Tesis Licenciatura LNA WiMAX Uriel Zapata-uv-microna

8/16/2019 Tesis Licenciatura LNA WiMAX Uriel Zapata-uv-microna

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UNIVERSIDAD VERACRUZANAFACULTAD DE INGENIERÍA CAMPUS BOCA DEL RÍO

Opción titulación:

TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO

Que para obtener el título de:

INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y COMUNICACIONES

Presenta:

URIEL GABRIEL ZAPATA RODRÍGUEZ

Director de Trabajo Práctico Técnico:Dr. Jaime Martínez Castillo



AGRADECIMIENTOS

A MIS PADRES: Gabriel Zapata y Eloina Rodríguez, ya que esta meta cumplida, es

más de ellos que mía, porque el amor y el apoyo que me han brindado toda mi vida, así

como la convicción que me enseñaron a imprimirle a cada una de las cosas, me han

conducido al lugar en el que estoy y me dan las fuerzas para vivir y ser mejor cada día,

porque con nada podría agradecer todo el esfuerzo y sacrificios hechos para mi

persona.

A MI ASESOR: Dr. Jaime Martínez Castillo, que con el apoyo y entusiasmo aporto al

presente trabajo su experiencia y conocimiento.

A MIS SINODALES: Dr. Pedro J. García, Dr. Hugo de León, que con sus correcciones

y orientación hicieron del presente un trabajo mejor.

A TODOS LOS PROFESORES: que lo largo de mi formación universitaria pusieron

todos sus conocimientos y experiencia para formar mis bases como ingeniero.

A LA UNIVERSIDAD VERACRUZANA por darme la oportunidad de formar parte de su

selecto grupo de alumnos y darme una identidad como estudiante.

AL CENTRO DE INVESTIGACIÓN DE MICRO Y NANOTECNOLOGÍA por brindarme

el apoyo necesario en bibliografía, internet e instalaciones para el desarrollo de mi

trabajo.A INTEL TECNOLOGÍA DE MÉXICO por el soporte mediante el proyecto “Low Noise

Amplifiers (LNA’s) for radio frecuency (RF) System Aplications”.

A CONACYT dado el apoyo otorgado mediante el proyecto de investigación básica

56642-2007-2009



ÍNDICE

CAPÍTULO 1 INTRODUCCIÓN

CAPÍTULO 2 MARCO TEÓRICO

2.1 ANTECEDENTES2.1.1 BREVES INSTANCIAS EVOLUTIVAS DE LA COMUNICACIÓN2.1.2 CONCEPTOS IMPORTANTES2.1.3 SISTEMAS DE COMUNICACIÓN INALÁMBRICA2.1.4 WIMAX

668

1115

2.2 SISTEMAS DE RECEPCIÓN 27

2.3 PARÁMETROS FUNDAMENTALES DEL LNA

2.3.1 FIGURA DE RUIDO2.3.2 GANANCIA2.3.3 PARÁMETROS-S O DE DISPERSIÓN

31

313436

CAPÍTULO 3 TOPOLOGÍAS DE LNA’S

3.1 TERMINACIÓN SENCILLA (SINGLE ENDED)3.1.1 CONFIGURACIÓN FUENTE COMÚN3.1.2 CONFIGURACIÓN COMPUERTA COMÚN

3.1.3 CONFIGURACIÓN DRENADOR COMÚN

424344

45

3.2 CONFIGURACIÓN CASCODE 48

3.3 CONFIGURACIÓN EN BAJO VOLTAJE FVF (FLIPPED VOLTAJEFOLLOWER)

49

1.1

MOTIVACIÓN 1

1.2 JUSTIFICACIÓN 3

1.3

DESCRIPCIÓN DEL TRABAJO 4

1.4 OBJETIVOS1.4.1 OBJETIVOS ESPECÍFICOS

55



CAPÍTULO 4 DISEÑO, SIMULACIÓN Y RESULTADOS

4.1 METODOLOGÍA DE DISEÑO4.1.1 DISEÑO4.1.2 CARACTERÍSTICAS Y CLASIFICACIÓN DE UN AMPLIFICADOR

4.1.3 ELECCIÓN DEL TRANSISTOR

515253

54

4.2 ANÁLISIS DEL DISEÑO PROPUESTO4.2.1 DISEÑO DEL AMPLIFICADOR PRINCIPAL4.2.2 DISEÑO DEL BUFFER

555766

4.3 SIMULACIÓN DEL DISEÑO PROPUESTO4.3.1 DISEÑO Y SIMULACIÓN DE LAS REDES PASIVAS DE ENTRADA Y SALIDA4.3.2 SIMULACIÓN DEL LNA PROPUESTO4.3.3 SIMULACIÓN EN ADS (ANDANCED DESIGN SYSTEM)4.3.4 SIMULACIÓN EN TOPSPICE

4.3.5 SIMULACIÓN EN HSPICE

6767707172

74

4.4 RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN DE DISEÑO PROPUESTO4.4.1 RESULTADOS DE SIMULACIÓN EN ADS4.4.2 RESULTADOS DE SIMULACIÓN EN TOPSPICE4.4.3 RESULTADOS DE SIMULACIÓN EN HSPICE

75767778

CAPÍTULO 5 DISCUSIÓN FINAL

5.1 RESUMEN GENERAL 80

5.2 CONCLUSIONES 85

APÉNDICE A

DERIVACIÓN DE LOS PARÁMETROS DE RUIDO 88

APÉNDICE B

MODELO DEL ESTÁNDAR BSIM UTILIZADO EN EL TRABAJO PRÁCTICOTÉCNICO, BSIM3

96

ÍNDICE DE FIGURAS

BIBLIOGRAFÍA Y REFERENCIAS



CAPÍTULO 1 INTRODUCCIÓN

1.1 MOTIVACIÓN

El simple hecho de ser seres humanos nos hace desenvolvernos en medios donde

tenemos que estar comunicados. Por eso la gran importancia de la transmisión y la

recepción de información, y en la época actual donde los sistemas sin uso de cables

(sistemas inalámbricos) hacen parte de la cotidianidad, es necesario establecer medios

de comunicación eficaces entre ellos.

Una de las tecnologías más prometedoras y discutidas en esta década son los sistemas

de comunicación inalámbricos. Las conecciones de sistemas mediante ondas de radiofrecuencia (RF, Radio Frecuency, por sus siglas en inglés), actualmente están siendo

ampliamente investigadas. Las redes inalámbricas facilitan la operación en lugares

donde los sistemas que se comunican mediante cables no pueden permanecer en un

solo lugar, se deben de resolver varios obstáculos técnicos y de regulación antes de

que las redes inalámbricas sean utilizadas de una manera general (en los sistemas de

comunicación de la actualidad).

Si nos remontamos en la historia, encontramos que las comunicaciones inalámbricascomenzaron con:

• La postulación de las ondas electromagnéticas por James Cleck Maxwell durante

el año de 1860 en Inglaterra.

• La demostración de la existencia de estas ondas por Heinrich Rudolf Hertz en

1880 en Inglaterra.

• La invención del telégrafo inalámbrico por Guillermo Marconi.

Durante la primera década del siglo XX, dos trayectorias de invención importantes

empezaron a transformar la comunicación inalámbrica primitiva de la era de los puntos

y rayas, en la comunicación del mundo contemporáneo. La primera, y potencialmente la

más importante, se debe a John Fleming, a quien sin restricciones puede considerarse

como el precursor principal de la electrónica y el inventor de la válvula inalámbrica.



CAPÍTULO 1 – INTRODUCCIÓN TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO

DISEÑO DE UN AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO MULTIBANDA PARA APLICACIONES WIMAX

2

Lee de Forest, norteamericano experto en radio que eventualmente habría de lograr

más de 300 patentes a su nombre. La más famosa de estas contribuciones fue convertir

la válvula diodo de dos elementos de Fleming en la válvula tríodo. La válvula tríodo

podía usarse para amplificar una corriente débil hasta hacerla fuerte. Se descubrió

además, unos años después de que se produjeran los primeros triodos, que también

podían utilizarse para la generación de corrientes. Esto facilitó el desarrollo de equipos

transmisores y receptores para las comunicaciones inalámbricas, al incorporar un

conjunto de materiales semiconductores y contactos eléctricos; que realizaban las

mismas funciones que el tubo de vació, pero un costo, peso y potencia más bajos, y

una mayor fiabilidad. Los progresos subsiguiente en la tecnología de semiconductores,

atribuible en parte a la intensidad de las investigaciones asociadas con la iniciativa de

exploración del espacio, llevó al desarrollo, en la década de 1970, del circuito integradoplanar (IC, Integrated Circuit, por sus siglas en ingles). Estos dispositivos pueden

contener centenares de miles de transistores en un pequeño trozo de material,

permitiendo la construcción de circuitos transmisores y receptores más complejos.

El rápido avance de la tecnología de los IC’s en estado sólido ha impulsado el

crecimiento de los sistemas de comunicación inalámbricos desde el punto de vista

comercial. La tecnología apunta hacia la fabricación de componentes de alto

desempeño, baja potencia, geometrías pequeñas, bajo costo y alta eficiencia. El uso

extendido de los IC’s en los sistemas inalámbricos ha ocasionado una necesidad de

mejora significativa tanto de la confiabilidad como del desempeño de los equipos

receptores. Estas tendencias han incrementado el uso de las técnicas de diseño de

dispositivos y procesamiento de señales basadas en componentes de silicio. El

escalamiento (cada vez con menor longitud de canal, debido a la Ley de Moore) de los

procesos CMOS1 (Complementary Metal Oxide Semiconductor, por sus siglas en

inglés) ha forzado a los circuitos analógicos a utilizar niveles de voltaje cada vez más

bajos para su polarización.

1 El transistor MOS en sí mismo es un transistor MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Efect Transistor , por sus siglas en

inglés), pero los circuitos integrados incluyendo a los amplificadores de etapa sencilla involucran más de un solo transistor y másde un tipo de transistor haciendo así la combinación de dispositivos y dando lugar a la tecnología CMOS (Complementay MetalOxide Semiconductor , por sus siglas en inglés). Cuando en el presente trabajo se mencione transistor CMOS ó transistor MOS seestará haciendo referencia al mismo tipo de dispositivo y la misma tecnología.





3

El mercado actual de los equipos electrónicos de comunicación ha creado la necesidad

de producir diseños con muy bajo voltaje de alimentación para mayor duración y

portabilidad. Con la finalidad de satisfacer estos requerimientos, es necesario

desarrollar técnicas novedosas que permitan a los circuitos operar a muy bajo voltaje de

alimentación al mismo tiempo de satisfacer las especificaciones de velocidad.

Las tendencias en miniaturización de dispositivos, las necesidades de comunicación

cada vez más rápidas, con mayor portabilidad y con mayor durabilidad de los equipos

en base al ahorro de energía asociado al diseño de sus componentes fundamentales,

han propiciado una mayor demanda en la optimización de los diseños de los equipos de

transmisión y recepción para las comunicaciones o sistemas de comunicaciones

inalámbricas WiMAX.

1.2 JUSTIFICACION.

Los sistemas de comunicación inalámbricos utilizados en las redes WiMAX son

imprescindibles todos los días, debido a sus múltiples aplicaciones. Uno de los

componentes más importantes en los sistemas de recepción WiMAX es el amplificador

de bajo ruido (LNA, Low Noise Amplifier por sus siglas en inglés). El LNA se encuentra

en la primera etapa del receptor y es este el que determina en gran medida la

sensibilidad de este y por tanto la calidad de la etapa receptora. Su función principal es

la de vencer el problema de ruido para las etapas subsiguientes, proporcionando

suficiente ganancia para hacer que la señal sea procesada.

Debido al gran avance tecnológico en la minimización de los procesos de fabricación

nos ha permitido reducir el tamaño de los IC’s. Aunado a ello, el voltaje de alimentación

de los transistores MOS se ve decrementado, por lo que las baterías tienen más tiempo

de durabilidad debido que los circuitos consumen menos corriente por lo tanto los

sistemas tienden hacerse más portátiles. Actualmente, los esfuerzos en diseño se han

enfocado para obtener un alto desempeño con bajos costos industriales.





4

Por las razones anteriores se presenta este trabajo con el fin de que sirva como eje

fundamental para obtener una metodología de diseño para su mejor optimización en el

desempeño de LNA’s en aplicaciones para redes inalámbricas WiMAX.

1.3 DESCRIPCIÓN DEL TRABAJO.

En el trabajo práctico técnico se propone realizar el diseño de un LNA para WiMAX que

opere a voltaje bajo, con alta ganancia, con bajos niveles de ruido en la banda de 2.3 a

2.7 GHz considerando la tecnología 0.25µm CMOS AMIS.

En el capítulo l se presentan las principales motivaciones y razones del ¿por qué? eldiseño de un LNA para aplicaciones WiMAX.

Posteriormente en el capítulo II se vera a detalle los fundamentos básicos y parámetros

fundamentales del LNA (figura de ruido, ganancia, ancho de banda, selectividad,

linealidad, acoplamiento, etc.). para el desarrollo del diseño.

Las diferentes técnicas de diseño, para encontrar la mejor selección del LNA y con ello

obtener un correcto funcionamiento y su máximo desempeño a una frecuencia de

operación de la banda de 2.3 a 2.7 GHz utilizando tecnología 0.25µ m CMOS AMIS son

presentadas en el capítulo III.

En el capítulo lV, se muestra el diseño, simulación y resultado del LNA propuesto. Esto

se pretende conseguir mediante la presentación de una comparación de características

y desempeño de diferentes tipos de LNA’s, que permitan tener una interpretación clara

de la información presentada, para esto se usan diferentes técnicas de LNA para así

poder seleccionar el LNA adecuado a las necesidades del estándar a satisfacer.

Finalmente una discusión final del proyecto es presentada en el capítulo V.





5

1.4 OBJETIVO.

Diseñar un LNA que trabaje a una banda de frecuencias de 2.3 a 2.7GHz, que opere

con una ganancia superior a los 15 dB, con figura de ruido por debajo de los 5dB, por lo

que se requiere que el diseño del amplificador de bajo ruido que trabaje en este rango

de frecuencias ó incluso las sobrepase en su operación en frecuencia siendo

determinante los resultados de simulación. Se considerará el utilizar el proceso de

fabricación 0.25µm CMOS TSMC basándose en la última versión publicada del modelo

BSIM3.

1.4.1 OBJETIVOS ESPECÍFICOS.

• Conocer los fundamentos básicos y los parámetros fundamentales de los LNA’s

(Figura de ruido, Ganancia, Ancho de banda, Selectividad, Acoplamiento).

• Identificar las diferentes técnicas de diseño para la construcción de LNA’s.

• Analizar las ventajas y desventajas de las diferentes técnicas de diseño de

LNA’s.

• Describir y simular la técnica de diseño de LNA considerando los resultados de

optimización y factibilidad.

• Discutir el diseño final propuesto.



CAPÍTULO 2 MARCO TEÓRICO

La especie humana es de carácter social, es decir, necesita de la comunicación; pues

de otra manera viviría completamente aislada. Así, desde los inicios, la comunicación

fue evolucionando hasta llegar a la más sofisticada tecnología, para disminuir distancias

y tener mayor manejo de la información.

2.1 ANTECEDENTES

Las comunicaciones y sus innovaciones han aparecido y evolucionado de manera que

se vuelve difícil seguirles los pasos, sin embargo, se hace una breve reseña y repaso a

conceptos base que se mencionarán a lo largo del trabajo práctico científico

indispensables para entender el motivo del diseño de un LNA orientado alaprovechamiento de un estándar nuevo y creciente como lo es el estándar IEEE 802.16

WIMAX.

2.1.1 EVOLUCIÓN DE LAS TELECOMUNICACIÓNES

Las primeras manifestaciones en la comunicación de la especie humana fueron la voz,

las señales de humo y sus dibujos pictóricos; posteriormente al evolucionar, fue la

escritura, el elemento que permitió desarrollar las civilizaciones que hoy se conocen.

Con el desarrollo de las civilizaciones y de las lenguas escritas surgió también la

necesidad de comunicarse a distancia de forma regular, con el fin de facilitar el

comercio entre las diferentes naciones e imperios.

Las antiguas civilizaciones utilizaban a mensajeros, más adelante, se utilizó al caballo y

las palomas mensajeras; con el invento de la rueda esto casi desapareció.

A partir de que Benjamin Franklin demostró, en 1752, que los rayos son chispas

eléctricas gigantescas, descubrimiento de la electricidad; grandes inventos fueron

revolucionando este concepto, pues las grandes distancias cada vez se fueron

acercando. 1836 año en que Samuel F. B. Morse creó lo que hoy conocemos como

Telégrafo. Tomas Edison, en 1874, desarrolló la telegrafía cuádruple, la cual permitía



CAPÍTULO 2 – MARCO TEÓRICO TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO


7

transmitir dos mensajes simultáneamente en ambos sentidos. A pesar de este gran

avance, no era suficiente lo que lograba comunicar, es decir, esto era insuficiente pues

se requería de algún medio para la comunicación de la voz. Ante esto, surge el teléfono,

inventado por Alexander Graham Bell, que logra la primera transmisión de la voz en

1876.

Así los primeros sistemas telegráficos y telefónicos utilizaban cable para lograr la

transmisión de mensajes. Con los avances en el estudio de la electricidad, el físico

alemán Heinrich Hertz, en 1887 descubre las ondas electromagnéticas, estableciendo

las bases para la telegrafía sin hilos.

Pero no fue hasta el siglo XX, cuando se inventan los tubos al vacío y el surgimiento de

la electrónica, que se logran grandes avances, se inventa la radio, la primera emisión

fue en 1906 en los Estados Unidos. En 1925 existían ya 600 emisoras de radio en todo

el mundo. Hasta aquí, la voz se ha logrado transmitir de un lugar a otro, pero que pasa

con la imagen, si una imagen dice más que mil palabras.

Desde las primeras máquinas programables manualmente (máquina diferencial de

Babbage) o con procedimientos electrónicos (ENIAC, con tubos al vacío, en 1947),

hasta nuestros días de potentes computadoras digitales que se han introducido en

prácticamente todas las áreas de la sociedad (industria, comercio, educación,

comunicación, transporte, etc.). Con todos estos avances tecnológicos y necesidades,

la comunicación o transmisión de datos fue tomando cada vez más auge. Los primeros

intentos y realizaciones en la tarea de conjugar ambas disciplinas - comunicaciones y

procesamiento de datos - tuvieron lugar en Estados Unidos, donde durante los años

cuarenta del siglo XX se desarrollo una aplicación de inventario para la U.S. Army y

posteriormente, en 1953, otra para la gestión y reserva de las plazas en la American

Airlines, que constituyeron los dos primeros sistemas de procesamiento de datos adistancia.

Con esta nueva necesidad y estas herramientas, surgen las Redes de Computadoras,

las cuales son ya muy comunes en nuestros días, pero en los inicios de la transmisión

por televisión y con el uso de las computadoras, la especie humana logra lanzar un





8

vehículo espacial y tiempo después lanza los primeros satélites artificiales. Los cuales

son aparatos muy sofisticados con fines múltiples (científicos, tecnológicos y militares).

El primer satélite artificial, el Spútnik 1, fue lanzado por la Unión Soviética el 4 de

octubre de 1957. El primer satélite de Estados Unidos fue el Explorer 1, lanzado el 31

de enero de 1958, y resultó útil para el descubrimiento de los cinturones de radiación de

la Tierra.

En la actualidad existen satélites de comunicaciones, navegación, militares,

meteorológicos, de estudio de recursos terrestres y científicos. La mayor parte de ellos

son satélites de comunicación, utilizados para la comunicación telefónica y la

transmisión de datos digitales e imágenes de televisión.

Todo este desarrollo de las comunicaciones dio lugar a un nuevo concepto;

Telecomunicación, que significa: Conjunto de medios de comunicación a distancia o

transmisión de palabras, sonidos, imágenes o datos en forma de pulsos o señales

electrónicas o electromagnéticas.

2.1.2 CONCEPTOS IMPORTANTES

Antes de continuar con los sistemas de comunicaciones inalámbricos se hará una brevereseña de los conceptos que envuelven a una transferencia de datos digital ya que los

términos y comparaciones entre diferentes tecnologías están inmersos en ellos.

Red de datos

El envío o recepción de datos a través de algún medio en una red de

telecomunicaciones vía alámbrica o inalámbrica es en una red de datos, la cual es una

red de enlaces y nodos ordenados para la comunicación a distancia, donde losmensajes pueden pasarse de una parte a otra de la red sobre múltiples enlaces y a

través de varios nodos red o a través de un puerto.





9

Protocolos

Para poder lograr una transferencia debe existir algún tipo de conexión (alámbrica o

inalámbrica) y un lenguaje en común como los protocolos que son reglas

preestablecidas para efectuar la conexión electrónica entre dos sistemas de

comunicación. Puede haber diferentes tipos, que establecen desde las normas para las

tensiones eléctricas en los extremos de los contactos metálicos hasta reglas lógicas de

alto nivel, como la organización de los datos a trasmitir, su modo de identificación,

codificación, etc. Muchas veces son solo conocidos como un conjunto de reglas y

convenios que posibilitan la transmisión de información a través de una red de

telecomunicaciones, pero rigurosamente el término protocolo es descrito como un

conjunto de reglas semánticas y sintácticas que rigen el comportamiento de las

unidades funcionales en las comunicaciones entre los dispositivos que se conectan.

