Tema 2. Semiconductores de Potencia
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T
G E
!"#$%&'()$* ,# -.%#($)*
Grado de Ingeniería de Telecomunicación
Tema 2. Semiconductores de potenciaSevilla, Septiembre de 2012
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T
G EÍndice
• Introducción• Diodo de potencia
• Interruptores de potencia (tiristores, transistoresbipolares, MOSFETs, IGBTs)
• Otros semiconductores de potencia WBG
• Comparativa
• Consideraciones prácticas de diseño
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T
G EDiodo de potencia
0
i
V
Curva característica
ideali = IS! (e -1)
V
V T
Ecuación característicadel diodo:
V T = k ! T/q
donde:
IS = A! q ! ni2! (Dp/(ND! Lp )+Dn/(N A! Ln ))
Curva característica real
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T
G EDiodo de potencia
V !
rd
Modelo asintótico
ideal0
i
V
V !
Circuito equivalente asintótico
Curva característica
asintótica.Pendiente = 1/rd
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T
G Eestructura
La estructura de tres capas permite:
! En polarización inversa: la unión formada por las capasp+n- al estar poco dopada soporta una tensión muyelevada.
! En polarización directa: la circulación de electronesdesde la capa n+ inunda de electrones la capa n- con lo que
desde el punto de vista de la caída en conducción esequivalente a un diodo muy dopado.
n-
p+ p
+ p+
n+
SiO2 SiO2
Zona de deplexión
Anillo de guarda
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T
G ECarácterísticas principales
Tipo de DiodoMáx. tensiónde ruptura
Máximacorriente
Caída enconducción
Velocidad deconmutación
Aplicaciones
Rectif. de altatensión
30kV ~500mA ~10V ~100nSCircuitos de alta
tensión
Propósitogeneral
~5kV ~10kA 0.7 - 2.5 V ~25 S Rectificadores 50 Hz
Rápidos (fastrecovery)
~3kV ~2kA 0.7 - 1.5 V <5 S Circuitos conmutados
DiodosSchottky
~100V ~300A 0.2 - 0.9 V ~30nSRectificadores de BT
y AF
Diodos Zenerde potencia
~300 V(funciona en
ruptura)
~75 W - - Referencias y fijación
de tensiones
Principales características de los diodos de potencia
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TG EPolarización directa
Características de catálogo en polarización directa
Corriente media nominal, IFW(AV) : Valor medio de la máximacorriente de pulsos senoidales que es capaz de soportar el dispositivoen forma continuada con la cápsula mantenida a una determinadatemperatura (típicamente 100º C).
Corriente de pico repetitivo, IFRM : Corriente máxima que puede
ser soportada cada 20ms con duración de pico 1ms.
Corriente de pico único, IFSM : Corriente máxima que puede sersoportada por una sola vez cada 10 ó más minutos siempre que laduración del pico sea inferior a 10ms.
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TG EComportamiento ideal en conmutación
Transición de “a” a “b”, esdecir, de conducción abloqueo (apagado)
a b
V 1 V 2
Ri
V+
-i
V
t
t
V 1/R
-V 2
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TG EComportamiento real en conmutación
a b
V 1
V 2
Ri
V+
-
Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)
i
V
t
t
trr
V 1/R
-V 2/R
tstf (i= -0,25! V 2/R)
-V 2
ts = tiempo de almacenamiento(storage time )
tf = tiempo de caída (fall time )
trr = tiempo de recuperación inversa(reverse recovery time )
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TG EComportamiento real en conmutación
a b
V 1 V 2
Ri
V+
-
i
td = tiempo de retraso (delay time )
tr = tiempo de subida (rise time )
tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )
tr
0,9! V 1/R
td
0,1! V 1/R
tfr
Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)
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TG EComportamiento real en conmutación
El tiempo de recuperación inversa es el mayor de
los dos tiempos de conmutación y el responsable dela mayor parte de las pérdidas de conmutación.
