Osaka University Knowledge Archive : OUKA...P PAM Pulse Amplitude Modulation パルス振幅変調...

Title 反射型半導体光増幅器とデータ圧縮技術を用いた次世代光アクセス伝送方式に関する研究

Author(s) 縣, 亮

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Text Version ETD

URL https://doi.org/10.18910/52110

DOI 10.18910/52110

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Note

Osaka University Knowledge Archive : OUKAOsaka University Knowledge Archive : OUKA

https://ir.library.osaka-u.ac.jp/

Osaka University

博士学位論文

反射型半導体光増幅器とデータ圧縮技術を用いた

次世代光アクセス伝送方式に関する研究

縣亮

２０１５年１月

大阪大学大学院工学研究科

博士学位論文

i

内容梗概

本論文は，筆者が大阪大学大学院工学研究科（電気電子情報工学専攻）在学

中に行った反射型半導体光増幅器とデータ圧縮技術を用いた次世代光アクセス

伝送方式に関する研究成果を纏めたものであり，以下のように構成されている．

第一章は序論であり，本研究の背景として，光アクセス方式のトレンドにつ

いて述べ，無線トラヒックの急増に伴い基地局収容に適した高速光アクセス方

式が求められていることを述べる．さらに，各種光アクセス方式の特徴を整理

したうえで，次世代光アクセス方式として WDM-PON (Wavelength Division

Multiplexing Passive Optical Network) 方式が有望であることと，当該方式の基地

局収容への適用に向けた現状の技術課題について述べ，本研究の位置づけを明

確にする．

第二章では，WDM-PON 方式の実用化には光トランシーバの波長無依存化が

鍵であることを述べ，それを実現するうえでの最有力候補である反射型半導体

光増幅器 (Reflective Semiconductor Optical Amplifier: RSOA) を紹介する．RSOA

の動作を表すレート方程式について述べた後，理論解析および実験による RSOA

の変調速度向上法について説明する．

第三章では，各種前方誤り訂正 (Forward Error Correction: FEC) 符号について

述べた後，数値シミュレーションにより誤り訂正能力と高速光通信システムへ

の適用時に予想される伝送特性を評価する．そのうえで，高速 WDM-PON 方式

に適した FEC 符号について検討する．

第四章では，基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術を提案する．次

世代無線アクセス網アーキテクチャと目される C-RAN (Centralized Radio Access

Network) 構成について説明したうえで，当該構成での基地局収容向け光アクセ

スシステムには，データ伝送の高効率化が必須であることを述べる．そのうえ

で，無線信号品質を殆ど劣化させることなく光アクセス回線への要求帯域を

50%削減できるデータ圧縮技術を提案し，数値シミュレーションおよび実験によ

りその有効性を示す．

第五章は結論であり，本研究で得られた成果について総括を行う．

なお，本論文は IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology，IEICE Transactions on

Electronics および OptoElectronics and Communications Conference において既に発

表した内容について纏めたものである．

iii

略語一覧表

本論文で用いる略語を以下に記載する．

略語非省略形日本語訳または日本語読み

3 3GPP 3rd

Generation Partnership

Project

スリー・ジー・ピー・ピー

A ADC Analog-to-Digital Converter アナログ-デジタル変換器

ARQ Automatic Repeat reQuest 再送要求

ASE Amplified Spontaneous

Emission

自然放出光

ATM Asynchronous Transfer Mode 非同期転送

AWG Arrayed Waveguide Grating アレイ導波路型回折格子

AWG Arbitrary Waveform Generator 任意波形生成器

AWGN Additive White Gaussian Noise 加法性白色ガウス雑音

B BBU Base Band Unit ベースバンド部

BCH Bose-Chaudhuri-Hocquenghem ビー・シー・エッチ

BER Bit Error Rate ビット誤り率

BLS Broadband Light Source 広帯域光源

BPON Broadband Passive Optical

Network

ビー・ポン

BPSK Binary Phase Shift Keying バイナリ位相シフトキーイング

C CDF Cumulative Distribution

Function

累積分布関数

CPRI Common Public Radio

Interface

共通公衆無線インターフェース

CPE Carrier Phase Estimation 搬送波位相推定

C-RAN Centralized Radio Access

Network

シー・ラン

C/U Control/User-plane シー・ユー

D DAC Digital-to-Analog Converter デジタル-アナログ変換器

DFB Distributed Feedback 分布帰還型

DFE Decision-Feedback Equalizer 判定帰還型等化器

D-RAN Distributed Radio Access

Network

ディー・ラン

iv

E EPON Ethernet Passive Optical

Network

イー・ポン

EVM Error Vector Magnitude 誤差ベクトル振幅

F FEC Forward Error Correction 前方誤り訂正

FFE Feed-Forward Equalizer フィードフォワード型等化器

FLAC Free Lossless Audio Codec フラック

FP-LD Fabry-Perot Laser Diode ファブリ・ペロー型レーザダイ

オード

FSAN Full Service Access Network エフ・サン

FTTH Fiber-To-The-Home エフ・ティー・ティー・エッチ

G GEM GPON Encapsulating Method ジー・イー・エム

GPON Gigabit-capable Passive

Optical Network

ジー・ポン

GPS Global Positioning System 全地球測位網

GTC GPON Transmission

Convergence

ジー・ティー・シー

H HetNet Heterogeneous Network ヘテロジニアスネットワーク

I ICI Inter-Cell Interference セル間干渉

IEEE The Institute of Electrical and

Electronics Engineers

アイ・トリプル・イー

IFWM Intra-channel Four Wave

Mixing

チャネル間四光波混合

I/Q In-phase/Quadrature-phase アイ・キュー

ITU-T International

Telecommunication Union

Telecommunication

Standardization Sector

国際電気通信連合電気通信標準

化部門

L LTE Long Term Evolution エル・ティー・イー

LTE-A Long Term Evolution

Advanced

エル・ティー・イー・アドバン

スト

M MAC Media Access Control メディアアクセス制御

MIMO Multiple-Input and

Multiple-Output

マイモ

MLSE Maximum Likelihood

Sequence Estimation

最尤系列推定

v

MZ Mach-Zehnder マッハ・ツェンダー

N NG-PON Next Generation Passive

Optical Network

エヌ・ジー・ポン

NRZ Non-Return to Zero エヌ・アール・ゼット

O ODN Optical Distrubution Network 光アクセス分配網

OFDM Orthogonal

Frequency-Division

Multiplexing

直交周波数分割多重

OLT Optical Line Terminal センター側光終端装置

ONU Optical Network Unit 光終端装置

P PAM Pulse Amplitude Modulation パルス振幅変調

PDS Passive Double Star パッシブダブルスター

PMF Probability Mass Function 確率質量関数

PON Passive Optical Network 受動光ネットワーク

PPG Pulse Pattern Generator パルスパターン発生器

PRBS Pseudo Random Bit Sequence 疑似ランダムビット列

PSK Phase Shift Keying 位相シフトキーイング

Q QPSK Quadrature Phase Shift Keying 直交位相シフトキーイング

R RAN Radio Access Network 無線アクセス網

RB Resource Block リソースブロック

RRH Remote Radio Head 無線部

RS Reed-Solomon リード・ソロモン

RSOA Reflective Semiconductor

Optical Amplifier

反射型半導体光増幅器

S SMF Single Mode Fiber 単一モードファイバ

SOA Semiconductor Optical

Amplifier

半導体光増幅器

SRS Stimulated Raman Scattering 誘導ラマン散乱

T TLA Tunable DFB Laser Array 波長可変 DFBレーザアレイ

TLD Tunable Laser Diode 波長可変レーザダイオード

TDM Time Division Multiplexing 時分割多重

TDMA Time Division Multiple Access 時分割多元接続

U UE User Equipment ユーザ端末

vi

UMTS Universal Mobile

Telecommunications System

ユー・エム・ティー・エス

W WDM Wavelength Division

Multiplexing

波長分割多重

WDM-PON Wavelength Division

Multiplexing Passive Optical

Network

波長分割多重型受動光ネットワ

ーク

X XPM Cross Phase Modulation 相互位相変調

XT Cross Talk クロストーク（漏話）

vii

謝辞

本研究は，大阪大学大学院工学研究科博士後期課程において，大阪大学大学

院工学研究科北山研一教授の御指導と御教示を賜って成し得たものであり，

深甚なる感謝の意を表します．北山研一教授の御指導を通して，研究者とし

ての心構え，研究を遂行することの困難さと喜びを学びました．充実した研究

テーマや株式会社 KDDI 研究所との共同研究，研究会での研究発表の場等，存

分に研究を進めるための機会を与えて頂いたことに深く感謝申し上げます．

本研究遂行にあたって，御指導，御助言を頂いた大阪大学大学院工学研究科

丸田章博准教授に心から御礼申し上げます．丸田章博准教授の御指導を通

して，研究の進め方，考え方，纏め方等の基礎を学びました．懇切丁寧に暖か

く御指導頂いたことに心から感謝申し上げます．

本論文の作成にあたり，大阪大学大学院工学研究科三瓶政一教授より的確

な御助言と有益な御討論を頂き，心からの感謝の意を表します．また，本論文

を構成するにあたって，大阪大学大学院工学研究科滝根哲哉教授，馬場口登

教授，井上恭教授，ならびに大阪大学産業科学研究所鷲尾隆教授，駒谷和

範教授より情報通信工学の基礎および当該分野の最新動向について御指導頂

いたことに深く感謝申し上げます．

本研究に携わる機会を与えて頂くとともに，ご高配を賜った株式会社 KDDI

研究所代表取締役所長中島康之氏，取締役副所長鈴木正敏氏，執行役員

アクセスネットワーク部門長竹内和則氏，光アクセスネットワークグループ

グループリーダー田中啓仁氏に感謝の意を表します．

本論文執筆にあたり，御助言，御協力頂いた大阪大学大学院工学研究科助教

吉田悠来氏，事務補佐員山本愛氏，博士後期課程 2 年松本怜典氏，博

士後期課程 1年白岩雅輝氏をはじめとする大阪大学大学院工学研究科電気電

子情報工学専攻フォトニックネットワーク工学領域の皆様に感謝申し上げま

す．

最後に，本論文の作成に際し，終始一貫して精神的な支えとなってくれた妻

和子と娘奈々に心より感謝いたします．

viii

目次

内容梗概 .................................................................................................................................. i

略語一覧表 ............................................................................................................................. iii

謝辞 ....................................................................................................................................... vii

第 1章序論 ...................................................................................................................... 1

1.1 研究背景 ................................................................................................................... 1

1.1.1 光アクセス方式の進展 ...................................................................................... 1

1.1.2 モバイルトラヒックの急増 .............................................................................. 4

1.2 研究の目的 ............................................................................................................... 7

1.3 論文の構成 ............................................................................................................... 8

第 2章反射型半導体光増幅器による高速WDM-PON伝送技術 ................................. 10

2.1 緒言 ........................................................................................................................ 10

2.2 WDM-PON 技術 .................................................................................................... 10

2.3 反射型半導体光増幅器の特徴 ................................................................................ 13

2.4 レート方程式による理論解析 ................................................................................ 14

2.5 瞬時印加電流による高速化法の提案 ..................................................................... 16

2.5.1 瞬時印加電流による高速化法 ......................................................................... 16

2.5.2 数値シミュレーション .................................................................................... 18

2.5.3 実験による有効性確認 .................................................................................... 21

2.6 瞬時印加電流による多値光 PSK信号の生成 ........................................................ 25

2.6.1 RSOA 直接変調による 10 Gbit/s 光 QPSK信号の生成 ............................... 25

2.6.2 RSOA 直接変調による 10 Gbit/s 光 8PSK信号の生成 ................................ 30

2.7 結言 ........................................................................................................................ 32

第 3章高速WDM-PON実現のための誤り訂正符号技術 ............................................ 33

3.1 緒言 ........................................................................................................................ 33

3.2 Reed-Solomon符号 ............................................................................................... 33

3.2.1 ブロック符号の概要 ....................................................................................... 33

3.2.2 Reed-Solomon符号の概要 ............................................................................. 34

3.3 各種誤り訂正符号とその誤り訂正能力 ................................................................. 35

3.3.1 RS符号の誤り訂正能力 ................................................................................. 35

3.3.2 RS積符号の誤り訂正能力 .............................................................................. 39

3.3.3 RS連接符号の誤り訂正能力 .......................................................................... 43

3.4 各種劣化要因に対する光伝送システムのビット誤り特性 .................................... 46

ix

3.5 RSOAを用いたWDM-PONシステムに適した FEC符号の検討 ....................... 50

3.5.1 RSOA での変調に起因するビット誤り特性と FECの検討 .......................... 50

3.5.2 RSOA を用いた 10 Gbit/s WDM-PONシステムに適した FEC 符号の検討 52

3.6 結言 ........................................................................................................................ 53

第 4章基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術 ............................................... 54

4.1 緒言 ........................................................................................................................ 54

4.2 C-RAN構成 ........................................................................................................... 54

4.3 基地局信号の特徴 .................................................................................................. 56

4.3.1 CPRI信号の概要 ............................................................................................ 56

4.3.2 CPRIラインレートの計算例 .......................................................................... 58

4.3.3 LTE-A 基地局信号の特徴 ............................................................................... 59

4.4 基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術 ................................................... 60

4.4.1 従来のデータ圧縮法 ....................................................................................... 61

4.4.2 提案するデータ圧縮法 .................................................................................... 62

4.4.3 LTE-A 信号に対する非線形量子化 ................................................................ 63

4.4.4 上り信号の電力分布を考慮した最適化 .......................................................... 66

4.5 提案データ圧縮法の有効性検証 ............................................................................ 71

4.5.1 数値シミュレーション .................................................................................... 71

4.5.2 実験 ................................................................................................................. 73

4.6 提案データ圧縮法の適用領域の検討 ..................................................................... 74

4.6.1 数値シミュレーション .................................................................................... 74

4.6.2 実験 ................................................................................................................. 76

4.7 結言 ........................................................................................................................ 77

第 5章結論 .................................................................................................................... 79

参考文献 ............................................................................................................................... 81

研究業績一覧 ........................................................................................................................ 90

