PIC16F785 MCU LED - Microchip...

© 2008 Microchip Technology Inc. DS01047A_JP - ページ 1

AN1047

はじめに

このアプリケーションノートでは、PIC16F785MCU を使用した 5.5W パワー LED ドライバ用のデザイン方程式、回路図およびソースコードを紹介します。このアプリケーションは、図示した接続で、バックブーストコンバータあるいはブーストコンバータとして動作します。

PIC16F785は MCU と多くのオンチップアナログペリフェラルを接続できますので、このアプリケーションに PIC16F785 を選択するのが重要な意義を持ちます。このアプリケーションの回路は、マイクロチップ社のアプリケーションノート AN874 に記載した回路と似ていますので、詳細なデザイン情報についてはこのドキュメントを参照してください。このアプリケーションノートは、AN874 に記述されたアプリケーションをベースに作られており、さらに次の機能を追加しています。

• PIC16F785 に搭載したオペアンプを使用して電流検知抵抗両端の電圧を増幅しています。これにより、より小さな検知抵抗を使用することができ、消費電力が削減されます。

• PIC16HV785 デバイスを使用できますので、5V 以上の電源電圧で動作させるときは、外部の 5V レギュレータは必要ありません。

• このアプリケーションではアナログリソースを使用していませんので、他の LED ドライバ、電源、あるいはバッテリ充電回路などの他の用途に使用することができます。

LED の基礎知識

LED は、近年、照明用の実行可能なソースとして急速に需要を伸ばしてきました。LED はもはや、単なる電子機器の状態表示灯インディケータではありません。技術的進歩によって、白熱電球の約 3 倍の効率を発揮するようになりましたし、LED は耐久性に非常に優れ、その寿命は数万時間にも及びます。

LED は一定の電流ソースで駆動するように設計されています。異なる LED メーカの間でも、標準的な電流駆動レベルを使用するのが一般的になっています。パワーLED に対しては、350 mA と 700 mA電流駆動レベルを使用するのが一般的です。LED 間の順方向電圧は、LED の種類と直列に接続された

ジャンクションの数に依存します。多くのパワーLED メーカは、1 つのモジュールに複数のジャンクションを構築しています。

LED を駆動するのに一般的な方法は、抵抗を直列に接続して電流を制限する方法です。定電流ソースを構成するように、リニアな電圧レギュレータやオペアンプ回路を接続する方法で行うこともできます。しかしながら、これらの方法は、LED に要求される一般的な電力レベルでは十分な効率を持っているとはいえません。概して 1W 以上でのリニアソリューションは非現実的といえます。

スイッチモード電源 (SMPS) は、高パワーLED を駆動する際により効率的なソリューション提供します。SMPS 電源は入力電圧を正しいレベルまで下降あるいは上昇させて、必要な LED 電流を提供できます。システム入力電圧範囲と必要とされる LED順方向電圧が、選択すべき SMPS のトポロジーを決めることになります。

このアプリケーションノートに紹介された回路とソフトウェアは、幅広い種々のパワー LED と互換性があります。パワー LED ソースの選択については、付録 B「部品表 (BOM)」を参照してください。このアプリケーションで選択した LED モジュールは、Lamina BL-4000 シリーズ White 5500K LED LightEngine です。このモジュールが選択されたのは、定格電力とアクセサリが評価に適していたためです。これらのアクセサリには、PCB と配線用ハーネス、ヒートシンク、および異なる照明パターンを提供するレンズが含まれます。

特に、ヒートシンクはパワー LED の重要な部分です。LED は他種の光源に比べてはるかに効率がよいのですが、それでも熱を消散します。この熱の大部分は、LED ジャンクションのダメージを避けるために放熱しなければなりません。これに対して、白熱光源ではフィラメントから熱を放射します。LED 光源の一つの利点は、この放射熱がないので照明される領域がクールに維持できることです。

Lamina モジュールは、デバイスの特性を決めるための電流制限が調整可能な研究室用電源で駆動されました。図 1 は、LED の順方向電圧降下と電流の関係を示しています。デバイスの最大電流制限は 700mA で、これは 8V の順方向電圧降下を引き起こします。このモジュールでは、電流を 50 mA まで少なくしても有用な照明出力が得られます。図 1 に示した順方向伝道範囲内で、LED はほぼ抵抗特性を示しています。回路設計には、この利点を生かします。

著者 : Stephen BowlingMicrochip Technology Inc.