Ancho de banda

Para señales analógicas, el ancho de banda es, medido en Hertz del rango de

frecuencias en el que se concentra la mayor parte de la potencia de la señal. Puede ser

calculado a partir de una señal temporal mediante el análisis de Fourier. También son

llamadas frecuencias efectivas las pertenecientes a este rango.

Es común denominar ancho de banda digital a la cantidad de datos que se pueden

transmitir en una unidad de tiempo. Por ejemplo, una línea ADSL de 256 kbps puede,

teóricamente, enviar 256000 bits por segundo. Esto es en realidad la tasa de

transferencia máxima permitida por el sistema, que depende del ancho de banda

analógico, de la potencia de la señal, de la potencia de ruido y de la codificación de

canal.

Un ejemplo de banda estrecha es la realizada a través de una conexión telefónica, y un

ejemplo de banda ancha es la que se realiza por medio de una conexión DSL,

microondas, cable-módem o T1. Cada tipo de conexión tiene su propio ancho de banda





10

analógico y su tasa de transferencia máxima. El ancho de banda y la saturación redil

son dos factores que influyen directamente sobre la calidad de los enlaces.

También suele usarse el término ancho de banda de un bus de ordenador para referirse

a la velocidad a la que se transfieren los datos por ese bus, suele expresarse en bytes

por segundo (B/s), Megabytes por segundo (MB/s) o Gigabytes por segundo (GB/s). Se

calcula multiplicando la frecuencia de trabajo del bus, en ciclos por segundo por el

número de bytes que se transfieren en cada ciclo. Por ejemplo, un bus que transmite 64

bits de datos a 266 MHz tendrá un ancho de banda de 2,1 GB/s. Algunas veces se

transmite más de un bit en cada ciclo de reloj, en este caso se multiplicará el número de

bytes por la cantidad de transferencias que se realizan en cada ciclo (MT/s).

Comúnmente, el ancho de banda que no es otra cosa que un conjunto de frecuencias

consecutivas, es confundido al ser utilizado en líneas de transmisión digitales, donde es

utilizado para indicar régimen binario o caudal que es capaz de soportar la línea.

Velocidad de transmisión

La velocidad de transmisión es simplemente el número de bits transmitidos por segundocuando se envía un flujo continuo de datos.

En telecomunicación e informática, el término tasa de bits (en inglés bit rate) define el

número de bits que se transmiten por unidad de tiempo a través de un sistema de

transmisión digital o entre dos dispositivos digitales. Así pues, es la velocidad de

transferencia de datos.

Existen unas velocidades estándar de transmisión que son 75, 150, 300, 600, 1200, 1800, 2400,

4800, 9600 y 19200baudios. La mayoría de los módems transmiten y reciben a 300 baudios, o

transmiten a 75 y reciben a 1200 baudios. Para producir una transmisión de datos con éxito, es

esencial que los equipos transmisores trabajen a la misma velocidad. La unidad con que el SI

(Sistema Internacional) expresa el bit rate es el bit por segundo (bit/s, b/s, bps). La b debe

escribirse siempre en minúscula, para impedir la confusión con byte por segundo (B/s). Para





11

convertir de bytes/s a bits/s, basta simplemente multiplicar por 8 y viceversa. La unidad utilizada

es el bit y por tanto se utilizan múltiplos del mismo

2.1.3 SISTEMAS DE COMUNICACIÓN INALÁMBRICA

Las innovaciones tecnológicas creadas por los ingenieros en el siglo XX han tenido un

profundo impacto en nuestro estilo de vida. Al volar de noche sobre una ciudad puede

observarse el impacto de esta revolución: edificios, carreteras y puentes creados por

ingenieros civiles, iluminación debida a los ingenieros electricistas y autos y aviones

producto de la ingeniería mecánica. Sin embargo, la infraestructura de la industria más

compleja, con el mayor mercado y que nos ha permitido ingresar a la edad de la

tecnología de la información es prácticamente invisible porque está, en gran parte, bajotierra. Se trata de la industria de las telecomunicaciones y redes.

Para tener una idea del tamaño de la industria de las telecomunicaciones, considérese

que la empresa AT&T (American Telephone and Telegraph , de sus siglas en inglés)

tenía, antes de su desmembramiento a principios de los años ’80, un presupuesto

comparable con el del país con la quinta economía más grande del mundo. AT&T fue la

mayor compañía de telecomunicaciones del mundo y sus ingresos provenían del

sistema telefónico tradicional (POTS, Plain Old Telephone Service , de sus siglas en

inglés) introducido en 1867.

Durante las dos últimas décadas, las comunicaciones inalámbricas ha tenido una

expansión impresionante, un ejemplo de ello es que la industria de telefonía celular ha

crecido hasta tener mil millones de subscriptores a nivel mundial. Los ingresos de la

industria inalámbrica superan, hoy en día, los de las comunicaciones vía cable

tradicional. El mayor contribuyente a estos ingresos es producto de la telefonía celular.

En la figura 2.1 se muestra el crecimiento de la telefonía fija POTS e inalámbrica y de

Internet. En conjunto forman la industria de intercambio de información que es, por una

gran margen, la mayor industria del mundo.





12

La industria de las redes inalámbricas contribuye con una tercera parte de ingreso de la

industria de la información y esta fracción está en aumento. Aunque, hoy en día, el

mayor factor es la telefonía celular, se espera que en el futuro la mayor contribución

provenga del acceso inalámbrico de banda ancha a Internet.

Figura 2.1 Crecimiento cronológico de la telefonía alámbrica (fixed), celular (mobile), y el Internet.[12,14]





13

Algunos de los sistemas de comunicación inalámbrica disponibles se enumeran a

continuación:

• Ventana óptica2

-Infrarrojo

-Luz visible

• Radiofrecuencia

-Bandas reguladas

• Telefonía celular

-GSM

-CDPD

-CDMA

• Microondas• Satélites de comunicaciones

-Geosíncronos

-De órbita baja

• Bandas no reguladas

-Ethernet inalámbrico (IEEE 802.11)

-Bluetooth

Radio

Los primeros sistemas telegráficos y telefónicos utilizaban el cable como soporte físico

para la transmisión de los mensajes, lo cual era seguro y a la vez costoso, pero las

investigaciones científicas indicaban que podían existir otras posibilidades. La teoría de

la naturaleza electromagnética de la luz fue enunciada por el físico británico James

Clerk Maxwell en 1873, en su Tratado sobre electricidad y magnetismo. Las teorías de

Maxwell fueron corroboradas por el ya mencionado físico alemán Heinrich Hertz.

En 1887, Hertz descubrió las ondas electromagnéticas, estableciendo la base técnica

para la telegrafía sin hilos. En la década siguiente se realizaron gran número de

experimentos para la transmisión de señales sin hilos. En 1896, el inventor italiano

2 Aunque existen equipos para transmisión en la ventana óptica, a estas frecuencias las ondas electromagnéticas solo viajan enlínea recta y son afectadas por obstáculos, variaciones de temperatura en la atmósfera, etc. lo que limita sus aplicaciones.





14

Guglielmo Marconi logró enviar una señal sin hilos desde Penarth a Weston-super-Mare

(Inglaterra), y en 1901 repitió el experimento desde Cornwall, a través del Océano

Atlántico. En 1904, el físico británico John Ambrose Fleming inventó el tubo de vacío

con dos elementos. Un par de años después el inventor estadounidense Lee de Forest

consiguió un tubo de vacío de tres electrodos, invento en el que se basarían muchos

dispositivos electrónicos posteriores. La primera emisión de radio tuvo lugar en 1906 en

los Estados Unidos. En 1910, De Forest transmitió por primera vez una ópera desde el

Metropolitan Opera House de Nueva York. En 1920 se crearon varias emisoras o

estaciones de radio en Estados Unidos, y en 1923 se fundó en el Reino Unido la British

Broadcasting Corporation (BBC, de sus siglas en inglés). En 1925 ya funcionaban 600

emisoras de radio en todo el mundo. En la actualidad, casi todos los hogares de los

países desarrollados disponen de radio.

Telefonía Celular

Existen muchos sistemas distintos de telefonía móvil en el mundo. Los sistemas difieren

en tecnologías y bandas de frecuencia. Además, como resultado de su evolución, estos

sistemas se clasifican en varias generaciones.

La característica común a los sistemas celulares es la división de un área geográfica en

celdas o células y la reutilización de frecuencias en celdas no adyacentes. Esto permite

dar servicio a una mayor cantidad de clientes y un mayor número de llamadas

simultáneas sin requerir una mayor porción del espectro electromagnético. En cada

celda se dispone de cierta cantidad de canales bidireccionales, lo cual limita el número

de llamadas simultáneas que pueden ocurrir. Cuando la demanda de clientes en una

celda crece hasta saturar la capacidad del sistema, la celda debe dividirse en celdas de

menor área a fin de mantener la calidad del servicio.

Con base a este concepto se fueron gesto la comunicación de datos móvil la cual posee

limitaciones en cuanto a portabilidad, velocidad de transmisión y ancho de banda.





15

2.1.4 WIMAX

Durante los últimos años se han creado expectativas y realidades en torno al acceso de

banda ancha de última milla. El cableado representa altos costos de instalación que no

siempre justifican su tendido hasta áreas rurales o geográficamente inaccesibles. Llevar

servicios ADSL3 a estas áreas no es económicamente efectivo para los operadores de

telefonía y redes de datos. El operador de cable tradicional aún se encuentra en el

proceso de transición hacia el transporte de datos. La tecnología celular, la más común

presente (UMTS4), sólo permite tasas de velocidad limitadas.

Estas y otras limitaciones tecnológicas y topográficas, aunadas a la rápida adopción del

acceso a Internet, han motivado el desarrollo de un estándar inalámbrico llamado

WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access , de sus siglas en inglés) quellegue a un mayor número de usuarios y propicie la introducción de nuevos y mejores

servicios de telecomunicaciones.

2.1.4.1 ANTECEDENTES ESTÁNDARES INALÁMBRICOS

Los sistemas inalámbricos o de RF (RF-Radio Frequency, por sus siglas en inglés) han

emigrado hacia un mundo de múltiples estándares y servicios con frecuencias de

operación desde las bandas de 0.9/1.8/1.9 GHz para servicios GSM (Global System for

Mobile Communications , de sus siglas en inglés), la banda de 1.5 GHz para servicios

GPS (Global Position System , por sus siglas en inglés) y la banda de

0.915/2.4/3.5/5.2/5.7/5.8 GHz para servicios RFID (Radio Frequency Identification

Systems , de sus siglas en inglés), WPAN (Wireless Personal Area Network por sus

siglas en inglés ), WLAN (Wireless Local Area Network , de sus siglas en inglés) y

WMAN (Wireless Metropolitan Area Network , por sus siglas en inglés), como resumimos

en la figura 2.2 .

3 ADSL son las siglas de Asymmetric Digital Subscriber Line o Línea de Abonado Digital Asimétrica. Es una tecnología para latransmisión digital de información con gran ancho de banda y utiliza las líneas de teléfono convencionales instaladas en los hogaresy empresas.4 UMTS, en inglés hace referencia a los Servicios Universales de Telecomunicaciones Móviles, miembro de la familia global IMT-2000 del sistema de comunicaciones móviles de “tercera generación” de UIT (Unión Internacional de Telecomunicaciones), y losservicios UMTS es igualmente válido para otros miembros de la familia IMT-2000 (norma de telefonía móvil para 3G). UMTS seráprotagonista en la creación del futuro mercado masivo para las comunicaciones multimedia inalámbricas de alta definición quealcanzarán a 2000 millones de usuarios en todo el mundo en el año 2010. En los últimos diez años, UMTS ha sido objeto deintensas investigaciones y desarrollo en todo el mundo, y cuenta con el apoyo de numerosos e importantes fabricantes yoperadores de telecomunicaciones ya que muestra una oportunidad única de crear un mercado masivo para el acceso a laSociedad de la Información de servicios móviles altamente personalizados y de uso fácil.





16

Figura 2.2 Tecnologías de acceso inalámbrico, sus rangos de coberturas y razones de bits.[1]

Esta variedad de frecuencias ocasiona que los sistemas de RF trabajen en diferentes

bandas de comunicación, donde se considera y utiliza la diversidad de los procesos de

fabricación. Actualmente, las tecnologías de fabricación que funcionan a muy altas

frecuencias son: arseniuro de galio (GaAs) y germanio (Ge). Estos procesos de

fabricación presentan mayor rango de operación en frecuencia que los basados en

tecnologías de silicio-germanio (BiCMOS) y silicio (CMOS). Sin embargo, los procesos

en BiCMOS y CMOS se encuentran compitiendo fuertemente con los GaAs y Ge,debido al bajo costo, disminución del área y la compatibilidad entre ellos. Una fracción

de las bandas de operación en frecuencia de los diferentes procesos tecnológicos de

fabricación que actualmente se utilizan en los diversos sistemas inalámbricos son

presentados en la figura 2.3 [1].

Figura 2.3 Bandas de frecuencias y las tecnologías de semiconductores implicadas en sus desarrollos.





17

Debido a lo anterior y a la alta demanda en la capacidad de canales de comunicaciones

para el manejo de la información se aprovecha el hecho del desarrollo tecnológico

basado en silicio con el fin de satisfacer las demandas de los usuarios porque estos

sistemas son más económicos comercialmente. En los front-end de transmisión y

recepción, las etapas críticas a diseñar son las etapas analógicas de salida y entrada

que transmiten y reciben la señal, respectivamente. Wi-Fi5 es un sistema de envío de

datos sobre redes computacionales que utiliza ondas de radio en lugar de cables. Wi-Fi

es una marca de la Wi-Fi Alliance (anteriormente la WECA: Wireless Ethernet

Compatibility Alliance), la organización comercial que adopta, prueba y certifica que los

equipos cumplen los estándares 802.11.

2.1.4.2 LIMITANTES DE LAS TECNOLOGÍAS DE ACCESO INALÁMBRICOEXISTENTES (3G, GPRS, SATELITAL, WIFI)

Las redes inalámbricas han desarrollado un enorme crecimiento. Hoy en día contamos

con múltiples tecnologías que nos permiten cubrir desde áreas pequeñas como las

redes PAN (Personal area network, de sus siglas en inglés ), hasta tener cobertura a

nivel mundial por medio de sistemas satelitales. La necesidad de los usuarios de

trabajar con múltiples servicios simultáneamente ha marcado la tendencia en el

desarrollo de las redes, la cual se encamina hacia tecnologías con grandes

capacidades de ancho de banda y sin limitantes de movilidad. 3G (Tercera Generación

de Telefonía Celular), es una de estas tecnologías; 3G se basa en el estándar UMTS, y

permite soportar velocidades de transferencia de datos de hasta 2 Mbps, además tiene

la ventaja de interactuar con el protocolo TCP/IP, permitiendo el acceso a internet y de

igual forma con una gran variedad de servicios de red.

En la generación 2G y 2.5G surgió consigo el protocolo GPRS (General Packet Radio

Service , de sus siglas en inglés). GPRS es transmitido por medio de GSM, esto significa

5 Wi-Fi es un sistema de envío de datos sobre redes computacionales que utiliza ondas de radio en lugar de cables, además es unamarca de la Wi-Fi Alliance (anteriormente la WECA: Wireless Ethernet Compatibility Alliance ), la organización comercial que adopta,prueba y certifica que los equipos cumplen los estándares 802.11. Aunque se pensaba que el término viene de Wireless Fidelitycomo equivalente a Hi-Fi High Fidelity que se usa en la grabación de sonido, realmente la WECA contrató a una empresa depublicidad para que le diera un nombre a su estándar, de tal manera que fuera fácil de identificar y recordar. Phil Belanger, miembrofundador de Wi-Fi Alliance fue el que apoyó el nombre Wi-Fi.





18

que se encuentra presente en cualquier lugar en el cual exista cobertura de telefonía

celular. GPRS le permite a GSM el envió de mensaje de texto (SMS, de Small

Messages Service , por sus siglas en inglés) o multimedia (MMS, de Multimedia

Messages Service , por sus siglas en inglés), así como la descarga de archivos y el

acceso a internet. La gran desventaja de este servicio son las bajas tasas de

transferencia, ya que esta se encuentra en el orden de los kbps y también por la

necesidad de excesivos mensajes de texto. Además que el sistema tarifario implica un

gran costo para aplicaciones orientadas a conexión, dado que en esta tecnología se

cobra por la cantidad de información transmitida. Otra tecnología de acceso móvil que

presenta problemáticas similares es la de los servicios de acceso satelital, ya que estos,

aunque nos ofrecen cobertura a nivel mundial, trabajan a tasas de transferencia de

hasta 600 kbps, lo que es realmente bajo para el elevado costo de operación de estatecnología.

Un estándar desarrollado para cubrir áreas mucho más pequeñas en comparación a las

tecnologías anteriormente descritas es la familia IEEE 802.11 WiFi (Wireless Fidelity por

sus siglas en inglés). WiFi es una red de área local inalámbrica basada en el estándar

IEEE 802.11a/b/g, la cual trabaja a una frecuencia de 2.4 GHz en la banda Industrial,

Científica y Médica (ISM) cuenta con una tasa de transmisión de datos de 11 hasta

54Mbps proporcionando coberturas menores a los 100 metros. WiFi es utilizada tanto

en topologías sencillas de corto alcance como de infraestructura para la conexión de los

dispositivos. Aunque la tecnología de redes WiFi ha mejorado en el manejo de la

información presenta algunas desventajas: refiriéndose al alcance, se cuenta con una

cobertura limitada. Esta cobertura limitada por WiFi se verá superada por la tecnología

WiMAX, debido a que su largo alcance permitirá el uso de las comunicaciones en

lugares inalcanzables por las infraestructuras por conexión alámbrica, y en algunos

casos por la comunicación inalámbrica. La banda de frecuencia de 2.4 GHz en la que

operan las redes WiFi es no licitada, es decir, es una banda libre de comunicación, por

lo que, no se pueden evitar las interferencias que generan los sistemas que hacen uso

de la misma banda de frecuencia. Actualmente, existen en el mercado de las

telecomunicaciones una infinidad de productos electrónicos que manejan la frecuencia

de 2.4 GHz y que son utilizados en el sector social, industrial y educativo. Debido a lo





19

anterior y la conexión de múltiples usuarios remotos el ancho de banda se ve afectado y

limitado dado que este se encuentra dividido por el número de conexiones. La

seguridad de WiFi también presenta múltiples vulnerabilidades, dado que el algoritmo

WEP6 para encriptar los datos no es el óptimo. Por todas las razones anteriores, surge

la necesidad de creación de nuevas tecnologías multiusuarios para alcances largos de

comunicación, es por lo que WiMAX es una nueva tendencia para las demandas de los

usuarios debido a las bondades que presenta. En la figura 2.4 se muestra una

comparación entre tecnologías de acceso inalámbrico existentes.

Figura 2.4 Tabla comparativa de tecnologías de acceso inalámbrico existentes.[1]

2.1.4.3 CONCEPTO WiMAX

WiMAX es el nombre que se le dio al estándar IEE802.16 que describe la "Interfaz

Aérea para Sistemas Fijos de Acceso Inalámbrico de Banda Ancha". WiMAX es un

concepto parecido a WiFi pero cualitativamente diferente por sus características, nosólo por conseguir mayores coberturas y anchos de banda. WiFi, comprendida en la

6 WEP, acrónimo de Wired Equivalent Privacy o Privacidad Equivalente a Cableado, es el sistema de cifrado incluido en el estándarIEEE 802.11 como protocolo de redes Wireless que permite cifrar la información que se transmite. Proporciona un cifrado a nivel 2.Está basado en el algoritmo de cifrado RC4, y utiliza claves de 64 bits (40 bits más 24 bits del vector de iniciación IV ) o de 128 bits(104 bits más 24 bits del IV). Los mensajes de difusión de las redes inalámbricas se transmiten por ondas de radio, lo que los hacemás susceptibles, frente a las redes cableadas, de ser captados con relativa facilidad. En 2001, varias debilidades serias fueronidentificadas por analistas criptográficos, como consecuencia hoy en día una protección WEP puede ser violada con softwarefácilmente accesible en pocos minutos.





20

familia de estándares 802.11, fue diseñada para ambientes inalámbricos internos como

una alternativa al cableado estructurado de redes y con capacidad sin línea de vista

(NLOS Non Line of Sight, por sus siglas en inglés) de muy pocos metros. Teóricamente

transmite a 11 y 54 Mbps y aproximadamente hasta a 350 metros en el exterior. En un

principio se diseñó para ofrecer "conexiones Ethernet inalámbricas" y después para

garantizar la interoperabilidad entre productos 802.11 de diferentes fabricantes. WiMAX,

por el contrario, fue diseñado como una solución de última milla en redes

metropolitanas (MAN) para prestar servicios a nivel público. Puede entregar todos los

niveles de servicio necesarios para un Carrier dependiendo del contrato con el

suscriptor, distintos servicios paquetizados como IP y Voz sobre IP (VoIP), así como

servicios conmutados (TDM), E1s/T1s, voz tradicional (Clase-5), interconexiones ATM7

y Frame Relay. En la figura 2.5 se enlistan las características principales y masimportantes del estándar IEE802.11.