1

第1章序論

1.1 研究背景

1.1.1 光アクセス方式の進展

光アクセス方式の標準化は IEEE (The Institute of Electrical and Electronics

Engineers) と FSAN (Full Service Access Network) / ITU-T (International

Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector：国際電気通信

連合電気通信標準化部門) で進められている．光アクセスネットワークの国際標

準化の進展を図 ‎1-1 に示す． IEEE 系の EPON (Ethernet Passive Optical

Network)‎[1]‎[2] は主に日本，韓国，中国などアジア各国で導入されている．また，

ITU-T系の GPON (Gigabit-capable Passive Optical Network)‎[3] は主に北米，欧州

で導入されている．

図 ‎1-1 IEEEおよび ITU-Tにおける光アクセス方式の標準規格

これらの PONシステムは，いずれも TDM (Time Division Multiplexing) によって

複数ユーザ宛のデータを多重しているため，TDM-PON と呼ばれる．TDM-PON

システムの構成を図 ‎1-2 に示す．PON 方式では，親局から延びる 1 本の光ファ

2 ‎第 1章序論

イバを，電柱の上などに設置された光スプリッタ (1 : Nの光カプラ) により複数

の光ファイバに分岐し，各光ファイバの末端をユーザ宅に設置された子局に接

続する．このような 1 : N 型の光アクセス分配網 (ODN: Optical Distribution

Network) の形態は，一般的に PDS (Passive Double Star) 型と呼ばれる．PONシ

ステムにおける親局および子局は，それぞれセンター側光終端装置 OLT (Optical

Line Terminal) および光終端装置 ONU (Optical Network Unit) と呼ばれる．

PON システムにおける上り／下りのアクセス方式を図 ‎1-2 に示す．下り

(OLT→ONU)‎方向通信においては，TDM技術を用いる．TDMでは複数の ONU

宛の信号を，時間的に重ならないように多重化して伝送する．なお，下り信号

は，同一の ODN 配下に接続された全ての ONU へ，同じ信号が光スプリッタで

分岐されて転送される．各 ONU へは自分以外の ONU 宛のデータも転送される

ため，各 ONU において自分宛のデータだけを抽出し，それ以外の ONU 宛のデ

ータを廃棄する．

一方，上り方向の光信号は，光スプリッタにより複数 ONUからの信号が合波

されるため，各 ONU からの光信号が無秩序に送信された場合，伝送路上で衝突

を起こす可能性がある．このような事態を避けるため，上り（ONU→OLT）方

向通信においては，TDMA (Time Division Multiple Access) 方式が用いられている．

具体的には，伝送路上で衝突することなく多重化されるように， OLTは各 ONU

のデータ送信タイミングと送信量を制御する．

図 ‎1-2 TDM-PONシステムの概要

‎1.1 研究背景 3

IEEE 系の EPON と ITU-T 系の GPON との違いを図 ‎1-3 に示す．EPON (およ

びその後継規格である 10G-EPON) では，Ethernet フレームをそのまま伝送路に

送出する．このため，OLTや ONUは装置内においてフレームの変換等の処理が

不要であるため，装置構成をシンプルにできるという特徴がある．一方 GPON

では，Ethernet 等のデータフレームをいったん GTC (GPON Transmission

Convergence) フレームと呼ばれる固定長のフレームにカプセル化したうえで伝

送路に送出する．GTC フレームには，GEM (GPON Encapsulation Method) 領域と

非同期転送 (Asynchronous Transfer Mode: ATM) 領域が定義されており，Ethernet

フレームのほかにも ATMセルも伝送できるなど，様々な種類の信号を伝送でき

るという特徴がある．

IEEEにおける EPON 標準仕様および ITU-T における GPON標準仕様は，いず

れも物理層とMAC (Media Access Control) 層までを仕様範囲とするものの，フレ

ーム構造や物理伝送速度などが異なるため，EPON と GPON の間での相互接続

は不可能である．

図 ‎1-3 EPONと GPONの違い

日本，韓国，中国などアジア各国で導入されている EPON方式は，IEEE 802.3

委員会において標準化が進められてきた．2004年 6月には，1 Gbit/s の双方向通

信を行うことが可能な EPON方式が IEEE 802.3ah の一部として標準化された．

さらに 2009年 9月には，IEEE 802.3av タスクフォースにおいて 10 Gbit/s の双方

向通信を可能とする 10G-EPON方式が標準化された‎[1]‎[4]．

10G-EPON と従来の EPON との主な相違点を表 ‎1-1 に示す．EPON では上り

4 ‎第 1章序論

／下りがともに 1 Gbit/s の対称システムのみが規定されていたのに対して，

10G-EPONでは，上り／下りとも 10 Gbit/s の対称システムと，上り 1 Gbit/s／下

り 10 Gbit/s の非対称システムの 2種類が規定された．また 10G-EPONでは，10

ギガビットイーサネットと同様に，64B/66B 符号の使用が規定されている．これ

により，光ファイバ中を伝送する光信号のラインレートは 10.3 Gbit/s となる．

表 ‎1-1 1G-および 10G-EPONの主な相違点

項目 10G-EPON EPON

Data rate

(下り/上り)

10G/10G symmetric

10G/1G asymmetric 1G/1G symmetric

Line rate [Gbit/s] 10.3125 1.25

Signal coding

(Overhead)

64B/66B

(3 %)

8B/10B

(20 %)

Power budget

クラス数

3

(PR10/20/30, PRX10/20/30)*

2

(PX10/20)

最大分岐数 1:16 / 1:32 1:16

FEC mandatory

RS(255, 223)

optional

RS(255, 239)

波長 DS

US

1575 ~ 1580 nm

1260 ~ 1280 nm

1480 ~ 1500 nm

1260 ~ 1360 nm

* PR:10G/10G，PRX:10G/1Gシステムに対するクラス

1.1.2 モバイルトラヒックの急増

近年，スマートフォンや多機能端末の普及が急速に進んでいる．内閣府の調

査によると，平成 26年 3月末時点でのスマートフォンの世帯普及率は 54.7 %で

ある‎[5]．これらスマートフォンや多機能端末の急速な普及に伴い，モバイルト

ラヒックも急増している．文献‎‎‎‎[6]によると，モバイルデータトラヒックは 2013

年から 2018年にかけて，年平均の増加率にして 61 %の速度で増加すると見込ま

れている．とりわけ人口密集地域において，こうした急増するモバイルデータ

トラヒックを収容していくためには，モバイル通信用に新規の周波数リソース

を開拓するか，図 ‎1-4 のように無線基地局のカバーエリアを小さくして，周波

‎1.1 研究背景 5

数の繰り返し利用により，面積当たりの周波数利用効率を向上させるかの，い

ずれか又は両方を実施する必要がある．無線基地局カバーエリアを小さくする

「小セル化」に適した無線周波数としては，2 GHz や 3.5 GHz といった高い周波

数帯の活用が期待されており，周波数帯域幅は，数十MHz 程度が見込まれてい

る．

一方，小セルのみで全てのサービスエリアをカバーすることは困難であるこ

とから，くまなく無線サービスを提供するためには，多数の小セルとともに，

従来のマクロセルもあわせて展開することが不可欠である．こうした，マクロ

セルと小セルを融合した無線ネットワーク構成は，ヘテロジニアスネットワー

ク (Heterogeneous Network: HetNet) と呼ばれている‎[7]‎[8]．ヘテロジニアスネッ

トワークの小セルとして，例えば，広い帯域幅を確保可能な 3.5 GHz を利用する

ことを想定すると，セル半径は 50～100 m となることが予想される．このよう

な小セルが，半径 500 m～1 km のマクロ基地局エリア内に多数存在する場合，

ネットワーク内を移動するユーザは，マクロ基地局⇒小セル基地局⇒マクロ基

地局⇒小セル基地局といった，複数のハンドオーバが必要となる．これを解消

する技術として，3GPP (3rd Generation Partnership Project) リリース 12において

C/U (Control/User-plane) 分離技術の標準化が進められている‎[8]．なお，C/U 分離

とは移動体通信で処理する制御信号 (Control-Plane 信号) とユーザデータ信号

(User-Plane信号) を分離して処理する技術のことである．C/U 分離が適用された

ヘテロジニアスネットワークでは，制御信号はマクロ基地局が担当し，大容量

のデータ通信は主に小セル基地局が担当する．制御信号をマクロ基地局が担当

することで，端末のモビリティ管理が可能となり，マクロ基地局がハンドオー

バ制御を管理できるため，マクロセル内の小セル間のハンドオーバを削減でき

る．また，マクロ基地局は，端末が小セル基地局のカバレッジ内に入ったこと

を通知できるようになり，端末で常にバンド間サーチをする必要がなくなるた

め，端末の消費電力低減につながる．

6 ‎第 1章序論

図 ‎1-4 スモールセル化の進展

一方，人口密集地域において多数の基地局を高密度で設置すると，隣接する

セル間での電波干渉 (Inter-Cell Interference: ICI) によりユーザスループットが

低下するという問題がある．この問題を解決する手法として，基地局網の構成

を，基地局間での高度な協調動作を可能とする次世代基地局網アーキテクチャ

である C-RAN (Centralized Radio Access Network) 構成にすることが提案されて

いる‎[9]‎[10]．これまでの分散型 RAN (Radio Access Network) 構成では基地局は互

いに独立して動作していたのに対して，C-RAN 構成では複数の基地局を集中制

御し，協調動作させることで基地局間の干渉を抑制することが可能となる．こ

れにより，3GPP で標準仕様化された LTE-A (Long Term Evolution Advanced)‎[11]

