17

Capítulo 3

3 Teoría de operación del flyback

Regulador flyback sin aislamiento

El circuito básico de la configuración de un regulador flyback sin aislamiento y sus formas de onda se muestran en las Figuras 3.1 y 3.2, respectivamente. Cuando el transistor Q1 está encendido, el voltaje de entrada es aplicado a través del inductor L y la corriente a través del él se incrementa linealmente hasta lograr el valor pico ip.

La ecuación para encontrar la corriente pico ip es:

Figura 3.1 Regulador de “Switcheo” Flyback

Figura 3.2 Formas de onda de la corriente del inductor L y del diodo.

Figura 3.2 Formas de onda del inductor L y el diodo D

Figura 3.1 Configuración flyback sin aislamiento.

18

Esto da lugar a una transferencia de energía de la fuente de entrada hacia el inductor:

Cuando el transistor Q1 se apaga, el voltaje se autoinduce en el inductor L, lo cual ocasiona que circule corriente a través del diodo D transfiriendo toda la energía almacenada en el inductor al capacitor de salida y la carga RL ,disminuyendo la corriente del inductor linealmente de a cero, de acuerdo a la relación:

La potencia entregada a la carga es igual a la energía pico almacenada en el inductor multiplicada por el número de ciclos por segundo y se calcula de acuerdo a la ecuación:

El voltaje inducido en el inductor L es tal que el voltaje de salida Eo es opuesto en polaridad al voltaje de entrada . La relación entre y se establece combinando las ecuaciones 3.1 y 3.3.

La corriente directa de salida es igual a la corriente promedio a través del diodo.

!

3.1 Condiciones de diseño

Las ecuaciones de diseño basadas en el modo de operación discontinuo, con corriente pico fija a través del inductor se muestran en la Figura 3.3. El peor caso ocurre cuando existe la siguiente condición: el voltaje de entrada es bajo y la corriente de salida es máxima. Bajo este escenario, la frecuencia es máxima y " es cero, ya que el transistor se enciende tan pronto el diodo deja de conducir.

3.1)

3.2)

3.3)

3.4)

3.5)

3.6)

19

2$%& ' ( 1*

+' ,-.+*

/

0$ 2∆2

34$%& ∆2

3.2 Regulador flyback con transformador de aislamiento

El circuito regulador en topología flyback con aislamiento y sus formas de onda se muestran en las Figuras 3.4 y 3.5, respectivamente. Este circuito opera como se explica a continuación: cuando el transistor Q1 se enciende, la corriente comienza a crecer linealmente, hasta alcanzar el valor pico en el embobinado primario almacenando energía en el núcleo del mismo. Debido a que la polaridad del secundario es opuesta respecto a la del primario, ya que los devanados se configuran de esta forma, no hay transferencia de energía a la carga, puesto que el diodo D se

Figura 3.3 Formas de onda del regulador flyback y sus ecuaciones asociadas.

20

polariza inversamente. Cuando el transistor Q1 se apaga, el voltaje en los devanados se invierte debido a la autoinducción del campo magnético previamente almacenado y en ese momento, el diodo D conduce, cargando al capacitor C y proporcionando la corriente IL a la carga RL. El transformador de aislamiento T1 actúa como transformador y como choke a la vez y por esta razón no es necesario agregar el inductor de salida. Sin embargo, en la práctica, se usa un pequeño inductor entre el diodo D y el capacitor de salida C para nulificar los spikes de alta frecuencia que se producen debido a la conmutación.

Figura 3.4 Convertidor flyback con transformador de

aislamiento.

Figura 3.5 Formas de onda de un convertidor flyback con transformador de aislamiento.

21

3.3 Modo discontinuo vs continuo

Una vez que se decidió utilizar topología flyback, la siguiente decisión que el diseñador enfrenta es la elección entre utilizar el modo continuo o el modo discontinuo.

La Figura 3.6 compara las corrientes de primario y secundario y la energía almacenada en el transformador para estos dos casos.