La carga almacenada que se elimina por arrastre es:
Aproximando el área bajo la corriente a un triánguloserá:
La derivada de la corriente durante ta depende delcircuito externo, y normalmente será: ta>> tb esdecir: ta# trr . Si se resuelve el circuito y se conoceel valor de la derivada de iD:
se obtiene:
El valor de Qrr puede obtenerse del catálogo delfabricante.
t V ON
t
t rr
0.25I rr I rr v D
i D
I F Qrr (Carga Almacenada)
V R
t a t b di D /dt
Pico de tensión
debido a L di D /dt
L=bobina en seriecon D. (t b<<t a )
! =
rr t
f rr dt iQ0
rr
rr rr rr
rr rr
I Qt Qt I
2
2!"!
Curvas de tensión y corriente del diodo
durante la conmutación a corte.rr
rr
a
rr D
t
I
t
I
dt
di
!=
dt
di
Q I D
rr rr 2!
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TG EComportamiento real en conmutación
Los factores que influyen en el tiempo de recuperación inversa son:
IF; cuanto mayor sea, mayor será trr. Esto se debe a que la cargaalmacenada será mayor.VR; cuanto mayor sea, menor será trr. En este caso si la tensión inversa esmayor se necesita menos tiempo para evacuar los portadores almacenados.diF /dt; cuanto mayor sea, menor será trr. No obstante, el aumento de estapendiente aumentará el valor de la carga almacenada Q. Esto producirá
mayores pérdidas.T; cuanto mayor sea la temperatura, aumentarán tanto Q como trr.
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TG EDisipación térmica
Bloqueo : Se suelen despreciar.En Conmutación. Son función de lafrecuencia de trabajo. (Además de lascorrientes, tensiones y la forma comoevolucionan).En Conducción: Uso de catálogos
I AV
P D P D
T c
25ºC
125ºC
180º
=60º =120º =180º
Las pérdidas aumentan con
• La intensidad directa.• La pendiente de la intensidad.• La frecuencia de conmutación.• La tensión inversa aplicada.• La temperatura de la unión.
Curvas típicas suministradas por unfabricante para el cálculo de las
pérdidas en conducción de un diodo
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TG EDiodos schottky de potencia
n-
p p
n
Zona de deplexión
NODO
C TODO
SiO2 SiO2
V BD
1/RON i D
V
v D
1/RON
V
V BD
Diodo Schottky
Diodo Normal
Uso en circuitos donde se precise:• Alta velocidad• Bajas tensiones• Potencias bajas
Por ej. Fuentes de alimentaciónconmutadas.
Característica I-V de un diodo Schottky
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TG ETiristores
TiristoresLos tiristores son interruptores electrónicos utilizados encircuitos de potencia donde es necesario controlar la activacióndel interruptor.Los tiristores son dispositivos de tres terminales (ánodo, cátodoy puerta) Dentro de la familia de tiristores se encuentran:- Rectificador controlado de silicio (SCR) - El Triac- Tiristor de bloqueo por puerta (GTO)
- Tiristor controlado por MOS (MCT)
Para que el SCR entre en conducción hay que aplicar una corriente de puertacuando la tensión ánodo cátodo sea positiva. Una vez que el dispositivo haentrado en conducción, la señal de la puerta deja de ser necesaria paramantener la corriente de ánodo. El SCR continuara conduciendo mientras lacorriente de ánodo siga siendo positiva y esté por encima de un valor mínimodenominado nivel de mantenimiento.
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TG EOtros tiristores
TRIACEl TRIAC es un tiristor capaz de conducir corriente en ambossentidos. El TRIAC es equivalente a dos SCR conectados enantiparalelo.
MCT
Es un dispositivo funcionalmente equivalente al GTO, pero sin elrequisito de alta corriente de desactivación de puerta. Estáformado por un SCR y dos transistores MOSFET. Un MOSFET activael SCR y el otro lo desactiva estableciendo la tensión puerta-cátodo, apropiada.