PIC16F785 MCU を使用したバックブースト LED ドライバ

ご注意：この日本語版ドキュメントは、参考資料としてご使用の上、最新情報につきましては、必ず英語版オリジナルをご参照いただきますようお願いします。

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図 1: LAMINA BL-4000 伝達特性

バックブーストコンバータ

バックブーストコンバータは、供給電圧が必要とされる出力電圧よりも高い、または低い場合に使用されます。バックブーストコンバータは、特にバッテリアプリケーションに有用です。バックブーストトポロジーは、フライバックまたはインバーティングレギュレータとしても知られています。

図 2 にバックブーストコンバータの簡単な回路図を示します。このコンバータには、1 つのスイッチ、インダクタ、ダイオード、およびキャパシタがあります。図に示すように、バックブーストコンバータは、回路の共通電位 ( たとえば、グランド ) に対して負の出力電圧を生成します。

図 2: バックブーストコンバータの簡単な回路図

バックブーストコンバータは、図 3 のような実装も可能です。この実装には、低電圧側スイッチを使用できるという利点があります。これによって、簡単な MOSFET ドライバ回路が使用できます。図 3に示されたトポロジーは、入力電圧レールに対して正電圧を生成します。このバックブースト実装の欠点は、負荷が0ボルトを基準にしていないことです。

図 3: バックブーストコンバータ回路の別のトポロジー

バックブーストのデザイン方程式と部品の選択

このセクションでは、バックブーストコンバータ用の部品の数値を選択するための「料理本」を提供します。

バックブースト回路の出力電圧は、入力電圧とデューティサイクルの関数となり、次の公式で得られます。

式 1:

デューティサイクルが 0 のときは、負荷の両端にかかる電圧は 0 ボルトとなります。50% のデューティでは、出力電圧は入力電圧の絶対値と同じになりますが、極性が反転します。高いピーク電流を避け、不安定性を防止するために、デューティサイクルの最大値には制限が加えられます。

式 2 は、インダクタのリップル電流を入力電圧、デューティサイクル、インダクタ値、およびスイッチング周波数に関連付けるためのものです。

式 2:

式 3 は、出力電圧のリップルを出力電流、デューティサイクル、キャパシタ ( 容量 ) 値、およびスイッチング周波数に関連付けるためのものです。

式 3:

これらはすべて、部品の数値を計算するのに必要な基本的な式です。次に、いくつかの変数についてその範囲を設定します。

この LED は、700 mA での電力が 5.5W に設計されています。このことは、LED を最大限の電力で駆動したときの VOUT が 7.86V になることを意味してい

LED Forward Voltage vs. Current

6

6.5

7

7.5

8

8.5

0.05

0.15

0.25

0.35

0.45

0.55

0.65

0.75

Current

Volta

ge

Forward Voltage

-

+Vout

-

+

Vout

VOUT VIN–k

1 k–-----------⎝ ⎠⎛ ⎞•=

I∆ VIN k•f L•

-----------------=

VOUT∆ IOUT k•f C•

--------------------=


AN1047ます。実験室用電源を使用して得られた実際の LEDデータで、この値は確認されています。便宜上、VOUT= 8V として部品の数値を計算することにします。

付録 A「回路図」に示されたデモ回路に電力を供給するのに、9V 電源を使用しました。しかしこの議論では、LED を駆動するのに自動車用バッテリを使用するものとします。従って、VIN の範囲は最小値6V、最大値 14V となります。式 1 を k について解くと、最小デューティサイクルは 36% (VIN = 14V)、最大デューティサイクルは 57% (VIN = 6V) となります。

次に、式 2 と式 3 を使用して、インダクタのリップル電流と出力リップル電圧を計算します。インダクタの値を小さくするために、スイッチング周波数 ( f ) を 250 kHz に設定します。この設計では、インダクタの値を 100 µH としました。入力電圧を下げ、デューティサイクルを大きくすると、リップルは増大します。デューティサイクル 57%、VIN = 6Vの条件下で、リップル電流は 137 mA となります。

インダクタを充電しているときに負荷に電流を供給するには、キャパシタが必要となります。式 3 は、スイッチング周波数とキャパシタ値に基づいてリップル電圧値を与えてくれます。このデザインでは、キャパシタを 47 µF とするとリップル電圧は36 mV になります。