3.4 Ventajas del modo discontinuo

1.- Emplea un transformador relativamente pequeño debido a que la energía almacenada promedio es baja.

2.- La estabilidad es más fácil de lograr, porque a frecuencias menores a la mitad de la frecuencia de trabajo, no se refleja la inductancia en el secundario y por lo tanto en la función de transferencia no hay un segundo polo.

3.- Los rectificadores de salida trabajan con corriente cero cuando se empieza a polarizar inversamente el diodo de salida. Por lo tanto, los requerimientos de tiempo de recuperación inversa de los diodos no son críticos.

4.- Similarmente, en el tiempo de encendido del transistor, el nivel de corriente inicia en cero, por lo que el tiempo de encendido no es crítico.

5.- Debido a que la corriente inicia de cero al momento del encendido del transistor, la generación de radiofrecuencias es baja.

Figura 3.6 a) Modo discontinuo b) Modo continuo

22

3.5 Desventajas del modo discontinuo

1.- Las corrientes pico generadas en el transistor y en el diodo son aproximadamente del doble de los que serían en modo continuo.

2.- Existen mayores pérdidas en regulación cruzada, debido a que la inductancia de fuga y la densidad de flujo del transformador son mayores en modo discontinuo.

3.- Las corrientes de ripple (rizo) son mayores y por lo tanto es necesario utilizar capacitancias mayores obteniendo ESR adecuados, es por esto que la respuesta a transitorios es menor.

3.6 Transistor de conmutación (switcheo)

El transistor de conmutación “switcheo” usado en la topología flyback debe ser escogido para que pueda soportar el voltaje máximo drain-source Vdsmax durante el apagado y la corriente pico IP durante el encendido.

El voltaje máximo que puede manejar el transistor Q1 durante el apagado se calcula con la siguiente ecuación:

56 +7 89:

Donde es el voltaje de entrada de corriente directa y ;$%& es el máximo ciclo de servicio.

La corriente de trabajo del MOSFET Q1 durante el tiempo de conducción se calcula con la siguiente ecuación:

<=

En donde:

= Es la corriente pico del primario del transformador-inductor T1

> = Es la relación de vueltas primario-secundario del transformador T1

Para derivar una expresión de corriente pico de trabajo de Q1 en términos de la potencia de salida y el voltaje de entrada, la siguiente ecuación se puede escribir para obtener la energía transferida del inductor:

? @<=A B

3.12)

3.13)

3.14)

23

Donde B = es la eficiencia del convertidor.

El voltaje a través del transformador-inductor T1 se puede expresar con la siguiente ecuación:

/ 55 Si se asume que C y

+5 89: , entonces, al sustituir estos valores en la ecuación 3.15,

se obtiene

/!;$%&

Ó, en función del inductor:

/ ;$%&!

Sustituyendo la ecuación 3.17 en la ecuación 3.14 se obtiene:

? D!;$%&2! E B 12 B;$%& Resolviendo para :

GH 89:

Ahora, sustituyendo la ecuación 3.19 en 3.13 se obtiene la expresión para la corriente de trabajo del transistor Q1 en términos de la potencia de salida:

GH 89:

3.7 Cálculo del transformador en topología flyback

Selección de la ferrita – (core/núcleo).

Se deben considerar muchos factores al momento de hacer la selección de la ferrita. Los factores que se deben tomar en cuenta son los siguientes:

a) Propiedades del material. b) Geometría de la ferrita. c) Propiedades emisivas de la superficie. d) La temperatura (temperatura rise).

3.15)

3.16)

3.17)

3.18)

3.19)

3.20)

24

e) El tipo de ambiente donde el transformador trabajará.

Selección del tiempo de encendido “On period”.

El tiempo máximo de encendido para el transistor de “switcheo” ocurre cuando: el voltaje de entrada es mínimo y la carga demanda la corriente máxima. En este caso utilizaremos como tiempo de encendido máximo el 50% del período total del trabajo.

