Roland Küng, 2011kunr/Elektronik2/Slides/adc_dac.pdfFrequency – Voltage Converter Averaging DAC...
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1
© Roland Küng, 2011
D/A- und A/D- Wandler
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2
Konversion Analog Digital
)2
D...
8
D
4
D
2
DD(
2
Vv
1N
N4321
REFlogana −
++++=
7
6
5
4
3
2
1
0VREF
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3
D/A-WandlerGrundprinzip
Grundidee Digital/Analog Wandler (DAC) basiert auf dem OpAmp Summierer
Widerstände sind als 2er Potenzen gestuft ausgeführt
)2
D...
8
D
4
D
2
DD(
2
Vv
1N
N4321
REF0 −
++++=
S1 = MSB
SN = LSB
Di = 0 oder 1
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4
R-2R Ladder
Der Widerstand beträgt vor jedem Knoten nach rechts betrachtet R
Zeigen sie, dass dies eine Spannungshalbierung von Knoten zu Knoten
und damit eine Stromhalbierung durch den 2R Widerstand bewirkt
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5
Verbessertes D/A- Prinzip
Verbesserung mit Hilfe R-2R Ladder Netzwerk
Alles mit demselben Widerstandswert R realisierbar
erlaubt höhere Anzahl Bit und genauer zu wandeln
• Statt Widerstand zu verdoppeln – Spannung halbieren
)1K(
1N
1
02
II
−∑=MSB LSB
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6
DAC komplett
Nachteil: schnelle DAC nicht realisierbar wegen OpAmp Bandbreite.
Schnelle Wandler: DAC als hochohmige Stromquelle (also ohne Opamp)
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7
Alternative Implementationbasierend auf Stromquellen
N=5
N=4MSB
• Stromquellen besser integrierbar
• Breitbandigere Schaltungen
Stromspiegel mit FET:
ID ~ W/L
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8
Frequency – Voltage Converter
Averaging DAC
LM2907
Anwendungen: Umdrehung zu Spannung, Tachometer, Flow Speed,
Sound Switch, Licht-Datenübertragung (LED – PD)…
R C
SchmittTrigger
One ShotMultivibrator
Averaging Filter
inout
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9
Frequency – Voltage Converter
Averaging DAC
T1)+0.69(n==CR oτ⋅ T)1+0.5(nt o2
settle ≈
Wahl R⋅C für Ripple < ½ LSB von n Bit: Dauer bis Endwert erreicht wird:
DifferenziererAveraging
Tiefpass
Mono-shot T0
Trigger
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10
Multiplying DAC
LTC 1590
Eingangssignal
Ausgangssignal
Analoge Signale gewichten
Gewichtung
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Digital Potentiometer
DigiPot
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Digital Potentiometer
DigiPot
H L
WTyp. 10…200 kΩ
500 kHz Bandbreite
256….1024 Stufen
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A/D-WandlerApplikationstypen
langsam veränderliche Signale
z.B. phys. Parameter, Regeltechnik
Wechselsignale, Pulse
Spektrum bis fg
unkorrelierte Puls-Amplitudensignale mit Dauer To
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14
A/D-WandlerWechselsignale
π⋅
∆
∆
V2
1
t
V=f
peak
max
4
1
2
V=LSB
4
1=V
N
max•∆
max. Fehlerspannung ∆V
max. Frequenz
∆t
∆V
Wandler mit N Bit Auflösung für Vmax
und Erfassungszeit ∆t für ein Sample
Signal mit Vpeak
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15
A/D-WandlerBegriffe
Aperture (Delay) Time:
Zeit während der das Signal seit dem Abtastzeitpunkt noch ändert
Aperture Uncertainty Time:
Unsicherheit des Abtastzeitpunktes
Acquisition Time:
Zeit die die Abtast-Halteschaltung braucht um auf den Signalwert zu gelangen
Conversion Time A/D:
Zeit die der digitale Teil zum Abwägen benötigt
Hold Time:
Zeit die ein Halteglied die Spannung mit max. ¼ LSB Fehler halten muss
Wandlungszeit = Acquisition Time + Aperture Time + Conversion Time A/D
Sampling Rate = Abtastrate = 1 / Wandlungszeit
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Sample & Hold
Für rasch ändernde Signale und hohe Auflösung empfiehlt sich
eine vorgeschaltete Abtast/Halteschaltung (Sample & Hold)
Aperture Delay Time unkritisch
solange immer gleich gross
Abweichung = Jitter Takt
Sample & Hold Steuerung
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Aperture Uncertainty
Bsp: 10 kHz sinus
12 Bit ADC
ap. unc. time < 2 ns
Gilt für
• Wandler ohne S&H
• S&H Aperture Uncertainty Time
Hohe Auflösung erfordert
präzisen Taktoszillator !
Max. Fehler ½ LSB
Nj2f4
1t
⋅⋅π⋅≤
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Wandlerfehler
Offset und Gain Fehler
sind korrigierbar
Nichtlinearität und nicht Monotonie
sind nicht korrigierbar
Missing code und Sticking code sind unerwünscht
schwieriger je mehr Bit Auflösung verlangt ist
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Wieviel Bit darfs sein?
Applikationsabhängig!