の干渉制御機能などを最大限に活用でき，ユーザ端末 (User Equipment: UE) の

無線通信品質を大幅に向上させることができる．

一方，C-RAN 構成では，基地局を収容する光アクセス回線に対して大容量化

と低遅延化の 2 点が求められる．前者については，C-RAN 構成では光アクセス

回線にて LTE の I/Q 信号波形そのものをデジタル化して伝送することから，要

求される伝送容量が従来の分散型 RAN 構成と比較して約 16 倍に増大するため

である．特に，将来のマルチバンド化を想定すると，要求される伝送容量は基

地局あたり数十 Gbit/s に達する．後者については，基地局間での緊密な協調動

作を実現するためであり，伝搬遅延を除く装置内部での片方向処理遅延として

100 s 以下 (システムの設計マージンを想定すると 20 s以下) に抑える必要が

ある‎[12]．このため，大量の I/Qデータを既設光ファイバにて，効率的かつ僅か

な処理遅延で伝送できる光アクセス伝送技術や信号処理技術が求められている．

‎1.2 研究の目的 7

1.2 研究の目的

マクロセルと小セルを融合した無線ネットワーク構成であるヘテロジニアス

ネットワークを実現するには，多数の基地局を 1 本の光ファイバで効率的に収

容できる光アクセス方式の確立が求められる．さらに，モバイルトラヒックの

急増に対応するためには，当該光アクセス方式では基地局あたり 10 Gbit/s 超の

帯域を提供可能とする必要がある．加えて，小セル化の進展とともに問題とな

る ICIの低減には，基地局間での協調動作が不可欠であり，その実現のためには

当該光アクセス方式の伝送遅延は数百マイクロ秒以下に抑える必要がある．

多数の基地局を 1本の光ファイバで効率的に収容するには，1 : N 型の光ファ

イバ網を用いて，収容局側に設置する 1 台の OLT によって，加入者や基地局側

に設置する N台の ONUを収容する光アクセス方式である PON (Passive Optical

Network) 方式の適用が有効である．PON方式の高速化については多数の検討が

進められており，‎1.1節で紹介したように国際標準化も進められている．例えば

1 Gbit/s の伝送速度を最大 16 台の ONU でシェアする TDM-PON 方式は，2004

年に IEEEにおいて EPONとして標準化が完了し‎[1]‎[2]‎[4]，現在日本国内で FTTH

(Fiber-To-The-Home) サービスを中心に広く普及している (2014 年 3 月末時点に

おける国内の FTTH 加入件数は約 2,540 万件であり，その大半が EPON 方式)．

また，EPON方式の後継規格として，10 Gbit/s の伝送速度を最大 16又は 32台の

ONUでシェアする TDM-PON方式が，2009 年に IEEEにおいて 10G-EPONとし

て標準化が完了している‎[1]‎[4]．また，ITU-T においては 2013年に，10 Gbit/s の

TDM-PON方式を 4波長多重することで，合計 40 Gbit/s の伝送速度を最大 64台

の ONU でシェアする光アクセス方式が NG-PON2 として標準化されてい

る‎[13]‎[14]‎[15]．しかしながらこれらの方式は，いずれも上り信号の多重方式と

して TDMを用いていることから，今後の基地局収容への適用を想定した場合の

伝送遅延に対する要求条件を満足することができなかった．また，基地局あた

り 10 Gbit/s の伝送速度が必要と想定した場合，NG-PON2 であっても伝送速度

の制限から 1 本の光ファイバに 4 台の基地局しか収容することができず，多数

の基地局を効率的に収容することが不可能であった．

伝送速度と伝送遅延の両面を満足する PON方式として，上り信号の多重方式

に WDM を用いる WDM-PON (Wavelength Division Multiplexing Passive Optical

Network) 方式がある‎[16]．WDM-PON 方式に関する研究も多数行われており，

なかでも反射型半導体光増幅器 (RSOA: Reflective Semiconductor Optical

Amplifier) を ONU 側の光源デバイスとして用いる方式がその最有力候補と考え

られている‎[18]．しかしながら，本研究を始めた当初，RSOAを用いて 10 Gbit/s

8 ‎第 1章序論

級の光信号を生成する方法や，そのような光信号を用いて WDM-PON システム

を実現するために必要となる前方誤り訂正 (Forward Error Correction: FEC) 符号

については検討されていなかった．そこで，本研究では瞬時印加電流による

RSOAの変調速度向上法の提案を行い，FEC 技術と組み合わせることで 10 Gbit/s

級のWDM-PONシステムが実現可能であることを示す．

WDM-PON により多数の基地局を効率的に収容するためには，WDM-PON の

伝送速度を高速化するという上記アプローチと並行して，伝送するデータ量自

体を削減するというアプローチも必要である．光アクセス回線で伝送するトラ

ヒックを大幅に低減するための，基地局トラヒックのリアルタイムデータ圧縮

技術に関する研究は，これまでにも幾つか行われている．しかしながら本研究

を始めた当初，圧縮・伸長処理による無線信号の品質劣化を許容値以下に抑え

つつ，数十マイクロ秒以下の処理遅延でデータ量を半減できる圧縮方式は報告

されていなかった．そこで，本研究では世界で初めてダウンサンプリングと非

線形量子化法を組み合わせた 50 % データ圧縮方式を提案し，数値シミュレー

ションおよび実験でその有効性を確認する．加えて本論文では，圧縮率，無線

信号品質劣化および光ファイバ伝送に起因する分散ペナルティの間のトレード

オフの関係を評価し，提案圧縮方式の適用領域を明らかにする．

1.3 論文の構成

本研究では，RSOA を用いた WDM-PON システムの高速化手法と，基地局収

容光アクセス回線向けデータ圧縮技術を提案し，数値シミュレーションおよび

実験によりその実現可能性を示す．また，高速WDM-PONに適した FEC 符号に

ついて検討し，FEC 適用による伝送特性改善効果を見積もる．本論文の構成を

図 ‎1-5に示す．

第 1 章は序論であり，本研究の背景として，光アクセス方式のトレンドにつ

いて述べ，無線トラヒックの急増に伴い今後は基地局収容に適した高速光アク

セス方式が求められていることを述べる．さらに，各種光アクセス方式の特徴

を整理したうえで，次世代光アクセス方式として WDM-PON (Wavelength

Division Multiplexing Passive Optical Network) 方式が有望であること，および当

該方式の基地局収容への適用に向けた現状の技術課題について述べ，本研究の

位置づけを明確化する．

第 2 章では，WDM-PON 方式の実用化には光トランシーバの波長無依存化が

不可欠であることを述べ，それを実現するうえでの最有力候補である RSOA を

紹介する．RSOAの動作を表すレート方程式について述べた後，理論解析および

‎1.3 論文の構成 9

実験によって，提案する RSOAの変調速度向上法の有効性を示す．

第 3 章では，各種 FEC 符号について述べた後，数値シミュレーションにより

誤り訂正能力と高速光通信システムへの適用時に予想される伝送特性を評価す

る．そのうえで，高速WDM-PON方式に適した FEC 符号について検討する．

第 4 章では，基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術を提案する．次

世代無線アクセス網アーキテクチャとして注目されているC-RAN構成について

説明したうえで，当該構成での基地局収容向け光アクセスシステムには，デー

タ伝送の高効率化が必須であることを述べる．そのうえで，無線信号品質を殆

ど劣化させることなく光アクセス回線への要求帯域を 50 %削減できるデータ圧

縮技術を提案し，数値シミュレーションおよび実験によりその有効性を検証す

る．

第 5章は結論であり，本研究で得られた成果について総括を行う．

図 ‎1-5 本論文の構成

10

第2章反射型半導体光増幅器による高速

WDM-PON 伝送技術

2.1 緒言

近年の日本におけるブロードバンドサービスの普及はめざましく，FTTH

(Fiber To The Home) サービスが急速に普及している．2009年には IEEEにおい

て 10G-EPON の標準化が完了したが，将来のさらなる高速化に向けて各種 PON

方式が盛んに検討されている．なかでも WDM-PON 方式は，光スプリッタを用

いないことから，個別ユーザへの光回線における高速化と長延化を同時に実現

できる有効な手法として注目されている．

本章では，WDM-PON 方式の実用化には光トランシーバの波長無依存化が不

可欠であることを述べ，それを実現するうえでの最有力候補である RSOA を紹

介する．RSOAの動作を表すレート方程式について述べた後，理論解析および実

験によって，提案する RSOAの変調速度向上法の有効性を示す．

2.2 WDM-PON 技術

光アクセス分配網のトポロジーは 1 : N 型であり，通常の PONシステムの分

岐点では光スプリッタが用いられるが，WDM-PON システムの分岐点ではアレ

イ導波路型回折格子 (Arrayed Waveguide Grating: AWG) 等の波長合分波デバイ

スが用いられる．これにより，OLTで波長分割多重されたWDM 信号は，AWG

で波長毎に分離され，各加入者宅に設置された ONU に送られる．通常の PON

と比較すると，リモートノードで分岐数に応じて挿入損失が増加する光スプリ

ッタの代わりに，分岐数によらず挿入損失がほぼ一定の AWGを用いるため，特

に多分岐システムを実現する上ではロスバジェットの観点から有利である．各

加入者はそれぞれ個別に割り当てられた光信号波長を使用するためユーザ毎に

常時最大帯域を保証可能であり，なおかつ通信の秘匿性が物理的に保証される．

さらに，ユーザ毎の上り信号を時分割多重する従来の PONとは異なり上り光信

号が連続的であるため，OLT 側ではバーストレシーバが不要であり，受信機の

構成を簡素化できる等の利点がある．

‎2.2 WDM-PON 技術 11

図 ‎2-1 WDM-PONシステムの各種波長無依存化技術

WDM-PONシステムでは加入者毎に波長を割り当てるため，固定波長の DFB

(Distributed Feedback) レーザを用いると波長の数だけユーザ側装置である ONU

の種類を用意する必要があり，ONU の製造・管理コストが跳ね上がるだけでな

く，設置・保守が非常に困難になる．このため，WDM-PONシステムでは，ONU

の単一品種化を実現するための波長無依存化が必須である．そこで，局側装置

である OLTから供給される種光 (Seed light) を ONU側のファブリ・ペロー型レ

ーザダイオード (FP-LD: Fabry-Perot Laser Diode) や RSOA で変調する方式

(図 ‎2-1(a)(b)) や，ONU 側の光源デバイスとして広帯域光源 (Broadband Light

Source: BLS) を用いる方式(図 ‎2-1(c))，狭スペクトル線幅の波長可変 DFB レー

ザアレイ (Tunable DFB Laser Array: TLA) を用いる方式 (図 ‎2-1(d)) 等が提案さ

れている‎[17]‎[18]‎[19]‎[20]‎[21]．

再変調方式は，ONU に光変調器と光増幅器を設置し，下り信号光又は OLTよ

り供給される種光を上りデータ信号で再変調し送出することで波長無依存化を

実現する方式であり，広く検討されている‎[22]‎[23]‎[24]‎[25]‎[26]‎[27]‎[28]‎[29]‎[30]‎[31]

‎[33]‎[34]．光変調器，光サーキュレータと光増幅器を組み合わせることでも実現

可能であるが，低コスト化および ONUの小型化の観点から 1台の RSOAで実現

12 ‎第 2章反射型半導体光増幅器による高速WDM-PON 伝送技術

する手法が有望である．下りデータ信号光を RSOA によって上りデータ信号で

再変調する構成で，1 Gbit/s の伝送速度を持つWDM-PONシステムが既に商用化

されている‎[32]．

注入同期型 FP-LD 方式は，FP-LD を用いる方式である．FP-LD は，通常マル

チモードで発振(多波長発振)する．しかしながら種光 (Seed light) で注入同期を

かけることにより，種光と同一の光波長を選択的に励起できるという特徴があ

る．これを利用し，ONU側に FP-LDを設置して中央局から種光を送出して注入

同期をかけることで，波長無依存化を実現することができる‎[33]．本方式に関し

ては，波長あたり 1Gbit/s の伝送速度を持つ WDM-PONシステムが既に商用化さ

れている‎[34]．

広帯域光源利用方式は，ONU に広帯域光源 (ASE 光源やスーパールミネッセ

ントダイオードなど) を用い，リモートノードの AWGによって切り出された信

号光 (Spectrum-sliced light source) を上り信号光として用いる‎[22]．簡易な構成で

波長無依存化を実現できる反面，ONU が送信する光信号電力の大半が無駄にな

ることや，AWGの透過特性における隣接チャネル間クロストークに対して厳し

い条件が要求される等の課題がある．

波長可変レーザ方式は，ONUに波長可変レーザ (Tunable Laser Diode: TLD)を

用いることで，波長無依存化を実現する方式であり，1 Gbit/s の WDM-PONシス

テムが既に商用化されている‎[35]．本方式では，注入同期型 FP-LD 方式や再変

調方式とは異なり，伝送路中で上りと下り両方向に同一波長の光が存在するこ

とがないため，伝送路中の光コネクタ等に起因する光反射点が存在する場合で

も特性が殆ど劣化しないという利点を有する．また，出力光電力を比較的高く

設定することができるため，他方式と比べて高いロスバジェットが期待できる．

TLD としては，波長選択範囲が広く，狭スペクトル線幅かつ高速応答が可能で

ある等の利点を有する波長可変 DFB レーザアレイ (Tunable DFB Laser Array:

TLA) 等が想定される．今後 TLDモジュールの低コスト化が進めば，ONUの波

長無依存化を実現する手法として非常に有効と考えられる．

‎2.3 反射型半導体光増幅器の特徴 13

2.3 反射型半導体光増幅器の特徴

各種波長無依存化技術の中でも，RSOA方式は変調と増幅を同時に行うことが

可能で，駆動電流を直接変調することで上り信号を生成するため ONU構成の簡

素化が可能であり，FP-LD と比べて対応可能な波長範囲が広い，といったメリ

ットがある‎[18]．図 ‎2-2に，RSOAの一例として商用デバイスの外観，各種パラ

メータおよび周波数応答特性 (S21) を示す．なお，S21は 2 端子対回路の入射波

と反射波との関係を示す S パラメータの一要素である．

しかしながらRSOAでは，その反射型の構造により変調帯域が数GHz程度 (商

用品で約 1 GHz，研究レベルで約 3 GHz) に限られている‎[36]．このため，NRZ

等の単純な電気信号で RSOA を駆動しただけでは，帯域制限による波形歪みに

より，10 Gbit/s 超の高速光信号を生成することは困難である．この課題を解決

するには，誤り訂正符号の使用によって帯域制限による信号品質劣化の補償や，

受信側で波形等化技術を使用することによって帯域制限による波形歪みを補正

する手法が有効である．これまでに FFE (Feed-Forward Equalizer) や DFE

(Decision-Feedback Equalizer) などの線形等化器と FEC 符号の組合せを最適化す

ることによりBack-to-backで25.8 Gbit/sへの高速動作が実現可能であることが示

されている‎[37]．さらなる特性向上のためには線形等化器よりも波形等化能力の

高い最尤系列推定 (Maximum Likelihood Sequence Estimation: MLSE) 技術を用い

ることが有効であり，状態数 8の MLSE と冗長度 4 %の Reed-Solomon 符号を組

み合わせることで， RSOAを用いたWDM-PONシステムで 10.3 Gbit/s の光信号

を 10 km の SMFを伝送可能であることが報告されている‎[38]．

図 ‎2-2 RSOAの一例


2.4 レート方程式による理論解析

RSOAの構造は一般的に InGaAsP/InP ダブルヘテロ構造であり，通常のレーザ

ダイオード (Laser Diode: LD) とは，一方の端面が反射膜 (High-Reflection

coating: HR 膜) ではなく反射防止膜 (Anti-Reflection coating: AR 膜) である点が

異なるのみである．このため，LDの動作を表すレート方程式 (Rate Equation) を

用いて，(R)SOAの変調動作を表現することができる．RSOAの数値計算モデル

を図 ‎2-3に示す．SOAの長手方向を z 軸とすると，SOA内の活性層におけるキ

ャリア密度分布の時間変動 N(z, t) は次式のレート方程式に従うことが知られ

ている‎[39]‎[40]．

図 ‎2-3 RSOAの数値計算モデル

)()(

)()(),(

tPh

NgNR

eLWd

tI

dt

tzdNav

c

(2.1)

ここで，I(t) は注入電流を，e は電気素量をそれぞれ表す．L，W，および d は，

活性層の長さ，幅，厚さをそれぞれ表す．右辺第 2 項および第 3 項は，それぞ

れ自然再結合および誘導放出によるキャリア密度の変化を示す．Pav(t) および h

は，それぞれ入力光電力の平均値およびプランク定数を示す．は入力光の周波

数である．なお，自然放出光 (Amplified Spontaneous Emission: ASE) 雑音による

光強度変化のキャリア密度に対する影響は十分に小さいため，式 (2.1) では無視

‎2.4 レート方程式による理論解析 15

している．右辺第 2 項のキャリア密度の関数 R(N) は，以下の式で表される‎[41]．

)()()( NRNRNR radnrad (2.2a)

32)( NCNBNANR augnradnradnrad (2.2b)

2)( NBNANR radradrad (2.2c)

式 (2.2) において Anrad，Bnrad，Caug，Aradおよび Bradは定数であり，添え字 “rad”，

“nrad”‎および “aug”‎は，それぞれ輻射再結合 (radiative recombination)，非輻射

再結合 (non-radiative recombination) およびオージェ再結合 (Auger

recombination) を示す．利得係数 gc(N) は次式で表される‎[39]‎[40]．

S

NNa

S

NgNg m

c

1

)(

1

)()( 0

(2.3)

ここで，gm は物質利得係数 (material gain coefficient) を表す．N0 は透明キャリ

ア密度 (transparency carrier density) を表す．および Sは，それぞれ利得飽和パ

ラメータ (gain saturation parameter) およびフォトン密度を示す．また，および

aは，それぞれ光閉じ込め係数 (optical confinement factor) および微分利得を示

す．

SOA 内のキャリア密度の変化は，出力光信号の位相変化をもたらす．導波路

損失が利得係数 gc と比べて十分に小さい場合，キャリア密度と出力光位相との

関係は，次式で表される．

)(2

1)()( thtt inout (2.4)

ここで， in(t) および out(t) は，それぞれ入力光および出力光の位相を示す．

は線幅拡張係数 (linewidth enhancement factor) 又はヘンリー係数 (Henry

factor) と呼ばれる係数である‎[42]‎[43]．右辺第 2項の関数 h(t) は次式で定義され

る．


L

c dztzNgth0

)),(()( (2.5)

