaux proches, le spectre multi-
bandes de la SER est modifié. La figure 15 montre que ce commutateur, en affectant la distribution de
la densité de courant dans les deux anneaux 1 et 2 puis entre les anneaux 2 et 3, modifie le spectre
fréquentiel d‟origine. Les deux premières fréquences de résonnances sont remplacées par une seule,
les résonnances 3 et 4 restent inchangées. Le facteur de qualité Q = F/ΔF avec ΔF exprimant la bande
passante à -3dB d‟une résonnance est près de 15% pour les 5 anneaux.
La propriété multi-résonante du diffuseur apparait plus clairement lorsque nous augmentons le nombre
d‟anneaux. Sur la figure 16 sont tracés les spectres simulés de SER pour un nombre de 15 anneaux
concentriques. Le facteur de qualité de chaque raie a augmenté pour atteindre une valeur de 60 mais
avec un niveau de SER toujours inférieur a -40 dBsm.
IV-16 : Diffuseur multi-bandes à 15 anneaux
Dans certaines applications, le diffuseur multibandes n‟est pas toujours idéalement placé dans un plan
perpendiculaire à la direction du rayonnement radar. Il peut, dans certaines applications, se présenter
dans une configuration angulaire. Des simulations montrent que la position des raies spectrales de
SER n‟est pas affectée par ce changement angulaire et que seul le niveau de SER est progressivement
détérioré lorsque l‟angle augmente
IV.2.2 Conception et mesures
Un diffuseur multibandes composé de 4 anneaux métalliques, de diamètre maximal de 8mm, est
déposé sur un film diélectrique mince. Nous avons montré dans les chapitres précédents, que le radar
FMCW est capable de détecter une cible de 1cm2 à une distance de 14 m (ou 20 m avec l‟utilisation
d‟une antenne parabole). La distance choisie pour cette détection de cible est de 3m, dans une salle
anéchoïque pour des besoins de facilités de positionnement de la cible.
15 anneaux
Ø 5mm
SER < - 40 dBsm
Facteur de qualité~ 60
Fréquence (GHz)
SER
(dB
sm)
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 110
La technique radar employée afin de détecter les raies fréquentielles du diffuseur, est de décaler la
bande d‟excursion de fréquence (650MHz), par pas fréquentiels successifs sur toute l‟échelle du radar,
de 26 GHz à 30 GHz.
A chaque pas une mesure du niveau de puissance P0 de la raie spectrale de la référence est prise, sur le
signal de battement radar. Cette référence est une sphère métallique de 7cm de diamètre de -24,1dBsm
de SER (σ0). En mesurant également le niveau de puissance du diffuseur sur ce pas fréquentiel, et en
appliquant l‟équation donnée à la figure 17, la SER du diffuseur est calculée. Nous appliquons la
même procédure de calibrage et de mesure de SER sur toute l‟échelle de fréquence (26 à 30GHz).
IV-17 : Technique de mesure de SER du diffuseur
Le spectre de SER du diffuseur réalisé est représenté sur la figure 18. Chaque anneau ajouté pour
obtenir le design final du diffuseur, apporte sa contribution dans le spectre de SER. Dans la bande du
radar, l‟amplitude de la 3ème
raie du spectre du diffuseur varie avec le nombre d‟anneaux de la cible.
IV-18 : Spectre de SER du diffuseur réalisé
Ne pouvant valider en fréquence le spectre du diffuseur, la bande de cette cible étant trop large par
rapport à celle du radar, la vérification de la modification du spectre par ajout successif des anneaux
jusqu‟au nombre de 4, est faite par la mesure de variation d‟amplitude de SER dans toute la bande
fréquentielle du radar de 26 GHz à 30 GHz.
Fréquence
SER
(dBs
mou
m2 )
26 GHz 31GHz
650 MHzDécalage de la fréquence centrale radar
00
Diffuseur
Diffuseur
P
P
20 r
Mesure par référence de SER
SER d’une sphère métallique de rayon r
-60
-55
-50
-45
-40
-35
-30
10 20 30 40 50
SER
(d
Bsm
)
Frequence (GHz)
1 anneau (petit Ø)2 anneaux 3 anneaux 4 anneaux
Bande totale du radar
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 111
Les résultats simulés et mesurés de la cible de 4 anneaux sont montrés sur la figure 19
IV-19 : Résultats de mesures de SER de 4 anneaux
Comme le montre la figure 19, les résultats de SER simulés et mesurés montrent que la courbe de
niveau pour un anneau est bien séparée des autres courbes pour 2, 3 et 4 anneaux. Le spectre du
diffuseur, modifié en fonction du nombre d‟anneaux, semble confirmer la technique d‟identification.
Malgré le soin apporté au bon positionnement de la cible et de la référence, du choix des fréquences,
des perturbations apparaissent à partir de la fréquence de 28,4 GHz. Cela est incriminé à un défaut
d‟isolation de la chambre sensible à la sphère de référence au moment du calibrage.
Même si ces résultats sont en corrélations avec les simulations et montrent qu‟il y a une variation de
du niveau de SER et donc de fréquence sur le spectre d‟identification, le travail futur sera de prévoir
des cibles avec un nombre d‟anneaux plus important pour que plusieurs résonances soient identifiables
dans la bande de fréquence du radar.
Ce diffuseur multibandes est une solution originale d‟identification de capteurs passifs dans un réseau
sans fil. Plusieurs cibles utilisant plus d‟anneaux (de 10 à 24) sont en cours de fabrication et vont nous
permettre de conforter ces premiers résultats avec plusieurs raies de résonances dans la bande du radar.