回路の実装

図 4 に、この LED ドライバ設計の簡略化された回路図を示します。バックブースト回路のトポロジーは、低電圧側のトランジスタを使用してインバータを駆動できるように変更されています。この回路の出力は、グランドを基準にするのではなく、バッテリの電位を基準にしていることに注意してください。インバータの出力は LED の陽極に接続され、入力電圧よりも高い電圧が生成されます。

オペアンプ、コンパレータ、および PWM モジュールはすべて PIC16F785 デバイスに含まれています。オペアンプとコンパレータのすべてのピンは外部からアクセスできますので、どのような回路構成でも実装できます。

電流検知回路

この回路には、電源入力の負電位側に接続された電流検知抵抗があります。抵抗値の小さい抵抗を使用して、抵抗での過剰な消費電力を回避します。抵抗両端の電圧は、PIC16F785 内蔵のオペアンプを使用して増幅されます。この回路では、LED 電流を直接に検出するようにはなっていないことにお気付きだと思います。電流をこの場所で検出することを不思議に思われるかもしれません。

電流を検出する最善の場所は、パワー LED の両端でしょう。しかしながら、この場所に配置された検知用抵抗では、その両端に高い共通モード電圧を生成されるので、PIC16F785 のオペアンプの限界を超えてしまうのです。

電流を測定する他の場所としては、MOSFET のソース端子が考えられます。この場所は電流検知用抵抗を配置するには良い場所です。なぜなら、共通モード電圧が生成されないからです。測定されるインダクタ電流は、LED 電流と同じものです。しかし、MOSFET を流れる電流は連続的にはなりません。この検知用抵抗は、単に MOSFET がオンしているときの LED 電流を計測しているに過ぎません。

電流が MOSFET のソースで計測されるとすると、検知用抵抗両端の電圧は、図 5 に示した信号と似たような値を示します。有用な値を得るためにこの信号を増幅するには、高速オペアンプが必要になります。

図 4: PIC16F785 LED ドライバの簡略化された回路図

Rsense+-

+-

CCP1

R1

R2

C1

R3

R5

R7

R6

R4

+5

R8

C2

PWM

L1

Q1

Vbat

Vled

LED

COMP1

OA1

C3

+

-

indcates device I/O pin

注: OA1、COMP1、CCP1、および PWM ブロックは

16F785 デバイスの内部部品です。

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図 5: MOSFET のソースで測定された電流波形

このアプリケーションの電流検知用回路は、実際ある有用な利点を得ることを考慮した設計になっています。この電源電流は、インダクタの充電・放電によるリップル電流が少し重畳した DC 電流です。この電流信号は、検知抵抗の電圧を増幅するオペアンプを使用すれば、その測定がずっと容易になります。第 2 に、この同じ検知回路を、充電アプリケーションでバッテリ電流をモニターすることもできます。究極的には、LED 電流と LED に流れ込む総電力量を制御しようとしているのです。電源電圧を電流と共に測定できれば、システムへの総電力は既知量となります。さらに、LED による順方向電圧降下は、図 1 に示すように電流の関数となります。

入力供給電圧と LED の陽極電圧は、PIC16F785 のADC を使用して周期的に測定できます。これら 2 つの電圧は、供給電流を規則正しくするのに使用されるリファレンス電圧を調整するのに使用できます。LED は負荷としては一定ですから、電流リファレンス電圧を頻繁に設定する必要はありません。

電流検知用オペアンプは、電流検知抵抗両端の正確な電圧測定を行うために、差動アンプとして接続されます。R1、R2、および C1 はローパスフィルタを構成し、存在しうるスイッチングノイズを減らすのに使用されます。しかし、このフィルタのカットオフ周波数は、コンバータのスイッチング周波数よりも高く選定して、制御ループの応答を制限しないようにします。

R6 と R7 は、オペアンプの出力ターミナルに 1.75Vのオフセットが得られる値に設定します。このオフセット値は、コンパレータの最大共通モード入力電圧に基づいて、可能な限り最大の正負の電流検知範囲が得られるように選択します。

電流レギュレータ回路

このアプリケーションは、2 相 PWM モジュール、内部コンパレータ、および LED 電流量をレギュレートするための電圧リファレンスを使用します。2 相 PWM モジュールは、「アナログ」スタイルのPWM モジュールで、セット / リセットの原理で動作します。最初に、システムクロックから作られたクロック信号を使用して、PWM 出力を周期的にターンオンします。PWM クロック信号は基本的なPWM 周波数を設定します。次に、指定されたリファレンスレベルに到達したときに、一つの内蔵コンパレータからのリセット信号が PWM 出力をターンオフします。