2.1.3.4.1 Estándar IEEE802.16

A pesar de que el proyecto para la creación de un nuevo estándar para una nueva

tecnología inalámbrica de banda ancha se gesto hace más de 13 años por el IEEE

(Institute of Electrical and Electronics Engineers , por sus siglas en inglés, en 1995), no

se publicó hasta abril de 2002 la primera versión del mismo, la IEEE802.16-SC (Single

Carrier, por sus siglas en inglés). Ésta estaba diseñada para aplicaciones de enlaces de

radio con visión directa (LoS, Line of Sight por sus siglas en inglés) entre transmisor y

receptor, tenía una capa de Acceso al Medio (MAC, Médium Access Control, por sus

siglas en inglés) normalizada, proporcionando compresión, QoS (Quality of Service, por

sus siglas en inglés), mayor seguridad y ajustes de codificación. Pensada para

proporcionar velocidades de transmisión de hasta 134 Mbps, utilizando eficientemente

varias frecuencias dentro de la banda de 10 a 66 GHz, con canales de 28 MHz de

ancho de banda. Un año más tarde, a principios de 2003, se ratificó una nueva versión,

el IEEE802.16a, que considera transmisiones en OFDM y estaba diseñada para

aplicaciones de “última milla”. Fue entonces cuando empezó a tener relevancia como

7 La tecnología llamada Asynchronous Transfer Mode (ATM) Modo de Transferencia Asíncrona es el corazón de los serviciosdigitales integrados que ofrecerán las nuevas redes digitales de servicios integrados de Banda Ancha (B-ISDN), el llamado tráficodel "Cyber espacio", con su voluminoso y tumultuoso crecimiento, impone a los operadores de redes públicas y privadas una vorazdemanda de anchos de banda mayores y flexibles con soluciones robustas. La versatilidad de la conmutación de paquetes delongitud fija, denominadas celdas ATM, son las tablas más calificadas para soportar la cresta de esta "ciber ola" donde lossurfeadores de la banda ancha navegan.





21

tecnología de banda ancha inalámbrica. Ésta pasó a operar en la banda de 2 a 11 GHZ,

parte de la cual es de uso común y puede no requerir licencias para su operación;

continuó utilizando la misma capa MAC que el estándar anterior, pero ahora no requería

línea de visión directa NLoS.

Figura 2.5 Tabla de características principales de las redes WiMAX.

Sin Línea de Vista (NLOS) No necesita línea de visión entre la antena y el equipo del

suscriptor

Modulación OFDM(Orthogonal Frequency Division

Multiplexing)

Permite la transmisión simultánea de múltiples señales a través

de cable o aire en diversas frecuencias; usa espaciamiento

ortogonal de las frecuencias para prevenir interferencias.

Antenas inteligentes Soporta mecanismos de mejora de eficacia espectral

Topología punto-multipunto y de malla(mesh) Soporta dos topologías de red, servicio de distribución en redes

inalámbricas y diversidad de antenas multipunto y la malla para

comunicación entre suscriptores.

Calidad de Servicio (QoS) Califica la operación NLOS sin que la señal se distorsione

severamente por la existencia de edificios, por las condiciones

climáticas ni el movimiento vehicular.

FDM (Frequency Division Multiplexing) y TDM (Time

Division Multiplexing)

Tipos de multiplexaje que soporta para propiciar la

interoperabilidad con sistemas celulares (FDM) e inalámbricos

(TDM).

Seguridad Incluye medidas de privacidad y criptografía inherentes en el

protocolo. El estándar 802.16 agrega autenticación de

instrumentos con certificados x.509 usando DES en modo CBC

(CipherBlockChaining).

Bandas bajo licencia Opera en banda licenciada en 2.4 GHz y 3.5 GHz para

transmisiones externas en largas distancias

Bandas libres (sin licencia) Opera en banda libre en 5.8, 8 y 10.5 GHz (con variaciones

según espectro libre de cada país)

Canalización De 5 y 10 MHz

Codificación Adaptiva





22

Los dos últimos años se han ido creando diferentes estándares dentro de la familia del

IEEE802.16. En 2004 apareció el IEEE802.16-2004, que reemplazaba a los estándares

anteriores pero manteniendo en general sus características. El rango de frecuencias de

operación es el de 2 a 11 GHz, con velocidades de transmisión de hasta 70 Mbps y un

ancho de banda de los canales escalable desde 1,5 hasta 28 MHz. Se continúa

utilizando la capa MAC del primer estándar definido y en este caso se mantiene la

capacidad de NLOS (sin línea de vista entre transmisor y receptor). Estas velocidades

tan elevadas se consiguen gracias a utilizar una modulación OFDM (Orthogonal

Frequency División Multiplexing), la cual puede ser implementada de diferentes formas,

según cada operador, siendo la variante de OFDM empleada, un factor diferenciador

del servicio ofrecido, que además permite mejorar el problema de interferencia

multicamino y el comportamiento en condiciones de fading8

aumentando la eficiencia ymejorando la utilización de ancho de banda disponible. Aunque necesita períodos de

guarda para eliminar estas interferencias éstos se pueden optimizar de acuerdo al

escenario de trabajo. Además soporta dos modos de multiplexación, TDD

(multiplexación en el dominio del tiempo) y FDD (multiplexación en el dominio de la

frecuencia), para facilitar su interoperabilidad con otros sistemas celulares o

inalámbricos. Actualmente se esta llevando a cabo una nueva variante del estándar, la

conocida como IEEE802.16e, pensada para operaciones con móviles y que debe

permitir trabajar en frecuencias inferiores a los 6 GHz, con velocidades de transmisión

de hasta 15 Mbps y ancho de banda por canal de hasta 5 MHz, además de mantener la

característica de NLOS (sin línea de vista) y seguir utilizando una modulación OFDM

con las ventajas que esto supone. En definitiva, el estándar IEEE802.16x es una

especificación para rede metropolitanas inalámbricas de banda ancha, también

conocidas como WMA (Wireless Metropolitan Area Network). En los países en

desarrollo, donde la infraestructura de cableado puede ser limitada en la actualidad,

esta tecnología resulta muy atractiva. Instalando una antena se podría ofrecer acceso

de alta velocidad a Internet a miles de clientes que hoy en día apenas tienen acceso a

Internet o ni siquiera disponen de servicios de telefonía fija

8 Fading en comunicaciones por RF es un fenómeno que ocurre cuando, en el espectro de operación, las frecuencias están muy juntas y se alcanzan a interferir entre ellas generando frecuencias imágenes, debido a la naturaleza del equipo, dependiendo delestándar las dimensiones de espaciado varían y el fading en consecuencia de igual proporción también varía.





23

2.1.3.4.2 El estándar WiMAX

El IEEE define estándares sin entrar, por sus propios estatutos, en aspectos de

comercialización o explotación. Por ello, una vez definido un estándar es necesario un

grupo que lo apoye, lo ponga en funcionamiento y lo convierta en consumible a escala

mundial, como ocurre con Wi-Fi respecto a los estándares IEEE802.11. Pues esto

ocurre igual con WiMAX, éste es una implementación del estándar IEEE802.16 y se

está desarrollando y promoviendo a través del Foro de WiMAX. El hecho de que

WiMAX no sea todavía una tecnología de consumo ha permitido que el estándar se

desarrolle conforme a un ciclo bien establecido, lo que es garantía de su estabilidad y

de cumplimiento con las especificaciones. Los primeros componentes comerciales se

esperaban para finales de 2005, pero los proveedores y fabricantes de servicios siguen

detallando algunos pormenores.El Foro de WiMAX es una organización formada por proveedores de equipos y

componentes, entre los que se encuentran Intel Corporation y Nokia. Su objetivo

principal es promover la adopción de equipos compatibles con el estándar IEEE802.16

por parte de los operadores de sistemas de acceso inalámbrico de banda ancha. La

organización trabaja para facilitar la Implementación de redes basadas en el estándar

IEEE802.16, contribuyendo a asegurar la compatibilidad de los equipos y de esta

manera reduciendo los riesgos para los operadores y proveedores de servicios WiMAX

es una tecnología que funciona de manera similar a las actuales redes inalámbricas de

tecnología Wi-Fi, dispone de una estación base con una antena (acces point) que

controla el acceso inalámbrico de los equipos a la red, con la diferencia que es una

tecnología de banda ancha y su zona de cobertura es mucho mayor. Al ser una

tecnología de banda ancha –alta capacidad de transmisión de datos– y amplia zona de

cobertura servirá para llevar Internet a zonas que no lo tiene por culpa de las

complicaciones de cableado o por los elevados costes de implementarlo.

En 1999, el comité IEEE 802 designó un equipo de trabajo para desarrollar un nuevo

estándar en aplicaciones de acceso inalámbrico de banda ancha (BWA- Broadband

Wireless Access, por sus siglas en inglés), el IEEE 802.16. Posteriormente, el forum de

WiMAX, fundado en 2003, promovió el estándar IEEE 802.16 y definió las

especificaciones de interoperabilidad entre productos de distintas compañías. Por lo

tanto, las redes IEEE 802.16 son denominadas redes WiMAX. Las cuales son: la





24

comercialización del estándar IEEE 802.16 y destinadas a proporcionar servicios

inalámbricos de datos a muy alta velocidad sobre un área extensa equivalente a una

red MAN. WiMAX es capaz de cubrir un área equivalente al de una MAN en donde se

interconectan dispositivos de manera inalámbrica y comparten información a alta

velocidad (70 Mbps), hasta 50 Km cuando los dispositivos son fijos y máximo 15 Km si

los dispositivos son móviles. El estándar IEEE 802.16, publicado en octubre de 2001,

especifica la operación entre 10-66 GHz con línea de vista LOS entre la estación base

(BS-Base Station, de sus siglas en inglés) y las estaciones de los clientes subscritores

(SS-Subscriber Station, por sus siglas en inglés) (CPE-Customer Premise Equipment,

de sus siglas en inglés).

En enero de 2003, se introdujo el estándar IEEE 802.16a para proporcionarespecificaciones adicionales a la capa física (PHY-Physical Layer, por sus siglas en

inglés) para la banda de frecuencias 2-11 GHz y así permitir la operación sin línea de

vista y contar con un mayor número de clientes de manera más económica. Los modos

de operación LOS y NLOS pueden observarse en la figura 2.6. El estándar 802.16e,

definido en la frecuencia de 2-6 GHz, fue ratificado en diciembre de 2005, este estándar

permite la actualización de sistemas de acceso inalámbrico de banda ancha fijos que

suministran servicios móviles a velocidades vehiculares. Las bandas que se tienen

como objetivo para el desarrollo de WiMAX son: 2.4 GHz, 3.5 GHz (banda libre en

muchos países excepto Estados Unidos) y 5.8 GHz. Finalmente los estándares 802.16

se definen como: A) IEEE 802.16a entre 2-11 GHz (LOS) para comunicación entre

antenas. B) IEEE 802.16b entre 5-6 GHz con QoS. C) IEEE 802.16c entre 10-66 GHz.

D) IEEE 802.16d y 802.16e entre 2-6 GHz (NLOS) para distribución a suscriptores fijos

y móviles, respectivamente.





25

Enlace en Modo Línea de Vista (LOS)

Estación Base (BB)WiMAX

1era Zona Fresnel

LocalizaciónCPE ExternoCliente Fijo

W i M A

X L O S B A

C K H A

U LCliente Móvil

Enlace en Modo Línea de Vista (LOS)


1era Zona Fresnel


W i M A

X L O S B A

C K H A

U LCliente Móvil


1era Zona Fresnel


W i M A

X L O S B A

C K H A

U LCliente Móvil

(a)

(b)

Figura 2.6 Modos de operación: a) operación en LOS y b) operación en NLOS

La figura 2.7 mas adelante muestra los índices de las bandas para WiMAX fijos y

móviles. Las características mas importantes que ofrece WiMAX son: protocolo de

acceso que no permite colisión de datos (no hay pérdida de ancho de banda a causa de

la retransmisión), ancho de banda disponible de manera eficiente, comunicación

coordinada por una estación base, conectividad de usuarios mejorada, alta calidad de

servicios, soporte total para servicios WMAN, operación robusta en clase portadora,

acceso inalámbrico de banda ancha hasta 50 Km para estaciones fijas y de 5 a 15 Kmpara estaciones móviles y funcionamiento a muy altas velocidades de transmisión.





26

Índices debandas

Banda defrecuencia

(GHz)

Ancho debanda(MHz)

TamañoOFDM FFT

Duplexión

3.5 256 FDDWiMAX 1 3.5 3.5 256 TDD

Fijo 7 256 FDD7 256 TDD

2 5.8 256 TDD

5 512 TDD1 2.3-2.4 10 1,024 TDD

8.75 1,024 TDD2.305-2.320 3.5 512 TDD

2 2.345-2.360 5 512 TDDWiMAX 10 1,024 TDDMóvil 3 2.496- 5 512 TDD

2.69 10 1,024 TDD5 512 TDD

4 3.3-3.4 7 1,024 TDD10 1,024 TDD

3.4-3.8 5 512 TDD5 3.4-3.6 7 1,024 TDD

3.6-3.8 10 1,024 TDD Figura 2.7 Rangos de frecuencia utilizados para WiMAX fijo y móvil.

Las velocidades de transmisión dependen de la frecuencia de distribución. En la banda

de 10-66 GHz, se pueden utilizar anchos de banda de 20, 25 o 28 MHz. Por otro lado,

en la banda de 2-11 GHz, se ha definido un ancho de banda de canal variable que

puede ser un múltiplo entero de 1.25, 1.5 y 1.75 MHz, pero no mayor a 28 MHz. Esta

flexibilidad del canal es crucial para la planeación de celdas, sobre todo en el espectro

de frecuencias licitado. De acuerdo al estándar 802.16, es importante revisar las capasPHYs y de acceso al medio, ya que en ellas radican el funcionamiento de la tecnología

WiMAX. En la capa PHY, el IEEE 802.16 soporta cuatro especificaciones para las

bandas bajo licencia. Éstas son: 1.- Wireless-MAN-SC (WMAN-SC-WMAN Single

Carrier, por sus siglas en inglés) que está basada en una modulación de portadora

sencilla y requiere LOS; 2.- SCa utiliza un formato de modulación de portadora sencilla

especial diseñado para operación NLOS; 3.- OFDM (OFDM-Orthogonal Frequency-

Division Multiplexing, de sus siglas en inglés), se vale del multiplexado por división de

frecuencia ortogonal con 256 portadoras; y 4.- OFDMA (OFDMA-Orthogonal Frequency-

Division Multiple Access, por sus siglas en inglés), ocupa acceso de multiplexado por

división de frecuencia ortogonal con un total de 2048 portadoras. Para bandas libres, el

estándar, además de estas cuatro especificaciones también soporta otra especificación

PHY: Wireless high-speed unlicensed MAN (del acrónimo WirelessHUMAN) [1].





28

Figura 2.8 Esquema común de un sistema de comunicación analógico por medio inalámbrico.

Figura 2.9 Esquema común de un sistema de comunicación digital por medio inalámbrico.

WiMAX es una nueva tecnología inalámbrica que proporciona una alta velocidad de

servicios en banda ancha multiusuario y amplia cobertura en línea de vista. El primer

estándar activo liberado de WiMAX, IEEE 802.16-2004, direccionó los ambientes en

LOS para operar en la banda de altas frecuencias en el rango de los 6-10 GHz. Mirando

hacia el futuro, IEEE 802.16e añadió movilidad y habilitó aplicaciones en “notebooks” y

asistencia personal digital en el rango de frecuencias de 2-6 GHz dentro de cuatro

bandas, concretamente 1) 2.3-2.7 GHz, 2) 2.5–2.9 GHz, 3) 3.4–3.6 GHz y 4) 5.2–5.9

GHz, esto gracias al reciente desarrollo de dispositivos capaces de operar en el amplio

ancho de banda que estas aplicaciones requieren[15].





29

Debido a las razones anteriores acerca de las propuestas de los estándares de

protocolos y nuevos esquemas de modulación, las arquitecturas de los sistemas de

transmisión y recepción se han visto afectadas. Una arquitectura de comunicación

inalámbrica para WiMAX es presentada en la figura 2.10. La arquitectura compuesta por

diferentes bloques muestra 2 rutas para el procesado de la señal, la parte de

transmisión y la de recepción. La función del transmisor inicia con la recepción de datos

provenientes del proceso de la MAC hacia el procesador de banda base. Después, este

bloque se encarga de la codificación del canal, modulación y formación de pulsos

digitales. Posteriormente, los datos digitales son convertidos a señal analógica y a

banda base para ser amplificados y transmitidos mediante la antena. Por la parte de

recepción, el funcionamiento inicia con la detección de la señal de RF del espectroelectromagnético a través de la antena. La señal obtenida es débil y acompañada de

señales no deseadas por lo que un filtro pasa banda externo es necesario. La señal

enviada por el filtro es amplificada y posteriormente convertida a banda base y a datos

digitales. El procesador de banda base envía a la MAC los datos digitales filtrados,

sincronizados, con ganancia controlada, demodulados, estimación de canal y corrección

de error.

Figura 2.10 Esquema general de una arquitectura inalámbrica.

El receptor a bloques es mostrado en la figura 2.11. El amplificador LNA es parte

fundamental del sistema de recepción ya que es el encargado de proporcionar la

sensibilidad del sistema así como por medio del mezclador (que en algunas ocasiones

va incluido en el LNA) seleccionar la o las bandas de operación.





30

Figura 2.11 Esquema general de una etapa de recepción para aplicaciones WiMAX.

Los LNA’s utilizados para este fin son de banda ancha y permiten soluciones de baja

potencia para uso en equipos móviles a través de compartir “front-ends” de múltiples

bandas. Los LNA’s de banda ancha reportados en CMOS para WiMAX utilizan varias

topologías. Algunas emplean la retroalimentación resistiva [11], mientras que otras

implementan el LNA utilizando amplificadores distribuidos que pueden lograr un ancho

de banda muy amplio [2,3,7], otras más utilizan degeneración inductiva convencionalpero requieren de muchos inductores para alcanzar la banda ancha [8,15]. Algunas de

estas soluciones consumen mucha potencia o área en chip. Otras topologías han sido

desarrolladas representando un conjunto de ventajas y desventajas cuya elección

dependerá de las exigencias de la aplicación, pero han dado solución a la operación de

WiMAX en alguno de sus estándares de comunicación. Finalmente, considerando que

la distancia de transmisión, la sensibilidad de recepción y la habilidad anti-interferencias

son retos a ser resueltos en el diseño de receptores, surgen mayores problemas para

optimizar el desempeño del LNA debido al proceso de fabricación que migra a

tecnologías nanométricas, además la linealidad empeora dado a los bajos voltajes de

alimentación que se utilizan. Como observamos, en el diseño de LNA’s de banda ancha

para WiMAX se debe tener mucho cuidado porque tanto la elección de la tecnología de

fabricación como el diseño mismo son impactantes en el desempeño final. [15]





31

2.2 PARÁMETROS FUNDAMENTALES DEL LNA

A continuación revisaremos los criterios de desempeño más importantes en el diseño

de amplificadores LNA CMOS front-end para un receptor de comunicaciones

inalámbricas. Este amplificador deberá satisfacer especificaciones en términos de ruido,

ganancia, acoplamiento de impedancia y linealidad, porque aseguran el buen

comportamiento del LNA y evita la introducción de ruido en las siguientes etapas del

front-end receptor.

2.2.1 FIGURA DE RUIDO

El tratamiento del ruido es un factor clave para el éxito comercial de cualquier productoelectrónico. En casi todas las áreas de medición, él limite máximo para la detección de

señales débiles lo determina el ruido, es decir las señales indeseables que opacan las

señales deseadas. Incluso si la señal que se esta midiendo no es débil, la presencia de

ruido degrada de todas formas la exactitud y calidad de la medición.

El ruido es en muchos casos, el factor determinante del costo, el desempeño y la

eficiencia de todo sistema. Un ejemplo representativo lo constituyen los LNA’s,

utilizados en las etapas de entradas de receptores satelitales, teléfonos celulares y

otros tipos de sistemas de comunicaciones inalámbricas, donde es vital obtener muy

bajas frecuencias de ruido para garantizar una recepción óptima.

El ruido es un fenómeno universal que tiene una multiplicidad de orígenes desde

fuentes acústicas (máquinas, vehículos, parlantes) hasta fuentes eléctricas (líneas de

potencia, motores). También puede ser un origen óptico, térmico, magnético, etc. Sea

cual sea este último, el término ruido se aplica, en general, para referirse a cualquier

cosa indeseable que opaca una señal legitima y que no esta directamente relacionada

con ella (en cuyo caso se trataría de una distorsión). De hecho, el ruido puede ser, por

sí mismo, otra señal, como las distintas formas de interferencia que se producen en los

circuitos electrónicos. En esta investigación sin embrago, utilizamos el término ruido

para referirnos principalmente a cualquier ruido aleatorio de origen físico, como el

producido por los conductores y semiconductores por el movimiento de las portadoras





32

de carga, el cual tienen, en principio, un origen térmico. Desde este punto de vista el

ruido puede ser caracterizado por su espectro de frecuencia, su distribución de amplitud

y el mecanismo físico de su generación.