Tiristor GTOAl igual que el SCR, se activa al aplicar una corriente de puertade corta duración cuando la tensión ánodo-cátodo es positiva.El GTO también puede desactivarse aplicando una corriente depuerta negativa. La corriente de desactivación debe ser muygrande comparada con la corriente de activación.El GTO es apropiado para aplicaciones en las que es necesariocontrolar tanto la activación como la desactivación del
interruptor.
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TG ECaracterística estática ideal
Característica Estática del SCR
0
i
V
Curva característica
ideal encendido
Curva característicaideal apagado
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TG ECaracterística estática real
I A
V AK V B0
I H I B0 V RWM
V H
I G =0 I G2 > I G1
V B02 V B01 < <
Tensión de bloqueoinverso
Zona de ruptura
Zona de conducción
Tensión de bloqueo
directo
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TG EModelo equivalente a BJTs
n2 G
p1 A
K
p2
J 1 J 2
J 3
n1
a) SCR Simplificado
A
K
G
I A = I E1
I C1 I G I B2
I K = -I E2
T 1
T 2
I B1 I C2
c) Circuito Equivalente
K
G
A
p1
p2 n1
n2 p2 n1
J 2 J 3
J 1 J 2
b) SCR como dos Transistores
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TG ETransistores bipolares (BJT)
1/R d
V CE (V)
I C (A)
0 BV SUS BV CE0 BV C B0
I C
I E B
C
E
I B
I B=0 I B1 I B2 I B3 I B4
I B5
Característica de salida (IC frente a VCE ) del transistor NPN de potencia, para
distintas corrientes de base, IB5>IB4>...IB1>0 y Esquema del BJT de tipo NPN.
Zona desaturación
Zona decuasisaturación
Ruptura secundaria
Ruptura primaria
Activa
Corte
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TG EMontaje Darlington
Base
Colector
Emisor D1
T A
D2
T B
= B A+ B+ A
Montaje Darlington para Grandes
Corrientes.
El BJT de potencia normalmente tiene una ß baja.Por ejemplo si ß=20 y va a conducir una corriente de 60A, la corriente de basetendrá que ser mayor que 3A para saturar el transistor.Para lograr estas altas corriente de base se usa la configuración DARLINGTONdonde la ganancia de corriente de la combinación es aproximadamente igual alproducto de las ganancias individuales y puede reducir la corriente extraída delcircuito de polarización.
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TG EZona de operación segura
a) FBSOA ( f 1<f 2<f 3 ) b) RBSOA (Trancisiones de menos de 1 s)
Zonas de Operación Segura del Transistor Bipolar
V CE
I C I CM
V CE
dc 1 2
3
V BEoff=0
V BEoff<0
C
CM
V CE V CE0 V CB0
Límite térmico
Avalancha
secundaria
Tensión deruptura
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TG EMOSFET
El nombre hace mención a la estructura interna: Metal Oxide Semiconductor
Field Effect Transistor (MOSFET)
Es un dispositivo unipolar: la conducción sólo es debida a un tipo de portador
Los usados en Electrónica de potencia son de tipo acumulación
G
D
SCanal N
D
G
SCanal P
Los más usados son los MOSFET de canal NLa conducción es debida a los electrones y, por tanto, con mayor movilidad=> menores resistencias de canal en conducción
Conducción por
electrones
Conducción por
huecos
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TG EZona de funcionamiento
El MOSFET es un dispositivo controlado por tensión. Un tensión puerta-
fuente (VGS) lo suficiente grande (VGS> VTH) activará el dispositivo,dando lugar a una pequeña tensión drenador fuente (VDS).En el estado de conducción las variaciones de VDS son linealmenteproporcionales a ID , por tanto en estado de conducción el MOSFETpuede modelarse como una resistencia denominada RDS(ON).
b) Curva Característica
V BVV BD V DS
RupturaOhmica
Saturación
Corte
V GS
Zona óhmica, VGS- VT >VDS, ,
en esta zona el transistor seconsidera un interruptor cerrado,con una resistencia (para valoresmuy pequeños de VDS):
Zona de ruptura, VDS > VBD.