増幅された電流信号は、内部で、PIC16F785 のコンパレータ 1 の正入力に導かれます。それぞれの内蔵コンパレータは、異なる入力オプションが選択できるように、4 入力マルチプレクサを備えています。コンパレータの負入力は、2 つの異なる場所に接続できます。第 1 に、この負入力は、内部で、調整可能な 16 レベルを有する内蔵電圧リファレンスに接続できます。第 2 に、この負入力は外部入力ピンに接続できます。このアプリケーションでは、第 2 のオプションを選択します。

PIC16F785 の Capture-Compare Peripheral (CCP1) を PWM モードで使用して、コンパレータのための電圧リファレンスを生成します。PWM を使用することにより、コンパレータリファレンス電圧の微細な制御が可能となります。PWM 信号は RC フィルタでフィルタリングされてアナログ電圧を生成し、これはコンパレータの負の入力ピンに接続されます。

ソフトウェアの実装

このアプリケーションに対するソフトウェアは、LED 電流制御機能がアナログ領域で行われるため、非常に簡単です。すべてのペリフェラルがイネーブルされて電流リファレンスレベルが設定されると、LED はソフトウェアの介入なしに照明を続けます。ソフトウェアには 2 つの主要部分があります。第 1はセットアップコードで、第 2はメインソフトウェアループです。

セットアップコード

セットアップコードは単に LED 駆動機能と関連したすべてのリソースをイネーブルします。

• 2 相 PWM モジュールが 250 kHz の入力クロック周波数でイネーブルされ、コンパレータ 1 からのシャットダウン信号を受信できるように構成されます。

• オペアンプ 2 がイネーブルされ、電流検知抵抗を増幅します。

• コンパレータ 1 をイネーブルし、オペアンプ 1を負入力に接続します。正 ( リファレンス ) 入力は外部 I/O ピンに接続されます。

• Timer2 と CCP1 モジュールはイネーブルされ、電圧リファレンスを生成します。

toff ton

tpwm


AN1047• ADC がイネーブルされ、入力電圧と LED 順方向電圧をモニターします。

メインソフトウェアループ

メインソフトウェアループには 2 つの機能があります。

1. ADC を使用して、DC バス電圧と LED 順方向電圧の値を測定します。これらの電圧は、LEDに一定電力を供給できるようにするために、適切な電流リファレンスレベルの選択に使用されます。

2. ユーザの入力に応答し、LED の輝度を設定します。

前述のように、このアプリケーションは、実際のLED 電流を計測する代わりに、供給電流を計測します。これによって、電流検知回路の要件が簡素化され、同じ回路を LED 電流制御とバッテリの充電電流測定に使用することができます。しかしながら、入力電圧が変化すれば、電流リファレンスレベルを変えなければなりません。

必要な電流リファレンスレベルを得る一つの方法は、DC 入力電圧を測定し、LED に対して一定の電力入力を維持するための電流リファレンスレベルを計算するために、除算を実行します。PIC16F785は除算をサポートする専用ハードウェアを備えていませんので、除算の実行には時間がかかります。除算を実行する代わりに、ルックアップテーブルを使用して、測定された電圧値に基づいて電流リファレンスレベルを選択するようにします。バッテリの入力電圧が変化すれば、ルックアップテーブルは新しいデューティサイクル値を CCP1 ペリフェラルに提供しますので、CCP1 が電流リファレンスレベルを調整することになります。

LED の輝度レベルの設定

この回路とソフトウェアを使用して、LED の輝度レベルを調整できる方法が 2 つあります。

LED の輝度は、コンパレータ入力に接続された電流リファレンス電圧を単に調節するだけで、制御できます。これは、リファレンス電圧を生成する CCP1ペリフェラルに異なるデューティサイクルを書き込むことで遂行されます。他のソリューションとしては、内部電圧リファレンスを使用して、調光用に16 種の電流レベルを提供することもできます。

最初の方法は、LED の輝度は駆動電流に従って変化するという原理に基づいています。実際、LED 輝度の近似線形制御は、この方法で行えます。

しかし、可変電流による調光操作は、LED 輝度レベルを設定する最も効果的な方法とはいえません。LED が最も効率よくなるのは、メーカが指定した最大駆動電流レベルで動作させたときです。