以上のレート方程式を用いて，RSOAの変調動作を数値シミュレーションによっ

て解析することができる．

2.5 瞬時印加電流による高速化法の提案

2.5.1 瞬時印加電流による高速化法

2.4 節で述べたように，RSOA では注入電流を変化させると，活性層のキャリ

ア密度が変化し，出力光信号の振幅のみならず位相も変化する．例えば注入電

流を徐々に増加させた場合，それに合わせて RSOA の光信号利得も増加するた

め，RSOA出力光信号の振幅も増加するが，当該出力光信号の位相もまた注入電

流とともに変化する．その様子を図 ‎2-4に模式的に示す．この特性を利用して，

WDM-PON システムの高速化と長延化の両方を実現するため， RSOA を M 値

PAM 信号で直接変調することにより M 値の PSK 信号を生成する手法が提案さ

れている．その原理は次の通りである．先に述べたように，RSOA の注入電流を

徐々に増加させた場合，それに合わせて RSOA の出力光信号振幅と位相の両方

が変化する．図 ‎2-4 右側には出力光信号振幅と位相の変化を分けて示している

が，この両者を I-Q 平面上にプロットした場合，図 ‎2-5 右側に点線で示すよう

に螺旋状の軌跡を描く．このため，RSOAの注入電流として，振幅が調整された

M 値の PAM 信号を適用することにより，RSOA 出力光信号を M 値の PSK 信号

とすることができる (ただし螺旋状の軌跡上に位置する M 個の点から成る PSK

信号であるため，正確には位相のみが変化する完全な PSK 信号ではなく，振幅

変化を伴う PSK信号である)．M = 4の場合を例に，RSOAを 4-PAM 信号で直接

変調して光 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 信号を生成する様子を図 ‎2-5

に示す．この方式によって，3 dB帯域幅が 2.2 GHz の RSOAを用いた 2.5 Gbit/s

の BPSK (Binary Phase Shift Keying) 信号生成および 68 km 伝送の実験結

果‎[44]‎[45]や，3 dB帯域幅が 3.2 GHz の RSOAを用いた 5 Gbit/s の QPSK信号生

成および 100 km 伝送の実験結果‎[46]などが報告されている．しかしながら，

RSOAの 3 dB帯域幅に対するビットレートの比は，1.1 (= 2.5 / 2.2) 又は 1.6 (= 5

/ 3.2) 程度であり，3 dB帯域幅の 2倍以上のビットレートを有する光信号の生成

‎2.5 瞬時印加電流による高速化法の提案 17

および伝送には至っていない．そこで本研究では，RSOAの 3 dB帯域幅の 2倍

以上のビットレートを有する光信号を生成可能な，RSOAの変調速度向上法につ

いて検討した．

図 ‎2-4 RSOA の変調電流と出力光信号との関係を示す模式図

図 ‎2-5 RSOAに 4-PAM変調電流を印加することにより

光 QPSK信号を生成する様子を示す模式図

変調電流において，シンボル遷移時に瞬時的に強い変調電流を印加すること

で，RSOAにおける活性層内のキャリアの応答を一時的に高速化できると考えら

れる．図 ‎2-6に，RSOAで光 BPSK信号 (M = 2) を生成する場合の変調電流を

例に，瞬時印加電流法を用いた場合の RSOA 変調信号を示す．Ibias，Imodおよび


Iinst± は，れぞれバイアス電流，変調電流の振幅およびシンボル遷移時に印加す

る瞬時印加電流量である (Iinst± = 0 とすると，瞬時印加電流を用いない従来の変

調電流となる)．また，Tinst± は瞬時印加電流の持続時間を示す．

図 ‎2-6 瞬時印加電流法による RSOA変調信号の模式図

2.5.2 数値シミュレーション

2.4節で述べたレート方程式に基づく RSOAのモデル方程式を用いて，瞬時印

加電流法による RSOA 変調速度の高速化の可否を数値シミュレーションによっ

て確認した．数値シミュレーションに用いた RSOA のパラメータを表 ‎2-1 に示

す．これらのパラメータの値は，後述する実験で用いた変調帯域0.9 GHzのRSOA

のデータと文献‎[39]を参考にして設定した．式 (2.1) の計算には 4 次のルンゲ・

クッタ (Runge-Kutta) 法を用いた．

数値シミュレーションでは，バイアス電流 (Ibias) と変調電流の振幅 (Imod) を，

それぞれ 80 mA および 18 mAp-pとした．RSOAへの入力光電力は -15 dBm と

した．なお，これらの値は，後述する実験で使用した値である．

まず，変調帯域の約 5.6倍に相当する 5 Gbit/s の光 BPSK信号を生成すること

を想定し，瞬時印加電流量 (Iinst±) の最適化を行った．数値シミュレーションで

は，変調データとして系列長 27-1 ビットの疑似ランダムビット列 (Pseudo

Random Bit Sequence: PRBS) を用いた．


表 ‎2-1 数値シミュレーションで用いた RSOAのパラメータ

記号内容値単位

L 活性層長 500 m

d 活性層厚 0.4 m

W 活性層幅 0.6 m

Anrad 線形非輻射再結合係数 3.5×108 s

-1

Bnrad 二分子非輻射再結合係数 0.0 m3s

-1

Caug オージェ再結合係数 3.0×10-41

m6s

-1

Arad 線形輻射再結合係数 1×107 s

-1

Brad 二分子輻射再結合係数 5.6×10-16

m3s

-1

利得飽和パラメータ 1.1×10-22

m3

a gm (InGaAsP) の微分利得 6.7×10-20

m2

N0 透明キャリア密度 (InGaAsP) 1.2×1024

m-3

h プランク定数 6.6×10-34

J s

光周波数 ( = 1550 nm) 1.9×1014

Hz

in(t) 入力光位相 0 (const.) rad

閉じ込め係数 0.45 -

線幅拡張係数 (ヘンリー係数) 1.8 -

瞬時印加電流量の最適化は，光出力位相のアイ開口率 (Eye opening ratio) を指

標に行った．図 ‎2-7 に，出力光位相に対するアイ開口率の瞬時印加電流比

(Iinst±/Imod) 依存性を数値シミュレーションで評価した結果を示す．なお，出力光

位相に対するアイ開口率は，図 ‎2-8 に示すアイ開口 (送信位相が “” のシンボ

ルに対する受信位相の最小値と，送信位相が “” のシンボルに対する受信位相

の最大値との差：min) の，判定タイミングにおける受信位相の最大偏差 (送

信位相が “” のシンボルに対する受信位相の最大値と，送信位相が “” のシン

ボルに対する受信位相の最小値との差：max) に対する比として，式 (2.6) で

定義した．図 ‎2-7 より，今回想定した RSOA モデルでは，瞬時印加電流比

(Iinst±/Imod) が約 2.5 のときにアイ開口率が最大となることが分かった．以上の結

果から，Imod を 80 mAと想定していることから，最適な瞬時印加電流量 Iinst± は

約 45 mA であることが分かった．


max

min

アイ開口率 (2.6)

図 ‎2-7 出力光位相に対するアイ開口率の瞬時印加電流比 (Iinst±/Imod) 依存性

図 ‎2-8 出力光位相に対するアイ開口の模式図


Input current I(t) Carrier density N(t) Optical phase out(t)

(a)

(b)

図 ‎2-9 (a) 従来法および (b) 提案瞬時印加電流法による，RSOA変調電流 I(t) ，

キャリア密度 N(t) および出力光位相 out(t) の変化

次に，瞬時印加電流の有無による RSOA 変調電流 I(t)，キャリア密度 N(t) お

よび RSOA出力光信号位相変化 out(t) (アイダイアグラム) を数値シミュレーシ

ョンにより求めた．瞬時印加電流量は，先に求めた最適値である 45 mAとした．

瞬時印加電流を用いない場合と用いた場合の各波形を，それぞれ図 ‎2-9(a)およ

び(b)に示す．図より，瞬時印加電流を用いない場合は RSOA の変調帯域による

帯域制限で BPSK 信号波形が大きく歪んでいるのに対して，瞬時印加電流を用

いた場合にはシンボルの中央で光位相の差がになっており，良好なアイ開口

が得られていることが分かる．

2.5.3 実験による有効性確認

前節における数値シミュレーション結果の有効性を確認するため，実験によ

る評価を行った．瞬時印加電流による RSOA 変調速度向上法を適用した

WDM-PONシステムを模擬した実験系を図 ‎2-10に示す．実験で用いた RSOAの

小信号利得，雑音指数および偏波依存性利得 (Polarization Dependent Gain: PDG)

は，それぞれ 20 dB，7 dBおよび 1.5 dBである．図 ‎2-10の右上のグラフに，実

験で用いた RSOA の周波数応答の測定結果を示す．実験では RSOA のバイアス

電流 (Ibias) を 80 mAとした．RSOAの周波数応答の測定結果から，本 RSOAの


3 dB変調帯域幅は 0.9 GHz であることが分かった．RSOAを用いた WDM-PON

システムにおいて，OLTから ONUに供給する種光を模擬するため，本実験では

線幅 170 kHz の波長可変レーザを用いた．種光の光信号波長は 1.55 m とした．

種光の光出力を 3 dB光カプラにて 2分岐し，一方をコヒーレント受信用のロー

カル光として使用し，他方を OLT から ONU に供給する上り信号用の種光とし

て利用した．RSOA で変調された光信号は，3×3光カプラを用いた自己ホモダイ

ン受信系によって受信した‎[48]．種光の RSOA 入力電力は -15 dBm とした．こ

の条件にて，RSOA を 5 Gbit/s の電気信号で駆動し，光 BPSK信号を生成した．

なお，変調データとして系列長 215

-1ビットの PRBS を用いた．変調電流の生成

には，サンプル速度 20 GSample/s，垂直方向分解能 6 bit，出力 RF信号帯域幅 20

GHzの任意波形生成器 (Arbitrary Waveform Generator: AWG) を使用した．また，

3×3 光カプラを用いた自己ホモダイン受信系の出力波形は，各出力を PIN-PD

(PIN Photodiode) にて O/E変換し，サンプリング速度 50 GSample/s，垂直分解能

10 bit のデジタルサンプリングオシロスコープにより，5×104シンボル分の波形

データを取得し，オフライン処理により受信光 BPSK 信号の特性を評価した．

オフライン処理では，帯域幅 10 MHz の高域通過フィルタ (High Pass Filter: HPF)

処理による低周波成分の除去，3×3カプラを用いて得られた 120°座標軸から I-Q

直交座標軸への座標変換，搬送波位相推定 (Carrier Phase Estimation: CPE) 処理

を行ったうえで，ビット誤り率 (Bit Error Rate: BER) 等の信号品質を評価した．

RSOAのバイアス電流を 80 mA とした状態で 5 Gbit/s の駆動電流で変調し，

5 Gbit/s の光 BPSK 信号を生成し，瞬時印加電流の有無による出力光信号特性の

違いを評価した．なお，瞬時印加電流の持続時間 (Tinst±) は 100 ps とした．こ

れは，実験で使用した AWGの制約によるものである．まず，出力光位相に対す

るアイ開口率を指標に，瞬時印加電流量 Iinst± を最適化した．その結果，Iinst± の

最適値は 50 mA であることが分かった．この結果は，前節において数値シミュ

レーションにより得た結果 (45 mA) にほぼ一致するものである．


図 ‎2-10 瞬時印加電流による RSOA変調速度高速化法の有効性確認のための実験系

(右上のグラフは実験で用いた RSOA の周波数応答の測定結果)

RSOA に対する変調電流とそれに対応する出力光 BPSK 信号の位相変化の測

定結果を図 ‎2-11に示す．図 ‎2-11(a) および (b) は，それぞれ瞬時印加電流を用

いない場合，および用いた場合の結果である．また，RSOA出力光信号の I/Q平

面上における信号点と出力光位相に対するアイダイアグラムを図 ‎2-12 に示す．

実験結果より，RSOA 変調信号に瞬時印加電流を加えない場合，出力光信号の位

相変化量はに達していないのみならず，光位相変化に対するアイ開口が全く得

られていないことが分かる．これは，RSOA の 3 dB 変調帯域 (0.9 GHz) の約

5.6倍の変調速度 (5 Gbit/s) で駆動しているためである．オフライン処理により

このとき取得した波形データに対して BER を評価した結果，4.1×10-1と，通信

不能な状況であった．


(a) (b)

図 ‎2-11 RSOAに対する変調電流とそれに対応する出力光位相

(a) 瞬時印加電流を用いない場合 (b)瞬時印加電流を用いた場合

これに対して，RSOA 変調信号に瞬時印加電流を加えた場合，出力光信号の位

相変化量は，ほぼに達しており，光位相変化に対するアイ開口も得られること

を確認した．デジタルサンプリングオシロスコープで取得した 5×104シンボル分

の波形データからは，ビット誤りは検出されなかった．そこで，出力光位相に

対するアイダイアグラムから Q 値を算出した．その結果，Q 値は 19.4 dB であ

った．波形劣化要因として加法性白色ガウス雑音 (Additive White Gaussian Noise:

AWGN) を想定した場合，上記の Q値は BER = 3.9×10-21に相当する．

以上のことから，RSOA 変調信号に瞬時印加電流を加えることによって，

RSOA の変調帯域による制限を克服し，高速 WDM-PON システムを実現できる

ことが分かった．なお，今回の実験では高価な任意波形生成器を用いてシンボ

ル遷移時に瞬時印加電流を加えたが，同等の出力波形は，通常の 2 値の電気信

号に，当該信号を微分回路に通した波形を加算することにより実現できるため，

十分に実用化の可能な方法であると考えられる．

‎2.6 瞬時印加電流による多値光 PSK信号の生成 25

図 ‎2-12 RSOA出力光信号の I/Q平面上における信号点と出力光位相に対する

アイダイアグラム (a) 瞬時印加電流を用いない場合 (b) 瞬時印加電流を用い

た場合

2.6 瞬時印加電流による多値光 PSK 信号の生成

‎2.5.1 節で述べたように，RSOA を M 値 PAM 信号で直接変調することにより

M値の PSK信号を生成することができる．本節では，‎2.5節で提案する方法を用

いた光QPSKおよび光8PSK信号生成の実現の可否について検討した結果を報告

する．

2.6.1 RSOA 直接変調による 10 Gbit/s 光 QPSK 信号の生成

4値 Pulse Amplitude Modulation (PAM) 信号を RSOAに印加して QPSK信号を

生成する際に，瞬時印加電流法を適用した．図 ‎2-13に，瞬時印加電流法を用い

た時の 4 値 PAM 信号の概念図を示す．前節のように光 BPSK 信号生成時には

瞬時電流量は 2 通り (0 ⇒ ， ⇒ 0) であったが，QPSK 信号においては 12

通りの異なる値を遷移パターン毎に最適化する必要がある．まず，Back-to-back

条件において，瞬時電流量の最適化を行った．実験系を図 ‎2-14に示す．線幅 170


kHz の波長可変レーザ (TLD) を光源に用い，その波長は 1.55 m に設定した．

TLD の出力光を 2 分岐し，一方をコヒーレント受信用の参照光，他方を上り信

号用の種光として利用した．種光の OLT 出力端における光強度は+7.5 dBm であ

り，参照光の 3×3 カプラ入力端での光強度は+3.0 dBm に設定した．OLTとリモ

ートノードにはそれぞれ 100 GHz 間隔，40チャネルのアレイ導波路型回折格子

(AWG) を配置した．挿入損失はそれぞれ 5.3 dB，3.7 dBであった．実験で用い

た RSOAの小信号変調帯域は，入力光強度 -15 dBm において約 3.2 GHz であっ

た．バイアス電流 80 mA での RSOAの小信号利得は約 16 dB，PDGは約 0.4 dB

であった．RSOAの駆動電流は任意波形生成器 (AWG) により生成した．RSOA

によって変調された光信号は，OLT 側に設置された 3×3 光カプラを用いた自己

ホモダイン受信系により受信し，高速デジタルサンプリングオシロスコープに

て波形データ取得後，オフライン処理にて受信信号特性を評価した．

図 ‎2-13 RSOA 変調信号として 4値 PAM 信号を用いる場合の瞬時印加電流

瞬時電流の最適化処理においては，まず QPSK信号生成のため，1 Gbaudにお

いて各シンボル間遷移に対する瞬時印加電流量を最適化した．次に，5.15 Gbaud

において各シンボル遷移パターンに対する瞬時電流量の最適化を行った．10 ギ

ガビットイーサネット (10 Gigabit Ethernet: 10GbE) を想定して，変調パターンと

して 64B/66B で符号化された 27-1 の PRBS を用いた．また AWG のサンプリン

グレートは 20.6 GSample/s とし，瞬時電流の印加時間は 1/4 シンボル分とした．

図 ‎2-15 に最適化後の RSOA 印加電流のアイダイアグラムを示す．一般的な

4PAM変調信号の遷移時に瞬時電流が重畳されていることがわかる．また，AWG

の帯域が 7 GHz と瞬時電流の変調速度よりも低速であったため，瞬時電流成分

が鈍り，瞬時電流の印加時間は約 1/2 シンボル分となっていることがわかる．


図 ‎2-16 に，瞬時印加電流を用いない場合と用いた場合のそれぞれについて，

RSOAで生成された光QPSK信号の I-Q平面上における信号点の測定結果を示す．

瞬時印加電流を用いない場合には，各シンボルの分離ができず，十分な受信信

号特性が得られないが，瞬時印加電流を用いることで各シンボルが分離できて

いることが分かる．

図 ‎2-14 瞬時印加電流による10 Gbit/s WDM-PONシステム評価のための実験系

図 ‎2-15 実験で用いた RSOA変調電流のアイダイアグラム

4-level electrical signal 5.15 GSymbol/s


(a) (b)

図 ‎2-16 RSOA で生成された光 QPSK 信号の I-Q平面上における信号点


本手法で生成した 10.3 Gbit/s QPSK 信号を用い，SMF 80 km 伝送時の受信信号

特性評価を行った．評価に用いた実験系は図 ‎2-14 に示したものを用いている．

80 km 伝送時における波長分散の影響を抑制するために，波長分散補償をオフラ

イン処理において施した．具体的には，受信電界信号に対してフーリエ変換を

施し，式(2.6)を乗ずることで波長分散による波形歪みを補償した．ここで， 2 は

波長分散係数，L は光ファイバ線路長を示す．

2exp)(

2

2 LjH

(2.6)

図 ‎2-17に back-to-backと SMF 80 km伝送時における受信感度特性の測定結果を

示す．また，瞬時印加電流を用いない場合と用いた場合のそれぞれについて，

受信光信号電力が -32 dBm の時における SMF 80 km 伝送後の I-Q 平面上におけ

る受信信号点配置を図 ‎2-18に示す．80 km伝送後における信号強度は最大 -29.6

dBm となり，このときの BER は 2.5×10-4であった．また，80 km 伝送における

パワーペナルティは約 4 dBであった．誤り訂正符号として，10G-EPON等でも

用いられている一般的なリードソロモン符号である RS(255, 223) を用いた場合，

誤り訂正後に1.0×10-12のBERを達成するためには，誤り訂正前のBERを1.1×10

-3

以下にする必要があることから，瞬時印加電流を用いることで，約 5 dB のマー

ジンを確保しつつ，10 Gbit/s・80 km WDM-PONシステムが実現できる可能性が

あることを実験的に示した．


図 ‎2-17 Back-to-back および SMF 80 km 伝送後の受信感度特性測定結果

(a) (b)