( ) !!"#$$
%& '('(!
"#$
%&(=
2
2
DS
DS T GS DV V V V
LW k i
( )T GS
ON DS
V V L
W k
R
!"#
$%&
'(
= 1)(
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TG ETransistor V MOS
G
D
n+ n
+
p p Canal
n
n+
e-
e-
S S
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TG ETransistor D MOS
Sección de un Transistor DMOS de
Enriquecimiento Canal n
Drenador
óxido de uerta
Fuente Puerta
SiO2
(sustrato)
(oblea)
L
canal n+
n+ n+
n+
n+
n-
p p
i D i D
1019 cm-3
10 cm-
1014
1015
cm-3
1019 cm-3
!"##$%& (" )&*#"+($++* "+","&-*+
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TG ETransistor TRENCH
Transistores MOS de potencia
modernos: Transistores conTrinchera
S S
D
n-epitaxial
n+-oblea
G
Canal
p p
n+n+
SiO2
G
n+n
+
p
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TG EEjemplos de transistores mosfet
120V 200A
120V 30A
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TG EConsideraciones prácticas
G
D
S
DS G
+
P-
Substrato
N+ N+
• Precauciones en el uso de transistores MOSFET
• El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos
• El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A
veces se integran diodos zener de protección
• Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de
enriquecimiento
D A
D B
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TG ECaracterística técnicas
1ª -Máxima tensión drenador-fuente
2ª -Máxima corriente de drenador
3ª -Resistencia en conducción
4ª -Tensiones umbral y máximas de puerta
5ª -Velocidad de conmutación
Máxima tensión drenador-fuente
• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión que forman el substrato
(unido a la fuente) y el drenador.
• Se mide con la puerta cortocircuitada a la fuente. Se especifica a qué
pequeña circulación de corriente corresponde (por ejemplo, 0,25 mA)
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TG EMáxima corriente de drenador
El fabricante suministra dos valores (al menos):
- Corriente continua máxima ID
- Corriente máxima pulsada IDM
La corriente continua máxima ID depende de
la temperatura de la cápsula (mounting base
aquí)
A 100ºC, ID=23! 0,7=16,1A
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TG EResistencia en conducción
Es uno de los parámetro más importante en un MOSFET
• Cuanto menor sea, mejor es el dispositivo
• Se representa por las letras RDS(ON)
• Para un dispositivo particular, crece con la temperatura
• Para un dispositivo particular, decrece con la tensión de
puerta. Este decrecimiento tiene un límite.
Drain-source On Resistance, R DS(on) (Ohms)
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TG ETensión umbral y máxima GS
• La tensión puerta fuente debe alcanzar un valor umbral para que comience
a haber conducción entre drenador y fuente
• Los fabricantes definen la tensión umbral VGS(TO) como la tensión puerta-
fuente a la que la corriente de drenador es 0,25 mA, o 1 mA
• Las tensiones umbrales suelen estar en el margen de 2-4 V
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TG E Variación de la tensión umbral con Tª
La tensión umbral cambia con la temperatura
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TG EMáxima tensión puerta-fuente
La máxima tensión soportable entre puerta y fuente es típicamente de ± 20V
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TG E Velocidad de conmutación
• Los MOSFET de potencia son más rápidos que otros dispositivos usados en electrónica
de potencia (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.)