Pour détecter avec précision les raies spectrales de ces diffuseurs, aujourd‟hui est étudié un système
automatique de décalage par pas fréquentiel du signal radar, intégrable au VCO.
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
25,9 26,4 26,9 27,4 27,9 28,4 28,9 29,4 29,9
SER
(dBs
m)
Fréquence (GHz)
1 anneau2 anneaux3 anneaux4 anneaux
SER simulée
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
25,9 26,4 26,9 27,4 27,9 28,4 28,9 29,4 29,9
SER
(dBs
m)
Fréquence (GHz)
1 anneau2 anneaux3 anneaux4 anneaux
SER mesurée
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
IV Techniques d’identification des capteurs
Page 112
Références
[1] M. Jatlaoui, F. Chebila, S. Bouaziz, P. Pons, et H. Aubert, “Original identification technique of passive EM
sensors using loaded transmission delay lines,” in Microwave Conference (EuMC), 2010 European, p.
1106-1109, 2010.
[2] Projet SACER : Projet labellisé par le pôle AEROSPACE VALLEE. Ce projet réalisé avec 4 PME et le
LAAS permettra l‟acquisition de signaux de capteurs communicants sans fils pour un système embarqué.
[3] S. Bouaziz, A. Ali, et H. Aubert, “Low-profile wideband antenna with unidirectional inclined radiation
pattern for C-band airborne applications,” in Microwave Conference, 2009. APMC 2009. Asia Pacific, p.
1902-1905, 2009.
[4] S. Bouaziz, A. Ali, S. Hebib, et H. Aubert, “Planar wideband microstrip antenna with inclined radiation
pattern for C-band airborne applications,” in Antennas and Propagation (EuCAP), 2010 Proceedings of the
Fourth European Conference on, p. 1-4, 2010.
[5] http://www.andra.fr/
[6] F.Khalil, F.Chebila, H.Aubert, « Interrogation à distance de capteurs passifs dans un tunnel » Journées
Scientifiques 2010 du Club EEA, Rennes (France), 26-27 Octobre 2010
[7] Brevet : Dispositif de mesure comprenant un diffuseur électromagnétique
WO 2010/136388 (A1), Décembre 2010
H.Aubert, P.Pons, F. Chebila, M.M.Jatlaoui,
[8] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, “New micro-sensors identification techniques based on
reconfigurable multi-band scatterers,” in Microwave Conference, 2009. APMC 2009. Asia Pacific, p. 968-
971, 2009.
[9] F. Chebila, M. Jatlaoui, P. Pons, et H. Aubert, “Reconfigurable multi-band scatterers for micro-sensors
identification,” in Antennas and Propagation Society International Symposium, 2009. APSURSI '09. IEEE,
p. 1-4, 2009.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Conclusion générale & Perspectives
Page 113
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Conclusion générale & Perspectives
Page 114
Conclusion générale
&
Perspectives
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Conclusion générale & Perspectives
Page 115
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Conclusion générale & Perspectives
Page 116
Conclusion générale et perspectives
Le LAAS s‟est investi dans un nouvel axe de recherche basé sur de nouveaux réseaux de capteurs
passifs qui utilisent pour la première fois une transduction Radio Fréquence pour mesurer la pression
et la détection de gaz. Ces composants, n‟ayant aucune alimentation ou de circuit de sauvegarde
d‟énergie et fonctionnant dans la bande de fréquence Ka (26 à 40 GHz) ont besoin pour transmettre
leurs mesures à un opérateur, d‟un lecteur adapté.
L‟étude et la réalisation du lecteur pour l‟interrogation de capteurs passif à transduction radio
fréquence fut le sujet de ce travail de thèse.
Ce lecteur devait satisfaire trois paramètres importants pour cette lecture à distance. Sa portée devait
être supérieure à 20 m, travailler à une fréquence compatible avec les capteurs réalisés et contenir un
système d‟identification de ces cellules au sein d‟un réseau.
Après l‟étude des différents systèmes d‟interrogation de capteurs passifs existants, de technologies
RFID et SAW, aucun ne répondait à nos attentes. Nous nous sommes donc tournés vers un lecteur de
technologie radar qui permet une détection à grande portée de faible niveau de puissance d‟écho de
cible. La mesure de distance par ce type de lecteur est également un élément clé dans le principe
d‟identification de capteurs.
Devant le choix de différents types de radar, impulsionnel ou continu, l‟évaluation des paramètres de
portée, de fréquence, de niveau de Surface Equivalente Radar, de perturbations environnementales,
nous ont dirigés vers un radar continu à modulation de fréquence (FMCW). Sa technique de
modulation et son architecture basée autour d‟un VCO a facilité sa réalisation et son réglage.
Un premier prototype à la fréquence de 3GHz fut donc monté pour nous conforter sur le choix du
radar et pour réaliser les premières détections de cibles. Les bilans de puissances et les fréquences de
battement radar mesurées ont validé ce lecteur. Un deuxième prototype radar à 30GHz fut ensuite
monté. Ses premiers tests de détection de cibles de 1cm2 à des distances proche des 14 m, furent très
positifs pour poursuivre l‟interrogation de cibles à plus longue distance. Le choix de l‟antenne
d‟émission du lecteur, antenne cornet ou une parabole, modifient cette portée d‟interrogation.