Para este diseño la frecuencia de trabajo es ! 65KLM . Por lo tanto el tiempo de encendido máximo será:

NO$%&P + +OQR&+STP 7.69X107Qs

Calculo del voltaje DC de entrada mínimo VDCmin en la sección del convertidor

Para calcular el número de vueltas en el primario se debe de considerar el voltaje DC de entrada mínimo en el inicio del devanado del transformador, Z[\]^_ (una vez que fue rectificado); para este diseño, la especificación del voltaje de entrada Z`\]^_ es de 90V. Para tener una banda de seguridad para este diseño, tomaremos como el voltaje de entrada AC mínimo de 85 Vrms ,

también se debe considerar los voltajes de caída que existe en todo el trayecto de la entrada hasta la terminal del transformador T1, más el voltaje de rizo en el capacitor de entrada \^_.

Este voltaje de rizo oscila típicamente entre el 15% y el 30% del voltaje de entrada. Entonces tomando estas consideraciones el voltaje de entrada mínimo a$ sería:

a$ ba$√2 d O2 ( e ( efP

Donde:

= es la caída de voltaje de los rectificadores del puente de diodos, igual a 0.7V por cada diodo

e= es la caída del circuito EMI + termistor + pistas, igual a 0.5V

ef = es el voltaje de rizo, consideramos arbitrariamente el 23 % del voltaje de entrada de 85V

a$ 85 ∗ √2 d iO2 ∗ 0.7P ( 0.5 ( O85 ∗ 0.23Pk 98.76

a$ l 98.8 a

Cálculo del mínimo número de vueltas en el primario mn.

Para este cálculo se debe tomar en cuenta los siguientes factores:

a) Que el voltaje sea el mínimo, ya rectificado y filtrado.

3.21)

25

b) El tiempo de encendido máximo, en este caso N c) La densidad del flujo en Gauss. Para escoger la densidad de flujo existen varias formas,

una de ellas es observar las características del material escogido. Se recomienda tomar la densidad máxima a 100o, es decir en el peor de los casos, para evitar que se sature la ferrita. Por experiencia, en configuraciones flyback la densidad de flujo se puede escoger entre 2000 y 2500 Gauss para empezar con el cálculo, y después, se puede verificar si esta densidad es la adecuada. Para este cálculo se ha escogido 2500G.

d) Área efectiva de la ferrita, dato que se toma del manual del fabricante. Para este diseño, la ferrita seleccionada tiene una valor de qr 0.814tu.

El mínimo número de vueltas del transformador del primario se puede calcular utilizando el enfoque volt-segundo para un sólo periodo durante el tiempo de encendido N, porque el voltaje aplicado es una forma cuadrada.

Una vez que se tienen todos estos datos se utiliza la siguiente ecuación:

mn v8wm∆x9ybr

Donde:

mn = Número mínimo de vueltas del primario

a$ = Voltaje DC mínimo aplicado

N = Es el tiempo de encendido Oz3P = 7.69X107Qseg

∆ba = Densidad de flujo máxima AC (Gauss) = 2500 G

qr = Área mínima transversal del núcleo Otu2P = 0.814 cm2

Sustituyendo los valores en la ecuación 16) obtenemos el número de vueltas del primario

mn v8|+S~∆xvbr .QO.Q&+SP+S~RSSOS.+P 37.32 vueltas

Para nuestro diseño utilizaremos mn 36vueltas

Calcular el número de vueltas del secundario m. El voltaje de salida máximo especificado para este diseño es de 5.25V a la salida de la fuente; el voltaje en el devanado del secundario VS debe tomar en cuenta la caída de voltaje en el diodo rectificador de salida igual a 0.55V, más la caída de voltaje por las pistas y el inductor de salida, este voltaje se considerará igual a 0.2V, por lo tanto, el voltaje máximo en el secundario será:

3.22)

26

$%& 5.25 ( 0.55 ( 0.2 6 .

Es más conveniente expresar el voltaje y el número de vueltas del primario como unla cociente voltaje/relación-vuelta, ya que de ésta forma, nos permite calcular los volts por vuelta del secundario.