• Los MOSFET de potencia son dispositivos de conducción unipolar. En ellos, los niveles
de corriente conducida no están asociados al aumento de la concentración de portadores
minoritarios, que luego son difíciles de eliminar para que el dispositivo deje de conducir
• La limitación en la rapidez está asociada a la carga de las capacidades parásitas del
dispositivo
• Hay, esencialmente tres:
- Cgs, capacidad de lineal
- Cds, capacidad de transición Cds » k/(VDS)1/2
- Cdg, capacidad Miller, no lineal, muy importante
S
D
G
Cdg
Cgs
Cds
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TG E Velocidad de conmutación
• Los fabricantes de MOSFET de potencia suministran información de tres capacidades
distintas de las anteriores, pero relacionadas con ellas:
- Ciss = Cgs + Cgd con V ds=0 ( $ capacidad de entrada)
- Crss = Cdg (capacidad Miller)
- Coss = Cds + Cdg ( $ capacidad de salida)
Ciss
Coss
S
D
G
Cdg
Cgs
Cds
S
D
GS
D
G
D
GG
CdgCdg
CgsCgs
CdsCdsS
D
G
Cdg
Cgs
CdsS
D
GS
D
G
D
GG
CdgCdg
CgsCgs
CdsCds
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TG E Velocidad de conmutación
Ciss = Cgs + Cgd
Crss = Cdg Coss = Cds + Cdg
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TG E Velocidad de conmutación
V 1 R
C
Carga y descarga de un condensador desde una resistencia
• La carga y la descarga de estas capacidades parásitas generan pérdidas que
condicionan las máximas frecuencias de conmutación de los MOSFET de potencia
• En la carga de C:
- Energía perdida en R = 0,5CV 12
- Energía almacenada en C = 0,5CV 12
• En la descarga de C:
- Energía perdida en R = 0,5CV 12
• Energía total perdida: CV 12 = V 1QCV1
• Además, en general estas capacidades parásitas retrasan las variaciones detensión, ocasionando en muchos circuitos convivencia entre tensión y corriente, lo
que implica pérdidas en el proceso de conmutación
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TG E Velocidad de conmutación
• Análisis de una conmutación típica en conversión de energía:
- Con carga inductiva
- Con diodo de enclavamiento
- Suponiendo diodo ideal
Cdg
Cgs
Cds V 1 R
V 2
IL
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TG E Velocidad de conmutación
• Situación de partida:
- Transistor sin conducir (en bloqueo) y diodo en conducción
- Por tanto: " v DG = V 2, v DS = V 2 y v GS = 0
" iDT = 0 y iD = IL
+
-
v DS
v GS
+
-
+
-
v DG
Cdg
Cgs
Cds V 1 R
V 2
IL
iDT
iD
B
A
- En esa situación, el interruptorpasa de B a A
+
-
+
-
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TG E Velocidad de conmutación
• iDT = 0 hasta que vGS = VGS(TO)
• vDS = V2 hasta que iDT = IL
+
-
v DS
v GS
+
-
+
-
v DG
Cdg
Cgs
Cds V 1 R
V 2
IL
iDT
iD
B
A
V GS(TO)
v DS
iDT
v GS B% A
IL
Pendiente determinada por R, Cgs y porCdg ( $ V 2 )
+
-
+
-
+
-
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TG E Velocidad de conmutación
• La corriente que da V1 a través de R se emplea
fundamentalmente en descargar Cdg !