図 ‎2-18 SMF 80 km 伝送後の光 QPSK 信号の I-Q平面上における信号点



2.6.2 RSOA 直接変調による 10 Gbit/s 光 8PSK 信号の生成

8値電気 PAM信号をRSOAに印加し，光 8PSK信号を生成する実験を行った．

また，BPSK，QPSK信号の生成実験との比較を行った．実験で用いた RSOAの

小信号利得，雑音指数および PDGは，それぞれ 20 dB，7 dBおよび 1.5 dBであ

る．実験では RSOA のバイアス電流 (Ibias) を 80 mAとした．このとき，RSOA

の 3 dB変調帯域幅は 0.9 GHz であった．実験系は図 ‎2-10で示したものを用い

ている．OLTから ONUに供給する種光を模擬するために，本実験では線幅 170

kHz の波長可変レーザを用いた．種光の波長は 1.55 m とした．種光の光出力

を 3 dB光カプラにて 2分岐し，一方をコヒーレント受信用のローカル光として

使用し，他方を OLT から ONU に供給する上り信号用の種光として利用した．

RSOAで変調された光信号は，3×3光カプラを用いた自己ホモダイン受信系によ

って受信した‎[48]．

まず， RSOAを 3.5 Gbaudの 8PAM電気信号で駆動し，10.5 Gbit/s の光 8PSK

信号を生成した．なお，変調データとして系列長 215

-1ビットの PRBS を用いた．

信号生成には，‎2.5.3 節で示した実験と同じ AWG を用いた．次に，瞬時印加電

流の持続時間 (Tinst±) をシンボル幅の 2/3 として瞬時印加電流量 Iinst± の最適化

を行った．Tinst± をシンボル幅の 2/3 とした理由は，実験で使用した AWG の制

約によるものである．そのうえで，Back-to-back 条件において，瞬時印加電流の

有無による光 8PSK 信号の受信特性を評価した．

図 ‎2-19 に，瞬時印加電流を用いた場合と用いない場合のそれぞれについて，

実験で RSOA に印加した変調電流を示す．図中の赤線が瞬時印加電流を用いた

場合の変調電流，黒線が瞬時印加電流を用いない場合のそれである．瞬時印加

電流を用いない場合の変調電流が 8PAM 信号であること，およびそのシンボル

間での遷移レベル差が大きいほど，最適化された瞬時印加電流量 Iinst± は大きく

なっていることが分かる．図 ‎2-20 に，Back-to-back における受信光 8PSK 信号

を I-Q平面上にプロットした結果を示す．(a) および (b) は，それぞれ瞬時印加

電流を用いた場合，および用いない場合の受信光 8PSK信号である．オフライン

処理にて受信 BER を測定したところ，瞬時印加電流を用いた場合，受信光電力

-18 dBm において BER = 8.8×10-4

が得られた．この結果は，誤り訂正符号として，

10G-EPON 等でも用いられている一般的なリードソロモン符号である RS(255,

223) を用いた場合，誤り訂正後に 1.0×10-12の BER を達成するために必要となる

誤り訂正前の BER (1.1×10-3以下) を満たすものの，前節で示した QPSK信号の

特性と比べると信号品質が劣化しており，QPSK信号相当の伝送特性を得ること


は不可能である．このため，瞬時印加電流の適用が効果的な PSK 信号の多値数

としては，BPSK 又は QPSK信号が適していると考えられる．

図 ‎2-19 RSOAに印加する変調電流

(赤：瞬時印加電流を用いた場合，黒：瞬時印加電流を用いない場合)

図 ‎2-20 Back-to-back における光 8PSK 信号の I-Q平面上における信号点

(a) 瞬時印加電流を用いた場合 (b)瞬時印加電流を用いない場合


2.7 結言

本章では，WDM-PON 方式の実用化には光トランシーバの波長無依存化が必

須であることを述べ，さらに，波長無依存化を実現するうえで RSOA が最有力

候補であることを説明した．そのうえで，RSOAの動作を表すレート方程式につ

いて詳述した後，瞬時印加電流による RSOA変調速度の向上法を提案した．

数値シミュレーションによる検討および実験を通して，本提案法により，変

調帯域幅が数 GHz 程度に限られる RSOAでも，1波長あたり 10 Gbit/s の伝送速

度を有する 80 km WDM-PONシステムを構築可能であることを確認し，本提案

法の有効性を示した．

33

第3章高速 WDM-PON 実現のための誤り

訂正符号技術

3.1 緒言

本章では，FEC符号について述べた後，代表的な FEC符号であるReed-Solomon

符号 (RS 符号) について紹介する．そのうえで，RS 符号の誤り訂正能力を解析

的に求める方法について説明する．符号化利得をさらに向上させる手法として，

2つ以上の RS 符号を組み合わせて，より強力な符号を構成する代表的な手法で

ある積符号と連接符号について紹介し，これらの誤り訂正能力を数値シミュレ

ーションにより評価する．そのうえで，RSOA を用いた高速 WDM-PON システ

ムに適した FEC 符号について検討する．

3.2 Reed-Solomon 符号

3.2.1 ブロック符号の概要

FEC 符号技術は，送信側において送信データビットに冗長ビットを付加する

ことで，伝送路内でビット誤りが発生しても，受信側が送信側に対して再送要

求 (Automatic Repeat reQuest: ARQ) することなく，ビット誤りを検出し訂正する

ことを可能にする技術である．FEC 符号は大きく分けてブロック符号と畳み込

み符号の 2 種類に分類される．ブロック符号は，送信するデータビットを一定

の情報長 (ブロック) に分割し，ブロック単位で符号化する符号である．これに

対して畳み込み符号は，過去の一定のビット数をもとに現時点での符号化ビッ

トを得る符号であり，情報系列と符号系列の対応が逐次的である．一般的に，

畳み込み符号と比べてブロック符号は復号処理が複雑である反面，冗長ビット

の割合を低減できるため，伝送路中のビットレートの増加が比較的困難な光通

信システムではブロック符号が広く用いられている．

図 ‎3-1 に，ブロック符号による誤り訂正符号の復号処理の概要を示す．ブロ

ック符号では，情報長 (information length) k ビット毎に冗長 (redundancy) を付

加し，長さ n の符号長 (code length) を形成する．受信側の FEC 復号器では，

長さ n - k 分の冗長に含まれる情報をもとに，符号内に含まれる誤りビットを検

出・訂正する．

冗長ビットの割合は，符号化率 (code rate) と冗長度 (redundancy) によって表

34 ‎第 3章高速WDM-PON 実現のための誤り訂正符号技術

される．それぞれ，符号長に対する情報長の比 (k / n)，および情報長に対する冗

長の比 ((n - k) / k) として定義される．つまり，符号化率が 1 に近いほど，ある

いは冗長度が 0 に近いほど，符号長に対して冗長ビットが少ないことを表す．

符号化率と冗長度は 1:1 に対応している．本来，通信理論や情報理論では誤り訂

正能力のパラメータとしては符号化率が広く用いられているが，ここでは，シ

ステム設計上，冗長性を考慮した設計を行うことを目的としていること，およ

び光アクセス技術の分野では符号化率ではなく冗長度が一般的に用いられてい

ることから，本論文では以降，符号化率ではなく冗長度を中心に議論すること

とする．

図 ‎3-1 誤り訂正符号の復号処理の概要

3.2.2 Reed-Solomon 符号の概要

代表的なブロック符号として，リードソロモン（Reed-Solomon: RS）符号と

BCH (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) 符号がある‎[49]‎[50]‎[51]‎[52]‎[53]．RS 符号は

BCH 符号を拡張したもので，BCH 符号が 1 か 0 かの 2 元符号であるのに対

して，m ビットから構成されるシンボル単位で誤り訂正を行うことを特徴とす

る．より正確には，RS符号は符号を構成するシンボルがガロア拡大体 GF(2m) の

元によって構成される (BCH符号は m = 1，つまり GF(2)の元により構成される

RS 符号に等しい) ．このため，エラービットの発生パターンにバースト性が強

いほど，RS 符号の適用により効果的に誤りを訂正することができる．

情報長 k シンボル，符号長 n シンボルの RS符号は，RS(n, k) と表記される．

RS符号を構成するシンボルがガロア拡大体 GF(2m) の元であることから， RS(n,

k) の符号長は n×m ビットである．RS(n, k) では，受信した符号内に含まれる

エラーシンボル数が t = (n - k) / 2 以下であればエラー訂正が可能である．

例えば，光通信以外の分野でも幅広く使われている RS 符号である RS(255,

239) では，情報長 239 シンボル毎に 16 シンボルのパリティシンボルを付加し

‎3.3 各種誤り訂正符号とその誤り訂正能力 35

て，符号長 255 シンボルの RS 符号を構成している．この符号を構成するシン

ボルは GF(28) の元であるため，符号長は 255×8 = 2,040 ビットである．RS(255,

239) は t = (255 - 239) / 2 = 8 であるため，符号内に含まれるエラーの数が 8 シ

ンボル以下であれば受信側の処理でエラーを訂正することができる．

FEC 符号技術は，システムマージンを確保するために，これまでも光通信シ

ステムで広く用いられてきた‎[54]‎[55]．例えば，1 波長あたり 10 Gbit/s の NRZ

(Non-Return to Zero) ベースの光通信システムでは，これまで符号化率 25 % 程

度までの符号について光通信システムへの適用が検討されてい

る‎[56]‎[57]‎[58]‎[59]‎[60]‎[61]．波長あたりのビットレートが増加するに従い，主に

光ファイバの波長分散に起因する伝送特性劣化が問題となることから，ますま

す FEC 符号技術の重要性が高まる‎[62]．

3.3 各種誤り訂正符号とその誤り訂正能力

RS 符号‎[63]，RS 積符号‎[64]，RS 連接符号‎[65]について，AWGN 条件‎[66]のも

とで，その誤り訂正能力を評価した．

3.3.1 RS 符号の誤り訂正能力

AWGN条件下での RS符号の誤り訂正能力は，解析的に求めることができる．

以下では，符号を構成するシンボルがガロア拡大体 GF(2m) の元であると想定し，

RS(n, k) 符号を用いた場合における FEC 復号前後での BER の関係を求める．

まず，FEC 復号前の BER を Pb_in (0 ≦ Pb_in ≦ 1) とする．いま，符号を構

成するシンボルはガロア拡大体 GF(2m) の元であることから，シンボルを構成す

る m ビットのうち最低 1 ビットに誤りが発生すると，シンボル誤りとなる．

このため，シンボル誤り率を Ps_in (0 ≦ Ps_in ≦ 1) とすると，Pb_in との間には

以下の関係が成り立つ．

m

inbins PP )1(1 __ (3.1)

ここで，誤り訂正前のシンボル誤り率が Ps_in のとき， n シンボルのうち i シ

ンボルが誤る確率を P(n, i) とおくと，次式で表すことができる．


in

ins

i

ins PPi

ninP

)1()(),( __ (3.2)

前節で述べたように，RS(n, k) 符号では，符号内に発生した誤りシンボル数が (n

- k) / 2 個以下であれば，符号内のすべての誤りシンボルを訂正することができ

る．このため，FEC 復号処理後のシンボル誤り率 Ps_out は式(3.2)の P(n, i)を用い

て次式により求めることができる．

n

kni

outs inPn

iP

12

_ ),( (3.3)

一方，FEC 復号処理前のシンボル誤り率が Ps_in であるとき，1個の誤りシン

ボルのなかに含まれる誤りビット数の期待値を E とおくと，E は次式で表され

る．

im

inb

i

inb

m

i ins

PPi

m

P

iE

)1()( __

1 _

(3.4)

以上より，符号を構成するシンボルがガロア拡大体 GF(2m) の元である RS(n, k)

符号の，FEC 復号前後での BER の関係は次式で表すことができる．


m

i

im

inb

i

inb

ins

n

kni

in

ins

i

ins

m

i

im

inb

i

inb

ins

n

kni

m

i

im

inb

i

inb

ins

outs

outsoutb

PPi

m

P

i

PPi

n

n

i

PPi

m

P

i

inPn

i

PPi

m

P

iP

EPP

1

__

_

12

__

1

__

_

12

1

__

_

_

__

)1()(8

1

)1()(

)1()(8

1

),(

)1()(8

1

8

(3.5)

前節で述べたように，BCH 符号は m = 1，つまり GF(2)の元により構成される

RS 符号に等しい．このため，式 (3.5) を用いて BCH 符号の誤り訂正能力を算

出することも可能である．一例として，式 (3.5) を用いて冗長度が等しい RS(255,

239)と BCH(255, 239) (ともに冗長度 6.7 %) の誤り訂正特性を評価した結果を

図 ‎3-2に示す．図から分かるように，復号前の BER がおよそ 3×10-3以下の場合

は RS 符号の誤り訂正能力が優れているのに対して，復号前の BER がそれ以上

の場合は，わずかに BCH符号のほうが優れていることがわかる．その原因を確

かめるため，BCH(255, 239) と RS(255, 239) のそれぞれについて，復号前の BER

と，誤り訂正能力を上回る数の誤りが符号内に発生する確率との関係を計算し

た．その結果を図 ‎3-3 に示す．図より，AWGN 条件下において復号前の BER

がおよそ 3×10-3以上の領域では，BCH(255, 239) と比べて RS(255, 239) のほうが，

訂正能力を上回る数の誤りが符号内に発生する確率が高くなっていることが分

かる．つまり，復号前の BER がおよそ 3×10-3以上の領域では，BCH(255, 239) と

比べて RS(255, 239) のほうが復号処理で誤り訂正ができない符号ブロックの発


生頻度が高まり，その結果，この領域では BCH(255, 239) のほうが相対的に高

い誤り訂正能力を示しているのである．これは，BCH(255, 239) の符号長が 255

ビットであるのに対してRS(255, 239) の符号長はその 8倍の 2,040ビットである

ことから，AWGN条件下で復号前の BER が高くなる程，RS(255, 239) の符号内

に発生する誤りシンボル数のほうが BCH(255, 239) のそれと比べ容易に増加す

るためであると考えられる．

-10

-8

-6

-4

-2

0

-4 -3.5 -3 -2.5 -2 -1.5

BCH(255,239)

RS(255,239)

Input BER (10^x)

Ou

tpu

t B

ER

(10

^y

)