Relación señal a ruido (SNR)

Cuando se analiza a detalle el análisis y diseño LNA’s, es conveniente conocer y definir

algunos términos comúnmente utilizados para caracterizar sistemas electrónicos desde

el punto de vista del ruido.

Los más importantes son la relación señal a ruido o SNR (signal to noise ratio, por sus

siglas), la figura de ruido o NF (noise figure, por sus siglas en inglés) y la temperatura

de ruido Tn (temperature Boise, por sus siglas en inglés). La relación señal ruido SNRse define como la relación en decibelios (dB), del valor rms del voltaje de la señal

deseada con respecto al valor rms del voltaje de ruido presente en la misma.

Formalmente.

Siendo Vs el voltaje de entrada y Vn el voltaje del puerto de salida los voltajes rms de

señal de ruido definidos para un cierto ancho de banda. Por tanto, la SNR es una

medida de la cantidad de ruido presente en una información legítima.

Nótese que en la práctica siempre la SNR de entrada es un número mayor que la SNR

de salida, pues el receptor no es perfecto y agrega un "exceso de ruido", de manera

que este número siempre será mayor que 1 (uno) en la realidad. La bondad del

receptor, en este sentido, será mayor cuanto más bajo sea este número. El

denominador de la ecuación incorpora el ruido producido por el receptor.

(2.1)





33

Factor de ruido

El factor de ruido (NF noise factor , por sus siglas en inglés) se define por:

Es evidente que cuanto mayor sea la SNR de entrada, mayor será la probabilidad de

rescatar la información. La señal de entrada dependerá de la potencia del emisor y

demás condiciones de propagación.

La NF se define como la relación, en decibelios, entre el voltaje de ruido total en la

salida y la parte de este voltaje debida a la resistencia de entrada Rs, o una resistenciade valor Rs perfecta (sin ruido) conectada entre los terminales de entrada.

Matemáticamente:

ó

Siendo Vn el voltaje de ruido contribuido por el amplificador cuando se conecta una

resistencia de valor Rs a través de su entrada, T la temperatura y K es la constante de

Boltzman. Esta última restricción es muy importante, debido a que el voltaje de ruido en

la salida depende marcadamente de la impedancia de la fuente de señal.La NF es siempre mayor de 0dB y es uno de los paramentos más importantes de un

circuito, puesto que proporciona una indicación directa de la forma como el mismo

degrada la SNR. Este desempeño e estima considerándolo con el ruido de la fuente. En

el caso de amplificadores de varias etapas, una forma muy común de conseguir bajas

NF es maximizando la ganancia de la primera etapa.

(2.2)

output

input

SNR

SNR

F =

(2.3)F NF log10=

(2.4)





34

Finalmente, la temperatura de ruido Tn se define como la temperatura a la cual debe

mantener la resistencia de la fuente Rs de un circuito para que el ruido, debido a esta

resistencia, sea igual a la salida del ruido del propio circuito. Naturalmente, siempre

habrá algún ruido en la salida, incluso aunque la fuente no sea ruidosa, debido a que el

amplificador genera su propio ruido. La temperatura esta relacionada con la NF

mediante las siguientes ecuaciones:

Siendo T la temperatura ambiente, usualmente tomada como 27ºC. Por tanto, la NF y latemperatura de ruido son simplemente dos formas diferentes de llevar una misma

información. En general, los buenos LNA’s tienen temperaturas de ruido muy por debajo

de la temperatura ambiente.

En la práctica, la NF de un amplificador lineal de dos puertos está determinada como

una función de cuatro parámetros:

1) Fmin, la mínima figura de ruido del dispositivo/transistor

2) opt, el coeficiente de reflexión óptimo para lograr una Fmin

3) Rn, la resistencia de ruido del dispositivo

4) Zs, la actual impedancia de fuente aplicada a la entrada del dispositivo

2.2.2 GANANCIA

Un amplificador puede entenderse como un sistema electrónico de dos puertos, uno de

entrada y otro de salida, con una función de transferencia que relaciona las señales de

los dos puertos entre sí. De esta función de transferencia se extraen una serie de

características fundamentales que permiten guiar el diseño y el análisis de los

amplificadores. La principal característica de diseño de un amplificador es su ganancia ,

(2.5)





35

expresada como el cociente entre las amplitudes de la señal de salida y la señal de

entrada. Estas señales pueden ser, cada una de ellas, una tensión o una corriente. El

LNA típico debe ser enfocado sobre todo en las características de amplificación de

tensión/tensión y comúnmente se representa la ganancia con el símbolo Av . A medida

que aumenta la frecuencia de la señal de entrada, la ganancia se mantiene hasta llegar

a una frecuencia a partir de la cual la ganancia empieza a disminuir. Dependiendo de la

estructura del amplificador la forma de la función de transferencia respecto de la

frecuencia puede ser muy compleja, pero usualmente todos los amplificadores tienen lo

que se denomina un polo dominante (es decir, aquel cuya frecuencia es mucho menor

que la del resto de polos de función de transferencia). A partir de esta frecuencia la

ganancia disminuye, como mínimo, 20 dB por década. La frecuencia de corte ( ƒ -3DB ) se

define como el punto en el que la ganancia ha descendido 3 dB por debajo de su valornominal para bajas frecuencias Av . Si el amplificador no tiene ceros en bajas

frecuencias, es decir, su ganancia en DC es también Av (lo que es bastante deseable y

usual, el ancho de banda del amplificador coincide con la frecuencia de corte a 3 dB:

BW = ƒ- 3DB . Las dos características Av y BW permiten definir adecuadamente la

respuesta en frecuencia del amplificador.

Las otras dos características importantes están relacionadas con lo que sucede al

insertar el amplificador en la cadena de procesado analógico de la señal; son la

impedancia de entrada (Zi ) y la impedancia de salida (Zo ), que para un amplificador de

tensión/tensión se encuentran definidas en la Figura 2.12.

Figura 2.12 Principales características de un amplificador tensión-tensión.

Otra característica muy importante, que no se considera explícitamente, es el

comportamiento de la fase de la función de transferencia entre entrada y salida bajo





36

excitación sinusoidal con la frecuencia. Es importante conocer y controlar la

característica de fase del amplificador cuando se aplica realimentación, dado que puede

llevar al circuito a oscilar debido a una realimentación positiva. Algunas de las etapas

sencillas, y más usualmente los amplificadores más complejos, contienen en su

estructura lazos de realimentación intrínsecos que pueden hacer que el amplificador

sea inestable o que presente rizado en su función de transferencia, si los polos

dominantes de la función de transferencia se sitúan en el semieje negativo o son

complejos conjugados , respectivamente. En estos casos, se hace necesario introducir

redes de compensación o realizar un cuidadoso diseño para conseguir amplificadores

estables.

Los amplificadores reales han de alimentarse y los transistores de que están

compuestos deben polarizarse de forma que trabajen en una región determinada. Estosignifica que además de las señales de entrada y salida necesitamos en el circuito otras

tensiones y corrientes constantes (tensiones y corrientes de polarización) que se

superpongan a las señales ‘útiles’ (las que contienen la información que el amplificador

procesa). Estas otras magnitudes eléctricas también condicionan el diseño del circuito

amplificador y dan lugar a ciertas limitaciones como las tensiones de offset , que se

superponen a la señal de salida desplazándola de su valor medio previsto, o el margen

dinámico, que limita la excursión máxima que puede experimentar la señal de entrada o

salida sin producir distorsión.

La ganancia de voltaje del LNA debe ser suficientemente grande para asegurar que las

contribuciones de ruido de las siguientes etapas puedan despreciarse. Sin embargo, si

esta ganancia es alta, una señal de entrada grande podría saturar las etapas

subsecuentes, produciendo productos de intermodulación que distorsionarían la señal

deseada. De esta manera, la optimización en el diseño del un LNA es inevitable.

2.2.3 Parámetros-S ó de Dispersión

El diseño de IC’s CMOS en RF se ha desarrollado con la convergencia de dos campos

muy diferentes pero de mucha tradición en ingeniería; el diseño de circuitos en

microondas y los sistemas que tienen sus origen en la época donde las interconexiones

entre dispositivos eran demasiado grandes como para representarse con algún sistema

concentrado.





37

Los sistemas pueden ser caracterizados de diversa manera. Para simplificar el análisis

y obtener un importante criterio de diseño, es frecuente utilizar descripciones

macroscópicas, las cuales preservan el comportamiento tanto de la entrada como de la

salida. Sin embargo, se descartan detalles de la estructura interna del sistema. En bajas

frecuencias, la representación más usada es la de los parámetros de impedancia o de

admitancia, o la combinación de ambas (llamada parámetros híbridos). Los parámetros

de impedancia permiten expresar los voltajes en los puertos en términos de las

corrientes en los puertos. Esto es más conveniente en condiciones de circuito abierto.

Para condiciones de corto circuito, los parámetros de admitancia son más convenientes,

y para una combinación de condiciones de corto circuito y circuito abierto

frecuentemente se utilizan los parámetros híbridos.

En altas frecuencias, sin embargo, es difícil definir los cortos y circuitos abiertos

correctamente, particularmente dentro de un amplio un rango de frecuencias. Además,

los circuitos activos de alta frecuencia son frecuentemente difusos en cuanto a las

impedancias dentro del rango de operación, y podrían ser inestables o más aún, expirar

cuando su terminación se encuentra en corto ó en circuito abierto. Una red se puede

caracterizar en altas frecuencias midiendo la reflexión y transmisión de una onda

electromagnética en cada uno de los puertos (Figura 2.13),

Figura 2.13 Representación de los parámetros S en un sistema de dos puertos.

Sin embargo, para altas frecuencias la aplicación de estos parámetros está limitada ya

que se necesitan circuitos abiertos y en corto. Desafortunadamente, cortos ideales y

circuitos abiertos no pueden realizarse en RF. Para obtener mediciones en altas





38

frecuencias, otra aproximación debe considerarse. En este contexto se aplican estos

parámetros de dispersión los cuales están basados en la medición del voltaje incidente

y reflejado y de ondas de corrientes en terminaciones de 50 Ω. Parámetros de

dispersión, o Parámetros S:

Donde a es la onda incidente y b es la onda reflejada. S11 es el coeficiente de reflexión

a la entrada, S12 es la transmisión inversa, S21 es la transmisión directa y S22 es elcoeficiente de reflexión a la salida para el sistema bajo análisis.Los parámetros-S son

muy adecuados para representar las funciones de transferencia y reflexión de los

dispositivos y pueden definir completamente las características de pequeña señal de un

dispositivo sin incluir el ruido. En la mayoría de los casos, redes de dos puertos pueden

ser completamente descritas por un conjunto de 4 parámetros denominados coeficiente

de reflexión de entrada, coeficiente de reflexión de salida, coeficiente de transmisión

directa y coeficiente de transmisión inversa. Finalmente, los parámetros-S están

basados en una relación entre las ondas incidentes y reflejadas de acuerdo a la Figura

14.

Figura 2.14 Parámetros de potencia de reflexión, transmisión en carga y fuente de una red de dos

puertos.

2 PuertosParámetros

-S

Z 0 Z 0

a 1 a 2

b 1 b 2

(2.6)





39

Cada parámetro puede aportar mucha información en cuanto a comportamiento del

dispositivo se refiere así como también de sus diferentes caras en cuanto a la

comparación entre el diseño y la implementación.

Las definiciones correspondientes de los parámetros-S están resumidas en la siguiente

tabla (Figura 2.15). Estos parámetros pueden encontrarse en hojas de datos típicas de

un transistor y dependen de la frecuencia y la polarización DC aplicada.

Coeficiente de reflexión de entrada

021

111

=

=

aa

bS

Relación de potencia reflejada a

potencia incidente en el puerto 1

No hay potencia alimentada al puerto 2

Puerto 2 terminado en Z0

Coeficiente de reflexión de salida

012

222

=

=

aa

bS

Relación de potencia reflejada a

potencia incidente en el puerto 2



Coeficiente de transmisión directa

021

2

21

=

=

aa

bS

Relación de potencia de salida del

puerto 2 a la potencia incidente en el

puerto 1



Coeficiente de transmisión inversa

012

1

21

=

=

aa

bS

Relación de potencia de salida del

puerto 1 a la potencia incidente en el

puerto 2



Figura 15 Definición de los parámetros S en una red de dos puertos





40

La estabilidad de un dispositivo puede investigarse revisando los parámetros-S. Para

una red de dos puertos los siguientes parámetros son relevantes:

1. S21: Ganancia del dispositivo. Dispositivos activos bien acoplados proporcionanun 121 >S típicamente, mientras que para dispositivos pasivos 121 <S .

2. S12: Cuanta energía es transferida de la salida del dispositivo hacia la entrada.Generalmente para dispositivos activos y pasivos observamos que 112 <S .

3. S11: Cuanta energía es reflejada a la entrada.

4. S22: Cuanta energía es reflejada a la salida.

Cuando un circuito llega a ser inestable ésta puede eliminarse disminuyendo la

magnitud de los parámetros-S, lo que corresponde a un buen acoplamiento deimpedancia, baja ganancia y transmisión inversa. Sin embargo, una alta ganancia es

necesaria para muchos circuitos. Así, alta ganancia y estabilidad son objetivos

conflictivos en el diseño de circuitos. La estabilidad está fuertemente influenciada por

las impedancias de terminación. Podemos distinguir entre estabilidad incondicional y

condicional. La primera proporciona estabilidad a cualquier impedancia de terminación,

mientras que la segunda depende de la impedancia de terminación. Esto quiere decir

que en el evento de estabilidad condicional, la estabilidad solo puede lograrse dentro de

un cierto rango de impedancias.

Acoplamiento de impedancias

La impedancia de entrada del LNA debe ser acoplada a la impedancia de la antena

sobre el rango de frecuencia de interés, con el fin de transferir la máxima potencia

disponible al receptor. El diseño de un amplificador para máxima ganancia a una

frecuencia dada requiere el cálculo de un par único de impedancias de terminación que

proporcionen un acoplamiento simultáneo conjugado de ambos puertos y producir la

máxima ganancia del dispositivo/transistor utilizado, lo que hace que sea

incondicionalmente estable a la frecuencia dada. Las terminaciones necesarias pueden

ser calculadas a partir de los parámetros-S del dispositivo. Asimismo, un par único de

terminación de impedancias determina la mínima NF y máxima ganancia asociada con

el amplificador. Para este caso, los parámetros de ruido para el dispositivo son





41

necesarios además de los parámetros-S. En el escenario de diseño, no hay flexibilidad

en la elección del par de impedancias de terminación porque la solución está

representada por solo dos puntos en la carta de Smith. Si hay un compromiso entre la

ganancia o la NF (o ambas) entonces la solución de las impedancias de terminación

inmediatamente se convierte en infinita sobre la carta de Smith en lugar de solo dos

puntos de terminación.

Una aproximación común utilizada en el diseño de LNA’s para RF es diseñar una red de

acoplamiento de entrada que transforme la impedancia de la fuente de 50 Ω al valor

óptimo para mínimo ruido (determinado por opt) y terminar la salida con un

acoplamiento conjugado. Las redes de acoplamiento son diseñadas para transformar

Z0 a Zopt y ZL a las terminales de entrada y salida del dispositivo, respectivamente, comose muestra en la Figura 2.16.

Figura 16 LNA con redes de acoplamiento entrada/salida.

Finalmente, con las especificaciones establecidas y la tecnología IC se debe elegir una

topología adecuada para dispositivos que operan en banda ancha para el caso de los

transistores CMOS para aplicaciones WiMAX. Para alcanzar óptima ganancia y buendesempeño NF, se utiliza la menor longitud de compuerta disponible por la tecnología.

El ancho de compuerta y la corriente DC son uno de los compromisos entre el consumo

de corriente y por otro lado, un buen acoplamiento de impedancia y ancho de banda.

Transistor/2 Puertos

2221

1211

S S

S S

Redde

acoplamientode salida

Redde

acoplamientode entrada

Z 1

Z 2

opt, Zopt

S, ZS int, Zint out, Zout L, ZL



CAPITULO 3 TÉCNICAS DE LNA MULTIBANDA

3 TOPOLOGÍAS DE LNA’s

El LNA es un componente clave en un radiorreceptor típico que ha sido estudiado

ampliamente. Generalmente, la meta principal de un diseño de LNA es aportar bajo

ruido y un alto acoplamiento de potencia, alta ganancia y un extenso ancho de banda.

Un amplio número de técnicas típicas de diseño han sido demostradas para los LNA’s

basados en tecnología CMOS. Por lo que en esta sección se hará una breve

descripción de cada una de ellas.

3.1 TERMINACIÓN SENCILLA

Los amplificadores (Single Ended, comúnmente llamados en inglés ) más sencillos están

compuestos por una sola etapa basada en un transistor MOS. Estas etapas son la parte

fundamental para la implementación de amplificadores más complejos formados por el

encadenamiento de varias de esas etapas de amplificación sencillas. Existen tres

configuraciones básicas, según el tipo de aplicación o características requeridas al

amplificador, que se presentan a continuación.

Los transistores CMOS son capaces de proveer útiles y poderosas amplificaciones en

tres diferentes configuraciones: Configuración fuente común , configuraron drenador

común ó seguidor de fuente y la configuración compuerta común.

En la configuración fuente común la señal de operación es aplicada a la compuerta del

transistor MOS y la salida amplificada es tomada de la terminal de drenaje.

En la configuración drenador común la señal de entrada es aplicada en la terminal de

compuerta y la señal de salida amplificada es obtenida de la terminal de fuente. Esta

configuración es a menudo nombrada seguidor de fuente.En la configuración compuerta común la señal de operación es aplicada a la fuente y la

señal de salida amplificada es tomada de la terminal de drenaje.

Cada una de las anteriores configuraciones provee una única combinación de

impedancia de entrada, de impedancia de salida y ganancia de voltaje. En muchos



CAPITULO 3 – TÉCNICAS DE LNA MULTIBANDA TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO


43

casos el análisis de complejos amplificadores multi-etapas puede ser reducido por un

número determinado de análisis de amplificadores de terminación sencilla.

3.1.1 CONFIGURACIÓN FUENTE COMÚN

La configuración fuente común resistivamente cargada es mostrada en la figura 3.1a

usando un transistor CMOS canal N. El circuito correspondiente del modelo equivalente

a pequeña señal es mostrado en la figura 3.1b, el transistor esta en corte para V i = 0 y

así Id = 0 y Vo = VDD. Como Vi se incrementa mas allá del voltaje de umbral V t, una

corriente de drenaje diferente de cero fluye y el transistor opera en la región de

saturación [21]. Cuando Vo > VGS – Vt, donde Vo = VDS y VDS ≥ VDS,SAT

El modelo de señal grande de la figura 3.1 apoyado por la formula del comportamiento

corriente contra voltaje del transistor MOS muestra lo siguiente:

D D DD R I V V −=0

2)(

2 t i D

oxn

DD V V R L

W W C V −−=

µ

Figura 3.1(a) Amplificador fuente común resistivamente cargado.(b) Circuito equivalente de pequeña señal para elamplificador fuente común.

(3.1)





44

El voltaje de salida es igual al VDS y decrece según la el voltaje de entrada se

incrementa. Cuando Vo < VGS - Vt, el transistor entra el la región del triodo donde su

resistencia de salida se vuelve baja y su ganancia de voltaje cae dramáticamente.

El voltaje de salda puede ser calculado usando la ecuación anterior y el comportamiento

de la forma resultante final de la ganancia es mostrado en la figura 18. La pendiente de

esta función en cada punto de operación es la ganancia en pequeña señal del mismo.

3.1.2 CONFIGURACIÓN COMPUERTA COMÚN

En la configuración compuerta común, la señal de entrada es aplicada a la fuente del

transistor y la salida es tomada del drenaje cuando la compuerta esta conectada al la

tierra debido al análisis de AC. Esta configuración es mostrada en la figura 3.3, en

teoría la compuerta debe estar conectada a una fuente de polarización, con el fin deque el transistor se encuentre en la región de saturación. Además la salida se toma de

una resistencia de carga conectada al drenador y a la fuente de riel de polarización.

Figura 3.2Voltaje de salida contra el voltajede entrada del circuito fuente

común.





45

El análisis del los amplificadores de compuerta común puede ser simplificado si el

modelo es cambiado de la configuración hibrida π al modelo T como es mostrado en la

figura 3.5. Nótese que ambos generadores de transconductancia son ahora activos. Si

la conexión del sustrato o cuerpo es supuesta como conexión a tierra entonces Vbs =

VGS porque la compuerta también opera con tierra de AC. En la figura 3.4 se ilustra la

configuración compuerta común. Por consiguiente el la figura 3.5b las dos fuentes

dependientes de corriente son combinadas. En la figura 3.5c la fuente combinada de

corriente de fuente a drenaje es remplazada por dos fuentes de corriente: una de la

fuente a la compuerta y la otra del la compuerta al drenaje. Finalmente como la fuente

de corriente que está de la fuente a la compuerta es controlada por el voltaje que fluye

a través de ella puede ser reemplazada por un resistor de un valor 1/(gm+gmb), como en

la figura 3.5d [26].

Si ro es finita, el circuito de la figura 3.5d es bilateral por la retroalimentación causada

por ro. Al principio se asume que ro → ∞ para que el circuito sea unilateral. Usando el

modelo T bajo estas condiciones, el circuito equivalente de pequeña señal de la

compuerta común es mostrado en la figura 3.6.