prácticamente no circula corriente por Cgs ! vGS
= Cte
+
-
v DS
v GS
+
-
+
-
v DG
Cdg
Cgs
Cds V 1
R
V 2
IL
iDT
B
A
V GS(TO)
v DS
iDT
v GS B% A
IL
+
-
+
-
+
-
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TG E Velocidad de conmutación
• Cgs y Cdg se continúan
V GS(TO)
v DS
iDT
v GS B% A
IL
+
-
v DS
v GS
+
-
+
-
v DG
Cdg
Cgs
Cds V 1 R
V 2
IL
iDT
B
A
+
-
V 1
Constante de tiempo determinada por R, Cgs y porCdg ( $ V 1 )
+
-
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TG E Velocidad de conmutación
• Valoración de pérdidas entre t0 y t2:
- Hay que cargar Cgs (grande) y descargar
Cdg (pequeña) VM voltios
- Hay convivencia tensión corriente entre
t1 y t2
iDT
+
- v DS
v GS
+
-
Cdg
CgsCds
V 2+
-
+
-
+
-
$iDT
t0 t1 t2 t3
V GS(TO)
v DS
iDT
v GS B% A
IL
V 1 V M
P VI
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TG E Velocidad de conmutación
• Valoración de pérdidas entre t2 y t3:
- Hay que descargar Cds hasta 0 e invertir
la carga de Cdg desde V2-VM hasta -VM
- Hay convivencia tensión corriente entre t2
y t3
V 1 V M
t0 t1 t2 t3
V GS(TO)
v DS
iDT
v GS B% A
IL
P VI
iDT = IL
+
- v DS
v GS
+
-
Cdg
CgsCds +
-
+
-
+
-IL
iCds
iCdg +iCds+IL
iCdg
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TG E Velocidad de conmutación
• Valoración de pérdidas a partir de t3:
- Hay que acabar de cargar Cgs y Cdg hasta
V1
- No hay convivencia tensión corriente salvo
la propia de las pérdidas de conducción
t0 t1 t2 t3
V GS(TO)
v DS
iDT
v GS B% A
IL
P VI
V 1 V M
iDT = IL
+
- v DS
v GS
+
-
Cdg
CgsCds +
-
+
-
IL
iCdg
$iL
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TG E Velocidad de conmutación
• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la
carga de puerta
:
- La corriente que da la fuente V1 esaproximadamente constante entre t0 y t3 (comienzode una exponencial, con IV1 »V1 /R)
- De t0 a t2, la corriente IV1 se ha encargadoesencialmente en cargar Cgs. Se ha suministrado unacarga eléctrica Qgs
- De t2 a t3, la corriente Iv1 se ha encargado eninvertir la carga de Cdg. Se ha suministrado una cargaeléctrica Qdg
- Hasta que VGS = V1 se sigue suministrando carga.Qg es el valor total (incluyendo Qgs y Qdg)
- Para un determinado sistema de gobierno (V1 y R),
cuanto menores sean Qgs, Qdg y Qg más rápido será eltransistor
- Obviamente t2-t0 » QgsR/V1, t3-t2 » QdgR/V1 y PV1 =V1Qgf S, siendo f S la frecuencia de conmutación
v GS
i V1
t0 t2 t3
V 1
i V1 R
Qgs
Qdg
Qg
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TG EConmutación con carga resistica
Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación concarga resistiva
V DS V GS
10%
90%
tr td on tf td off
td on : retraso de encendido
tr : tiempo de subida
td off : retraso de apagado
tf : tiempo de bajada
+
- v DS
iDT
+
- v GS
G
D
S+
R G
R D
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TG EPérdidas en un mosfet de potencia
v DS
iDT
v GS
P VI
Pcond = R DS(on)iDT(rms)2
W on
W off
Pconm = f S(w on + w off )
Pérdidas en
conducción
Pérdidas en
conmutación
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TG EZona de operación segura
BVDSS=500V V DS 10V
0.1A
ID=5A
IDM=10A
DC
100ms
10ms
1ms
0.1ms
10 s
SOA(DC)
Límite de
potencia a
Tc=25ºC
Zona de Operación Segura (SOA) en un MOSFET dePotencia (iD y VDS en escala logarítmica)
Límite debido a
R DS
Tiempo paraonda cuadrada
con D=1%
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TG EOtros dispositivos WBG
Los semiconductores de Si están limitados a operar con temperaturas deunión por debajo de los 200oC
• Los dispositivos de Si no son adecuados para altas frecuencias.• Los dispositivos de WBG pueden evitar estos límites de temperatura y defrecuencia.• Las tecnologías más maduras actualmente son los dispositivos SiC y GaN
Qué son WBG?
Por qué WBG?