LED の駆動電流を変調するのに、低周波数 PWM 信号を使用することができます。電流駆動レベルを減らす代わりに、オンの時間には LED は常に最大電流で駆動されることになります。PWM 信号のデューティサイクルは、LED にエネルギーが注がれている平均時間量を設定します。PWM の周波数には、人間の目がフリッカーを検出できないような十分に高いレートを選択し、それで LED 電流のターンオン / オフを行うようにします。PWM のオンの時間に電流レギュレーション回路に十分な時間が与えられて安定するように、PWM の周波数には十分に低いものを選択する必要があります。これらの条件が満たされれば、人間の目は LED からの光出力を時間平均で見ることになります。PWM 調光信号の周波数は、通常 60 Hz と 1000 Hz の間です。図 6 は、可変電流テクニックと PWM 調光テクニックを比較するブロック図を示しています。

図 6: 可変電流調光と PWM 調光の比較

注 : このアプリケーションでは、ソフトウェアを少し変更すれば、オペアンプとコンパレータのいずれも使用できます。

Current

t

700 mA

350 mA

10msecこの例では、LED は 1/2 の電流で

駆動されます。電流調光は破線で

示され、PWM 調光は実線で示され

ています。PWM の周期は十分に短くし、フリッカーが見えないよう

にします。

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LED 調光機能のソフトウェア実装

Timer2 からの割り込み信号を使用して、ソフトウェアによる PWM 調光機能を実装します。Timer2 はすでに CCP1 モジュールと共に電流リファレンスレベルの生成に使用されていますので、これによりハードウェアとソフトウェアリソースの有効利用ができます。

システムクロックは内部 RC オシレータで提供されます。これは、8 MHz です。システムクロックは、4 分割されて 2 MHz の命令サイクルクロック (Fcy)が生成されます。Timer2 はデバイスの命令クロックでクロッキングされます。Timer2 に対する周期レジスタは 0xFF に設定され、2 MHz/256 = 7.8 kHz の割り込み周波数を提供します。

ソフトウェアのステートマシーンを使用して、Timer2の割り込み事象から 100 Hz の PWM 調光信号を生成します。1 つのソフトウェア変数、PerCount、は Timer2 割り込みの数をカウントするのに使用されます。PerCount = 78 になると、調光信号の新しい周期が開始されます。それぞれの割り込み事象で、PerCount の値が第 2 の変数、Duty、と比較され、調光信号をいつターンオフすべきかが決められます。調光信号は、Duty = 0 でない限り、各周期の開始時にターンオンされます。

ソフトウェアで生成された調光信号を使用して、2 相 PWM モジュールの出力を直接制御します。調光信号がオンになっているときは、PWM 出力はイネーブルされます。調光信号がオフになっているときは、PWM 出力はディスエーブルされます。

電圧測定と電流リファレンスのキャリブレーション

一般的なアプリケーションでは、供給電圧が急激に変化することはありません。たとえば、バッテリが放電するとバッテリ電圧はゆっくりと降下します。この理由から、供給電圧は、PWM 調光サイクル(100 Hz レート ) あたり 1 回、ADC でサンプリングされるだけです。ADC の変換は、LED がターンオフされる 1 ソフトウェアカウント周期前 (Duty – 1)に開始されます。これによって、LED にエネルギーが供給された後には供給電圧が安定した値をとることが保証されます。PWM 調光に対するデューティサイクルが 0 の場合は、ADC 変換は調光信号周期の初めで実行されます。

ADC 変換が完了すると、新しい電流リファレンス値がルックアップテーブルから読み出されます。このルックアップ値は、CCP1 モジュールに書き込まれるデューティサイクルです。ソフトウェアは、この時点で、電圧範囲のチェックもできます。

ユーザインターフェイス

このアプリケーションでは、2 つの入力ボタンがあり、PWM 調光周期 (100 Hz) ごとに 1 回サンプリングされます。一つのボタンは、PWM 調光信号の

デューティサイクルを増加させ、他のボタンは減少させます。各ボタンに対してデバウンシングを実行するソフトウェアルーチンが提供されています。

ブーストモードでの動作

供給電圧範囲にもよりますが、図 4 に示したバックブースと回路に代わってブースト回路を使用するほうが効率の良くなる場合があります。この決定は、LED の順方向電圧と供給電圧に基づいて行われます。このアプリケーションに使用された LED の順方向電圧は、最大電流で駆動されたときに、約 8Vとなります。( 図 1 参照 ) LED は 6V までの低い順方向電圧でも有用な照明を提供できます。