Figura 3.4 [26]Configuración compuerta común

Figura 3.3Representación típica de elamplificador CMOScompuerta común.





46

Figura 3.5 [26]Conversión del modelo hibrido π al modelo T. (a) Modelo

hibrido π a baja frecuencia. (b) Las dos fuentesdependientes involucradas son combinadas. (c) La fuentecombinada es convertida en dos fuentes. (d) La fuente decorriente entre la fuente y la compuerta son convertidosdentro de un resistor.

Figura 3.6 [26]Circuito equivalente a pequeña señal de la etapa decompuerta común; ro es asumida como un valordespreciable.





47

Tal y como se muestra de la figura 3.7 [26] es obtenida la ganancia a circuito abierto, a

circuito cerrado, la transconductancia y la resistencia de entrada.

La transconductancia mostrada es fácilmente identificable como:

mbm ggG +=

La resistencia de entrada es igual a:

ombm

L Doi

r gg

R Rr R

)(1

||

++

+=

La ganancia de voltaje a circuito abierto y la ganancia de corriente de corto circuito es:

1

)(

==

+==

imi

Dmbmomv

RGa

Rgg RGa

3.1.3 CONFIGURACIÓN DRENADOR COMÚN

La configuración de drenaje común o seguidor de fuente es mostrada en la figura 3.8.

La señal de entrada es aplicada a la compuerta y la salida es tomada de la fuente.Desde el punto de vista de la gran señal, el voltaje de salida es igual al voltaje de

entrada menos el voltaje compuerta-fuente. El voltaje compuerta a fuente consiste en

dos partes: el de umbral y el de saturación. Si ambas partes son iguales la salida

resultante es solamente el Offset de la entrada y la ganancia en pequeña señal podría

Figura 3.7 [26]Circuito equivalente depequeña señal del amplificadorcompuerta común.

(3.2)

(3.3)

(3.4)





48

ser unitaria. Por consiguiente, se puede decir que la fuente sigue a la compuerta por

esta razón el circuito también es conocido como seguidor de fuente.

En la práctica el efecto del cuerpo cambia el voltaje de umbral y el voltaje de saturación

depende de la corriente de drenador el cual cambia a la par con el voltaje de salida a

menos que RL → ∞ . Además aún si la corriente fuera constante el voltaje de

saturación depende en gran medida del voltaje drenaje fuente.

3.2 CONFIGURACIÓN CASCODE

La configuración cascode fue inventada primero para los circuitos de tubos al vacío, con

los tubos de vacío la terminal que emite electrones es el cátodo y la terminal que

colecta los electrones es el ánodo. El cascode es una cascada de etapas de cátodo

Figura 3.8 [26](a) Configuración drenador común.(b) Circuito equivalente de pequeña señal dela configuración drenador común.





49

común y rejilla común acomodadas en el ánodo de la primera y el cátodo de la segunda

etapa.

La configuración cascode es importante principalmente porque en si misma es una

técnica para incrementar la resistencia de salida y reduce la indeseada

retroalimentación capacitiva en amplificadores, permitiendo la operación en más altas

frecuencias mejor de lo que posiblemente pudiese operar de otras maneras. La alta

resistencia de salida alcanzable es muy útil en la desensibilización en polarización de

variaciones de voltaje suministrado y aportando grandes montos de ganancia de voltaje.

3.3 CONFIGURACIÓN BAJO VOLTAJE, FVF (FLIPPED VOLTAGE FOLLOWER)

El mercado actual de los equipos electrónicos portátiles ha creado la necesidad de

producir diseños con bajo consumo de potencia y muy bajo voltaje. Con la finalidad de

satisfacer ambos requerimientos, es necesario desarrollar técnicas novedosas que

permitan a los circuitos operar con muy bajo voltaje de alimentación al mismo tiempo de

satisfacer las especificaciones de velocidad con el menor consumo de potencia.

Figura 3.9 [26]Configuración Cascode usandoMOSFET’s.

Figura 3.10 [26] Circuito Equivalente depequeña señal para la conexión

cascode de transistores CMOS





50

El FVF (Seguidor de Voltaje Doblado, “ Flipped Voltage Follower” por sus siglas en

inglés), es una alternativa viable en el diseño de circuitos con muy bajo voltaje de

operación. En la figura 3.11a se muestra un amplificador de drenaje común conocido

comúnmente utilizado como Reforzador de Voltaje ó Impulsor de Carga (“buffer”).

El circuito de la figura 3.11a, es otro seguidor de fuente donde la corriente a través del

transistor M1 es mantenida constante, independiente de la corriente de salida. Entonces

despreciando los efectos de canal corto, V GS , M1 se mantiene constante, y el voltaje de

salida es la unidad. A diferencia del seguidor de voltaje convencional, el circuito FVF es

capaz de proveer una alta cantidad de corriente, sin embargo la capacidad de ésta se

ve limitada por la capacidad de la fuente de polarización Ib . La capacidad de

proporcionar una alta corriente se debe a la baja impedancia que se presenta en el

nodo B (r o =1/(g m ,M1 · g m ,M2 · r o ,M2)) la cual tiene un valor en el orden de 20-100 Ω.

Nótese que se tiene una rama de retroalimentación, por lo que es necesario un análisis

de estabilidad cuando se utiliza esta celda dentro de un circuito complejo.

Figura 3.11 [25]

a) Amplificador drenaje común

(seguidor de voltaje), b) Flipper

Voltaje Follower (FVF)



4 DISEÑO, SIMULACIÓN Y RESULTADOS

4.1 METODOLOGÍA DE DISEÑO

La amplificación es una de las funciones más esenciales en la mayoría de los circuitos

analógicos. Esta necesidad de amplificación viene propiciada por el hecho de que, en

múltiples ocasiones, la señal con la que se desea trabajar tiene una amplitud

demasiado pequeña para servir de entrada a una etapa posterior del circuito, para

disminuir el efecto del ruido en etapas posteriores, o, simplemente, para proporcionar

los niveles lógicos adecuados para etapas digitales subsiguientes.

El análisis del comportamiento en pequeña y gran señal de circuitos de amplificaciónsimples permite desarrollar técnicas intuitivas que serán de gran utilidad en la

comprensión de circuitos mucho más complejos, de ahí la gran potencialidad de su

manejo y conocimiento. El rápido desarrollo en los últimos años de los sistemas de

comunicación personal ha traído como consecuencia el desarrollo de sistemas con

menor costo de fabricación y mejor desempeño en los LNA’s, tiempo de vida de las

baterías, menor peso, menor tamaño y bajo costo son algunos de los parámetros clave

que determinan el éxito de un producto portátil de comunicación. Un sistema receptor

para aplicaciones portátiles de comunicación consiste de los siguientes circuitos: LNA,

Mezclador, VCO (Voltaje oscillator Controlled , por sus siglas en inglés), Amplificador de

Frecuencia Intermedia (IF) y Filtros.

Los dispositivos semiconductores con mejor desempeño en NF son necesarios para

mantener el mismo desempeño de RF (es decir, sin que el circuito introduzca ruido

adicional a la señal) en bajos voltajes de operación. Receptores de bajo consumo de

potencia son necesarios para incrementar el tiempo de uso en productos de

comunicación inalámbrica.

Dispositivos y circuitos de alta linealidad son necesarios en sistemas inalámbricos

digitales para obtener baja distorsión. En la fabricación de los circuitos receptores de RF

(Front-end), el uso de tecnologías CMOS, aunque no se logra un alto desempeño en



CAPÍTULO 4 -DISEÑO, SIMULACIÓN Y RESULTADOS TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO

DISEÑO DE UN AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO MULTIBANDA PARA APLICACIONES WiMAX

52

comparación con otras tecnologías en desarrollo (BiCMOS en silicio, Bipolar en silicio,

MESFET GaAs, HFET, HBT y SiGe), la tecnología para su desarrollo es mas accesible

debido a que el costo de fabricación es de los más bajos del mercado. El LNA es la

primera etapa activa dentro de los receptores convencionales de RF. Su principal

función es la de amplificar la señal al mismo tiempo de introducir la menor cantidad de

señales indeseadas al sistema.

4.1.1 DISEÑO

Antes de iniciar a realizar el diseño de un amplificador de cualquier tipo se deberán de

definir unos objetivos, las características que ha de tener (como por ejemplo ganancia,

NF, frecuencia de operación, etc.).

A continuación se debe modelar de acuerdo a la finalidad tendrá dentro del sistema del

que forme parte, existen amplificadores de transmisión, recepción, de bajo ruido, de

alta potencia. Y seguidamente determinar de qué clase será, (A, B, AB, C…etc.). Una

vez decididos estos factores el siguiente paso es seleccionar el transistor que en este

caso se tomará de la última publicación9 de los parámetros obtenidos de la medición del

modelo BSIM3 0.25µm. Seguidamente es importante obtener datos de su

comportamiento y generar las correspondientes gráficas para su posterior interpretacióny mejor aprovechamiento.

El siguiente paso es empezar a realizar la red de adaptación tanto de entrada como de

salida. Y realizar unas primeras simulaciones del comportamiento del circuito. Si se

comprueba que no se están cumpliendo los objetivos deseados, por ejemplo, en cuanto

a ganancia o ancho de banda, siempre se pueden intentar mejorar las redes de

adaptación. Si el problema es que queremos que amplifique en una zona concreta la

solución pasa por diseñar filtros, paso bajo, paso alto, paso banda en función de las

necesidades.Por último se necesita desacoplar la señal de RF de la de continua, para no afectar a

nuestro circuito ni a circuitos que estén cerca, para ello hay que introducir varios

9 Consultar el apéndice A para definición mas completa de los parámetros y pormenores del modelo BSIM3





53

elementos, como bobinas o capacitores. Una vez hechos todos los pasos se realiza una

simulación y después de observar todos los parámetros que nos habíamos fijado como

objetivos, se puede realizar un reajuste de las redes de adaptación para poder mejorar

los resultados. De manera que el amplificador queda finalmente diseñado.

4.1.2 CARACTERÍSTICAS Y CLASIFICACIÓN DE UN AMPLIFICADOR

Para empezar a realizar el diseño de un amplificador hay varios datos que son

importantes conocer, como son las características principales y su función dentro de un

sistema. En primer lugar se necesita conocer las características que tendrá y esto

implica, por tanto, conocer su finalidad. Para este proyecto se está realizando un

amplificador que ha de ser adecuado para trabajar bajo el estándar IEEE802.16. Por lo

que se propone diseñar un amplificador que trabaje en la banda de 2.3 a 2.7 GHz y con

ganancia arriba de 15dB y NF < 4dB, y que tenga un ancho de banda de 400 MHz. El

siguiente factor a tener en cuenta es la función que el amplificador llevará a cabo dentro

del circuito final en el que se implemente en trabajos posteriores. De esta manera los

amplificadores quedan clasificados en tres categorías:

- LNA (Low Noise Amplifier): amplificador de bajo ruido.

- HPA (High Power Amplifier): amplificador de alta potencia.

El LNA suele utilizarse en los receptores, puesto que forman parte de la etapa de RF de éstos.

Son uno de los primeros elementos que aparecen después de la antena, por lo tanto se

convierten en una de las partes más relevantes, ya que determinan la NF final del sistema y

precisamente en un sistema receptor, donde la señal de RF captada por la antena suele ser muy

débil, lo que menos interesa es tener ruido que enmascare más la señal. Por el contrario, en un

sistema de transmisión de RF lo que interesa ofrecer es más potencia y ganancia, es por eso

que los amplificadores que acostumbran a utilizarse son los de alta potencia (HPA high power

amplifiers , por sus siglas en inglés).





54

4.1.3 ELECCIÓN DEL TRANSISTOR

Actualmente, una de las tecnologías para transistores que se encuentra en auge para el

diseño de ámplificadores de RF multibanda y de bajo ruido es el proceso tecnológico

utilizado por los transistores CMOS, la cual es empleada en la fabricación de IC’s. Suprincipal característica consiste en la utilización conjunta de transistores de tipo pMOS y

tipo nMOS configurados de tal forma que, en estado de reposo, el consumo de energía

es únicamente el debido a las corrientes parásitas. Este tipo de transistores permite

trabajar en RF con unas prestaciones excelentes, ofreciendo un factor de ruido muy

bueno, una alta ganancia y un ahorro de potencia considerable. En la figura 4.1 se

muestran las regiones de operación de los transistores CMOS [27].

Figura 4.1 Rectas de carga y características de polarización de un amplificador CMOS [27]

Teniendo esto en cuenta y que es una tecnología de las más utilizadas hoy en día para

este tipo de amplificadores, en este proyecto también hemos optado por utilizar elproceso de fabricación CMOS.

D I T GS DS V V V −=

GS V ↑

T GS V V =

CORTE

ÓHMICA

LINEALo

DSV

SATURACIÓN





55

4.2 ANALISIS DEL DISEÑO PROPUESTO

A la hora de diseñar cualquier etapa de amplificación, el primer paso a tener en cuenta

es delimitar de forma precisa qué características del comportamiento de una etapa de

amplificación son importantes. Obviamente, la primera respuesta que se tiene a esta

pregunta es la ganancia del circuito, pero existen otros parámetros que permiten

identificar con mucho más detalle la calidad de la amplificación que se obtiene con un

circuito dado. Estos son, a grandes rasgos, los siguientes:

Velocidad de operación

Disipación de potencia

Tensión de alimentación

Linealidad Ruido

Rangos de tensión alcanzables

Todos ellos deben ser cuidadosamente verificados antes de considerar que un diseño

ha sido realizado correctamente. Para la mayoría de estas medidas, el uso de

herramientas de simulación como PSPICE, TOPSPICE Y ADS, capaces de realizar una

evaluación numérica de los circuitos en pequeña y gran señal, son de una utilidad clara.

Una primera tarea del diseñador de un circuito analógico pasa por obtener unconocimiento cualitativo del comportamiento.

En este caso muy concreto, se procede analizar cualitativamente el diseño propuesto

por el circuito mostrado en la figura 4.2





56

GND

VDD

GND

Rs

Rbias1

Vin

Rbias2

Lg1 Lg2

Rg1 Ld2

M2

M1 M3

M4

CsCo

Vout

RED

DEACOPLO

REDDE

ACOPLO

RL

Ld1

GND

VDD

GND

Rs

Rbias1

Vin

Rbias2

Lg1 Lg2

Rg1 Ld2

M2

M1 M3

M4

CsCo

Vout

RED

DEACOPLO

REDDE

ACOPLO

RL

Ld1

Figura 4.2 Etapa principal del LNA propuesto

En una primera instancia se notara que el diseño propuesto en la figura 4.2 se trata de

un amplificador conformado esencialmente por dos etapas, las cuales son: una

topología FVF (figura 4.3) y una adicional (figura 4.4) que consta de un amplificador de

fuente común apoyando a la primera etapa como un buffer10.

Figura 4.3 Etapa principal del LNA propuesto

10En electrónica es un dispositivo que evita el efecto de carga en un circuito. En su forma más sencilla es un amplificador

funcionando como seguidor. Por consiguiente el voltaje y la corriente no disminuye en el circuito, ya que éste toma el voltaje de lafuente de alimentación del operacional y no de la señal que se está introduciendo, por lo que si una señal llega con poca corriente,el circuito seguidor compensará esa pérdida con la fuente de alimentación del amplificador, ya sea éste unipolar o bipolar.





57

De la figura 4.3 el Transistor M3 esencialmente forma un espejo de corriente con el

transistor M1, y su geometría es de una fracción del tamaño del transistor M1 con el fin

de minimizar el consumo de potencia. La corriente que fluye a través del transistor M3

induce un voltaje de polarización a través del transistor M1. El resistor R2 se diseña con

un valor suficientemente grande para que la corriente equivalente de ruido sea

despreciada. Para completar la polarización, se utiliza un capacitor de bloqueo de DC

(que conforme se avanza en el diseño será sustituido por un circuito pasa banda a la

frecuencia que también lleva elementos capacitivos) para prevenir alguna variación en

la polarización del LNA.

4.2.1 DISEÑO DEL AMPLIFICADOR CENTRAL

Una vez entendida la filosofía de operación del circuito, un siguiente paso para su

diseño pasa por establecer unos valores correctos para las tensiones y corrientes en

todos los nodos del circuito.

Para determinar los valores de los componentes del LNA, se asume una frecuencia de

operación en 2.5 GHz dado que es la frecuencia central de la banda en la que se

encuentra nuestra banda de interés (la banda de 2.3 a 2.7 con un BW de 400MHz), a

50Ω de resistencia de la fuente de entrada. Para la tecnología 0.25 µm CMOS, se

considera un largo de canal efectivo (Leff ) mínimo de 0.25µm.Se debe recordar que la capacitancia de la región de compuerta con el canal forman un

capacitor de placa paralela con la capa de óxido que sirve como dieléctrico. La

capacitancia por unidad de área es denotada como C ox y el espesor de la capa de

óxido como t ox y están relacionados por la siguiente formula:

ox

ox

oxt

C ε =

El valor deox

ε (permitividad del óxido de silicio) es conocido11 y es igual a 3.45 x 10 -11

F/m de y el valor de t ox es determinado por la tecnología del proceso de fabricación deltransistor MOS el cual puede ser usualmente expresado en unidades de F/m2 ó fF/ µm2.

11 Conocido del siguiente desarrollo 02ε ε ε OSiox = , y si OSi2

ε = 3.9 x 10-11 F/m y0

ε =8.854 x 10-12 F/m, entonces

oxε =3.9x10-11 x 8.854 x 10-12 F/m = 3.45 x 10-11 F/m

(4.1)





58

En el caso del transistor con el cual se esta realizando el diseño (en este caso la ultima

publicación de las simulaciones BSIM312), del listado de parámetros obtenidos se toma

el valor de tox , el cual se toma del total de parámetros a los que se refiere el listado en

su caracterización BSIM3, de los cuales se determina el valor tomado exactamente de

la tabla de valores de tox = 5.7 x 10-9 m, de lo anterior se puede determinar por

sustitución en la formula (4.1) que C ox = 6.0526 x 10-3F/m2 ó fF/ µm2. La corriente de

polarización que se manejará para el LNA será de 1mA. Dada esta información, se

procede al diseño de los componentes que conforman el LNA.

Haciendo un compromiso entre la obtención de NF mínima con el mínimo consumo de

potencia, se obtiene el valor óptimo del ancho del transistor por medio de la siguiente

formula establecida para este tipo de diseño13

[25].

S OX

OPT R LC

W ω 3

1≈

Donde Wopt es el ancho óptimo del canal obtenido del resultado del análisis de la

derivación de los parámetros de ruido [25], y en el cual se asegura una figura de ruido

minima.

ω es la frecuencia de operación deseada para el LNA en radianes en este caso es de2.5 GHz o 15.7Grps.

L es el largo del canal.

Rs es la resistencia nominal del sistema que en este caso es de 50Ω dado que es el

estándar de resistencia de todos los dispositivos de medición de RF.

C ox es la capacitancia entre las capas de compuerta y fuente formada por el óxido de

silicio antes calculada que es 6.0526 x 10-3F/m2 ó fF/ µm2

12 BSIM (Berkeley Short-Channel IGFET Model) se refiere a la familia de modelos de transistores MOSFET para diseño de circuitosintegrados. Un transistor exacto es necesario para la simulación electrónica más fiel, lo cual es importante en la simulación decircuitos integrados. Como los dispositivos se vuelven las pequeños a cada generación de procesos (Ley de Moore), los nuevosmodelos necesitan ser mas exactos en lo que representación de comportamiento respecta. La creciente estandarización de estosmodelos ha sentado precedente como parámetros modelo en diferentes simuladores, un grupo industrial fue formado (The compactcouncil model) para buscar mantener y promover estos parámetros. Los modelos BSIM descubiertos por la UC Berkeley es uno deestos estándares. Se incluyen BSIM3, BSIM4, y BSIMSOI. 13

Revisar apéndice A el cual es tomado en mayor parte de la derivación de los parámetros análisis de ruido del transistor MOSFETincluido en una de las bibliografías revisadas para la elaboración del presente trabajo practico técnico [25].

(4.2)





59

Utilizando la ecuación (4.2), se calcula el ancho de canal óptimo de canal:

mmF GHz R LC

W S OX

OPT µ

π ω 379416.256

)50)( / 100526.6)(5.2(23

1

3

123 =

⋅⋅=≈

−

De donde se obtiene el valor de Wopt que es igual a 256.37 µm.

Teniendo como base el ancho optimo del transistor a usar (que en esencia es el tamaño

del transistor de entrada) se procede a calcular Cgs [25].

=⋅== −) / 10625.6)(25.0)(379.256(

3

2

3

2 23 mF mmWLC C oxgs

µ µ 258.6 fF

Una vez obtenido el valor de Cgs se calcula el valor de L apoyados en la frecuencia de

resonancia del amplificador que es parte medular del LNA, la inductancia Lg junto con

las capacitancias parásitas de entrada del M1, definen la frecuencia de resonancia del

amplificador. En base a la fórmula de resonancia se tiene que:

[ ] [ ]9

15292 106722.15

106.258)105.2)(2(

11

1

−⋅=⋅⋅

==∴

=

π ω

ω

C L

LC

Una vez obtenidos los parámetros fundamentales del transistor principal del LNA, ya se

tienen los elementos reactivos que determinan en gran medida la frecuencia de

operación del LNA completo, aunque el ancho de banda y la banda de paso son

delimitados en gran medida también por las redes de entrada, el siguiente paso es

obtener la función de transferencia de los dos transistores en topología de bajo voltaje

para tener un panorama más concreto de la operación en altas frecuencia. Ha quedado

sentado que el transistor M3 es un prácticamente un espejo que estabiliza la corriente

que pasa por el canal del transistor M1 y el transistor M2 opera con la misma corriente y

al mismo tiempo con el mismo voltaje de compuerta del transistor M1.