2e$%e 98.836 2.74 2

Por lo tanto el número de vueltas en el secundario utilizando la ley del transformador es:

m 6@ 9A Q. 2.189 vueltas

Para nuestro diseño el número de vueltas será m 2 vueltas

Ahora con los nuevos valores encontrados, se recalcula el nuevo valor de volts por vuelta del

flyback N

m m 62 3 2 Donde:

N = Nuevo valor de volts por vueltas del flyback

Recalculo del tiempo de encendido ton máximo con la ecuación:

!m!m .@ 9A

Donde:

N = Tiempo de encendido de Q1, Oz3P = Período total, Oz3P N = Nuevo valor de volts por vueltas del secundario del flyback

6?r% = Volts por vuelta del primario

3.23)

27

Sustituyendo los valores anteriores en la ecuación 3.23), se obtiene el nuevo valor del máximo del ciclo de encendido:

-|-| .@ 9A +R.+SOP.. 8.04 107Qseg

Cálculo del número de vueltas del voltaje auxiliar “bootstrap”.

El voltaje Vcc que necesita el modulador PWM para poder comenzar a trabajar debe ser mayor a 16V y una corriente máxima de 1mA. , para este diseño se consideró que el voltaje %?& = 18V

m%?& !m + 6 vueltas

Consideraciones generales:

Escoger el modo de operación

La Figura 3.7 muestra la transferencia de energía completa, en el modo de discontinuo en el cual destaca una corriente pico Ip muy grande, lo cual da lugar a grandes pérdidas en el transistor de switcheo, en los diodos y los capacitores de salida, además de las pérdidas por calentamiento 4 en los embobinados del trasformador.

La Figura 3.8 muestra el resultado de utilizar un transformador con una mayor inductancia en su primario, dando lugar a una pendiente pequeña de corriente. Este modo de operación se llama transferencia de energía incompleta. La ventaja de este modo con respecto al anterior, es que existen menos pérdidas debido a la componente de DC de magnetización y a la alta permeabilidad de la ferrita lo cual da por resultado que se sature.

Figura 3.7 Transferencia de energía completa.

28

La Figura 3.9 muestra la transferencia de energía óptima, con una aceptable corriente pico y una componente de DC efectiva de 1/3 del valor de éste.

Para éste diseño, se asumirá que el modo de operación es el de transferencia de energía completa en modo discontinuo, como se muestra en la Figura 3.10.

Cálculo de la inductancia del primario L

Con la forma de onda de la corriente del primario que muestra la Figura 3.10, se establecen las siguientes ecuaciones, de la ecuación 3.15), se despeja la corriente:

Figura 3.10 Forma de onda para transferencia de energía completa en modo discontinuo.

Figura 3.8 Transferencia de energía incompleta (máxima inductancia del primario).

Figura 3.9 Transferencia de energía incompleta (óptima inductancia del primario).

29

∆ |

Ya que la potencia entregada a la carga es igual a la energía pico almacenada en el inductor multiplicado por el número de ciclos por segundo como lo establece la ecuación 3.14)

? @<=A B, y ya que H , obtenemos:

'∆ *

Reacomodando la ecuación 3.14),∆/ N y la ecuación 3.25), 2 ∆i∆/k, y

sustituyendo el tiempo de encendido, N , en la ecuación 3.24), se hacen manipulaciones

algebraicas:

∴ 2 ∆ONP, ∆ 2N 2 2 4

y se obtiene la ecuación para calcular la corriente pico del primario:

∆

Donde:

B= eficiencia del convertidor = 65 %

H ∗ 100 QSS.QR 92.3

a$ l 98.8 a, sustituyendo estos valores en la ecuación 3.26)

∆ v8 O.P. 3.736q

Una vez encontrado el valor de la corriente pico del primario, utilizando la ecuación 3.24), ∆ , y el valor encontrado del tiempo de encendido máximo N 8.04X107Q para

calcular el valor mínimo de la inductancia requerida:

/ N∆ 98.8 ∗ 8.04X107Q3.736 214.69X107QL

Considerando las tolerancias debido al material del núcleo (core) y el entrehierro (gap), se aumentará en un 35% más el valor de la inductancia.