Nous avons montré que les capteurs ont un niveau de rétrodiffusion et donc une Surface Equivalente
Radar variante en fonction du changement de la grandeur physique détecté. Sensible à cette SER le
niveau de la raie du capteur, sur le spectre du signal de battement radar, varie proportionnellement à la
pression ou à la détection de gaz.
Le système global (radar et capteur) est caractérisé par une droite représentative de la portée du lecteur
en fonction de la sensibilité de la liaison (cas idéal d‟un capteur sans aucune perte). Cette sensibilité
définie comme le rapport des variations relatives de la mesure radar sur celles de l‟impédance du
capteur, image de la pression ou de la détection de gaz.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Conclusion générale & Perspectives
Page 117
Cette droite est donc importante pour la conception d‟un capteur car elle détermine le domaine des
solutions des valeurs de la sensibilité et de la portée du système (radar et capteur) qui définissent
ensuite l‟échelle des impédances variables du capteur en fonction de la grandeur physique.
Dans le système radar FMCW réalisé, le calcul montre que pour une distance de 30m la sensibilité est
de 1,8, valeur proche de l‟idéal, puis s‟annule pour une portée de 58m.
Après avoir confirmé la détection radar d‟antenne chargée sur des longues portées, des mesures en
salle des capteurs de pression et de détection de gaz nous ont permis également de valider le principe
de la détection radar à distance d‟une variation d‟une grandeur physique.
Une première comparaison de données des niveaux de fréquence de battement radar et des niveaux de
SER de capteur de pression passif, relié à une ligne coaxiale, montre une sensibilité de 0,7dBsm/Bar,
inférieur à la sensibilité du système global pour une distance de 30m.
Un détecteur de gaz à également été mesuré à partir de 3 structures résonantes. Ces cellules
théoriquement identiques, mais en raison d'inévitables imprécisions dans leur réalisation, donnent une
réponse en réflexion différente, détectable à distance par le radar. Elles sont vues par le lecteur comme
un capteur sensible à trois différentes concentrations de gaz.
A l‟avenir, ces capteurs seront intégrés dans un réseau pour satisfaire de nombreuses applications
industrielles. Pour que le radar détecte la mesure de chaque cellule, il devra auparavant les identifier
individuellement. Deux principes d‟identification ont été étudiés et testés.
Un premier principe utilise les modes de SER (mode de structure et mode d‟antenne) pour différencier
l‟antenne et son capteur reliés par une longueur de ligne à retard. Par ce principe, d‟une part, la mesure
du capteur est optimale (pleine échelle de la mesure) et d‟autre part, différentes longueurs de lignes
permettent d‟identifier plusieurs capteurs à des raies spectrales contigus sur le signal de battement
radar.
Cette technique d‟identification est également utile pour mesurer une grandeur physique
indépendamment de la distance d‟interrogation. Un capteur et sa référence (de pression ou de détection
de gaz) sont, par exemple, reliés à une seule antenne par deux lignes à retards de longueurs différentes.
La comparaison des niveaux de détection radar des deux raies identifiées au capteur et à sa référence,
nous donnera la valeur de la grandeur physique exacte, pour toute l‟échelle de la portée
d‟interrogation.
Une deuxième technique d‟identification de capteurs passifs est basée sur l‟association d‟un diffuseur
à spectre de SER multibandes reconfigurable avec chaque cellule de mesures d‟un réseau. Par cet
élément, chaque capteur présente un écho qui a une unique signature spectrale de SER et donc permet
son identification par le radar FMCW.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Conclusion générale & Perspectives
Page 118
Toutes ces techniques d‟identification associées aux capteurs trouvent des applications dans les
secteurs de l‟aéronautique et du nucléaire.
Ce travail de thèse à donc montrer l‟ensemble des éléments utiles à une interrogation à longue portées
de capteurs passifs dans la gamme des hautes fréquences (30GHz).Dans la continuité de ces travaux
certaines améliorations sont à apporter au radar FMCW et aux différents capteurs.
Pour le radar, des traitements de signaux sont envisagés pour améliorer encore la détection sur des
longues portées et obtenir une meilleure linéarisation du VCO. Un système de balayage fréquentiel par
pas incrémental de l‟oscillateur est à l‟étude afin que le radar puisse également détecter la variation de
la grandeur physique en fréquence. Cette technique fut utilisée manuellement dans le cas de la
méthode d‟identification par un diffuseur multibandes mais nous souhaitons aujourd‟hui la rendre
automatique.
Un travail d‟étude est en cours sur de nouvelles antennes planaires directionnelles et des lignes à retard
pour minimiser la taille des capteurs et pour les rendre autonomes (sans l‟usage d‟un banc de mesure).
D‟autres capteurs passifs à transduction RF (contrainte, température) ont été également réalisés, basés
sur le même principe de lecture à distance.
Ces premiers résultats sur l‟interrogation de nouveaux capteurs, via un radar FMCW, ont ouvert la
voie à un développement d‟une communication à haute fréquence, à grande portée et pour des cellules
de mesures compactes et totalement passives.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Production Scientifique
Page 119
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Production Scientifique
Page 120
Production Scientifique
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Production Scientifique
Page 121
Production Scientifique
Journaux internationaux
[1] H. Hallil, F. Chebila, P. Menini, H. Aubert, “Feasibility of Passive Gas Sensor Based on
Whispering Gallery Modes and its RADAR Interrogation: Theoretical and Experimental
Investigations” Sensors & Transducers, Vol.116, N°5, pp.38-48, Mai 2010
Conférences internationales
[1] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, “Pressure sensing approach based on
electromagnetic transduction principle,” in Microwave Conference, 2008. APMC 2008. Asia-
Pacific, p. 1-4, 2008.