Propiedades físicas de varios semiconductores para dispositivos de potencia
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TG ERectificadores SiC
1) Diodos Schottky Barrier (SBD) pueden alcanzar una altísimafrecuencia de conmutación y muy bajas pérdidas en conducciónpero tiene baja tensión de bloqueo y alta corriente inversa.
2) Diodos PiN alcanzan alta tensión inversa y baja corriente inversapero presentan problema de carga durante la recuperación inversa.
3) Diodos Junction Barrier Schottky (JBS) presentan característicassimilares al Schottky respecto a caída directa baja y alta frecuenciay similares al PiN en cuanto a estado de bloqueo con alta tensión debloqueo y baja corriente inversa.
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TG EDispositivos GaN
Los transistores GaN soporta una alta intensidad de campo eléctrico y
tiene una muy alta movilidad de electrones con una razonableconductividad térmica. Además, tiene una alta discontinuidad debandas de conducción entre GaN y AlGaN y, la presencia de campos,permite un alto confinamiento de la concentración del gas de electronesen dos dimensiones (2D).
Recientemente, los transistoresGaN de alta movilidad electrónica,High Electron Mobility Transistors(HEMTs), empiezan a tener un graninterés por tener una bajaresistencia ON y soportar altastensiones de ruptura. Los GaNHEMTs tendrán gran aplicaciones
de dispositivos microondas y enfuentes de alimentación.
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TG EComparativa y aplicaciones
Dispositivos de potencia (> 600V)• Alta densidad de campo
eléctrico• Alta banda de gap de
energía
Dispositios de RF• Alta velocidad conmutaciónMEMS
• Alto módulo de Young• Dureza
Sensores químicos• Materiales inertes
Bio-sensores
• Biocompatibilidad• Transparencia
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TG EComparativa y aplicaciones
WBG
SiliconLimit
Power Devices
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TG EDiseño térmico
Puede observarse que un dispositivofuncionando a 75ºC durará unascuatro veces más que si trabaja a sutemperatura máxima, por tanto esmuy importante mantener latemperatura del cristal controlada,aún en las condiciones más
desfavorables (Máximas disipaciónde potencia y temperatura delmedio ambiente)
40º 50º 60º 70º 80º 90º 100º 110º 120º
Temperatura en la unión T j ºC V i d a
e s p e r a d a r e s p e c t o a l a
v i d a m e d i a a 7 5 º C
T j =75ºC
1
2
3
T jMax =
125ºC
Problema a resolver: Al circular corrientes por los dispositivos y conmutar entrecorte y saturación se producen unas pérdidas de potencia en forma de calor en el
dispositivo. Si este calor no es extraído del interior del dispositivo, provocará unasubida de la temperatura del semiconductor.La temperatura en el cristal de silicio no puede superar un valor máximo,(normalmente T jmax=125ºC), ya que:
& Empeoran las características funcionales del dispositivo.& La vida media esperada disminuye al aumentar la temperatura.
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TG EDiseño térmico
Modelo Multicapa de un Semiconductor
Montado sobre un Disipador para analizar laTransferencia de Calor desde el Silicio haciael Ambiente
R' ja= R' jc+ R'cs+ R'sa
Semiconductor T j
Encapsulado T c
Aislamiento Eléctrico
Disipador T s
Temperatura Ambiente T a
donde:R' jc es la resistencia térmica debidaa mecanismos de transferencia decalor por conducción entre el silicioy el encapsulado del dispositivo.R'cs es la resistencia térmica debidaa mecanismos de transferencia de
calor por conducción entre elencapsulado del dispositivo y eldisipador.R'sa es la resistencia térmica debidaa mecanismos de transferencia decalor por convección y radiaciónentre el disipador y el ambiente.Estos mecanismos, aunque más
complejos, como ya hemos visto, sepueden modelar de formaaproximada mediante unaresistencia térmica.
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TG EDiseño térmico
Magnitud Eléctrica Magnitud TérmicaDiferencia dePotenciales
Diferencia deTemperaturas
Intensidad Potencia
Resistencia Eléctrica Resistencia Térmica
T j = PD (R' jc+ R'cs+ R'sa)+ Ta
dónde:
T j es la temperatura de launión del semiconductor.Ta es la temperaturaambiente del medio exterior.