3.24)

3.25)

3.26)

30

/ 214.69 107QO1.35P 289.83zL

En la práctica, el valor nominal de la inductancia utilizada es de 300zL ¡ 20% .

Usando el valor nominal de la inductancia, es necesario recalcular la corriente pico del primario ∆ como sigue:

∆ £2/ £2O92.3PO15.38X107QP300X107Q 3.076q

Cálculo del gap (entre hierro)

Una vez que se encontró el valor de la inductancia del primario / y el número de vueltas m, el

entrehierro (gap) se puede obtener de la siguiente forma; si se asume que la mayor parte de la reluctancia estará en el aire del entrehierro (que es el caso normal), entonces, el tamaño del entrehierro l¥¦§, se encuentra con la siguiente ecuación:

l¥¦§ ¨¨©bN+S (cm)

Donde:

/ = Inductancia, 300 x 10-6 (H)

z 0.4ªX107 ze = Permeabilidad relativa igual a 1

m = Número de vueltas, 36

qr = Área efectiva de la ferrita, 0.814 (cm2)

lgap = Espacio del entrehierro (cm)

Sustituyendo estos valores en la ecuación 3.27)

l¥¦§ 0.4ªmq2X107/n 0.4ªO36PO0.814PX107300X107Q 0.04418tu

Convirtiendo los 0.04418 cm a pulgadas, se obtiene un gap de l¥¦§ 0.01739 de pulgada,

redondeando, se utilizará un gap de 0.018” en el centro de la ferrita (core). La Figura 3.11 ejemplifica el core tipo “E” con entrehierro central (central gap).

3.27)

31

Densidad de flujo $%& Verificación y márgenes de saturación

Es necesario verificar la densidad de flujo máxima en el núcleo (core), para asegurar que exista un margen adecuado de seguridad entre la densidad de flujo de trabajo máxima y la de saturación. Es esencial prevenir que el núcleo se sature bajo cualquier condición, incluyendo los cambios repentinos de carga (transient load) y alta temperatura. Esta densidad de flujo se puede calcular utilizando la ecuación 3.22) como sigue:

ba Nmqr

Ahora se calculará la densidad de flujo pico ba con el voltaje de entrada mínimo y máxima potencia de salida. Donde ba es el cambio en la densidad de flujo requerido para mantener el voltaje pulsante aplicado, no incluyendo ninguna componente DC. Esto significa que es independiente del tamaño del gap. Sustituyendo los valores conocidos previamente:

ba O98.8O8.04X107QP10P36O0.814P 2700«

Para calcular la contribución de la componente DC, a se utiliza.

a z¬ O¨N<vP­9+ST

Donde:

z 4ªX107 ®$

Figura 3.11 Ferrita tipo E con gap.

3.28)

32

a 0¯¯2>2C2;0n¯u2C2>un2¯2 °% q¯«nOuuP a ;2>CCC2!±;02>2 Primero se calcula el valor de a ∆= .SQ 1.538q y se sustituyen los valores en 3.28)

a 0.4ªX107O36P1.5380.44189 107 0.015745 157.45« La suma de la componente de la densidad de flujo AC y DC para este diseño es:

$%& ba ( a 2700 ( 157.45 2857.454« Esta suma provee el valor pico de operación para la ferrita. El cual se tiene que corroborar con la especificación del fabricante a 100 oC y no debe ser excedida.