[2] M. M.Jatlaoui, F.Chebila, P.Pons, H.Aubert, F.Coccetti, G.J.Papaioannou, M.Dragoman,
D.Neculoiu, D.Dragoman, A.Muller, G.Konstantinidis, R.Plana, « Micro and nanoengineering of
electromagnetic energy: applications to sensors, communications, scavenger » joint IFIN-HH,
ICTP, IAEA Workshop on Trends in Nanoscience: Theory, Experiment, Technology, Sibiu
(Roumanie), 23-30 Août 2009
[3] M. M.Jatlaoui, F.Chebila, P.Pons, H.Aubert, F.Coccetti, “RF MEMS/NEMS technologies for
advanced sensors and scavengers » Joint IFIN-HH, ICTP, IAEA Workshop on Trends in
Nanoscience: Theory, Experiment, Technology, Sibiu (Roumanie), 23-30 Août 2009, 2p
[4] F. Chebila, M. Jatlaoui, P. Pons, et H. Aubert, “Reconfigurable multi-band scatterers for micro-
sensors identification,” in Antennas and Propagation Society International Symposium, 2009.
APSURSI '09. IEEE, p. 1-4, 2009.
[5] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, “Wireless interrogation techniques for a passive
pressure micro-sensor using an EM transducer,” in Microwave Conference, 2009. EuMC 2009.
European, p. 053-056, 2009.
[6] M. Jatlaoui, F. Chebila, I. Gmati, P. Pons, et H. Aubert, “New electromagnetic transduction
micro-sensor concept for passive wireless pressure monitoring application,” in Solid-State
Sensors, Actuators and Microsystems Conference, 2009. TRANSDUCERS 2009. International, p.
1742-1745, 2009.
[7] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, “New micro-sensors identification techniques
based on reconfigurable multi-band scatterers,” in Microwave Conference, 2009. APMC 2009.
Asia Pacific, p. 968-971, 2009.
[8] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert « Réflecteur passif basé sur la transduction EM pour
la mesure sans fil de la pression » Journées Maghreb-Europe, Tabarka (Tunisie), 20-22 Octobre
2010
[9] F. Chebila, M. Jatlaoui, P. Pons, et H. Aubert, “Pressure measurement from the RADAR
interrogation of passive sensors,” in Antennas and Propagation Society International Symposium
(APSURSI), 2010 IEEE, p. 1-4, 2010.
[10] T.Thai, F. Chebila, M.M.Jatlaoui, P.Pons, H.Aubert, G.R. DeJean, M.M.Tentzeris, R.Plana, “A
novel passive ultrasensitive RF temperature transducer for remote sensing and identification
utilizing radar cross sections variability,” in Antennas and Propagation Society International
Symposium (APSURSI), 2010 IEEE, p. 1-4, 2010.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Production Scientifique
Page 122
[11] H. Hallil, F. Chebila, P. Menini, P. Pons, et H. Aubert, “Feasibility of wireless gas detection with
an FMCW RADAR interrogation of passive RF gas sensor,” in Sensors, 2010 IEEE, p. 759-762,
2010.
[12] M. Jatlaoui, F. Chebila, S. Bouaziz, P. Pons, et H. Aubert, “Original identification technique of
passive EM sensors using loaded transmission delay lines,” in Microwave Conference (EuMC),
2010 European, p. 1106-1109, 2010.
[13] M. M. Jatlaoui, F. Chebila, T. Idda, P. Pons, et H. Aubert, “Phenomenological theory and
experimental characterizations of passive wireless EM pressure micro-sensor prototype,” in
Sensors, 2010 IEEE, p. 643-646, 2010.
[14] T.Thai, F. Chebila, M.M.Jatlaoui, P.Pons, H.Aubert, G.R. DeJean, M.M.Tentzeris, R.Plana,
“Design and development of a millimetre-wave novel passive ultrasensitive temperature
transducer for remote sensing and identification,” in Microwave Conference (EuMC), 2010
European, p. 45-48, 2010.
Conférences Nationales
[1] F.Khalil, F.Chebila, H.Aubert, « Interrogation à distance de capteurs passifs dans un tunnel »
Journées Scientifiques 2010 du Club EEA, Rennes (France), 26-27 Octobre 2010
[2] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, « Capteur de pression passif à traduction
électromagnétique » Colloque Interdisciplinaire en Instrumentation (C2I 2010), Le Mans (France),
26-27 Janvier 2010, 7p
[3] M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, et H. Aubert, « Interrogation radar de micro-capteur de presion à
transduction électromagnétique », 16èmes Journées Nationales Microondes (JNM 2009),
Grenoble (France), 27-29 Mai 2009, 4p.
[4] F. Chebila, M. M. Jatlaoui, P. Pons, H. Aubert, "Microsystème Passif Communicant Pour la
Mesure de la Pression", Poster, Journées Nationales du GDR MNS, Montpelier (France),
December 3-5, 2008.
[5] M. M. Jatlaoui, F. Chebila, P. Pons, H. Aubert, "RF Pressure Transducer With Wireless
Interrogation", Oral, Workshop Internet of Things, LAAS-CNRS Toulouse (France), October 21,
2008.