供給電圧が常に LED の順方向電圧範囲よりも低い場合には、ブーストモードを使用できます。たとえば、回路が 1.5V 電池 3 個で駆動されているときはブースト構成が適切といえます。ブースト構成は、与えられた出力電圧に対してデューティサイクルがより小さいので効率がより高くなり、またインダクタや他のコンポーネントの誘電損失はより少なくなります。

この回路を再配線して、LED とキャパシタ C3 を供給電源レールにではなくグランドに接続すればブーストモードが得られます。それ以外のハードウェアとソフトウェアの変更は必要ありません。

結論

このアプリケーションノートは、PIC16F785 を使用して LED 駆動アプリケーションをどのように実装できるかを示しています。駆動回路は、入力電圧範囲により、ブースト動作か、バックブースト動作のいずれかに構築することができます。このアプリケーションは、128 バイトの RAM のうち 7 バイトを使用し、2048 ワードのフラッシュメモリのうち293 ワードしか使用していませんので、他のコード用の余地をたくさん残しています。実際、PIC16F785には未使用のペリフェラルが十分にありますので、第 2 の LED ドライバ、バッテリ充電器、あるいは他のスイッチモード回路を実装できます。

参考文献

“Power Electronics – Circuits, Devices and Applications”, Muhammad Harunur Rashid, Prentice Hall, ©1988.PIC16F785/HV785 Data Sheet, “20-Pin Flash-Based, 8-Bit CMOS Microcontroller with Two-Phase Asynchronous Feedback PWM Dual High-Speed Comparators and Dual Operational Amplifiers”, DS41249, ©2006, Microchip Technology Inc.Application Note AN874, “Buck Configuration High-Power LED Driver”, DS00874, ©2006, Microchip Technology Inc.


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付録 A: 回路図

図 A-1: PIC16F785 LED ドライバボード

Rsense

RES-

RES+

C6 C7 C8 C9

U1LM7805

R11

C4

R12

C5

R13

C10

IN OUT

VBUS

5V

BTN2BTN1MCLR

R6

C2

5V

RA5

RA4

RA3

RC5

RC4

RC3

RC6

RC7

RB7

RA0

RA1

RA2

RC0

RC1

RC2

RB4

RB5

RB6

2

3

4

5

6

7

8

9

10 11

12

13

14

15

16

17

18

191

20

C11

R4 R3

R5

R7

5V

CCP1R8

C1

R1

R2

R9

R10

VBUS

PWM1

BTN2BTN1

MCLR

CCP1

RES-

RES+

U2PIC16F785

L1

Q1

LEDD1

C3

+

-

+

R15

R14PWM1

VBUS

D2

AN1047


図 A-2: PIC16HV785 LED ドライバボード

Rsense

RES-

RES+

C6 C7 C8 C9 R11

C4

R12

C5

R13

C10

VBUS

5VR16

注: R16 の数値選択には、PIC16HV785 のデータシートを参照してください。

L1

Q1

LEDD1

C3

+

-

+

R15

R14PWM1

VBUS

D2

注 : この回路図は、PIC16HV785 デバイスを

使用した別の実装例を示しています。5V電源は R16と PIC16HV785デバイス内の

シャントレギュレータで生成されます。

R6

C2

5V

RA5

RA4

RA3

RC5

RC4

RC3

RC6

RC7

RB7

RA0

RA1

RA2

RC0

RC1

RC2

RB4

RB5

RB6

2

3

4

5

6

7

8

9

10 11

12

13

14

15

16

17

18

191

20

C11

R4 R3

R5

R7

5V

CCP1R8

C1

R1

R2

R9

R10

VBUS

PWM1

BTN2BTN1

MCLR

CCP1

RES-

RES+

U2PIC16HV785


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付録 B: 部品表 (BOM)

表 B-1: 部品表 (BOM)

表 B-2: パワー LED のソース

数量リファレンス説明メーカー製品番号

1 C1.C3 Cap 1 µF6 C2,C4,C5,C9,

C10, C11Cap 0.1 µF

1 C3 Cap 47 µF, Panasonic TE-L Series, Tantalum, Low ESR

Panasonic® EEJL1CD476R

1 C6 Cap 100 µF1 C7 Cap 0.1 µF1 C8 Cap 22 µF1 D1 White LED, EZ-Connect Board,

EZConnect Wiring HarnessLamina CeramicsLamina Ceramics

EZ-4000EZ-46WH-0354

1 D2 Shottky Diode ON Semiconductor® MBRA130LT31 J1 2.1 mm power connector jack1 L1 100 µH Coilcraft DO5010H Series1 Q1 Power MOSFET