Cálculo de los calibres de los alambres para el transformador

Calcular el calibre del alambre del devanado primario (Np = 36 vueltas)

La corriente que se obtuvo es igual a:

∆ £2/ £2O92.3PO15.38X107QP300X107Q 3.076q

Ahora se calcula la corriente promedio, cuya forma de onda se muestra en la Figura 3.12 utilizando la siguiente ecuación:

%° 2 3.072 1.53q

El cálculo de la corriente RMS se obtiene con:

²³ £;$%&3 3.07£0.53 1.25q

Utilizando el catálogo de Magnetics en la tabla de calibres se observa que la capacidad de manejo de corriente conocida en inglés como “Current Capacity” (mA), para este diseño se usa como base @ 500 circular mil/amp; de acuerdo al cátalogo de magnetics, el calibre del alambre

Figura 3.12 Forma de Onda de ip

33

AWG 23 a 500 circular mil/amp maneja 1.02 A, y el alambre calibre AWG 22 maneja 1.28 A ya que la corriente RMS es igual a1.25 A, utilizaremos el calibre AWG 22.

Cálculo del calibre del alambre del devanado Auxiliar (Naux = 18 vueltas)

El calibre del alambre deberá manejar una corriente mínima para alimentar al modulador, cuya demanda es de aproximadamente 10mA, se calcula para 20mA.

De acuerdo al catálogo de Magnetics, se debe utilizar alambre de calibre AWG 40 pero debido a que es muy difícil manejar este calibre desde el punto de vista de manufactura, se utilizará el calibre AWG 28 , este maneja 3/8mA @500 circular mil/amp.

Cálculo del calibre del alambre del secundario para la salida de 5V (N5 = 2 vueltas)

La corriente de salida es igual a 10 amperes, calcular la corriente RMS con la siguiente ecuación:

²³ 1.29 ∗ 10 12.9q

3.8 Circuitos snubber

Teoría

Los snubbers son esenciales en cualquier fuente de poder. Sirven para mejorar el funcionamiento de las fuentes en las siguientes áreas:

1.- Mayor confiabilidad. 2.- Mayor eficiencia. 3.- Mayores frecuencias de trabajo. 4.- Minimizan el tamaño de la fuente. 5.- Disminuye la EMI (Electromagnetic Interference).

Su principal función es absorber la energía de los elementos reactivos del circuito. Cuando un snubber está bien diseñado, el transistor de switcheo tendrá una disipación promedio menor, de pico menor y voltajes y corrientes pico menores.

Para este diseño se utilizará el snubber de voltaje RCD (Resistencia, Capacitor, Diodo) en modo “clamp” que sirve para “recortar” el voltaje que experimenta el MOSFET entre sus terminales drenaje-fuente para evitar exceder el parámetro máximo que el proveedor especifica. El transistor por si mismo tendrá que soportar la potencia pico de disipación durante el tiempo de apagado, sólo el pico de voltaje será limitado.

34

Las Figuras 3.13 y 3.14 muestran la topología de un convertidor flyback en modo discontinuo con varios componentes parásitos, tales como las inductancias de fuga del primario y del secundario, una capacitancia de salida del MOSFET y otra en la unión del diodo de salida.

Figura 3.14 Formas de onda de un convertidor flyback en modo discontinuo.

Figura 3.13 Configuración flyback con componentes parásitos.

35

Cuando el MOSFET se apaga, la corriente del primario id carga a COSS del MOSFET en un tiempo corto. Cuando el voltaje en la capacitancia COSS (56) excede el voltaje de entrada más el reflejo del voltaje de salida ( +>), el diodo del secundario conduce, así que, el voltaje en la inductancia magnetizante (Lm) es recortado (clamped) a >. Por lo tanto, hay una resonancia entre Llk1 y COSS con altas frecuencias y alto voltaje. Este voltaje excesivo puede causar que el MOSFET se dañe. Además se presenta otro fenómeno de resonancia entre Lm y COSS durante el período de operación del MOSFET.

3.9 Diseño del snubber

El voltaje excesivo debido a la resonancia entre Llk1 y COSS debe ser suprimido a un nivel aceptable, agregando componentes adicionales al circuito para proteger el switch principal, el MOSFET. El circuito snubber RCD y sus formas de onda se muestran en la Figura 3.15.

Cuando el MOSFET se apaga y 56 es cargado a (6 d >), la corriente de primario fluye al capacitor 06 a través del diodo Dsn, el diodo secundario conduce al mismo tiempo.