図 ‎3-2 FEC 符号の誤り訂正能力の計算例

図 ‎3-3 FEC符号の誤り訂正能力を上回る数の誤りが符号内に発生する確率

Uncoded


3.3.2 RS 積符号の誤り訂正能力

FEC 符号の誤り訂正能力を向上させる方法として，2つ以上のブロック符号を

組み合わせて，より強力な符号を構成する手法が広く用いられてい

る‎[50]‎[51]‎[52]‎[53]．その最も基本的なものが積符号である．RS 積符号を例にと

ると， RS(n1, k1) 符号と RS(n2, k2) 符号を組み合わせて構成され，符号長は

n1×n2，符号化率は ((n1 × n2) - (k1 × k2)) / (k1 × k2) である．RS 積符号の誤り訂正

能力を解析的に導出することは困難であるため，数値シミュレーションによる

評価を実施した．なお，簡単のため，ガロア拡大体 GF(28) の元をシンボルとす

る RS 符号を想定し，n1 = n2 = 255とした．加えて，同一種の RS符号で積符号

を構成することを想定し，k1 = k2 (= k)と想定した．本積符号では，k×kシンボル

単位で送信データを符号化する．まず，RS(255, k) 符号を用いて行方向に k回符

号化する．これにより，k×kシンボルの送信データと k×(255 - k) シンボルのパ

リティシンボルから成る，合計 k×255 シンボルの符号ブロックが生成される．

次に，この符号ブロックに対して，同じ RS(255, k) 符号を用いて，列方向に 255

回符号化する．これにより，最終的に k×k シンボルの送信データと ((255×255)

– k×k) シンボルのパリティシンボルから成る，合計 255×255シンボルの RS 積符

号が生成される．本 RS 積符号の構成を図 ‎3-4に示す．

図 ‎3-4 RS 積符号の符号構成 (n = 255)

この条件で，k の値を変化させて RS 積符号の誤り訂正能力を数値シミュレーシ

ョンにより評価した．誤り訂正能力の指標として，符号化利得 (coding gain) を


用いた．符号化利得は，FEC 復号前後での Q 値の差として，次式により定義さ

れる．

][][][ dBQdBQdB 復号前復号後符号化利得 (3.6)

符号化利得は，復号後の Q 値をいくつに想定するかによって大きく異なる．こ

のため，各種符号の符号化利得を比較するためには，復号後の Q 値を揃えて比

較する必要がある．

しばしば光通信システムでは，要求 BER として 1×10-12が使われている‎[1]．

しかしながら数値シミュレーションでこのようなBERを評価するためには，1012

ビットを十分に上回るデータ長を用いてFEC復号前後でのBERを評価する必要

がある．しかしながらこうした膨大なビット数に対して数値シミュレーション

で BER を計算することは非現実的である．そこで本評価では，要求 BER として

1×10-9

(Q値 = 15.6 dB) を想定して符号化利得を評価した．

数値シミュレーションによる評価では，RS積符号に対する繰り返し復号によ

る誤り訂正能力向上効果についても評価した．RS 積符号に対する繰り返し復号

処理の様子を図 ‎3-5に模式的に示す．繰り返し復号処理では，2 次元的に構成さ

れた積符号に対して，列方向と行方向の復号処理を繰り返し行うものである．

図では，簡単のため，RS 積符号の符号長を 10×10シンボルの正方形の符号ブロ

ックで表現しており，行方向および列方向に適用された RS 符号は 1シンボル誤

りを訂正可能としている．例えば受信後の符号ブロック内に，図中の「×」印

で示された 10個のシンボル誤りがある場合，まず列方向に復号処理を実施する

ことで，6 列目，8 列目および 10 列目のシンボル誤りが訂正される．次に行方

向に復号処理を実施することで，4行目，8行目および 9行目のシンボル誤りが

訂正される．以上の 1 回目の復号処理によって，シンボル誤りの個数は 4 個に

減少した．この状態から，さらに列方向および行方向に復号処理を繰り返すこ

とで，これら 4 個のシンボル誤りも訂正される．このように，繰り返し復号処

理では，2次元的に構成された積符号に対して，列方向と行方向の復号処理を繰

り返し行うことで，1回の復号処理では訂正しきれなかったシンボル誤りの一部

が訂正されるため，繰り返し復号処理を行わない場合と比べて誤り訂正能力が

向上する．


図 ‎3-5 繰り返し復号処理による誤り訂正処理の模式図

(×および×は，それぞれシンボル誤りおよび訂正可能なシンボル誤りを表す．)

一例として，RS(255, 239) の積符号である RS(255, 239)2 について，繰り返し

復号の回数を1～4回とした際の復号前後でのBERの計算結果を図 ‎3-6に示す．

本積符号の冗長度は 13.8 %である．比較のため，冗長度の近い RS(255, 223) (冗

長度 14.3 %) の復号前後での BER の計算結果をあわせて示す．図より，繰り返

し復号回数を増加させるほど誤り訂正能力が向上していることが分かる．なお，

繰り返し復号回数を 4 回以上に増やしても，誤り訂正能力の向上は殆ど見られ

ないことが分かった．また，図より，RS 積符号の誤り訂正能力は，同程度の冗

長度を持つ通常の RS符号と比べて高いことが分かる．これは，通常の RS 符号

では各シンボルに対して 1 回の復号処理しか施されないが，積符号では同じシ

ンボルに対して列方向と行方向の 2 回 (繰り返し復号処理を m 回実施すること

を想定すると合計 2 × m回) の復号処理が施されるためである．


図 ‎3-6 RS 積符号の誤り訂正能力の一例（RS(255, 239)2, 冗長度：13.8 %）

RS(255, k) の積符号である RS(255, k)2 について，符号化利得と冗長度との関

係を評価した結果を図 ‎3-7に示す．比較のため，通常の RS 符号である RS(255,

k) に対する，符号化利得と冗長度との関係も，あわせて同図に示す．積符号の

繰り返し復号の回数は，1，2，4および 8 回として，それぞれの場合について符

号化利得を評価した．その結果，いずれの冗長度においても，4 回程度の繰り返

し復号を行うことによって，繰り返し復号をしない場合と比べて 1～2 dB符号化

利得が増加することが分かった．また，繰り返し復号回数を 4 回以上に増加し

ても，誤り訂正能力の向上は殆ど見られないことが分かった．このことから，

積符号に対する繰り返し復号回数は，4回程度が適切であることが分かった．


図 ‎3-7 RS(255, k)2と RS(255, k)に対する冗長度と符号化利得の関係

3.3.3 RS 連接符号の誤り訂正能力

2つ以上のブロック符号を組み合わせて，より強力な誤り訂正能力を備える符

号を構成する別の手法として，連接符号がある‎[50]‎[51]‎[52]‎[53]．連接符号では，

積符号と比べて符号長が短くなるため符号化処理や復号処理に要する演算処理

量が少なくなる反面，誤り訂正能力の面でやや劣るという特徴がある．図 ‎3-8

に，RS(n, k1) と RS(k1, k2) の 2種類の RS 符号を用いた連接符号構成の一例を示

す．符号長は n×m，符号化率は ((n - k2) / k2) である．RS 連接符号の誤り訂正能

力を解析的に導出することは困難であるため，数値シミュレーションによる評

価を実施した．なお，簡単のため，ガロア拡大体 GF(28) の元をシンボルとする

RS 符号を想定し，n = 255とした．


図 ‎3-8 RS 連接符号の符号構成 (n = 255)

今回評価した連接符号の構成では，m の値を変えることで符号長を変えるこ

とができる．連接符号の符号長の可変範囲は，通常の RS 符号と RS 積符号との

間である．そこで，まずは冗長度を約 14 %に固定し，mの値を変えて連接符号

における符号化利得の，符号長依存性を評価した．その評価結果を図 ‎3-9 に示

す．なお，繰り返し復号回数は 4回とした．評価した連接符号は，RS(255, 239) +

RS(239, 223) で，冗長度は 14.3 %である．比較のため，同じく冗長度 14.3 %の

RS 符号である RS(255, 223) と，冗長度 13.8 %の RS 積符号である RS(255, 239)2

の，符号長と符号化利得との関係も，あわせて同図に示す．図より，同じ冗長

度でも符号長が長いほど，高い符号化利得が得られることが分かる．


図 ‎3-9 冗長度が約 14 %の各種 FEC 符号に対する符号化利得の符号長依存性

同じ冗長度でも符号長が長いほど，高い符号化利得が得られるものの，図 ‎3-9

を詳細に見ると，符号長がおよそ 65 kbit 以上の領域では，符号長の増加に対す

る符号化利得の増加が，65 kbit 以下の領域に比べてゆるやかになっていること

が分かる．これは，本検討で用いた RS 連接符号を構成する 2種類の RS 符号の

特徴によるものである．それぞれの符号長は 255 シンボル程度であるため，符

号長が約 65 kbit 以上 (つまり m ≧ 32) の領域では，連接符号の内部で 2つの

RS 符号が交差するシンボルの数が等しくなるためである．以上のことから，以

降の検討では，RS 連接符号の符号長として，65 kbit (255 × 32 × 8 bits) を選択し

た．

符号長を 65 kbit に固定したうえで，RS 連接符号について符号化利得と冗長度

との関係を評価した．その結果を図 ‎3-10 に示す．比較のため，通常の RS 符号

である RS(255, k)，および RS 連接符号である RS(255, k)2 に対する，符号化利

得と冗長度との関係も，あわせて同図に示す．なお，連接符号および積符号に

ついては，繰り返し復号の回数は 4回とした．


図 ‎3-10 RS 連接符号における冗長度と符号化利得の関係

評価の結果，RS 連接符号の符号化利得は，RS 積符号のそれと比べて約 0.5 dB

劣ることが分かった．なお，RS 連接符号の符号化利得は，冗長度が 3.2 % の点

で急激に低下しているが，これは冗長度を低く抑えることによって誤り訂正能

力が低下し，BER = 1×10-9 以上の領域でエラーフロアが発生しているためであ

る‎[68]．

3.4 各種劣化要因に対する光伝送システムのビット

誤り特性

FEC 符号の誤り訂正能力の評価は，一般的に，ランダムに発生する符号誤り

を仮定して行われているが，光伝送システムにおけるビット誤りの発生は必ず

しも完全にランダムプロセスとして扱えないとの理論検討結果が報告されてい

る‎[69]．そこで，我々は，光伝送システムの代表的な劣化要因である ASE 雑音，

誘導ラマン効果 (Stimulated Raman Scattering: SRS)，相互位相変調 (Cross Phase

Modulation: XPM)，隣接チャネル間クロストーク (Cross Talk: XT)，およびチャ

ネル間四光波混合 (Intra-channel Four Wave Mixing: IFWM) について，ビット誤

‎3.4 各種劣化要因に対する光伝送システムのビット誤り特性 47

り発生特性を実験により評価し，それぞれの劣化要因に対する RS符号による誤

り訂正特性について検討した．

図 ‎3-11 各種劣化要因に対する光伝送システムのビット誤り特性測定系

(a) ASE 雑音，(b) SRS，(c) XPM，(d) XT，(e) IFWM


各種劣化要因に対する光伝送システムのビット誤り特性測定系を図 ‎3-11に示

す．測定信号には，10.66 Gbit/s の NRZ信号 (系列長 215

-1ビットの PRBS) を用

いた．はじめに，想定する劣化要因の無い状態で BER が 1×10-10以下となるよう

に光受信器の入力状態を設定し，次に，劣化要因を付加した状態での BER が約

1×10-6となるよう，劣化要因の強さを調整した．測定では，個々のビット誤りの

発生位置が検出可能な測定器を用いて 10,000 個のビット誤りの PRBS 中におけ

る発生位置を測定した．

測定結果を図 ‎3-12に示す．それぞれ，横軸は PRBS の先頭からのビット位置

を，縦軸はそれぞれのビット位置での誤り発生回数を示す．図より，ASE 雑音

が原因で発生する符号誤りは概ねランダムであるのに対して，隣接チャネル間

クロストークや非線形現象による特性劣化，とくに IFWM に起因する符号誤り

は，パターン依存性が非常に顕著であることが確認された．

‎3.4 各種劣化要因に対する光伝送システムのビット誤り特性 49

(a) (b)

(c) (d)

(e)

図 ‎3-12 PN系列を構成する各ビットに対する誤り発生頻度

(a) ASE 雑音，(b) SRS，(c) XPM，(d) XT，(e) IFWM


3.5 RSOA を用いた WDM-PON システムに適した

FEC 符号の検討

3.5.1 RSOA での変調に起因するビット誤り特性と FEC の検討

‎3.4節で述べたように，FEC 符号による誤り訂正能力の評価は，一般的に，ラ

ンダムに発生するビット誤りを仮定して行われているが，光伝送システムにお

けるビット誤りの発生は必ずしもランダムではない．そこで，RSOA を用いた

WDM-PON システムに適した FEC 符号を検討するため，RSOA での変調に起因

するビット誤り特性を評価した．実験系を図 ‎3-13に示す．実験では，3 dB変調

帯域が 2.2 GHz の RSOAを用いた．RSOAに入力する種光の波長は 1550 nm と

し，RSOAへの入射光電力は -12 dBmとした．RSOAのバイアス電流は 80 mA に

設定した．このときの RSOA出力光電力は 5 dBm であった．RSOA にて変調さ

れた光信号は，帯域幅 1 nm の光バンドパスフィルタ (Optical Band Pass Filter:

OBPF) を通過した後，PIN-PDで O/E変換し，サンプリング速度 50 GSample/s，

垂直分解能 10 bit のデジタルサンプリングオシロスコープにより測定した．

図 ‎3-13 実験系

‎3.5 RSOAを用いたWDM-PON システムに適した FEC符号の検討 51

まず，変調データとして系列長 27-1 ビットの PRBS を用いて，RSOA での変

調に起因するビット誤り特性を評価した．RSOAでの変調に起因するビット誤り

特性を図 ‎3-14に示す．図 ‎3-14 (a) および (b) は，それぞれ PN 系列を構成する

各ビットに対する誤り発生回数，およびバースト誤りの発生頻度分布の測定結

果である．なお，測定の際の受信平均 BER は 7.1×10-3

であった．本測定結果

より，RSOAでの変調に起因するビット誤りはランダムではなく，パターン依存

性があることが分かった．ビット誤り発生位置をより詳細に調べたところ，主

に “0”‎と “1”‎が交互に連続している部分でビット誤りやバースト誤りが発生

していることが分かった．これは，“0”‎と “1”‎が交互に連続している部分にお

ける符号間干渉の影響が原因であると考えられる．

(a) (b)

図 ‎3-14 RSOAでの変調に起因するビット誤り特性 (a) PN系列を構成する各ビ

ットに対する誤り発生回数，(b) バースト誤りの発生頻度分布

RSOAでの変調に起因するビット誤りはランダムではなく，バースト誤りを多

く含むことから，バースト誤り訂正特性に優れた RS 符号の適用が望ましいと考

えられる．そこで，RSOA を用いた WDM-PON システムにおける RS 符号の有

効性を確認するため，変調データとして RS(255, 239) により符号化された PRBS

(系列長：27-1 ビット) を用いて，再度実験を行った．測定ではまず，受信光電

力と誤り訂正前の BER の関係を評価した．そのうえで，オフライン処理によ

り RS(255, 239) による誤り訂正処理を行い，受信光電力と誤り訂正後の BER

の関係を評価した．その結果を図 ‎3-15に示す．なお，比較のために，誤り訂正

前の BER がランダム誤りに起因すると仮定した場合の誤り訂正後の BER も

あわせて図中に示す．


図 ‎3-15 RS(255, 239) 適用前後での受信感度特性の測定結果

RSOA での変調に起因するビット誤り特性から予想した通り，RS 符号の適用

によって，ランダムに発生するビット誤りを仮定した場合の誤り訂正能力を上

回る誤り訂正特性が得られることが分かった．また，受信光電力を -17.3 dBm

とした場合の復号後の BER は 1.0×10-6以下であり，受信光電力が -17.5 dBm 以

下の場合と比べて誤り訂正後の BER特性が急激に改善していることが分かった．

以上のことから，RSOA を用いた WDM-PON システムでは，バースト誤り訂正

能力に優れた RS 符号，又は RS 符号をベースとした積符号や連接符号が適して

いると考えられる．

3.5.2 RSOA を用いた 10 Gbit/s WDM-PON システムに適した FEC

符号の検討

最後に，瞬時印加電流による RSOA 変調速度の高速化法を適用した場合につ

いて，‎2.6.1節で述べた RSOA直接変調による 10 Gbit/s WDM-PONシステムを例

に，当該システムに適した FEC 符号について検討する．‎2.6.1 節で述べた通り，

当該システムでは SMF 80 km 伝送後の受信 BER 特性は図 ‎2-17 のようになる．

80 km 伝送後における受信信号強度は最大 -29.6 dBm であることから，5 dB程

度のマージンを見込んでシステム設計を行うと，受信信号強度 -34.6 dBm にお

ける受信 BER を FEC リミット以下とするような FEC 符号を選択する必要があ

る．つまり，受信信号強度 -34.6 dBm における受信BERは 1.1×10-3

(Q値：9.7 dB)