Brevet
Dispositif de mesure comprenant un diffuseur électromagnétique
WO 2010/136388 (A1), Décembre 2010
H.Aubert, P.Pons, F. Chebila, M.M.Jatlaoui,
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Production Scientifique
Page 123
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexes
Page 124
ANNEXES
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexes
Page 125
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe A
Page 126
Annexe A
Méthode de Welch
ALGORITHME DU PERIODOGRAMME
Le périodogramme est une méthode d‟estimation de la densité spectrale de puissance d‟un signal. La
méthode directe de calcul du périodogramme utilise la transformée de Fourier rapide (FFT) du signal.
Le signal d‟entrée est un signal sinusoïdal échantillonné, noyé dans un bruit blanc gaussien. Le signal
échantillonné est x[n]=x(n.Ts) pour n = 0,1,…,(N-1), où N est la longueur d‟enregistrement.
Périodogramme simple :
Estimation de la densité spectrale de puissance
21( ) ( )NP X
N
Avec X(ω) la Transformée de Fourier Discrète d‟une séquence de longueur N du signal
1
0
( ) ( )N
j n
n
X x n e
D‟une part, cet estimateur est biaisé, et d‟autre part sa variance ne tend pas vers 0.
Cette simple estimation du spectre est améliorée en moyennant plusieurs périodogrammes.
Périodogramme moyenné :
Pour mieux séparer le signal du bruit, on calcule la moyenne, élément par élément de plusieurs
périodogrammes indépendants. La sinusoïde est la même pour les différents signaux mais le bruit est
indépendant pour chaque réalisation car il est aléatoire. On découpe donc l‟échantillon de départ x(n)
où 0 ≤ n ≤ N −1 en K segments de M points, avec N = KM.
On calcule ensuite les périodogrammes.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe A
Page 127
21
0
1( ) ( ) 1
Mi i j n
M
n
P x n e avec i KM
Pour chaque séquence : ( )( ) ( ( 1) );0 1x i n x n i M n M
Puis on fait la moyenne des périodogrammes :
1
1ˆ( ) ( )K
i
M
i
PK
La variance de Ø(ω) apparait comme inversement proportionnelle au nombre de périodogrammes.
Cette méthode permet donc de réduire la variance. On perd toutefois en résolution spectrale, car on
utilise des échantillons plus courts. Ceci se traduit par un accroissement de la largeur du lobe principal
de la fenètre spectrale, et par une augmentation du biais de l‟estimation. Il faut donc intervenir sur le
nombre M de segments pris dans l‟échantillon pour trouver un compromis entre biais et variance.
Cette estimation du spectre est souvent améliorée en multipliant préalablement les données par une
fonction de fenêtrage :
Lissage du périodogramme :
Le périodogramme est lissé par convolution avec une fenêtre spectrale adaptée.
1( ) ( ) ( )
2NP W d
Avec ( )W le spectre de la fenêtre de convolution w(n), de durée (2P-1) points.
C‟est une fenêtre rectangulaire de taille très inférieure à la taille du signal glissant d‟échantillon en
échantillon. La fenêtre peut etre de différents type : fenêtre rectangulaire (porte), fenêtre de
Hamming…
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe A
Page 128
Périodogramme lissé de Welch :
La méthode de Welch consiste à combiner les deux techniques précédentes : on découpe l‟échantillon
de départ en K segments de longueur M, en appliquant à chacun la fenêtre w(n), et on calcule le
périodogramme pour chaque segment, puis on calcule la moyenne de tous les périodogrammes.
21 1
2
0 0
1 1( ) ( ) ( ) ( )
M Mi i j n
M
n n
P x n w n e avec U w nMU M
On calcul ensuite la moyenne des K périodogrammes obtenus:
1
1( ) ( )
K
M
i
PK
La variance obtenue est identique à celle trouvée pour un moyennage de périodogramme accompagné
d‟un lissage du spectre. On peut également introduire un recouvrement des segments, ce qui augmente
leur nombre total K et diminue donc la variance. Par contre, les périodogrammes ne sont plus
indépendants. Le gain sur la variance du spectre estimé est appréciable jusqu‟à un recouvrement de
50%, valeur au-delà de laquelle les améliorations sont plus limitées.
A est le facteur de normalisation (mesure de DSP ou SP)
Cette méthode réduit le biais de l‟estimateur
Bilan :
Cet estimateur est simple, utilisable pour du temps-réel (algorithme FFT)
Performances :
Approximation : non biaisé pour spectres à variation lentes
Variance relative inversement proportionnelle au nombre de blocs
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe A
Page 129
Choix de la taille M du bloc :
Tout dépend du signal analysé et de ce que l‟on veut faire :
séparer des composantes proches (M grand)
estimer correctement la DSP du bruit (M faible)
Tout dépend du signal analysé et de ce que l‟on veut faire :
séparer des composantes proches (M grand)
estimer correctement la DSP du bruit (M faible)
L‟utilisation de la méthode de Welch permettant d‟obtenir un estimateur non biaisé et le moyennage
de périodogrammes un estimateur à faible variance, le moyennage de périodogrammes de Welch nous
permettra d‟obtenir une estimation sans biais ni variance.