Por lo tanto, el voltaje a través de la inductancia de fuga Llk1 es igual a (6 d >). La pendiente de la corriente 6 se calcula como sigue:

Figura 3.15 Convertidor flyback con snubber RCD y sus formas de onda de corriente y voltaje.

36

55 d@7´µ A

Donde 6 es la corriente que fluye hacia el circuito snubber, 6 es el voltaje a través del capacitor Csn, > es la relación de vueltas del transformador y Llk1 es la inductancia de fuga del transformador,r%¶ es la corriente pico del primario.

El tiempo 6 se obtiene como sigue:

6 @ ´7A r%¶

El voltaje del capacitor (6 ) se debe determinar con las condiciones de voltaje de entrada mínimo y a máxima carga. Una vez que 6 se determinó, la potencia disipada en el circuito snubber con las condiciones mencionadas se obtiene:

6 6 r%¶62 !6 12/¶r%¶ ' 66 d >* !6 Donde!6 es la frecuencia de trabajo del convertidor flyback igual a 65Khz. El voltaje 6 se debe considerar de 2 a 2.5 veces el voltaje >, ya que si Vsn es pequeño, puede resultar en daños severos al circuito snubber. Por otro lado, la resistencia disipada en la resistencia 46, es igual a 6 /46, el valor de la resistencia de obtiene: 46 µ´9´ @ -->A

La potencia de la resistencia se debe escoger en base a la potencia perdida. Y el voltaje de rizo del capacitor 06 se calcula como sigue:

∆6 a²

En general, es razonable considerar de 5 a 10% de voltaje de rizo. Por lo tanto, la capacitancia se calcula usando la ecuación 3.33. La corriente pico r%¶ se calcula tomando en cuenta el voltaje de entrada máximo y máxima corriente de salida, esta ecuación es:

r%¶ ·8

Donde es la potencia de entrada y /$ es la inductancia magnetizante del transformador. A continuación se da un ejemplo para el cálculo del circuito snubber:

3.29)

3.30)

3.31)

3.32)

3.33)

3.34)

37

Las especificaciones para el convertidor flyback son: el rango de voltaje de entrada es de 85VAC a 264VAC, 60W de potencia de salida, 5V de voltaje de salida (tomar el voltaje de salida regulado al mínimo, que en este caso es igual a 4.75V) y la frecuencia de trabajo igual 65KHz. Cuando el snubber usa un capacitor de 0.01 zF y una resistencia de 20K, la Figura 3.16 muestra la forma de onda a 264VAC cuando el MOSFET está encendido. El voltaje total es igual a: 374 +85.5 + 171= 630.5V

El voltaje de trabajo del MOSFET que se usará es de 600V y de acuerdo a las mediciones realizadas, se excede este voltaje. Puede haber dos razones para que suceda esto: error en el diseño del transformador o error en el diseño del snubber. Por lo tanto, el circuito snubber debe ser rediseñado. Para calcular la resistencia 46 se debe considerar que el voltaje 6 es el doble de >, 6 = 2(18 x 4.75) = 85.5V, Llk1 es igual a 300 µH , y la corriente r%¶ es igual a 300mA con estos valores medidos se puede obtener la resistencia usando la ecuación 3.32:

46 17112 300 ∗ 107Q ∗ 0.3 @ 171171 d 85.5A 65 ∗ 10 20.527ΚΩ

Se usa una resistencia de 22 KΩ. La potencia disipada de 46 se calcula como sigue:

6 646 17122 ∗ 10 1.329

Asumiendo que el voltaje de rizo máximo del capacitor sea 5%, el capacitor se calcula usando la ecuación 3.33 y despejando 06.

06 6∆646!6 1718.5 ∗ 22 ∗ 10 ∗ 65 ∗ 10 1.41 ∗ 107

El valor usado fue de 4.7*10-8 F, y el resultado se muestra en la Figura 3.17.

Figura 3.16 Formas de onda del convertidor flyback.

38

Figura 3.17 Formas de onda del convertidor flyback: capacitor de 0.047uF y resistencia de 22KΩ.