BER < 10-6

‎3.6 結言 53

であることから，符号化利得が 5.9 dB (= 15.6 – 9.7) 以上の FEC 符号を選択する

必要がある．‎2.6.1節では，そのような符号として，冗長度 14.3 % の RS(255, 223)

符号を挙げた．しかしながら，よりデータビットの伝送効率を上げるためには，

より低い冗長度の FEC 符号の適用が望ましい．そこで図 ‎3-10をもとに，符号化

利得として 5.9 dB 以上が得られ，かつ冗長度が 14.3 %よりも小さい符号を調

べると，冗長度 6.7 % の RS 連接符号である RS(255, 247) + RS(247, 239) や，冗

長度 3.2 % の RS 積符号である RS(255, 251)2を採用することによって，データ

ビットの伝送効率をより向上することができる．

3.6 結言

本章では，FEC符号について述べた後，代表的な FEC符号であるReed-Solomon

符号 (RS 符号) を紹介した．そのうえで，RS 符号の誤り訂正能力を解析的に求

める方法について説明した．符号化利得をさらに向上させる手法として，2つ以

上の RS 符号を組み合わせて，より強力な符号を構成する代表的な手法である積

符号と連接符号について紹介し，それらの誤り訂正能力を数値シミュレーショ

ンにより評価した．最後に，RSOA を用いた高速 WDM-PON システムに適した

FEC 符号について検討し，積符号や連接符号を適用することによって，データ

ビットの伝送効率をより向上できることを紹介した．

54

第4章基地局収容光アクセス回線向け

データ圧縮技術

4.1 緒言

本章では，基地局収容光アクセス回線におけるデータ圧縮技術を提案する．

次世代無線アクセス網アーキテクチャと目されるC-RAN構成について説明した

うえで，当該構成での基地局収容向け光アクセスシステムでは，データ伝送の

高効率化が必須であることを述べる．そのうえで，無線信号品質を殆ど劣化さ

せることなく光アクセス回線への要求帯域を 50 %削減できるデータ圧縮技術を

提案し，数値シミュレーションおよび実験によりその有効性を検証する．

4.2 C-RAN 構成

ヘテロジニアスネットワークにおいて，大量のモバイルトラヒックを収容す

るには，多数の小セル基地局を高密度に配置する必要があるが，その場合，基

地局間での電波干渉が問題となる．この問題を解決する方法として，複数の基

地局を集中制御し，協調動作させることで基地局間の干渉を抑制できる C-RAN

と呼ばれる基地局網構成が提案されている‎[9]‎[10]．

図 ‎4-1に，LTE-A基地局網を例に，従来の基地局網構成と C-RAN構成の概要

を示す．LTE-A無線基地局は，一般的に制御・ベースバンド部 (Base Band Unit:

BBU) と無線部 (Remote Radio Head: RRH) により構成される．収容局 (Central

Office) からの下りデータは，まず BBUにおいてベースバンド信号に変換された

後，RRHにおいて DA変換され，無線信号としてユーザ端末に送信される．BBU

は，基地局の制御を行う制御部，イーサネット等により上位の収容局とデータ

をやりとりする伝送路インターフェース部，伝送路又は GPS (Global Positioning

System) から抽出した基準クロックを基に各種クロックを生成するタイミング

制御部，伝送路インターフェースを通して授受するデータと無線信号として送

出する OFDM 信号との変換を行うベースバンド部等から成る．また RRH は，

BBUで処理される OFDM 信号を直交変調して RF信号に変換する直交変調部，

当該 RF信号を電波として送出する送信部，及びユーザ端末から受信した電波を

直交変調部で処理する周波数に変換する受信部から構成される．

従来の基地局網構成では，BBUと RRHは同一場所に設置され，基地局と収容

局間はイーサネット等によりユーザデータのやりとりを行っていた (図 ‎4-1 (a))．

‎4.2 C-RAN構成 55

このような構成は D-RAN (Distributed Radio Access Network) とも呼ばれる．これ

に対し，RRH と BBU を分離し，BBU 機能を収容局に集約する構成が，C-RAN

と呼ばれる構成である (図 ‎4-1 (b))．これまでの D-RAN 構成では基地局同士が

独立に動作していたのに対して，C-RAN 構成では複数の基地局を集中制御し，

協調動作させることで基地局間の干渉を抑制する．これにより，3GPP で標準仕

様化された LTE-A‎の干渉制御機能‎[11]などを最大限に活用でき，ユーザ端末

(User Equipment: UE) の無線通信品質を大幅に向上させることができる．また，

基地局側装置が小型化されるため，多数のマイクロセル・ピコセルの迅速かつ

効率的な敷設が可能となる．さらに，多数の BBU を収容局側に集約するため，

システム全体での省電力化や機器集約によるコスト削減が期待される．BBU と

RRHの間は，標準仕様である CPRI (Common Public Radio Interface) により接続

される‎[70]．D-RAN構成および C-RAN構成では，基地局と収容局とを結ぶアク

セス回線は，それぞれ「バックホール回線」および「フロントホール回線」と

呼ばれる．

図 ‎4-1 無線基地局網の構成 (a) 従来の D-RAN構成，(b) C-RAN 構成

56 ‎第 4章基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術

4.3 基地局信号の特徴

本節では，C-RAN 基地局を収容する光アクセス回線にて伝送される CPRI 信

号の概要について紹介する．そのうえで，CPRI信号によって伝送される基地局

信号の特徴を解析すべく，LTE-A における基地局信号を実験にて取得し，その

特徴について解析した結果を説明する．

4.3.1 CPRI 信号の概要

一例として，上り信号を例に，CPRIに準拠したインターフェースでやり取り

されるシリアルデータの構成について説明する．RRH 側において，まず受信無

線信号の I および Qチャネルは高速 ADC (Analog-to-Digital Converter) によりサ

ンプリングされる．サンプリングされた I/Q データは 15 byte ごとに同期および

制御用の信号を付与され，CPRIの最小構成要素である 16 byte の CPRIベーシッ

クフレームに整えられる．各ベーシックフレームは，チップレートと同じ周期

である 3.48 Mframe/s の速度で送信／受信される．このベーシックフレームが

256 個集まって一つのハイパーフレームを構成し，さらにハイパーフレームが

150個集まって一つの UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) フレ

ーム (又は CPRI 10 ms フレームとも呼ばれる) を構成している．図 ‎4-2に CPRI

ベーシックフレームの構造を，また，図 ‎4-3 に CPRIフレームの階層構造を，そ

れぞれ示す．

CPRI で規定される基本伝送速度は，16 byte のベーシックフレームを 3.48

Mframe/s で伝送することで得られる，614.4 Mbit/s のラインレートである．し

かしながら，後述するように実際のセルラーネットワークにおけるフロントホ

ール回線としては，さらに高速なインターフェースが求められる．このため CPRI

では，3.48 Mframe/s で伝送するベーシックフレームを 16N byte (N は自然数) は

に拡張した複数のオプションが規定されている．一例としてオプション 2 の

CPRI ベーシックフレームの構造を図 ‎4-4 に示す．また，CPRI で規定されるオ

プションの一覧を表 ‎4-1に示す．

‎4.3 基地局信号の特徴 57

図 ‎4-2 CPRI (Option 1) ベーシックフレームの構造

図 ‎4-3 CPRIフレームの階層


図 ‎4-4 CPRI (Option 2) ベーシックフレームの構造

表 ‎4-1 CPRI規定における各オプションの詳細

CPRI Option 1 2 3 4 5 6 7

CPRI basic frame

size [byte] 16 16×2 16×4 16×5 16×8 16×10 16×16

I/Q data rate

[Mbit/s] 460.8 921.6 1843.2 2304.0 3686.4 4608.0 7372.8

CPRI data rate

[Mbit/s] 491.52 983.04 1966.08 2457.6 3932.16 4915.2 7864.32

CPRI line rate

[Mbit/s] 614.4 1228.8 2457.6 3072.0 4915.2 6144.0 9830.4

4.3.2 CPRI ラインレートの計算例

ここで一例として，LTEの帯域幅が 20 MHz，2×2 MIMOの利用を想定した場

合に，フロントホール回線に要求される CPRI 伝送速度について述べる．まず，

RRH 側において受信無線信号の Iおよび Q チャネルは，それぞれサンプリング

周波数 15.36 MHz，出力ビット幅 15 bit の高速 ADC により量子化される．さら

に，2×2 MIMOを利用していることを加味して I/Qデータ信号全体のデータレー

トを計算すると，1843.2 Mbit/s となる．

‎4.3 基地局信号の特徴 59

その後，I/Qデータは 15 byte の I/Qデータブロック毎に 1 byte のコントロール

ワードを付加され，CPRI ベーシックフレームが形成されるため，CPRI データ

レートは 1966.08 Mbit/s となる．さらに最終的に，8B/10B 変換されたうえで光

ファイバ伝送路に送信される．このため，実際に光ファイバ上で伝送する光信

号の物理的な伝送速度としては，2457.6 Mbit/s が要求される．

以上のことから，帯域幅が 20 MHz，2×2 MIMO の LTE信号を CPRIにより収

容するためには，フロントホール回線には表 ‎4-1に示す CPRIオプション 3の伝

送速度が必要となる．

ここでは簡単のために単純な LTE システムを想定して計算を行ったが，実際

には基地局あたりのセクター数やマルチバンド対応を考慮する必要があるため，

フロントホール回線にはさらなる伝送容量が求められることになる．

4.3.3 LTE-A 基地局信号の特徴

図 ‎4-5は，信号帯域幅 5 MHz，2×2 MIMO の LTE信号を，実際にアンテナサ

イトで5秒間にわたり取得した 38.2 Msample分の I/Qサンプルデータをもとに，

振幅値の出現頻度を確率質量関数 (Probability Mass Function: PMF) としてプロ

ットしたものである．図 ‎4-5 より明らかなように，振幅値の絶対値が大きいほ

ど，出現頻度は低くなることが分かる．図中の赤線は，当該 I/Q サンプル値から

算出した標準偏差 (2 = 403.6) を持つ正規分布を示す．これより，LTE 信号の

I/Q サンプル値の分布は，正規分布によって良く近似されていることが分かる．

図 ‎4-6は，上記 I/Qサンプルデータより算出した，LTEベースバンド信号の電

力スペクトルを示す．LTEでは，一般的に BBU/RRH において信号帯域幅の 1.536

倍のサンプリング周波数が用いられる．これは，LTE 信号のサブキャリア間隔

が信号帯域幅によらず 15 kHz であることと，FFTサイズが 2nであることに起因

する‎‎[71]．上記の，信号帯域幅 5 MHz の LTE信号を例にとると，帯域をカバー

するには FFT サイズを 512 とする必要があるため，I/Q 信号それぞれに対して，

7.68 MHz (15 kHz×512) のサンプリング周波数で量子化されている．このため，

図 ‎4-6 のスペクトル軸上における両端部分のように信号成分を含まない冗長成

分が約 35 % ((1.536 - 1) / 1.536) 含まれる．


図 ‎4-5 LTE I/Q サンプル値の振幅分布を示す確率質量関数

図 ‎4-6 I/Qサンプルより算出した LTEベースバンド信号の電力スペクトル

4.4 基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術

前節で述べたように，C-RAN 構成では，基地局と収容局の間で無線基地局が

送受信するベースバンド信号をデジタル化して直接送受信するため，CPRIの物

理伝送レートとしてはギガビットクラスの伝送速度が要求される．さらに将来

Relative frequency [MHz]

Rela

tive

po

we

r spe

ctr

al d

en

sity [

dB

/Hz]

‎4.4 基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術 61

的な MIMO アンテナ数の増加やマルチバンド化を想定すると，基地局と収容局

を結ぶモバイルフロントホール用光アクセス回線に求められる伝送速度は，基

地局あたり毎秒数十ギガビットに達する可能性がある．このため，なんらかの

方策により CPRI伝送速度を抑える必要がある．

CPRI伝送速度を抑制する有力な技術の 1つが，データ圧縮技術である．今回

我々は，以下の 2種類の手法により送信 I/Q データ量を削減することを目標とし

た．

4.4.1 従来のデータ圧縮法

ビット幅削減法

最も単純な I/Q データ量の削減方法は，高速 ADC のビット幅 (量子化ビット

数) の削減である．例えば，元々の ADC のビット幅が 16 bit である場合，ビッ

ト幅を k bit削減することによって，CPRI回線で送受信すべき I/Qデータ量を (16

- k) / 16 倍に削減することができる．しかしながら，ビット幅の削減は量子化誤

差の増大をもたらすため，削減できるビット数 k とベースバンド信号品質との

間にはトレードオフの関係がある点に注意が必要である．

FLAC (Free Lossless Audio Codec)