(4.3)

(4.4)





60

Con lo anterior se procede con el análisis de la etapa principal en alta frecuencia

tomando las capacitancias Cgs y Cgd de los dos capacitores en un análisis por nodos

dejando fuera del análisis al transistor M3 por simplicidad.

Figura 4.4 Etapa amplificadora principal del LNA propuesto

Primero se deriva el modelo a pequeña señal despreciando los elementos reactivos y

obteniendo una función de transferencia que dará un panorama más general del

circuito. Del modelo de pequeña señal de la figura 4.5 se tiene que Vin = VGS debido a

que en el caso de haber Rs esta sería sintonizada por una red a la entrada así que solo

se modelará la función de acuerdo a un voltaje de entrada proveniente de dicha red.

En primera instancia se hace una transformación de fuente de corriente a fuente de

voltaje, para después tener de una forma más cómoda para su respectivo análisis

(figura 4.6). Después se suman las fuentes de corriente ya transformadas en fuentes de

voltaje para su análisis en un divisor de voltaje con el fin de encontrar el voltaje de

salida.





61

Figura 4.5 Modelo a señal pequeña despreciando los efectos de las capacitancias Cgs y Cgd

Figura 4.6 Transformación de fuente de corriente a fuente de voltaje, para el análisis del voltaje de salida

del circuito principal del LNA propuesto

Tenemos que:

( )221111

21

2 oGS moGS m

oo

L

GS out RL RV g RV g R R

RV V V +

+−===

Desarrollando, sustituyendo VGS2 = Vout, y resolviendo para Vout,

( ) Lm

o

o

GS m

out

Rg R

R

V gV

2

1

2

11

11 ++

=

(4.5)

(4.6)





62

La ganancia final esta determinada por:

( ) Lm

o

o

m

GS

out

Rg

R

R

g

V

V

2

1

2

1

1 11 ++

=

De lo anterior se define que la ganancia de voltaje sin influencia de la frecuencia esta

dada principalmente de por la razón entre las dos resistencias de salida nominales de la

etapa principal y por el producto de la transconductancia del segundo amplificador y la

resistencia de carga del circuito. La ganancia esta dada principalmente por la

transconductancia gm del segundo amplificador.

La figura 4.7 muestra el modelo a altas frecuencias del amplificador principal tomando

en cuenta las capacitancias parásitas Cgs y Cgd en ambos amplificadores. Cabe resaltar

lo que esta englobado dentro del término Z1 y Z2 esta referido a lo resultante del

paralelo y la suma en serie de las inductancias Lg y Ld1 del LNA propuesto.

Figura 4.7 Modelo en frecuencia del LNA tomando las reactancias principales

2 3

4

(4.7)





63

( )

( )

[ ]332

22121

22141

2312

421

11

1

24

21

221312

1413

1

112

111

4

111

3

1

2

V V V V donde

V gg R R

C C C sV R

sC V sC V

nodo

V V V donde

V g R

sC V Z R

C C C sV SC V

nodo

I sC V sC V Z

C C sV

nodo

GNDGS

gsmmoo

gsgd gso

gd gd

GS

GS m

o

gd

o

gsgd gd gd

ingsgd gsgd

=−=→

−=

+++++

−+−

→

−=→

−=

+−

+++++−

→

=−−

++

→

Del análisis por nodos del modelo de la figura 4.7 se tiene se tiene lo siguiente:

Reordenando y simplificando se tiene el siguiente sistema de ecuaciones:

( )

( ) ( )

( ) [ ] 0111

0111

1

1

21

22142

1

23112

1

1

24

21

2213112

1413

1

112

=

−+++++

−−+−−

=

++−

+++++−−

=−−

++

m

oo

gsgd gsgm

o

gd mgd

m

o

gd

o

gsgd gd mgd

ingsgd gsgd

g R R

C C C sV R

sC V gsC V

g

R

sC V

Z R

C C C sV gSC V

I sC V sC V Z

C C sV

De lo anterior se puede conformar la siguiente matriz:

( )

( ) ( )

( ) ( )

=

+++++

+−−−−

++−++++−−

−−++

0

0

111

111

1

3

2

1

1

21

2212

1

211

1

1

2

22

22111

11

1

21

in

m

oo

gd gsgsm

o

gd mgd

m

o

gd

o

gd gsgd mgd

gsgd gd gs

I

V

V

V

g R R

C C C S g R

SC gSC

g R

SC Z R

C C C S gSC

SC SC Z

C C S

Donde por simple inspección se establece que el nodo 3 es el nodo de salida, por lo

cual se resuelve el sistema para el nodo 3 y el siguiente paso entonces es resolver por

(4.8)

(4.9)

(4.10)

(4.11)

(4.12)

(4.13)





64

cofactores la matriz, de tal manera que se debe encontrar el determinante de V3 y el

determinante general, se tiene lo siguiente:

( )( )( )

( )( ) ( )( )

( )( ) ( ) ( )

( ) ( )

( )( )

( )( )

( )

( )

( ) ( )

++

+−

+++++

++

+

++++

++

+++

+−

+++−

−

−+++

+

++−

+

+

+

++

++++++

+

+−

+++++

++

++

−

−

++

+++

+−++

+

++++++−−

−−+++++

=∆

1

1

21

2

1

1

21

221

211

2

1

11

2211

2121

11

2

1

11

1

2

1

221

1

2

1

1

11112

1

1

2121

11

122

1

111

21

22111

1211

1

2

1

1

221221

2212

21

11

1

22

1

11

21

11

21

1122111

2

221112212121

2

1

12121221221213

111111111

1111111

1111

1111111

111

11

1111

1111

Z g

R Rg

Rg

R RC C C

Z R Z

Rg

R Z C C C g

R R Z RC C

g R

gC Z

g R

C C C Z

C

g R

gC C C g R

g R R Z R

gC

s

gC g R

C C g R R

C C C C C

gC C g R

C Z

C C C C C C

C C C g R R

gC R

C g R

C C

Z RC C

Z RC C C C C gC

s

C C C C C C C C C C C C C

C C C C C C C C C C C C C

s

m

oo

m

o

m

oo

gd gsgs

o

o

m

o

gsgd gd m

ooo

gsgd

m

o

mgsm

o

gd gsgsgd

m

o

mgd gsgd m

o

m

ooo

mgs

mgd m

o

gd gsm

oo

gsgd gd gsgd

mgd gd m

o

gd gsgd gd gd gsgs

gd gsgsm

oo

mgd

o

gd m

o

gsgd

o

gsgd

o

gd gsgsgd gd mgd

gsgd gd gd gsgd gsgsgd gsgd gd gd

gd gd gsgd gd gd gsgsgsgd gd gsgd

(4.14)

De la matriz también se obtiene el determinante de V3 que es el nodo de salida:

( ) ( ) [ ]

( )[ ] ( ) inmmm

o

gd mgsgd gd gsgd gd gd

in

o

gsgd gd mgd m

o

gd mgd

I Z

ggg Z r

C gC C C sC C C C sV

I Z r

C C C sgC gr

sC gsC V

++

++−++−++=∆

+++++−−

++−+−=∆

2

212

21

112122121

2

3

21

221112

1

2113

11222

111

∆

∆== 3

3

V V V out

(4.15)

(4.16)





65

De lo cual se obtiene que la transconductancia general esta dada por esa misma

ecuación de tal modo que:

( )[ ] ( )

( )[ ] ( )

∆

++

++−++−++

==

∆=

++

++−++−++

∆

∆=

2

212

21

112122121

2

3

2

212

21

112122121

2

3

11222

11222

:

Z ggg

Z r C gC C C sC C C C s

I

V G

V I Z

ggg Z r

C gC C C sC C C C s

como

V V

mmm

o


in

out

inmmm

o


out

4.2.2 DISEÑO DEL BUFFER

El reforzador de carga mostrado en la figura 4.8 esta conformado por dos inductores de

entrada (Lg2 y Ld2), los cuales limitan el nivel de la NF [5,9,17,25], el objetivo del buffer

es reforzar la corriente de salida por medio de su transconductancia. El buffer de carga

esta mostrado como sigue:

Figura 4.8 Etapa terminal del LNA propuesto consistente en un reforzador de carga o buffer

(4.17)





66

El modelo de pequeña señal esta mostrado en la figura 4.9,

Figura 36 Modelo a señal pequeña del reforzador de carga o buffer

El valor de Ig = 0, por lo tanto se deduce que V in = VGS, de lo anterior se tiene que el

voltaje de salida y la ganancia es igual a:

+−=

+−=

od

od

m

GS

out

od

od

GS mout

RsL

RsLg

V

V

RsL

RsLV gV

2

2

2

2

4.3 SIMULACION DEL DISEÑO PROPUESTO

4.3.1 DISEÑO Y SIMULACIÓN DE LAS REDES PASIVAS DE ENTRADA Y SALIDA

El diseño de las redes de adaptación ha sido optado por la alternativa del software. En

primera instancia se probó con diferentes tipos de software pero se ha determinado en

consideración al criterio propio que el más indicado, fácil y práctico es por mucho elcreado por Nuherts Technologies, Filter Solutions. Este software es capaz de

proporcionar la función de transferencia, su respuesta en frecuencia, el tiempo de

respuesta, la ubicación de los polos y ceros del sistema y el circuito exacto con el

escalamiento deseado con solo proporcionarle los requerimientos del usuario y llenar

algunos campos de acuerdo al tipo de circuito o filtro deseado. El software no tiene

(4.18)

(4.19)





67

límite en cuanto a escalamiento y frecuencias de gráficos, así que en cuanto se desea

un circuito solo basta comenzar a elaborarlo.

Figura 4.10 Software de diseño de filtros utilizado en el modelado de las redes pasivas de entrada y salida

Para la red pasiva de entrada es preferible un filtro de pasa-banda (en la banda de

operación WiMAX, de operación del LNA), de frecuencia central de 2.5GHz con un

ancho de banda de banda de 400MHz, características que son modeladas con el

software. Las características de las cargas son modeladas del mismo modo teniendo en

cuenta que la impedancia de todos los instrumentos de medición de IC’s es de 50Ω.

En la figura 4.11 se muestra la interfaz de Filter Solutions, los requerimientos de las

redes pasivas y los circuitos solución de cada uno de las redes ofrecidos por el

software.





68

Figura 4.11 Modelado y simulación de las redes pasivas con Filter Solutions





69

Figura 4.12 Respuesta en frecuencia de las redes pasivas de salida y entrada respectivamente

4.3.2 SIMULACIÓN DEL LNA PROPUESTO

El diseño propuesto debe ser simulado completamente para obtener un comportamientogeneral. Y como primer paso se debe tener en cuenta que no importando el simulador

que sea, se deben proporcionar todos los parámetros del modelo de transistor al

software de simulación de tal modo que se proporcionen todas las variantes para que la

respuesta sea la más apegada al comportamiento experimental (aunque siguen

existiendo muchos factores ajenos al diseño).

La simulación fue llevada a cabo en tres diferentes software de simulación ADS,

TOPSPICE, y HSPICE, todos con voltaje de polarización de 1.8 Volts.

Los valores definitivos de los componentes del LNA quedan de la siguiente manera:

Componente Valor

Rbias1 10KΩ

Rbias2 10Ω

Rg1 1Ω

RS 50Ω

RL 50Ω

Lg1 10nHLg2 2nH

Ld1 9.2nH

Ld2 8nH

Wmax 256.37µm

Lmin 0.25µm





70

4.3.4 SIMULACIÓN EN ADS

El simulador electrónico ADS (Advanced Design System 2008 , por sus siglas en inglés)

de Agilent Technologies es una poderosa herramienta de simulación debido a la

exactitud y certeridad de los resultados que ofrece, se puede simular desde un circuito

RC hasta un Layout de un IC con análisis en frecuencia, de linealidad, de distorsión

armónica, de ruido, etc. En dicho software se pueden simular respuestas en frecuencia

de antenas, líneas de transmisión, e incluso sistemas de comunicación, enteros;

inclusive permite modelos y estándares de otros simuladores (BSIM3 por ejemplo)

apoyado en las paqueterías adecuadas.

Para la simulación en ADS es necesario llenar la mayoría de los campos de información

que el programa solicita para una simulación más exacta, o lo más aproximado al

comportamiento real. EL modelo BSIM3 a 0.2525µm consta de 130 parámetros paracada tipo de transistor MOSFET ya sea de canal N o de canal P. Dichos parámetros

son los que deben ser proporcionados al simulador para que trabaje en la simulación

con el modelo que se pretende estudiar.

BSIM3_ModelMOSFET M1

All Params=

Lintnoi=

B3qmod= Al lParams =

Imelt=Noic=Noib=Noia=

Em=Ef= Af=Kf=

Gdsnoi=Nlev=Elm=

Wwlc=

Wwc=

Wlc=Lwlc=

Lwc=Llc=Tcjswg=Tcjsw=

Tcj=Tpbswg=Tpbsw=Tpb=

Moin= Acde= Alpha1=

Ijth=

Voffcv=

Noff=Vfb=

Toxm=Vfbcv=Dwc=Dlc=

Cle=Clc=Cf=0Ckappa=

Cgdl=Cgsl=Prt=0

Kt2=0.022

Kt1l=0

Kt1=-0.11Uc1=-5.6e-11

Ub1=-7.61e-18Ua1=4.31e-9 At=3.3e4Ute=-1.5

Pvag=9.880486e-3Pscbe2=2.33311e-4Pscbe1=6.840067e8Pdiblcb=0.0652519

Pdiblc2=2.713351e-3Pdiblc1=0.9747695Pclm=1.6169506

Drout=1

Dsub=0.0453209

Etab=7.417928e-5Eta0=6.193379e-3

Cit=0Cdscd=0Cdscb=0Cdsc=2.4e-4

Nfactor=1.3883079Voff=-0.1036417 VBeta0= Alpha0=

B1=0B0=-2.550296e-8 A2=0.5668915

A1=0

Ags=0. 337924

Keta=-6.721772e-3 A0=1.7607834

Vsat=1.205318e5Wr=1Prwb=-0.2Prwg=0.248639

Rdsw=199.8659419Delta=0.01Uc=4.583734e-11Ub=2.505207e-18

Ua=-1.218042e-9Dvt2w=0Dvt1w=0

Dvt0w=0

Dvt2=-0.5

Dvt1=0.4948Dvt0=0.3412313

Nlx=2.001346e-7W0=1e-7K3b=2.9032837K3=1e-3

K2=5.021573e-7K1=0.4775815Vth0=0.3901825U0=311.3508972

Xj=1e-7Vbx=Vbm=

Xt=

Gamma2=

Gamma1=Ngate=

Nsub=Nch=2.3549e17Dwb=6.605501e-9Dwg=-1.27508e-8

Xpart=0.5Cgbo=1e-12Cgdo=5.22e-10Cgso=5.22e-10

Pbswg=0.9233743Mjswg=0.3366842Cjswg=3.29e-10

Pbsw=0.9233743

Pb=0.99

Mjsw=0.3366842Cjsw=3.779597e-10

Mj=0.4008267Cj=1.470352e-3Tox=5.7e-9Trise=

Tnom=27Wwl=0Wwn=1Ww=0

Wln=1Wl=0Wint=0

Lwl=0

Lwn=1

Lw=0Lln=1

Ll=0.0Lint=2.150974e-10Jsw=Js =

Xti=Nj=Rsh=3.6Noimod=

Capmod=2Mobmod=1Version=3.30

PMOS=no

NMOS=yes

Figura 4.13 Parámetros del modelo BSIM3 utilizados por ADS

En la figura 4.13 se muestran los parámetros de entrada del modelo BSIM3 utilizados

durante la simulación del LNA propuesto y en la figura 4.14 se muestra el diseñoesquemático.





71

MM9_NMOSMOSFET4

Mode=nonlinear Mult=Trise=

Temp=Lg=Ls=

Ab=Width=91 um

Length=.30 umModel=MOSFETM1

LLDd2

R=

L=8 nH

LLG2

R=L=2.0 nH

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

CC113C=204.6 fF

LL11

R=L=19.81 nH

R

RBIAS2R=10 Ohm

MM9_NMOSMOSFET2

Mode=nonlinear Mult=

Trise=Temp=Lg=Ls= Ab=

Width=100 umLength=.3 umModel=MOSFETM1

LL113

R=L=559.1 pH

Cc22C=7.249 pF

Term

Term2

Z=50 OhmNum=2

LL114

R=L=20.25 nH

CC114C=200.2 fF

BSIM3_Model

MOSFETM1

All Params=Lintnoi=

B3qmod= All Params=Imelt=Noic=Noib=

Noia=Em=Ef=

Af=Kf=Gdsnoi=

Nlev=Elm=Wwlc=Wwc=

Wlc=Lwlc=Lwc=Llc=Tcjswg=

Tcjsw=Tcj=Tpbswg=Tpbsw=Tpb=Moin=

Acd e= Alph a1=Ijth=Voffcv=

Noff=Vfb=Toxm=Vfbcv=Dwc=

Dlc=Cle=Clc=Cf=0Ckappa=Cgdl=

Cgsl=Prt=0Kt2=0.022Kt1l=0

Kt1=-0.11Uc1=-5.6e-11Ub1=-7.61e-18Ua1=4.31e-9

At=3.3e4

Ute=-1.5Pvag=9.880486e-3Pscbe2=2.33311e-4Pscbe1=6.840067e8Pdiblcb=0.0652519Pdiblc2=2.713351e-3

Pdiblc1=0.9747695Pclm=1.6169506Drout=1Dsub=0.0453209

Etab=7.417928e-5Eta0=6.193379e-3Cit=0Cdscd=0Cdscb=0

Cdsc=2.4e-4Nfactor=1.3883079Voff=-0.1036417 VBeta0=

Alph a0=B1=0

B0=-2.550296e-8 A2=0.5668915 A1=0 Ags=0 .337924

Keta=-6.721772e-3 A0=1.7607 834Vsat=1.205318e5Wr=1Prwb=-0.2

Prwg=0.248639Rdsw=199.8659419Delta=0.01Uc=4.583734e-11Ub=2.505207e-18Ua=-1.218042e-9

Dvt2w=0Dvt1w=0Dvt0w=0Dvt2=-0.5

Dvt1=0.4948Dvt0=0.3412313Nlx=2.001346e-7W0=1e-7K3b=2.9032837

K3=1e-3K2=5.021573e-7K1=0.4775815Vth0=0.3901825U0=311.3508972Xj=1e-7

Vbx=Vbm=Xt=Gamma2=

Gamma1=Ngate=Nsub=Nch=2.3549e17Dwb=6.605501e-9

Dwg=-1.27508e-8Xpart=0.5Cgbo=1e-12Cgdo=5.22e-10Cgso=5.22e-10Pbswg=0.9233743

Mjswg=0.3366842Cjswg=3.29e-10Pbsw=0.9233743Pb=0.99

Mjsw=0.3366842Cjsw=3.779597e-10Mj=0.4008267Cj=1.470352e-3Tox=5.7e-9

Trise=Tnom=27Wwl=0Wwn=1Ww=0Wln=1

Wl=0Wint=0Lwl=0Lwn=1

Lw=0Lln=1Ll=0.0Lint=2.150974e-10Jsw=

Js =Xti=Nj=Rsh=3.6Noimod=Capmod=2

Mobmod=1Version=3.30PMOS=noNMOS=yes

V_DCSRC3Vdc=1.8 V

DisplayTemplatedisptemp1

"S_Params_Quad_dB_Smith"

TempDisp

LLG1

R=

L=10.0 nH

RRBIASR=10 kOhm R

RG1R=1 Ohm

LLD1

R=

L=9.2 nH

MM9_NMOSMOSFET5

Mode=nonlinear Mult=Trise=

Temp=Lg=Ls=

Ab=Width=1 um

Length=.3 umModel=MOSFETM1

MM9_NMOS

MOSFET3

Mode=nonlinear

Mult=Trise=Temp=Lg=Ls=

Ab=Width=250 umLength=.3 umModel=MOSFETM1

S_ParamSP1

Step=211.11111 kHzStop=3.2 GHz

Start=1.8 GHz

S-PARAMETERS

Figura 4.14 Diseño propuesto en el Software ADS

4.3.5 SIMULACIÓN EN TOPSPICE

El simulador electrónico TopSPICE, es también, una poderosa herramienta de

simulación de IC’s de diferentes estándares y modelos, debido a la exactitud y fidelidad

de los resultados que ofrece, ya sea en los diferentes listados de salida que puede

ofrecer para su gráfica en otros software, o en sus excelentes gráficas.