Sous Matlab , il existe la fonction pwelch :
[Pxx,f] = pwelch(x,window,noverlap,f,fs,’range’)
x : vecteur correspondant au signal d‟entrée.
window : largeur de la fenêtre de Hamming par laquelle on pondère les blocs.
noverlap : recouvrement des segments (50% par défaut)
f : vecteur des fréquences
fs : fréquence d‟échantillonnage
„range‟ : „onesided‟ or „twosided‟
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe B
Page 130
Annexe B
Convertisseur analogique numérique
Picoscope 2205 & Matlab
Le PicoScope 2205 est un appareil, connectable par USB, qui a pour fonctionnalité d‟être un
oscilloscope, analyseur de spectre et générateur de signaux arbitraire et a pour interface le logiciel
Picoscope (sous Windows)
Caractéristiques
Bande passante : 25 MHz
Voies : 2
Résolution verticale : 8 bits
Résolution verticale améliorée : 12 bits
Amplitude des valeurs d’entrée (Pleine Echelle) : ±50mV à ±20V
Type d’entrée : connecteur BNC (pourra se brancher directement au radar)
Type de sortie : câble USB (relié à l’ordinateur)
Taux d’échantillonnage maximal : 200 MS/s pour une voie, 100 MS/s pour 2 voies.
Taux d’échantillonnage maximal en mode Streaming : 1 MS/s
Taille du Buffer : 16 kS/channel pour une voie, 8 kS/channel pour 2 voies
Taille du Buffer en mode Streaming : 2M samples per channel
Plage temporelle : 50 ns/div à 200s/div
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe B
Page 131
Application du traitement du signal sous Matlab via le picoscope
Deux librairies utilisées :
ps2000.dll : Permet de programmer en faisant des appels de fonction en langage C.
ps2000.h : Contient les déclarations (en langage C) de diverses fonctions utilisables avec le
Picoscope.
Deux modes de fonctionnement
En « block mode »
Le taux d‟échantillonnage est maximal, et le picoscope récupère les données beaucoup plus
rapidement que le PC ne peut les lire. Le picoscope stocke donc des blocs de données dans
une mémoire interne (buffer), retardant ainsi le transfert au PC. Une fois la mémoire pleine, le
picoscopel signale au PC qu‟il est prêt à transférer le contenu mémoire PC.
Le nombre de valeurs dépend de la taille du buffer du picoscope.
En « streaming mode » ou « fast streaming mode »
Les données ne sont pas stockées dans le buffer du picoscope mais envoyées directement en
continu au PC. L‟ordinateur donne l‟instruction au picoscope de lui envoyer les données.
Ce nombre de données est limité uniquement par la taille de la mémoire du PC : le driver
stocke les données dans son propre buffer et envoie un signal à l‟application. L‟application
doit ensuite copier les données avant que le driver réécrive les nouvelles données par dessus.
Une fois la copie de données réalisée, l‟application crée un tableau de données dont la taille
est uniquement limitée par les ressources du PC.
Ce mode permet alors de récupérer un très grand nombre de données à une vitesse
relativement élevée.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe B
Page 132
Transmission des données du Picoscope au PC
Fonctions utilisées en block mode, pour la récupération des données :
1. Ouverture de la communication avec le picoscope : ps2000_open_unit().
2. Sélection de la voie et AC/DC coupling : ps2000_set_channel().
3. Démarrer l‟acquisition des données: ps2000_run_block().
4. Transférer le bloc de données depuis le picoscope : ps2000_get_values()
5. Afficher les données
6. Répéter 3 à 5
7. Stopper le picoscope : ps2000_stop() .
Création d’une interface GUI (Graphical User Interface)
Matlab permet à l‟utilisateur de programmer des interfaces graphiques interactives.
Un GUI se présente comme une structure arborescente composée d‟objets d‟interface et respectant une
hiérarchie bien définie.
Chacun de ces objets possède un ensemble de propriétés programmables qui fixent l‟apparence
graphique et les réactions de l‟objet aux sollicitations de l‟utilisateur du GUI.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe B
Page 133
Les objets sont créés lors de la constitution de l‟interface, ou dynamiquement durant l‟exécution. Dans
le programme, les principaux objets manipulés sont :
-« axes » qui permettent de définir l‟emplacement des figures dans la fenêtre.
Nous avons ainsi eu besoin de décaler nos courbes sur la droite pour pouvoir placer les boutons du
menu et les résultats à gauche.
handles.hax1= axes('Position', [.2, .71, .775, .22]);
« uicontrol » qui permet de faire des boutons, zones de textes, menus déroulants, …
Exemple :
uicontrol('Style', 'pushbutton', 'String', 'Etalonnage',...
'units', 'normalized', 'Position', [0.008 0.94 0.090 0.032],
'fontsize',10,'FontWeight', 'bold', 'Callback', @pre_etalonnage,
'backgroundcolor','c');
Ceci est un bouton où il sera écrit « Etalonnage », en taille 10, en haut à gauche de la fenêtre, ayant
pour couleur de fond bleu cyan. Il effectue un callback vers la fonction« pre_etalonnage », ce qui
signifie que dès que l‟utilisateur cliquera sur ce bouton « Etalonnage », la fonction nommée
« pre_etalonnage » va s‟exécuter.
Les handlers sont les identificateurs des objets. Les objets étant créés lors de la constitution de
l‟interface, ou dynamiquement durant l‟exécution, on leur associe lors de la création un identificateur
unique, qu‟on appelle le handler et qui permet de les manipuler. Certains handlers sont réservés et mis
à jour en permanence :
gcf : attaché à la figure courante
gca : axes de tracé courants
gcbf : figure activée (dans laquelle on clique)
gcbo : objet activé actuellement à l’aide de la souris
Pour retrouver dans une interface le handler d‟un objet quand on connaît une propriété qui le
caractérise, on utilise la fonction findobj.