8 Bit - z.B. Temperatur -400 – 600 in 0.50 Auflösung
16 Bit - z.B. Funksignal mit starkem Störer
wanted stört
0
-20
-40
-60
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20
A/D-WandlerParallelprinzip
Hierbei vergleicht man die Eingangsspannung am N- Bit Wandler
gleichzeitig mit n = 2N Referenzspannungen und stellt fest, zwischen
welchen beiden sie liegt. Der Vorteil bei diesem Verfahren ist, dass man
nur einen Schritt braucht, das Ganze läuft also schnell ab. Dafür ist aber
der Aufwand sehr groß.
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21
A/D-WandlerParallelprinzip
Flash-Wandler: Wandlung sofort
Limitiert durch Anzahl Komparatoren 10 Bit 1024
Flash Converter
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A/D-WandlerParallelprinzip
Mit mehreren gestaffelten Flash Convertern kann die Auflösung mit vernünftigem
Aufwand gesteigert werden z.B. für 2n = 16 Bit ADC: 2 mal einen n=8 Bit Flash
Dafür ist zusätzlich ein präziser Verstärker mit Av = 2n notwendig
Half Flash Converter
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23
A/D-WandlerParallelprinzip
Pipelined Flash Converter
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24
A/D-WandlerZählprinzip
Bei diesem Verfahren wird abgezählt, wie oft man die Referenzspannung
der niedrigsten Stelle addieren muss, um die Eingangsspannung zu
erhalten. Die Zahl der Schritte ist gleich dem Ergebnis. Es geht
dementsprechend langsam, der Aufwand dafür ist aber klein.
• Tracking Converter
• Single Slope Converter
• Dual Slope Converter
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25
A/D-WandlerZählprinzip
http://www.chemgapedia.de/vsengine/vlu/vsc/de/ch/11/cmt/vlus/ad.vlu/Page/vsc/de/ch/11/cmt/simulationen/ad/zaehlsim.vscml.html
Geeignet für langsam veränderliche Signale
Tracking Converter
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26
A/D WandlerZählprinzip
Dual Slope Verfahren
http://www.chemgapedia.de/vsengine/vlu/vsc/de/ch/11/cmt/vlus/ad.vlu/Page/vsc/de/ch/11/cmt/simulationen/ad/doppelsim.vscml.html
RC Zeitkonstante
muss nicht genau sein
Tfix
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27
A/D-WandlerZählprinzip
Dual Slope Verfahren
REF
a12
REF
a12
V
vZZ
V
vTT
=
=
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28
A/D-WandlerWägeprinzip
engl. Successive Approximation
Beim Wägeverfahren beginnt man mit der höchsten Stelle und
ermittelt, ob die Eingangsspannung kleiner oder größer ist als die
Referenzspannung für die höchste Stelle. Ist die Spannung größer,
setzt man die höchste Stelle auf Eins und subtrahiert die
Referenzspannung. Den Rest vergleicht man mit der nächst
niedrigeren Stelle usw. Man benötigt also so viele Vergleichsschritte,
wie die Zahl Stellen besitzt und ebenso viele Referenzspannungen.
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29
A/D-WandlerWägeprinzip
http://www.chemgapedia.de/vsengine/vlu/vsc/de/ch/11/cmt/vlus/ad.vlu/Page/vsc/de/ch/11/cmt/simulationen/ad/waegesim.vscml.html
Sukzessive Approximation
MSB (zu viel)
2nd MSB (zu viel)
3rd MSB (zu klein)
„Wandlerbit Positionen
durchtesten“
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30
A/D-WandlerWägeprinzip
1) Alle C's parallel aufladen auf Vin mit Sc geschlossen und Si auf Vin
2) Gemeinsame Platte aller C's mit Sc von Masse trennen, S1...SN auf Masse legen ,
Si auf VREF schalten -> -Vin am Komparator
3) MSB Anschluss mit S1 auf VREF legen -> Umladeprozess -Vin +VREF/2
4) Vergleich mit Masse als Schwelle, falls kleiner MSB = 1, sonst MSB = 0
5) S1 im Fall MSB = 1 auf Position VREF belassen, sonst auf Masse legen
6) Repeat 3) – 5) für alle N Bit's
Charge Redistribution Converter
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31
Details
Schritt 1
Ladung laden
Schritt 2
Ladung halten
Schritt 3 - n
Ladung wägen
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32
A/D-WandlerSigma-Delta Converter
Takt massiv (z.B. 256 mal) höher als Abtastfrequenz
erst massive Filterung ergibt die Auflösung von N Bits
Eigenständiger Ansatz: Umwandlung Analogsignal in Pulsdichte
Grobe Messung.
Messfehler wird integriert
und fortwährend kompensiert
in Gegenkopplung
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33
Sigma-Delta Converter
Output seriell
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34
Voltage to FrequencyConverter
Variable Stromquelle
Komparator mit Reset
Entlade Switch
Puls SymmetrieIntegrator-C
Analog IN
Frequency OUT
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35
Extremes
Charge Redistribution Converter
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36
Extremes
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37
Extremes
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38
Zusammenfassung
Sigma-Delta
Pipelined
Parallel
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39
Praktikum
Audio/Sinus ±5Vpeak
Digital Attenuation Input
Lautstärkeregler Digital
R = 1.2…8.2 k
Aufgaben:
DC 5V: Messen Knotenspannungen, Kennlinie DAC vout = f(Di)
Sinus: Applikation Digitale Signalabschwächung (LED als Last)
LED oder 50 Ω Speaker
VDD = -VSS = 10 V