En el simulador electrónico TopSPICE se pueden obtener respuestas en frecuencia,

análisis de ruido y respuestas transitorias de diferentes circuitos desde su editoresquemático que es una de sus utilerías con más facilidad de manejo. La limitante es la

interfaz con el usuario en cuanto a la entrada de los datos de los modelos BSIM ya que

en estos caso no se puede usar el editor esquemático, en esos casos se debe dar al

simulador los datos del circuito mediante la programación en una utilería del mismo

programa llamada CIRCUIT FILE EDITOR, en la cual al programa se le proporcionan





72

los datos del circuito como nodo de inicio de cada rama ya sea esta un inductor, un

resistor, un capacitor, etc. Y en el caso de los MOSFET del modelo BSIM3 se le deben

proporcionar todos los parámetros así como la correlación de sus diferentes terminales

con el resto del circuito.

De lo anterior, es obvio que el manejo de TopSPICE adecuadamente requiere un cierto

tiempo de familiarización con el usuario.

Figura 4.15 Listado del diseño propuesto en CIRCUIT FILE EDITOR de TopSPICE

En el simulador electrónico TopSPICE se puede hacer un esquemático del diseñopropuesto, pero en el momento que el usuario requiera los resultados de la simulación

en software necesitara trabajar con todos y cada uno de los datos exactos del modelo

MOSFET que se esta usando de tal modo que la alternativa inmediata será el editor de

archivos de circuito. Se hizo un ejemplo del diseño propuesto en el editor esquemático





73

del simulador TopSPICE (figura 4.16), pero la simulación se realizó mediante listados tal

y como se muestra en la figura 4.15.

Figura 4.16 Esquemático del diseño propuesto en el editor esquemático de TopSPICE

4.3.6 SIMULACIÓN EN HSPICE

El simulador electrónico HSPICE es también al igual que los dos anteriores simuladores

una poderosa herramienta de simulación de IC’s de diferentes estándares y modelos,

debido a la exactitud y fidelidad de los resultados que ofrece, ya sea en los diferentes

listados de salida ya que se pueden exportar a otros Software de graficación como lo

son ORIGIN y otros.

La única limitante de HSPICE es que no posee editor esquemático ya que la interfaz

con la que el usuario en cuanto a la entrada de los datos de los modelos de transistores

y demás circuitos (BSIM3, BSIM4, etc.) es la de programación definida muy similar a la

utilería CIRCUIT FILE EDITOR usada en TopSPICE y es apoyada en una utilería degraficación llamada AVANWAVES sobre la cual se seleccionan las respuestas y

variables predefinidas a graficar.

La figura 4.17 se muestra a grandes rasgos el listado (la programación del LNA

completo en HSPICE) del circuito propuesto y la interfaz de AVANWAVES para la

simulación del circuito.





74

Figura 4.17 Interfaz de usuario en simulación en HSPICE

4.4 RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN DEL DISEÑO PROPUESTO

Los resultados de las diferentes simulaciones son mostradas en las diferentes gráficas

de los barridos en frecuencia resaltando los objetivos perseguidos durante el proceso

de diseño. En la tabla siguiente las características ideales de un amplificador de bajo

ruido para aplicaciones de RF, resaltando los parámetros principales de un listado del

que se suprimieron parámetros importantes como la linealidad y el IIP3.

Parámetros ideales en un Amplificador de bajo Ruido

Frecuencia de operación (BW) 2.3 GHz – 2.7GHz

Ganancia en banda de frecuencia de operación (G) > 15 dB

Figura de ruido minima (NF) < 5 dB

Potencia reflejada del puerto 2 AL 1 (S12) < -10 dB

Impedancia de entrada (S11)





75

4.4.1 RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN EN ADS

Los resultados de la simulación en el Software ADS son resumidos en la siguiente

gráfica obtenida de ADS en la figura 4.18.

1.9 2.0 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 2.9 3.0 3.11.8 3.2

-20

-10

0

10

20

-30

26

freq, GHz

d B ( S ( 2 , 1

) )

m2

n f ( 2 )

m6

d B ( S ( 1 , 2

) )

m1

Forward Transmission, dB

m2freq=dB(S(2,1))=21.27Max

2.407GHz

m6freq=nf(2)=2.037

2.294GHz

m1freq=

dB(S(1,2))=-9.43

2.401GHz

Figura 4.18 Grafica obtenida de la simulación en ADS

De donde se tiene que de los resultados obtenidos de la simulación son los siguientes:

Medidas obtenidas de la simulación del Amplificador de bajo Ruido propuesto en

ADS

Rango de frecuencias de operación arriba de 15 dB 2.3 GHz – 2.7GHz

Ganancia máxima en rango de operación > 15 dB

Rango de frecuencias de operación con NF < 5 dB < 5 dB

Figura de ruido máxima < -10 dB

Máximo de potencia reflejada del puerto 2 AL 1 - 9.438 dB





76

4.4.2 RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN CON TOPSPICE

Los resultados de la simulación en el Software TopSPICE son resumidos en la siguiente

gráfica obtenida en la figura 4.19.

Figura 4.19 Grafica obtenida de la simulación en TopSPICE

En esta figura se aprecia claramente la operación a cierta banda de frecuencias de todo

el espectro perteneciente a los GigaHertz, pero los detalles de la banda de operación

del LNA propuesto y simulado se aprecian mejor en la figura 4.20.

Figura 4.20 Acercamiento del comportamiento de la grafica obtenida de la simulación en TopSPICE





77



TopSPICE


Ganancia máxima en rango de operación 20.23 dB

4.4.3 RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN CON HSPICE

Los resultados de la simulación en el Software HSPICE son resumidos en la siguiente

gráfica obtenida de HSPICE en la figura 4.21.

Figura 4.21 Respuesta en frecuencia del LNA propuesto simulado en HSPICE

Como se puede observar, la respuesta en frecuencia resultado de la simulación en

HSPICE es más plana en el rango de 2.3 a 2.7 GHz, a diferencia de cómo la presenta

TopSPICE eso es un factor intrínseco del simulador y uno de los miles de factores que

no se pueden controlar en el diseño de IC’s utilizados en comunicaciones como lo es el

caso de el LNA simulado en este trabajo.





78

Figura 4.22 Medidas de los límites de operación del LNA propuesto simulado en HSPICE

En la figura 4.22 se detallan las medidas de las ganancias de los límites de los rangos

de frecuencia de operación por arriba de los 15 dB nominales de un LNA aceptable en

la simulación del diseño propuesto simulado en HSPICE.



HSPICE


Ganancia máxima en rango de operación 22.1 dB

Es importante destacar que los resultados de los tres simuladores son muy similares enlas frecuencias de operación se refiere y en los máximos en decibeles de la ganancia

ofrecida por el LNA propuesto.



5 DISCUSIÓN FINAL

5.1 RESUMEN GENERAL

Durante los últimos años, el mundo de las comunicaciones inalámbricas ha sufrido un

enorme crecimiento. En gran medida, este crecimiento se ha hecho posible gracias a la

migración de teléfonos celulares, que originalmente operaban totalmente analógicos, a

tecnología digital. Otro factor importante que ha coadyuvado en este crecimiento, es sin

duda el rápido progreso de la tecnología del silicio para la fabricación de circuitos

integrados IC’s el cual ha hecho posible el incremento de las funciones digitales en un

solo chip, reduciendo tanto el costo total de fabricación como el área de los sistemas.

Hoy en día, las comunicaciones inalámbricas han tomado una gran importancia en la

vida cotidiana del ser humano, especialmente las comunicaciones vía teléfono celular y

las del internet inalámbrico en sus diferentes facetas. En esta área se tiene una

innovación continua, pues existe una alta competitividad en el mercado lo que lleva a

implementar circuitos de bajo consumo de energía (para lograr mayor tiempo de vida de

las baterías), de bajo costo, de alto desempeño y fácil de usar, además de cumplir con

las especificaciones del sistema de comunicación.

En la actualidad, para la fabricación de los circuitos para radiofrecuencia (RF) en el

orden de GigaHertz, algunos han optado por tecnologías de GaAs, pues presenta un

alto desempeño, aunque resulta muy costoso. Dado este inconveniente, la mayoría de

los diseñadores han optado por reducir los costos de fabricación utilizando tecnologías

menos caras como SiGe, bipolares de silicio y BiCMOS, especialmente para

aplicaciones en 900MHz.

Durante los últimos años se han creado expectativas y realidades en torno al acceso de

banda ancha de última milla. El cableado representa altos costes de instalación que no

siempre justifican su tendido hasta áreas rurales o geográficamente inaccesibles. Llevar

servicios de comunicación alambricos a estas áreas no es económicamente efectivo

para los operadores de telefonía y redes de datos. El operador de cable tradicional aún



CAPÍTULO 5 – DISCUSIÓN FINAL TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO


81

se encuentra en el proceso de transición hacia el transporte de datos. La tecnología

celular, sólo permite tasas de velocidad limitadas.

Estas y otras limitaciones tecnológicas y topográficas, aunadas a la rápida adopción del

acceso a Internet, han motivado el desarrollo de un estándar inalámbrico llamadoWiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access, Interoperabilidad Mundial por

Acceso a Microondas por sus siglas en inglés) que llegue a un mayor número de

usuarios y propicie la introducción de nuevos y mejores servicios de

telecomunicaciones.

El IEEE define estándares sin entrar, por sus propios estatutos, en aspectos de

comercialización o explotación. Por ello, una vez definido un estándar es necesario un

grupo que lo apoye, lo ponga en funcionamiento y lo convierta en consumible a escala

mundial, como ocurre con Wi-Fi respecto a los estándares IEEE802.11. Pues esto

ocurre igual con WiMAX, éste es una implementación del estándar IEEE802.16 y se

está desarrollando y promoviendo a través del Foro de WiMAX, foro sobre acceso por

microondas de interoperabilidad mundial. El hecho de que WiMAX no sea todavía una

tecnología de consumo ha permitido que el estándar se desarrolle conforme a un ciclo

bien establecido, lo que es garantía de su estabilidad y de cumplimiento con las

especificaciones. Los primeros componentes comerciales salieron a finales de 2005.

Los sistemas inalámbricos o de RF (RF-Radio Frequency, por sus siglas en inglés) han

emigrado hacia un mundo de múltiples estándares y servicios con frecuencias de

operación desde las bandas de 0.9/1.8/1.9 GHz para servicios GSM (Global System for

Mobile Communications , de sus siglas en inglés), la banda de 1.5 GHz para servicios

GPS (Global Position System , por sus siglas en inglés) y la banda de

0.915/2.4/3.5/5.2/5.7/5.8 GHz para servicios RFI (Radio Frequency Identification

Systems , de sus siglas en inglés), WPAN (Wireless Personal Area Network por sus

siglas en inglés ), WLAN (Wireless Local Area Network , de sus siglas en inglés) y

WMAN (Wireless Metropolitan Area Network , por sus siglas en inglés), como resumimos

en la figura 1.





82

WiMAX es una nueva tecnología inalámbrica que proporciona una alta velocidad de

servicios en banda ancha multiusuario y amplia cobertura en línea de vista. El primer

estándar activo liberado de WiMAX, IEEE 802.16-2004, direccionó los ambientes en

LOS para operar en la banda de altas frecuencias en el rango de los 6-10 GHz. Mirandohacia el futuro, IEEE 802.16e añadió movilidad y habilitó aplicaciones en “notebooks” y

asistencia personal digital en el rango de frecuencias de 2-6 GHz dentro de cuatro

bandas, concretamente 1) 2.3-2.7 GHz, 2) 2.5–2.9 GHz, 3) 3.4–3.6 GHz y 4) 5.2–5.9

GHz, esto gracias al reciente desarrollo de dispositivos capaces de operar en el amplio

ancho de banda que estas aplicaciones requieren. Debido a las razones anteriores

acerca de las propuestas de los estándares de protocolos y nuevos esquemas de

modulación, las arquitecturas de los sistemas de transmisión y recepción se han visto

afectadas, ya que de los sistemas existentes de comunicación pocos han sido

diseñados para cubrir con las necesidades de los estándares de ultima milla.

En un análisis simplificado, se puede adoptar el criterio de que el mejor sistema es el

que permite una recepción satisfactoria a mayor distancia con la misma potencia en

antena. Entonces los dos sistemas son similares, porque la limitación suele venir del

LNA, la etapa amplificadora situada justo a continuación de la antena receptora. Pero

en una situación real, con otras señales que interfieren en la transmisión, con

reflexiones múltiples de la propia señal en edificios u otros obstáculos que provocan

interferencias destructivas, etc. los sistemas digitales son superiores.

Los LNA’s utilizados para este fin son de banda ancha y permiten soluciones de baja

potencia para uso en equipos móviles a través de compartir “front-ends” de múltiples

bandas. Los LNA’s de banda ancha reportados en CMOS para WiMAX utilizan varias

topologías. Algunas emplean la retroalimentación resistiva, mientras que otras

implementan el LNA utilizando amplificadores distribuidos que pueden lograr un ancho

de banda muy amplio, otras más utilizan degeneración inductiva convencional pero

requieren de muchos inductores para alcanzar la banda ancha. Algunas de estas

soluciones consumen mucha potencia o área en chip. Otras topologías han sido

desarrolladas representando un conjunto de ventajas y desventajas cuya elección





83

dependerá de las exigencias de la aplicación, pero han dado solución a la operación de

WiMAX en alguno de sus estándares de comunicación. Finalmente, considerando que

la distancia de transmisión, la sensibilidad de recepción y la habilidad anti-interferencias

son retos a ser resueltos en el diseño de receptores, surgen mayores problemas paraoptimizar el desempeño del LNA debido al proceso de fabricación que migra a

tecnologías nanométricas, además la linealidad empeora dado a los bajos voltajes de

alimentación que se utilizan. Como observamos, en el diseño de LNA’s de banda ancha

para WiMAX se debe tener mucho cuidado porque tanto la elección de la tecnología de

fabricación como el diseño mismo son impactantes en el desempeño final.

El LNA es un componente clave en un radiorreceptor típico que ha sido estudiado

ampliamente. Generalmente, la meta principal de un diseño de LNA es aportar bajo

ruido y un alto acoplamiento de potencia, alta ganancia y un extenso ancho de banda.

Un amplio número de técnicas típicas de diseño han sido demostradas para los LNA’s

basados en tecnología CMOS. Por lo que en una sección del trabajo práctico técnico

presentado se hizo una breve descripción de cada una de ellas.

Se comentó, que, para empezar a realizar el diseño de un amplificador hay varios datos

que son necesarios conocer de antemano, como son sus características principales y

su función dentro de un sistema. En primer lugar se necesita saber las características

que tendrá y esto implica, por tanto, conocer su finalidad. Para este proyecto se está

realizó un amplificador que ha de ser adecuado para trabajar bajo el estándar

IEEE802.16. Este estándar trabaja en frecuencias WiMAX. Teniendo como base la

información anterior se tomó la decisión de diseñar un amplificador que trabajó en

simulaciones satisfactoriamente en la banda de 2.3 a 2.7 GHz y mostró un ancho de

banda, aproximadamente, de 600 MHz. El siguiente factor a tener en cuenta es la

función que el amplificador llevará a cabo dentro del circuito final en el que se

implemente en trabajos posteriores.

Los resultados de las diferentes simulaciones son mostradas en las diferentes graficas

de los barridos en frecuencia, resaltando los objetivos perseguidos durante el proceso





84

de diseño. En la tabla siguiente las características ideales de un amplificador de bajo

ruido para aplicaciones de RF, resaltando los parámetros principales de un listado del

que se suprimieron parámetros importantes como la linealidad y el IIP3.

Parámetros ideales en un Amplificador de bajo Ruido

Frecuencia de operación 2.3 GHz – 2.7GHz

Ganancia en banda de frecuencia de operación > 15 dB

Figura de ruido minima < 5 dB

Potencia reflejada del puerto 2 AL 1 < -10 dB

Reconociendo esta tendencia, los circuitos que se desarrollaron en este trabajo practico

técnico se basan en una tecnología puramente CMOS, esto es para comprobar que se

puede obtener buen rendimiento en RF, la posibilidad de tener en un solo chip todo el

sistema inalámbrico, y además un costo muy reducido de fabricación en comparación

con otras tecnologías.

El análisis del comportamiento en pequeña y gran señal de circuitos de amplificación

simples permite desarrollar técnicas intuitivas que serán de gran utilidad en la

comprensión de circuitos mucho más complejos, de ahí la gran potencialidad de su

manejo y conocimiento. El rápido desarrollo en los últimos años de los sistemas de

comunicación personal ha traído como consecuencia el desarrollo de sistemas con

menor costo de fabricación y mejor desempeño en los amplificadores de bajo ruido.

Tiempo de vida de las baterías, menor peso, menor tamaño y bajo costo son algunos de

los parámetros clave que determinan el éxito de un producto portátil de comunicación.

Un sistema receptor para aplicaciones portátiles de comunicación consiste de los

siguientes circuitos: LNA, Mezclador, VCO, Amplificador de Frecuencia Intermedia (IF) y

Filtros.

Los dispositivos semiconductores con mejor desempeño en NF son necesarios para

mantener el mismo desempeño de RF (es decir, sin que el circuito introduzca ruido

adicional a la señal) en bajos voltajes de operación. Receptores de bajo consumo de





85

potencia son necesarios para incrementar el tiempo de uso en productos de

comunicación inalámbrica.

5.2 CONCLUSIONES

Se ha presentado un amplificador de bajo ruido, multibanda debido a que en el estándar

anterior (WiFi) solo se permitían usuarios limitados, debido la tecnologías ocupadas en

la misma banda de frecuencia, limitando consecuentemente la transferencia de

información, mientras que en el nuevo estándar WiMAX puede cada banda de

frecuencias normal licitada puede abarcar hasta cuatro veces mas usuarios(dependiendo de las configuraciones y el entorno) mas que en el estándar WiFi.

Figura 50 Portadoras WiMAX. b) Comparación de canal WiFi (amarillo) y WiMAX (verde).





86

Por otro lado el desarrollo de dichos estándares con su breve reseña, así como sus

características y alcances también han sido una parte importante de este trabajo

práctico técnico.

En este trabajo se ha demostrado la operación en bajo voltaje de alimentación de uncircuito amplificador de bajo ruido que operan en el rango de radiofrecuencia de 2.1 a

2.7GHz cuando el objetivo que se perseguía era la operación a bajo voltaje en las

bandas de 2.3 a 2.7GHz. Obteniendo satisfactoriamente NF’s mínimas en dicha banda

de operación, ganancias superiores a lo nominal en un LNA y corroborando resultados

en tres diferentes simuladores electrónicos profesionales para obtener un panorama

mayor de los resultados obtenidos.

El circuito propuesto, se han diseñado en una tecnología CMOS estándar, donde todos

los componentes deberán ser integrados en un solo chip. Cabe resaltar que el diseño y

simulación del LNA propuesto es solo uno de los primeros pasos si lo que se busca en

etapas posteriores es la implementación del dispositivo diseñado para su operación

experimental.

Ha quedado claramente sentado que a la hora de diseñar cualquier etapa de

amplificación (sea ésta de la complejidad que sea y esté compuesta de transistores

MOS o de cualquier otro tipo de elementos), el primer paso a tener en cuenta es

delimitar de forma precisa qué características del comportamiento de una etapa de

amplificación son importantes aunque existen otros parámetros que permiten identificar

con mucho más detalle la calidad de la amplificación que se obtiene con un circuito

dado. Estos son, a grandes rasgos, los siguientes:

Velocidad de operación

Disipación de potencia

Tensión de alimentación

Linealidad

Ruido

Rangos de tensión alcanzables





87

Todos ellos deben ser cuidadosamente verificados antes de considerar que un diseño

ha sido realizado correctamente. Para la mayoría de estas medidas, el uso de

herramientas de simulación como PSPICE, TOPSPICE Y ADS, capaces de realizar una

evaluación numérica de los circuitos en pequeña y gran señal, fueron y serán de unautilidad clara en cualquier diseño de índole similar

Se concluye también que la primera tarea del diseñador de un circuito analógico pasa

por obtener un conocimiento cualitativo del comportamiento para después visualizar,

calcular y delimitar los alcances del diseño.



APÉNDICE A

DERIVACION DE LOS PARÁMETROS DE RUIDO [25]

La amplificación es una de las funciones más esenciales en la mayoría de los circuitos

analógicos. Esta necesidad de amplificación viene propiciada por el hecho de que, en

múltiples ocasiones, la señal con la que se desea trabajar tiene una amplitud

demasiado pequeña para servir de entrada a una etapa posterior del circuito, para

disminuir el efecto del ruido en etapas posteriores, o, simplemente, para proporcionar

los niveles lógicos adecuados para etapas digitales subsiguientes.

El Amplificador de Bajo Ruido (Low Noise Amplifier, LNA) es la primera etapa activa

dentro de los receptores convencionales de radio-frecuencia. Su principal función es la

de amplificar la señal al mismo tiempo de introducir la menor cantidad de ruido posible,

por ello, el LNA es uno de los bloques más importantes en los sistemas de recepción.

Dicha ganancia puede ser obtenida por un solo transistor, lo cual hace al LNA un

circuito de pocos elementos activos, en comparación con el resto de los bloques del

receptor de IF.

Uno de los parámetros más importantes en el diseño del LNA’s, es la figura de ruido,

por lo que en este capítulo se comenzará con la derivación de los modelos de ruido

para los transistores MOS.