Exemple : hLine=findobj(handles.hax3,'type','line','color','c');
Permet de trouver la courbe bleu cyan dans handles.hax3
Il existe de nombreux autres objets et paramètres de GUI, ceux utilisés le plus fréquemment dans le
code ont été décrits ci-dessus.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe C
Page 134
Annexe C
Guide d’utilisation de l’interface de mesure de SER
Brancher le Picoscope à l‟ordinateur (et au radar). Ouvrir Matlab, et lancer le programme
PicoMatlab.m (dans le répertoire de travail « Prog_Picoscope », où sont stockées les librairies).
La fenêtre suivante apparaît :
1 : Choisir la plage d‟amplitude adaptée.
2 : Cliquer sur Etalonnage
Saisir la valeur de la fréquence moyenne demandée, et cliquer sur la flèche, puis sur « ok » :
Choisir le type de réflecteur qui sera utilisé pour l’étalonnage : Cube ? Sphère ?
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe C
Page 135
Entrer sa longueur, ou rayon pour la sphère, puis cliquer sur la flèche et sur « ok »
La SER du réflecteur est calculée de la manière suivante et s‟affiche :
Sphère : 2R avec R le rayon de la sphère
Réflecteur trièdre rectangulaire : 4 212 /c
L avecf
où f est la fréquence
moyenne du radar,
La SER est affichée Cliquer sur « ok » pour continuer.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe C
Page 136
Procédure de placement de la référence
Entrer le nombre de capteurs utilisés, par exemple 2, et cliquer sur la flèche.
NE PAS CLIQUER SUR « OK »
Mise en place du réflecteur à l’emplacement d’un des capteurs. (qui sera nommé capteur n°1).
Après mise en position, cliquer sur « ok ».
L’amplitude du pic est détectée ainsi que sa fréquence. La longueur du câble est alors demandée.
Mettre la longueur du câble et cliquer sur la flèche.
Il va s’afficher alors la fréquence sur laquelle sera centré le filtre pour le capteur n°1.
NE PAS CLIQUER SUR « CAPTEUR SUIVANT »
Mise en place du réflecteur à l‟emplacement du deuxième capteur (capteur n°2)
Après mise en position, cliquer sur « ok ».
Mettre la longueur du câble et cliquer sur la flèche.
Il va s’afficher alors la fréquence sur laquelle sera centré le filtre pour le capteur n°2.
Cette procédure est réalisée pour tous les emplacements des capteurs des capteurs qui vont être
utilisés. (càd jusqu‟à que le programme ne demande plus rien).
L’étalonnage est alors terminé. Enlever le réflecteur du dernier emplacement.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe C
Page 137
Mesure des capteurs
Placer les capteurs/cibles aux différents emplacements, s‟ils n‟y sont pas déjà et cliquer alors sur
« Start ».
Le programme réaffiche alors pour chaque capteur la fréquence centrale du filtre (intégré au
capteur) et l‟amplitude du pic mesurées à l‟étalonnage (« Max_reference »).
Il affiche l‟amplitude du pic en temps réel pour chaque cible/capteur : le pic maximal sur 4
mesures, le pic minimal sur 4 mesures, la différence entre le max et min, et la valeur moyenne
du pic toujours sur 4 mesures.
Ayant mesuré la SER du réflecteur ainsi que le pic correspondant mesuré lors de l‟étalonnage
avec le réflecteur, il calcule alors de manière proportionnelle la SER pour le capteur, à partir
de la valeur du pic pour le capteur (valeur moyenne sur 4 mesures, pour chaque capteur).
Le traitement tourne ainsi en boucle. Pour arrêter l‟acquisition, cliquer sur Stop.En recliquant sur
Start, le traitement reprend là où il s‟était arrêté.
Toujours cliquer sur Stop avant de cliquer sur EXIT
Cliquer sur EXIT, ou sur la croix de fermeture de fenêtre, fera quitter complètement l‟interface
Remarque : Le bouton LED n‟a pas un intérêt fondamental… Il s‟agit de faire clignoter la LED du
Picoscope plusieurs fois. Il peut cependant servir à vérifier si le Picoscope est bloqué ou a un
problème, car dans ce cas, la LED ne clignotera pas.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe C
Page 138
Description du code
Le code final de l‟interface réalisée est composé de plusieurs fonctions, décrites ci-dessous. (Le code
sera fourni avec ce rapport, mais ne sera pas donné en annexe, compte tenu de sa longueur…).
function PicoMatlab
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction qui ouvre l'interface, met en place les boutons du menu, et lance le traitement une fois, mais sur des
% valeurs nulles (initialisation), juste pour afficher les emplacements des 3 courbes
% ---------------------------------------------------------------------- %
function start_pico(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction qui réalise le traitement pour chaque capteur, en boucle.
% Pour chaque capteur, le filtre utilisé sera centré sur la fréquence mesurée lors de l'étalonnage avec le
% réflecteur.
% Pour chaque capteur, il affiche la valeur max et min du pic toutes les 4mesures. Il affiche également
% l'amplitude max relevée préalablement lors % de l'Etalonnage avec le réflecteur. Puis il calcule la SER, en
% fonction du réflecteur que l'utilisateur aura déjà choisi dans la fonction « Etalonnage », et proportionnellement
% au pic mesuré avec le réflecteur lors de l'étalonnage
% ---------------------------------------------------------------------- %
function etalonnage_pico(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction appelée a la suite de la fonction Pré-étalonnage.
% L'utilisateur entre le nombre de capteurs utilisés et le programme fait un étalonnage pour chacun. (Il faut
% placer le réflecteur au niveau de chaque capteur à chaque fois).