SuperSOT-6 pkg FairchildSemiconductor®

NDC651N

2 R1,R2 47 ohms1 R3 1 kohms2 R4, R5 10 kohms1 R6 27 kohms2 R7, R10 1 kohms1 R8 100 kohms4 R9, R11, R12,

R134.7 kohms

1 R14 10 ohms1 R15 4.7 kohms1 Rsense 0.08 ohms Vishay®

IntertechnologyWSL1206R0800FEA

3 SW1, SW2, SW3 Normally Open Push Button1 U1 LM7805

(Optional when PIC16HV785 is used)1 U2 PIC16F785 Microchip Technology

Inc.

メーカーパワー LED 製品ウェブサイト

CREE Inc. XLamp 7090 www.cree.comLamina Ceramics, Inc. BL-2000, BL-3000, BL-4000 www.laminaceramics.comOptek Technologies. Leonium Series 1 watt and 10 watt www.optekinc.com

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付録 C: 電流リファレンステーブルの計算

ここでは、ソフトウェアで使用される電流リファレンスルックアップテーブル用数値の計算方法を示します。テーブル値は 3 つの基準に基づいて選択されます。第 1 に、供給電圧が変化したときに LED に一定電力入力を提供するための数値。第 2 に、供給電圧があるスレッショルド未満に降下したときにLED に供給する電力を制限するために選択される数値。供給電圧が低くて、回路が高いブースト比で動作しているときには、バックブースト回路の効率は大幅に低下します。この効率の低下の理由は、高いデューティサイクルではインダクタと MOSFETでの誘導損失が増えるからです。最後に、電流フィードバック回路に存在するオフセット電圧を説明するために、オフセット値をその数値に加えます。

電流検知抵抗の値は 0.08 で、オペアンプ回路の差動ゲインは 10 です。従って、電流検知抵抗の実質値は 0.8 となります。これにより、電流フィードバック感度は、1.25A/V となります。

CCP1 を使用して、電流制御ループのための電圧リファレンスが生成されます。選択された PWM 周波数では、デューティサイクルの分解能として10ビットが利用できます。便宜上、デューティサイクルレジスタの上位 8 ビットのみが使用されます。電流リファレンスの調整分解能は次の計算で得られます。

バス電圧は、減衰率が 0.175 の抵抗分割ネットワークを使用してサンプリングされます。このアプリケーションでは、ADC 結果の上位 8 ビットのみが使用されます。つまり、ADC の電圧スケーリングは次の計算で得られます。

次に、電力レベルをバス入力電圧の関数として決めます。図 C-1 に示された関係 ( 実線トレース ) は、実際のアプリケーション回路のテストに基づいて選択されました。LED 電力は、6 ボルトより低い入力電圧では制限されます。図に示された分析結果により、LED は低い入力電圧でも、電力を節約しながら有用な照明レベルを生成します。

図 C-1 の破線トレースは、与えられた供給電圧で望ましい電力量を生成するのに必要な供給電流を示しています。これらの値は、電力プロフィールと供給電圧を使用して計算されました。これを計算するにあたって、スイッチモード電源の効率を 80% と仮定しました。

図 C-1 に示されたデータを使用すると、CCP1 モジュールに必要なデューティサイクルは次のように計算できます。

オフセット値は、電流アンプ回路に実装されたオフセット電圧から計算されます。

図 C-1: LED 電力と供給電流 VS. 入力電圧

5V28bits-------------- 1.25A

V-------------- 24mA( ) bit( )⁄=•

5V28bits-------------- 1

0.175------------- 112mV( ) bit( )⁄=•

CCP DutyISupply

KCurrent--------------------- Offset+=

KCurrent24mA

bit--------------=

Offset 1.75V5V

-------------- 256 90=•=

ISupplyPLED

VIN η•------------------=

η 0.8=

0

1

2

3

4

5

6

3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15Input Voltage

Pow

er (W

)

0.00

0.10

0.20

0.30

0.40

0.50

0.60

0.70

0.80

0.90

1.00

Cur

rent

(A)

LED PowerCurrent


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