Tomando el modelo de ruido [] para un transistor MOS, la corriente de ruido en el

drenaje es:

y la corriente de ruido en la compuerta es:

(A.1)

(A.2)



APENDICE A – DERIVACION DE LOS PARÁMETROS DE RUIDO TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO


89

donde, g g es:

El ruido de compuerta es correlacionado con el ruido del drenaje, con un coeficiente de

correlación definido como:

El valor de c en dispositivos de canal largo es teóricamente i 0.395 . Se despreciarán losefectos de C gd para simplificar la derivación. La derivación obtenida de los parámetros

de ruido para dos puertos es:

En primer lugar, se reflejan las dos componentes de ruido fundamentales del MOSFETal puerto de entrada como un par diferencial de generadores de entrada equivalentes

(una fuente de voltaje y una fuente de corriente).

El generador de entrada equivalente de voltaje de ruido tomado en cuenta para el ruido

a la salida observado cuando el puerto de entrada se encuentra en corto circuito. Para

(A.3)

(A.4)

(A.5)

(A.6)

(A.7)





90

determinar su valor, se refleja la corriente de ruido de drenaje hacia la entrada como

voltaje de ruido y reconocer que la razón de estas cantidades es simplemente g m . Así,

lo cual este equivalente del voltaje de ruido en la entrada está completamente

correlacionado, y en fase, con la corriente de ruido de drenaje.

Así, se puede determinar que:

El generador equivalente del voltaje de ruido en la entrada por sí mismo no contempla

la corriente de ruido de drenaje, sin embargo, una corriente ruidosa de drenaje fluye aún

cuando la entrada se encuentra en circuito abierto y la corriente de ruido de compuerta

inducida es ignorada. Bajo ésta condición de circuito abierto, dividiendo la corriente de

ruido de drenaje por la transconductancia se llega a un equivalente de voltaje de

entrada el cual, cuando se multiplica por la admitancia de entrada, se obtiene un

equivalente de corriente de ruido de entrada que completa el modelo para i nd [15]:

En este paso de la derivación, se asume que la admitancia de un MOSFET es

puramente capacitiva.

El equivalente total de la corriente de ruido de entrada es la suma de la contribución de

ruido reflejado de drenaje de la ecuación anterior y la corriente de ruido de compuerta

inducida. La corriente de ruido de compuerta inducida consiste de dos términos. Uno, el

cual se denota como i ngc , el cual está completamente correlacionado con la corriente de

ruido de drenaje, mientras que el otro es i ngu , el cual no se encuentra completamente

(A.8)

(A.9)

(A.10)





91

correlacionado con la corriente de ruido de drenaje. Se expresa la admitancia de

correlación como sigue:

Para expresar la Yc de una manera más usual, se necesita incorporar explícitamente el

factor de correlación del ruido de compuerta. Expresando la ecuación anterior entérminos de correlaciones de cruce por multiplicar tanto el numerador como el

denominador por el conjugado de la corriente de ruido de drenaje:

La última igualdad, en la cual i ng reemplaza a i ngc , es válida dado que la porción no

correlacionada de la corriente de ruido de compuerta no contribuye necesariamente con

la correlación de cruce.

Usando la ecuación anterior, se puede escribir la admitancia de correlación como:

(A.11)

(A.12)

(A.13)





92

la cual puede ser expresada de la siguiente manera:

Sustituyendo pera el término bajo el radical:

Si se asume que c continúa completamente imaginario, finalmente se obtiene una

expresión para la admitancia de correlación:

donde se tiene la sustitución:

El parámetro tiene un valor de la unidad para dispositivos de canal largo y

progresivamente se va reduciendo conforme la longitud del canal se reduce.

Se puede observar que en la ecuación anterior la admitancia de correlación es

puramente imaginaria (G c =0). Sin embargo, de hecho Y c no es igual que la admitancia

de C gs , aunque podría ser algún múltiplo de ella. Además, no se puede maximizar la

transferencia de potencia y minimizar la figura de ruido simultáneamente. Para

(A.14)

(A.15)

(A.16)

(A.17)





93

investigar la importancia de esta imposibilidad, es necesario derivar el parámetro de

ruido G u .

Usando la definición del coeficiente de correlación, se puede expresar el ruido de

compuerta inducido como sigue:

El último término de la ecuación anterior es la porción no correlacionada de la corriente

de ruido de compuerta, finalmente:

En la tabla del final de este apéndice se engloban los cuatro parámetros de ruido para

el MOSFET. Con estos parámetros se puede determinar tanto la impedancia de la

fuente para minimizar la figura de ruido como la figura de ruido mínima.

De la ecuación (2.20) se obtiene la susceptancia óptima de la fuente, la cual es

esencialmente inductiva, excepto para un comportamiento erróneo de frecuencia.

Lograr un acoplamiento de ruido en una banda ancha es fundamentalmente difícil [15].

Continuando con la parte real de la admitancia óptima de la fuente:

(A.18)

(A.19)

(A.20)

(A.21)





94

y la mínima figura de ruido está dada por:

En la ecuación (4.22), la aproximación se cumple si la ωT se considera como la razón

de g m y C gs . En la Figura 4-1 se muestra la figura de ruido mínimo (NF = 10 log (F min ))

para diferentes valores de ωT/ ω.

Figura de ruido mínimo a diferentes valores de ωT / ω.

Haciendo un compromiso entre la obtención de figura de ruido mínima y un mínimo

consumo de potencia, se obtiene el valor óptimo del ancho del transistor [15], (4.23)

donde R s representa la resistencia de la fuente de la señal de entrada.

El valor de W OPT garantiza un funcionamiento óptimo del transistor MOS (hablando en

términos de ruido), logrando el mínimo nivel de NF .

(A.22)

(A.23)





95

Sumario de parámetros de ruido de dos puertos para el MOSFET.

PARAMETRO EXPRESIÓN



APÉNDICE B

MODELO DEL ESTÁNDAR BSIM UTILIZADO EN EL TRABAJO PRÁCTICO

TÉCNICO, BSIM3

BSIM (Berkeley Short-Channel IGFET Model) se refiere a la familia de modelos de

transistores MOSFET para diseño de circuitos integrados. Un transistor exacto es

necesario para la simulación electrónica más fiel, lo cual es importante en la simulación

de circuitos integrados. Como los dispositivos se vuelven las pequeños a cada

generación de procesos (debido a la ley de Moore), los nuevos modelos necesitan ser

mas exactos en lo que representación de comportamiento respecta. La creciente

estandarización de estos modelos ha sentado precedente como parámetros modelo en

diferentes simuladores, un grupo industrial fue formado (“The compact council model”,

consejo de modelos compactos) para buscar mantener y promover estos parámetros.

Los modelos BSIM descubiertos por la UC Berkeley es uno de estos estándares. Se

incluyen BSIM3, BSIM4, y BSIMSOI.

Las especificaciones del modelo BSIM3 usado en este trabajo práctico técnico son las

siguientes.

MOSIS file tsmc-025/t83b_lo_non_epi-params.txt

MOSIS WAFER ACCEPTANCE TESTS

RUN: T83B (LO_NON-EPI) VENDOR: TSMC

TECHNOLOGY: SCN025 FEATURE SIZE: 0.25

microns

Run type: DED

INTRODUCTION: This report contains the lot average results obtained by MOSIS

from measurements of MOSIS test structures on each wafer of

this fabrication lot. SPICE parameters obtained from similar

measurements on a selected wafer are also attached.

COMMENTS: TSMC 0251P5M

TRANSISTOR PARAMETERS W/L N-CHANNEL P-CHANNEL UNITS

MINIMUM 0.36/0.24

Vth 0.52 -0.46 volts



APENDICE B – MODELO BSIM UTILIZADO, BSIM3 TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO


97

SHORT 20.0/0.24

Idss 589 -266 uA/um


Vpt 7.7 -7.2 volts

WIDE 20.0/0.24

Ids0 3.4 -2.8 pA/um

LARGE 50/50


Vjbkd 5.2 -6.7 volts

Ijlk <50.0 <50.0 pA

Gamma 0.45 0.61 V^0.5

K' (Uo*Cox/2) 122.8 -25.5 uA/V^2

Low-field Mobility 405.41 84.19 cm^2/V*s

COMMENTS: Poly bias varies with design technology. To account for mask

bias use the appropriate value for the parameters XL and XW

in your SPICE model card.

Design Technology XL (um) XW (um)----------------- ------- ------

SCN5M_DEEP (lambda=0.12) 0.00 -0.04

thick oxide, NMOS -0.01 -0.04

thick oxide, PMOS -0.06

SCN6M_SUBM (lambda=0.15) -0.06 0.00

thick oxide, NMOS -0.10 0.00

thick oxide, PMOS -0.15

FOX TRANSISTORS GATE N+ACTIVE P+ACTIVE UNITS

Vth Poly >6.6 <-6.6 volts

PROCESS PARAMETERS N+ P+ PLY+BLK N+BLK POLY M1 M2 UNITSSheet Resistance 3.6 2.9 174.4 58.2 3.1 0.07 0.07 ohms/sq

Contact Resistance 5.6 4.9 4.6 2.50 ohms

Gate Oxide Thickness 57

angstrom

PROCESS PARAMETERS M3 M4 M5 N_W UNITS

Sheet Resistance 0.07 0.07 0.04 1063 ohms/sq

Contact Resistance 4.88 7.42 10.04 ohms

COMMENTS: BLK is silicide block.

CAPACITANCE PARAMETERS N+ P+ POLY M1 M2 N_W D_N_W UNITSArea (substrate) 1497 1876 103 33 14 119

aF/um^2

Area (N+active) 6036

aF/um^2

Area (P+active) 5775

aF/um^2

Area (poly) 62

aF/um^2





98

Area (metal1) 40

aF/um^2

Area (r well) 1518

aF/um^2

Area (no well) 529

aF/um^2

Fringe (substrate) 358 268 aF/um

CIRCUIT PARAMETERS UNITS

Inverters K

Vinv 1.0 1.02 volts

Vinv 1.5 1.10 volts

Vol (100 uA) 2.0 0.13 volts

Voh (100 uA) 2.0 2.24 volts

Vinv 2.0 1.16 volts

Gain 2.0 -17.35

Ring Oscillator Freq.

DIV1024 (31-stg,2.5V) 263.54 MHz

D1024_THK (31-stg,3.3V) 200.42 MHzRing Oscillator Power

DIV1024 (31-stg,2.5V) 0.06 uW/MHz/gate

D1024_THK (31-stg,3.3V) 0.10 uW/MHz/gate

COMMENTS: DEEP_SUBMICRON





99

T83B SPICE BSIM3 VERSION 3.1 PARAMETERS

SPICE 3f5 Level 8, Star-HSPICE Level 49, UTMOST Level 8

* DATE: Jun 30/08

* LOT: T83B WAF: 1004

* Temperature_parameters=Default

.MODEL CMOSN NMOS ( LEVEL = 49+VERSION = 3.1 TNOM = 27 TOX = 5.7E-9

+XJ = 1E-7 NCH = 2.3549E17 VTH0 = 0.3901825

+K1 = 0.4775815 K2 = 5.021573E-7 K3 = 1E-3

+K3B = 2.9032837 W0 = 1E-7 NLX = 2.001346E-7

+DVT0W = 0 DVT1W = 0 DVT2W = 0

+DVT0 = 0.3421313 DVT1 = 0.4948 DVT2 = -0.5

+U0 = 311.3508972 UA = -1.218042E-9 UB = 2.505207E-18

+UC = 4.583784E-11 VSAT = 1.205318E5 A0 = 1.7607834

+AGS = 0.337924 B0 = -2.550296E-8 B1 = 0

+KETA = -6.721772E-3 A1 = 0 A2 = 0.5668915

+RDSW = 199.8659419 PRWG = 0.248639 PRWB = -0.2

+WR = 1 WINT = 0 LINT = 2.150974E-10

+XL = 0 XW = -4E-8 DWG = -1.27508E-8+DWB = 6.605501E-9 VOFF = -0.1036417 NFACTOR = 1.3883079

+CIT = 0 CDSC = 2.4E-4 CDSCD = 0

+CDSCB = 0 ETA0 = 6.193379E-3 ETAB = 7.417928E-5

+DSUB = 0.0453209 PCLM = 1.6169506 PDIBLC1 = 0.9747695

+PDIBLC2 = 2.713351E-3 PDIBLCB = 0.0652519 DROUT = 1

+PSCBE1 = 6.840067E8 PSCBE2 = 2.33311E-4 PVAG = 9.880486E-3

+DELTA = 0.01 RSH = 3.6 MOBMOD = 1

+PRT = 0 UTE = -1.5 KT1 = -0.11

+KT1L = 0 KT2 = 0.022 UA1 = 4.31E-9

+UB1 = -7.61E-18 UC1 = -5.6E-11 AT = 3.3E4

+WL = 0 WLN = 1 WW = 0

+WWN = 1 WWL = 0 LL = 0

+LLN = 1 LW = 0 LWN = 1

+LWL = 0 CAPMOD = 2 XPART = 0.5+CGDO = 5.22E-10 CGSO = 5.22E-10 CGBO = 1E-12

+CJ = 1.470352E-3 PB = 0.99 MJ = 0.4008267

+CJSW = 3.779597E-10 PBSW = 0.9233743 MJSW = 0.3366842

+CJSWG = 3.29E-10 PBSWG = 0.9233743 MJSWG = 0.3366842

+CF = 0 PVTH0 = -6.687896E-3 PRDSW = -10

+PK2 = 2.678304E-3 WKETA = 8.303533E-3 LKETA = -8.694822E-4 )

*

.MODEL CMOSP PMOS ( LEVEL = 49

+VERSION = 3.1 TNOM = 27 TOX = 5.7E-9

+XJ = 1E-7 NCH = 4.1589E17 VTH0 = -0.542343

+K1 = 0.6287809 K2 = -1.42096E-4 K3 = 0.0983773

+K3B = 5.9874035 W0 = 1E-6 NLX = 1.883564E-9

+DVT0W = 0 DVT1W = 0 DVT2W = 0+DVT0 = 1.5002298 DVT1 = 0.8488745 DVT2 = -0.3

+U0 = 102.0282192 UA = 9.948333E-10 UB = 1E-21

+UC = -1E-10 VSAT = 1.389315E5 A0 = 0.8518853

+AGS = 0.1175591 B0 = 1.589917E-6 B1 = 5E-6

+KETA = 0.0172717 A1 = 0.0234695 A2 = 0.3

+RDSW = 1.447111E3 PRWG = 7.873666E-3 PRWB = -0.1487896

+WR = 1 WINT = 0 LINT = 2.971383E-8

+XL = 0 XW = -4E-8 DWG = -3.678746E-8

+DWB = -1.431165E-8 VOFF = -0.1305939 NFACTOR = 0.9784901





100

+CIT = 0 CDSC = 2.4E-4 CDSCD = 0

+CDSCB = 0 ETA0 = 0.4905489 ETAB = -0.1015804

+DSUB = 1.2636462 PCLM = 1.3545119 PDIBLC1 = 5.229621E-3

+PDIBLC2 = -2.350156E-8 PDIBLCB = -3.63672E-4 DROUT = 0.0670983

+PSCBE1 = 2.402573E9 PSCBE2 = 5.566266E-10 PVAG = 1.20344E-3

+DELTA = 0.01 RSH = 2.9 MOBMOD = 1

+PRT = 0 UTE = -1.5 KT1 = -0.11

+KT1L = 0 KT2 = 0.022 UA1 = 4.31E-9+UB1 = -7.61E-18 UC1 = -5.6E-11 AT = 3.3E4

+WL = 0 WLN = 1 WW = 0

+WWN = 1 WWL = 0 LL = 0

+LLN = 1 LW = 0 LWN = 1

+LWL = 0 CAPMOD = 2 XPART = 0.5

+CGDO = 6.7E-10 CGSO = 6.7E-10 CGBO = 1E-12

+CJ = 1.893734E-3 PB = 0.9889579 MJ = 0.4705132

+CJSW = 3.124347E-10 PBSW = 0.8 MJSW = 0.2786992

+CJSWG = 2.5E-10 PBSWG = 0.8 MJSWG = 0.2786992

+CF = 0 PVTH0 = 6.217985E-3 PRDSW = 20.671378

+PK2 = 1.663946E-3 WKETA = 0.0148049 LKETA = -9.253753E-3 )

*

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ÍNDICE DE FIGURAS

Figura 2.1Crecimiento cronológico de la telefonía alámbrica (fixed), celular (mobile), y el

Internet.14

Figura 2.2 Tecnologías de acceso inalámbrico, sus rangos de coberturas y razones de bits. 18

Figura 2.3Bandas de frecuencias y las tecnologías de semiconductores implicadas en sus

desarrollos.19

Figura 2.4 Tabla comparativa de tecnologías de acceso inalámbrico existentes. 21

Figura 2.5 Tabla de características principales de las redes WiMAX. 23

Figura 2.6

Modos de operación: a) operación en LOS y b) operación en NLOS

27

Figura 2.7 Rangos de frecuencia utilizados para WiMAX fijo y móvil. 28

Figura 2.8Esquema común de un sistema de comunicación analógico por medio

inalámbrico. 29

Figura 2.9 Esquema común de un sistema de comunicación digital por medio inalámbrico. 30

Figura 2.10 Esquema general de una arquitectura inalámbrica. 32

Figura 2.11 Esquema general de una etapa de recepción para aplicaciones WiMAX. 32

Figura 2.12 Principales características de un amplificador tensión-tensión. 38

Figura 2.13 Representación de los parámetros S en un sistema de dos puertos. 41

Figura 2.14Parámetros de ondas de potencia de reflexión y transmisión en carga y fuente de

una red de dos puertos. 42

Figura 2.15 Definición de los parámetros S en una red de dos puertos 43

Figura 2.16 Amplificador de bajo ruido (LNA) con redes de acoplamiento entrada/salida. 45

Figura 3.1 (a) Amplificador fuente común resistivamente cargado. (b) Circuito equivalentede pequeña señal para el amplificador fuente común. 47

Figura 3.2 Voltaje de salida contra el voltaje de entrada del circuito fuente común. 48

Figura 3.3 Representación típica de el amplificador CMOS compuerta común. 49

Figura 3.4 Configuración compuerta común 50



ÍNDICE DE FIGURAS TRABAJO PRÁCTICO TÉCNICO


102

Figura 3.5

Conversión del modelo hibrido π al modelo T. (a) Modelo hibrido π a baja

frecuencia. (b) Las dos fuentes dependientes involucradas son combinadas. (c)

La fuente combinada es convertida en dos fuentes. (d) La fuente de corriente

entre la fuente y la compuerta son convertidos dentro de un resistor.

50

Figura 3.6Circuito equivalente a pequeña señal de la etapa de compuerta común; r o es

asumida como un valor despreciable. 50

Figura 3.7 Circuito equivalente de pequeña señal del amplificador compuerta común. 51

Figura 3.8(a) Configuración drenador común. (b) Circuito equivalente de pequeña señal de

la configuración drenador común. 52

Figura 3.9 Configuración Cascode usando MOSFET’s. 53

Figura 3.10Circuito Equivalente de pequeña señal para la conexión cascode de transistores

CMOS 53





103

Figura 3.11a) Amplificador drenaje común (seguidor de voltaje), b) Flipper Voltaje

Follower (FVF) 54

Figura 4.1 Rectas de carga y características de polarización de un amplificador MOS 59

Figura 4.2

Etapa principal del LNA propuesto

61

Figura 4.3 Etapa principal del LNA propuesto 61

Figura 4.4Etapa amplificadora principal del LNA propuesto

65

Figura 4.5 Modelo a señal pequeña despreciando los efectos de las capacitancias Cgs y Cgd 66

Figura 4.6Transformación de fuente de corriente a fuente de voltaje, para el análisis del

voltaje de salida del circuito principal del LNA propuesto 66

Figura 4.7 Modelo en frecuencia del LNA tomando las reactancias principales 67

Figura 4.8Etapa terminal del LNA propuesto consistente en un reforzador de carga o

buffer 70

Figura 4.9 Modelo a señal pequeña del reforzador de carga o buffer 71

Figura 4.10Software de diseño de filtros utilizado en el modelado de las redes pasivas de

entrada y salida 72

Figura 4.11 Modelado y simulación de las redes pasivas con Filter Solutions 73

Figura 4.12 Respuesta en frecuencia de las redes pasivas de salida y entrada respectivamente 74

Figura 4.13 parámetros del modelo BSIM3 utilizados por ADS (Advanced Design System2008) 75

Figura 4.14 Diseño propuesto en el Software ADS 76

Figura 4.15 Listado del diseño propuesto en CIRCUIT FILE EDITOR de TopSPICE 77

Figura 4.16 Esquemático del diseño propuesto en el editor esquemático de TopSPICE 78

Figura 4.17 Interfaz de usuario en simulación en HSPICE 79

Figura 4.18Grafica obtenida de la simulación en ADS

80

Figura 4.19 Grafica obtenida de la simulación en TopSPICE 81

Figura 4.20Acercamiento del comportamiento de la grafica obtenida de la simulación en

TopSPICE 81

Figura 4.21 Respuesta en frecuencia del LNA propuesto simulado en HSPICE 82





104

Figura 4.22 Medidas de los límites de operación del LNA propuesto simulado en HSPICE 83

Figura 5.1Comparación entre ancho de banda WiFi y WiMAX medidos

experimentalmente



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