% La fréquence mesurée et l'amplitude sont gardées en mémoire pour être utilises dans la fonction Start. (Le
% filtrage se fera à chaque fréquence mesurée, et l'amplitude servira pour calculer la SER)
% ---------------------------------------------------------------------- %
function load_longueur_cable(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction appelée par la fonction Etalonnage, qui permet de récupérer la longueur du câble saisie par
% l'utilisateur au clavier, puis de calculer la fréquence centrale du filtre en fonction.
function load_nbre_capteurs(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction appelée par la fonction Etalonnage, qui récupère le nombre de capteurs, saisie au clavier par
% l'utilisateur
% ---------------------------------------------------------------------- %
function recup_popmenu_amplitude(hObj,event)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction qui récupère la plage d'amplitude en Volts, lorsque l'utilisateur active le menu « popup » en haut à
% droite dans la fenêtre
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Annexe C
Page 139
function pre_etalonnage(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction appelée lorsque l'utilisateur appuie sur Etalonnage.
% L'utilisateur devra spécifier la fréquence moyenne du radar, puis lafonction recup_type_reflecteur est appelée
% ---------------------------------------------------------------------- %
function recup_type_reflecteur(hObj,event)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction appelée par la fonction pré-étalonnage, qui récupère si le réflecteur est une sphère ou un cube, et sa
% taille, qui calcule la SER et appelle ensuite la fonction Etalonnage
% ---------------------------------------------------------------------- %
function load_freq_radar(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction appelée par la fonction pré-étalonnage, qui récupère la fréquence moyenne du radar, puis retourne a
% la fonction pré-étalonnage
% ---------------------------------------------------------------------- %
function load_taille_reflecteur(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction appelée par la fonction recup_type_reflecteur qui récupère la taille du réflecteur, puis retourne a la
% fonction recup_type_reflecteur
% ---------------------------------------------------------------------- %
function FlashLED(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction qui fait clignoter 3 fois le picoscope....
% ---------------------------------------------------------------------- %
function EXIT_prog(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction qui permet de quitter l'interface, soit lorsque l'on clique sur la croix en haut à droite de la fenêtre, soit
% lorsque l'on clique sur "EXIT"
% ---------------------------------------------------------------------- %
function Stop_prog(a,b)
% ---------------------------------------------------------------------- %
% Fonction qui permet de stopper l'acquisition des données, sans quitter
% l'interface, ce qui permet de relancer l'acquisition directement en
% recliquant sur Start
% ---------------------------------------------------------------------- %
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Page 140
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011
Résumé :
Un nouvel axe de recherche sur les réseaux de capteurs a été initié au LAAS par la réalisation de
nouveaux capteurs sans fil passifs utilisant une transduction électromagnétique dans la détection de
pression et de gaz. Ces capteurs fortement intégrés ne nécessitent aucune alimentation embarquée et
leur fréquence de fonctionnement se situe dans la bande de fréquence Ka (26 à 40 GHz).
Cette thèse s‟inscrit donc dans l‟étude et la réalisation d‟un lecteur adapté à l‟interrogation à distance
de capteurs à transduction électromagnétique. Son principe de fonctionnement est basé sur une
technologie radar de type FMCW. L‟avantage principal de la lecture radar des données issues de ce
type de capteurs passifs réside dans la possibilité d‟avoir des portées de plusieurs dizaines de mètres,
bien supérieures à celles classiquement obtenues avec des capteurs passifs de type SAW ou tag RFID.
Dans une première étape est présenté le principe de fonctionnement du lecteur radar et la
réalisation de deux prototypes centrés sur les fréquences de 3GHz et 30GHz. Une étude du spectre de
la sortie radar, appelé signal de battement radar, est abordée afin de montrer comment les positions et
les mesures des capteurs sont lues à distance par ce type de lecteur.
Par la suite, un travail d‟analyse de la communication sans fil permet de déterminer les paramètres
de rétrodiffusion électromagnétique à prendre en compte pour ces capteurs, tels que leurs impédances
et leurs fréquences de fonctionnement. Ces paramètres sont la base d‟une optimisation du système
global en termes de sensibilité, de portée radar et des niveaux minimaux de Surface Equivalente Radar
(SER) des cibles interrogées. La validation de cette analyse se borne à la mesure de la portée
maximale associée à ce type de lecteur et aux différentes mesures de SER de plusieurs types de
capteurs dans les bandes de fréquence de 3GHz et 30GHz.
Deux principes d‟identification de cellules passives sont ensuite présentés. Le premier est basé sur
l‟utilisation des deux modes de rétrodiffusion de la SER d‟un capteur (mode de structure et mode
d‟antenne) favorisant dans le même temps l‟identification sur un mode et la mesure de la grandeur
physique sur l‟autre, a distance du lecteur.
Le deuxième principe utilise le spectre d‟un diffuseur multi-bande dont sa SER reconfigurable
permet d‟associer l‟identification de chaque capteur dans un réseau, à la manière d‟un code barre.
En conclusion, les résultats obtenus dans cette étude valident le principe d‟interrogation à longue
distance de réseau de capteurs passifs et ouvrent de nouvelles perspectives sur la conception de
nouvelles cellules de mesures pour de nouvelles applications dans les secteurs de l‟aéronautique, du
nucléaire, et de l‟environnement.
tel-0
0595
578,
ver
sion
1 -
25 M
ay 2
011