Estos cálculos no son exactos,debido a que las resistenciastérmicas varían con:
• La Temperatura.• Contacto térmico entre
cápsula y radiador(Montaje).
• Dispersiones defabricación.
• Efectos transitorios.Circuito Equivalente Basado en Resistencias Térmicas
T j
R jc R cs R sa
P D
+
T c
+
T s
+
T a
+
j c s a
Se puede hacer una analogía con los circuitos eléctricos
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TG EDiseño térmico
a) Sistema Térmico Simple Consistenteen una Masa a Temperatura inicial TS ala cual se le suministra un escalón depotencia PD, estando en contacto conun Disipador a Temperatura TS. Latemperatura final alcanzada es T1.
b) Modelo equivalente eléctrico utilizado
para modelar comportamientostransitorios de un sistema térmico.
T 1 T s
a)
P D
T s
C
b)
P D
R
T 1 =C R
La evolución en el tiempo de la temperatura cuando se aplica un cambio brusco(escalón) de la potencia disipada será:
En régimen permanente coincide con lo estudiado anteriormente para el caso
estático:
)1()( /
1!
"
!
t
DS e R P T t T
#
#=#
! R P T t T
DS ="#= )(1
T
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TG EDiseño térmico
Para una masa de cierto tamaño se tendrá una distribución continua de
temperaturas. Para calcular la evolución de la temperatura se aproxima elmaterial en varios trozos en los que se supone que la temperatura es constante.La temperatura final en un nodo debe coincidir con la obtenida con el modeloestático
T 5 T 4 T 3 T 2 T 1T S
P D
T 5 T 1 T 2 T 3 T 4
T S
C 2 C 1 C 3 C 4 C 5 P D
R! 5,4 R! 4,3 R! 3,2 R! 2,1 R! 1,S
a) Sistema térmico aproximado porcinco trozos.
b) Modelo Eléctrico Equivalente
T
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TG EDiseño térmico
Definimos la impedancia
transitoria como:
P D
P o
0 t
T n
T fn
t a) Escalón de Potencia b) Evolución de la Temperatura
en el trozo n
0
T 0n
)1()(/
00!
"
!
t
nne R P T t T
#
#=#
Z
Z 0
t 0
)1(Z)(Z/
0! "
! !
t
et #
#=
00
0 )()()(
P
t T
P
T t T t Z
n !=
"=
#
Respuesta Transitoria de la Temperatura en el Nodo n Frente a un Cambio enescalón en la Potencia Disipada.
T
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TG EDiseño térmico
Los fabricantes suelen darcurvas en las que serepresenta la impedanciatérmica transitoria para undispositivo al que se aplicauna potencia disipada tipoescalón u ondas cuadradasperiódicas, por ejemplo:
Puede observarse que para
valores altos de D y bajosde t1 (=altas frecuencias),las curvas se vuelvenhorizontales, es decir, lainercia térmica hace que latemperatura de la unión novaríe y por tanto estascurvas no son necesarias.En general, para
frecuencias mayores de3kHz es suficiente trabajarcon la característicaestática.
D=
0.5
10-5 1 10
0.01
0.1
1
10
I m p e d a n c i a T é r m i c a T r a n s i t o r i a
U n i ó n - C á p s u l a Z t h J C
( º C / W )
10-
10-3
Notas:
1- D=t 1 /T
2-T jMax =T C +P DMax Z thJC
10-2 10
-
0.2
0.1
Pulso único, T=
0.05
0.02
0.01
t 1 (seg)
t 1T
P D
Curvas de la Impedancia Térmica Transitoria del transistor MOSFET IRF330 donde la Impedancia Térmica Transitoria está parametrizada en
función del ciclo de trabajo del MOSFET
T
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TG E
Gracias por la atención