FLAC (Free Lossless Audio Codec) は，圧縮解凍後に元のデータを完全に再現す

ることができる可逆圧縮方式の一種であり，オープンソースとして開発が進め

られている‎[72]．FLACは基本的に音声データを対象として開発された技術だが，

FLACの重要な要素技術として用いられているGolomb-Rice符号は簡単な構成で

時系列データの圧縮が可能であることから‎[73]，同様に時系列データである I/Q

データに対しても適用可能であると考えられる．事実，FLAC による圧縮処理を

I/Q データに適用することで，無線信号品質を維持しつつ，CPRI に適合した伝

送レートも維持できる，50%の圧縮率が実現可能であることが報告されてい

る‎‎[74]‎[75]‎[75]．

しかしながら，本方式の C-RAN基地局回線への適用には，2つの課題がある．

第 1に，FLAC により圧縮されたデータは固定ビットレートではなく，可変ビッ

トレートである点である．CPRI信号は常に固定ビットレートで送受信する必要

があるため，FLAC 処理後にバッファやパディング処理により出力レートを固定

化する必要があるが，これによる処理回路の複雑化や処理遅延増加の懸念があ

る．第 2に，圧縮／伸長処理により発生する処理遅延が 100 s 近くになること

である．当該遅延量は C-RAN構成としては許容範囲内ではあるものの，システ


ムの設計マージンを確保するためには，処理遅延は 20 s 以下に抑えられること

が望ましいとされている‎[12]．

その他の既存圧縮技術

上記の他にも，これまでにいくつかの方法が提案されている．文献‎‎[76]では，

I/Qデータ列を FFT 変換し，周波数領域で不要データの削除や振幅の規格化 (ス

ケーリング) などを実施することで，圧縮率 50 %を実現可能な非可逆圧縮法が

提案されている．しかしながら当該圧縮法では，圧縮側で規格化の際に用いる

標準的な振幅値 (スケーリングファクタ) を，フロントホール回線にて頻繁に伸

張側に通知する必要がある．この通知を実現するには，フロントホール回線の

プロトコルインタフェースとして一般的に用いられる CPRI フレームヘッダの

利用可能な領域のほぼ全てを使う必要があるため，他の制御情報を通知するこ

とが困難になるという問題がある．例えば文献‎‎[76]の記載例では，I/Qデータ 32

サンプル毎に 11ビットのスケーリングファクタを送信する必要があるが，これ

は一般的な CPRIフレームヘッダの Vendor specificフィールドの約 9割の分量に

相当する．文献‎‎[77]では，LTEのトラヒック量に応じてサンプリング周波数を動

的に変化させることで，平均的に約 38 %の圧縮率を達成できる可能性があるこ

とが報告されている．しかしながら，当該圧縮法では，フロントホール回線に

おけるプロトコルインタフェースが，一般的に用いられる標準的な仕様である

CPRI ‎に適合しないという問題がある．

4.4.2 提案するデータ圧縮法

前節で述べた通り，既存のデータ圧縮技術には，今後の C-RAN基地局網に適

用するうえで解決すべき課題が残されている．そこで本節においては，圧縮・

伸張処理に起因する遅延量の増加を大幅に低減しつつ，LTE 無線信号品質を確

保可能な新たなリアルタイム I/Q データ圧縮法を提案する．本提案法は，I/Q デ

ータのダウンサンプリングと非線形量子化とを組み合わせることで，CPRIに適

合した伝送レートを達成できる 50%の圧縮率を実現するものである．

実用的な観点から，C-RAN 構成への適用を想定すると，I/Q データ圧縮法が

満足すべき要求条件は以下の 4点に整理できる‎‎[78]．

(1) 圧縮／伸長処理に起因する片道伝搬遅延の増加は 20 s以下であること．

(2) 圧縮後の信号もCPRIに適合するため，圧縮率は常に50 %固定であること．

(3) 圧縮／伸張による EVM (Error Vector Magnitude) の劣化は 3 %以下である


こと．

(4) 受信側での伸長処理に必要なパラメータの通知に必要となるビット数は，

CPRIフレームヘッダのビット数に対して十分に少ないこと．

まず，要求条件 (1) を満足するためには，一定数の I/Q サンプル値をバッフ

ァリングしたうえで圧縮するブロック圧縮法ではなく，入力 I/Q サンプル値を連

続的に圧縮するストリーム圧縮法が望ましい．また，要求条件 (2) を満足する

ためには，当該ストリーム圧縮法は，入力 I/Qデータに依存せず，常に固定圧縮

率で圧縮処理を行う圧縮法であることが望ましい．そこで我々は，固定圧縮率

を与える下記2種類のストリーム圧縮法を組み合わせた I/Qデータ圧縮法の可能

性について検討した．

(1) ダウンサンプリング処理により，周波数領域における冗長成分を除去 (圧

縮率：3/4)

(2) 非線形量子化処理により，サンプル毎のビット幅を削減 (圧縮率：2/3)

本手法では，これら 2つの処理のパラメータを変更することで，圧縮率を 50 %

(3/4 × 2/3) 以外にも設定可能である．

LTEでは，一般的に BBU/RRH において信号帯域幅の 1.536倍のサンプリング

周波数が用いられる．これは，LTE 信号のサブキャリア間隔が信号帯域幅によ

らず 15 kHz であることと，FFT サイズが 2nであることに起因する‎[71]．例えば，

信号帯域幅 10 MHz の LTE信号帯域をカバーするには，FFTサイズを 1,024とす

る必要があるため，I/Q信号それぞれに対して，15.36 MHz (15 kHz × 1,024) のサ

ンプリング周波数で量子化されている．このため，ステップ(1)のダウンサンプ

リング処理では，理論的には信号品質の劣化を引き起こすことなく，最大で約

65 % (1 / 1.536) の圧縮率が達成可能となる．

一方，ステップ(2)の非線形量子化処理については，LTE の I/Q サンプルデー

タの特徴を活かして，非一様な量子化間隔で各サンプルの量子化ビット数を削

減するものである．提案する非線形量子化法については，次節で説明する．

4.4.3 LTE-A 信号に対する非線形量子化

前述した LTE の I/Q サンプルの特徴を活用して，非一様な量子化間隔で各サ

ンプルの量子化ビット数を削減する非線形量子化法を適用することで，LTE 信

号品質を維持したまま，I/Qデータサイズを大幅に削減できると考えられる．


以下では，提案する非線形量子化処理について説明する．前述した LTEの I/Q

サンプルの特徴より，図 ‎4-7 のように，振幅の平均値 () 付近では量子化間隔

を密に，からの差が増加するほど量子化間隔を疎にすることで，より少ない量

子化ビット数で元の波形に極めて近い波形を再現できると考えられる．そこで

まず，元の I/Q サンプルデータから，振幅の平均値 () と標準偏差 () を算出

する．そのうえで，式 (4.1) の確率質量関数 f(x) で表される正規分布で近似す

る．なお，kは上り信号の電力分布を考慮した非線形量子化レベルの最適化を行

うためのスケーリングパラメータである．次に，式 (4.2) で表される f(x) の累

積分布関数 (Cumulative Distribution Function: CDF) g(x)を用いて，量子化ビット

数Mの非線形サンプリング閾値 (2M個の閾値)を決めることとした．具体的には，

元の I/Qデータの量子化ビット数を N (>M) としたとき，[-2N-1

, 2N-1

-1]の範囲の x

に対する g(x)×2Mの値を算出する．そのうえで，g(x)×2

Mが自然数(1,2,…,2M

) に

最も近くなる xの値を算出し，当該 xを非線形サンプリング閾値と決めることと

する．これら一連の処理内容を図 ‎4-8に示す．

図 ‎4-7 I/Q信号サンプル値の PDFに基づく非線形量子化の閾値分布の概念図


図 ‎4-8 提案データ圧縮技術における圧縮処理の過程

(4.1)

(4.2)

ここで，erf(x) は誤差関数であり，次式により定義される．

x

dttxerf0

2 )exp(2

)(

(4.3)


4.4.4 上り信号の電力分布を考慮した最適化

一般的に，LTE 基地局がカバーするセル内には，基地局からの距離が異なる

複数の UEが存在する．各 UEはそれぞれ割り当てられたサブキャリアと時間ス

ロットを用いて上りデータを送出する．UE に割り当てられる上りデータ送出用

のサブキャリアと時間スロットのことをリソースブロック (Resource Block: RB)

と呼び，最小単位は 12個の連続するサブキャリアと 0.5 ms のスロット時間から

成る．このため，基地局が受信する LTE 上り信号の平均電力は，フェージング

による変動を除外しても，最小 0.5 ms 単位で変動する．しかしながら I/Q サン

プルに対するおよびの値を，RB の最小単位である 0.5 ms で算出して

BBU-RRH間で共有することは困難である．そこで，数値シミュレーションによ

り，上り LTE信号の電力変動を計算し，CPRI信号の制御メッセージ更新間隔も

考慮したうえで， I/Q サンプル値に対するおよびの更新間隔の最適化を

実施した．また，あわせてスケーリングパラメータ kの値についても検討した．

まず，図 ‎4-9のように，基地局において上り受信電力が異なる 2台の UEを想

定し，上り LTE信号の電力変動を数値シミュレーションにより見積もった．UE1

および UE2は，それぞれ 13本のサブキャリアを使用し，UE2は 5 ms 間隔で上

り信号を送出すると想定した．UE と基地局間の無線伝搬モデルとして，3GPP

TS36.101‎[79]および TS36.104‎[80]準拠の中速マルチパスフェージング環境

(Extended Vehicular-A) を想定した．


図 ‎4-9 数値シミュレーションで想定した

LTE上り信号のリソースブロック割当

EVMが最も劣化する条件で評価するため，上り受信電力が変動する 5 ms 毎に

I/Qサンプル値に対するおよびを更新することを想定した．スケーリング

パラメータ k を 1 から 3 まで変化させ，圧縮／伸長処理による EVM 劣化量を

計算した．その結果を図 ‎4-10に示す．計算の結果，k = 3を除いて，いずれの場

合も要求条件を満足することが分かった．また，k = 2 にて EVM 劣化量が最小

となることが分かった．これは，提案データ圧縮法では，信号波形の変動幅が

おおよそ以下の領域では圧縮／伸長後も元の信号波形を許容範囲内の誤差で

再現できるのに対して，信号波形の変動幅がと比べて増大するほど誤差が大き

くなる性質があるためである．このため，受信電力が大きく変動する上り信号

波形に対してはk = 2 とし，あたかも元の信号波形の変動幅が 2であるかのよ

うに圧縮／伸長処理を実施することで，k = 1 と比べて EVM劣化量が低減して

いるものと考えられる．本論文では，スケーリングパラメータとして，以降こ

の値 (k = 2) を用いることとした．


図 ‎4-10 EVM劣化量のスケーリングパラメータ依存性

次に，5 ms 毎に，EVM劣化量と，隣接する 5 ms 区間の上り平均受信電力 Pav

の差との関係をプロットした．その結果を図 ‎4-11に示す．図より，隣接する 5 ms

区間の上り平均受信電力 Pav の差が増大するほど，EVM劣化量が増大している

ことが分かる．これは，信号波形の変動幅が，スケーリングパラメータの影響

を考慮するとおおよそ 2以下の領域では圧縮／伸長後も元の信号波形を許容

範囲内の誤差で再現できるのに対して，信号波形の変動幅が 2に比べて増大す

るほど誤差が大きくなる性質があるためである．ところで，圧縮／伸長処理に

起因する EVM 劣化量は 3 %以下とする必要がある．図 ‎4-11 より，この条件を

満たすためには，隣接する時間スロット ( およびの更新間隔) 間での平均

受信電力差を 10 dB以下とする必要があることが分かった．


図 ‎4-11 隣接する 5 ms 区間の平均受信電力の差と EVM劣化量の関係

次に，およびの更新間隔と，隣接する時間スロット間での平均受信電力

差の関係を，数値シミュレーションによって評価した．より現実に近い上り受

信電力の変動を見積もるため，2 次元平面上に 57 セクターの基地局がランダム

に分布し，各セクターがカバーするセル内にはそれぞれ 10 台の UE がランダム

に配置されている状態を想定した．この状態で，3GPP TR25.814 および TR

36.872で定義された FTP モデル 3 (FTP model-3) ‎[71]‎‎[81] を用いて各 UEから平

均伝送速度 1.2 Mbit/sの上りトラヒックを発生させ，各基地局が受信する上り受

信電力の時間変動を計算した．FTP モデル 3 の概要を表 ‎4-2 に示す．そのうえ

で，およびの更新間隔を 1, 10 および 50 ms としたそれぞれの場合につい

て，隣接する時間スロット間での平均受信電力の差の CDFを評価した．評価結

果を図 ‎4-12に示す．


図 ‎4-12 隣接スロット間の平均電力の差の累積分布関数

(a) スロット間隔T = 1 ms, (b) T = 10 ms, (c) T = 50 ms

‎4.5 提案データ圧縮法の有効性検証 71

表 ‎4-2 FTP モデル 3 の概要

パラメータ設定

ファイルサイズ 0.5 Mbytes

パケット到着レートポアソン分布

伝搬遅延考慮

図 ‎4-12より，およびの更新間隔を，およびms とした場合，隣接す

る時間スロット間での平均受信電力の差が 10 dB 以下となる確率は，それぞれ

99.55, 99.95および 99.96 %となることが分かった．品質管理の分野で一般的に用

いられている 3ルールを適用すると，3の確率で信号品質を維持する

には時間スロットをms 以上とする必要がある．CPRI 信号の制御メッセージ

更新間隔が 10 ms であることを考慮すると，およびの更新間隔をms と

することが実装の観点からも適切であると考えられる．

4.5 提案データ圧縮法の有効性検証


前節で提案した I/Qデータ圧縮法の有効性を確認するため，数値シミュレーシ

ョンによる評価を行った．実験により取得した，帯域幅 5 MHz の LTE信号の測

定 I/Qデータを用いて評価した．図 ‎4-13 および図 ‎4-14に，1/2 圧縮法を施す前

後での I/Q-ch 波形データの一例を示す．(a) は‎4.4.1 節で述べた従来のビット幅

削減を適用した場合の波形であり，(b) は提案データ圧縮法を適用した場合の波

形である．従来法と比べ，提案法では，1/2 圧縮・解凍処理実施後も，ほぼ波形

の劣化はなく，元の波形情報を再現できていることが分かる．

表 ‎4-3 は，実験データを使って，提案圧縮を適用前後の EVM と SNR を示し

ている．表 ‎4-3に示すように，提案圧縮手法を用いることによる，EVMや SNR

の劣化はほとんど発生しないことがわかる．


図 ‎4-13 データ圧縮適用前後での Iチャネル波形データの一例

（(a)従来のビット幅削減法，(b)提案手法）

図 ‎4-14 データ圧縮適用前後での Qチャネル波形データの一例

（(a)従来のビット幅削減法，(b)提案手法）

‎4.5 提案データ圧縮法の有効性検証 73

表 ‎4-3 圧縮適用前後での EVMおよび SNR の評価結果

EVM [%] SNR [dB]

圧縮適用前 2.8 39.9

圧縮適用後 2.8 39.6

4.5.2 実験

提案 I/Q データ圧縮法を実装した試作機 (I/Q データ圧縮/伸長装置) を用いて，

本提案法の有効性の検証試験を実施した．図 ‎4-15に，試験系および今回開発し

た試作機の外観を示す．本機は筐体全面に 4.9 Gbit/s の CPRI 信号ポートと 2.5

Gbit/s の CPRI信号ポートを有し，装置内部において，4.9 Gbit/sの CPRI信号ポ

ートからの入力信号を提案 I/Qデータ圧縮法で圧縮したうえで 2.5 Gbit/sのCPRI

信号ポートから出力する処理と，2.5 Gbit/s の CPRI信号ポートからの入力信号を

伸長したうえで 4.9 Gbit/sのCPRI信号ポートから出力する処理とを同時に行う．

実験では，本試作装置を 2台対向させて，I/Qデータの圧縮特性と圧縮／伸長処

理に要する処理時間を測定した．

図 ‎4-15 評価系および I/Qデータ圧縮／伸長装置の外観

まず，4.9 Gbit/s および 2.5 Gbit/s の CPRI信号をパルスパターン発生器から生

成し，圧縮および伸長処理に要する処理時間を測定した．その結果，圧縮処理

および伸長処理に起因する片道伝搬遅延の増加は3.6 s (圧縮処理0.7 sおよび

伸張処理 2.9 s) であり，要求条件 (20 s) を十分に下回ることを確認した．

次に，圧縮／伸長による EVM劣化量を評価した．比較のために，従来の ADC

のビット幅 (量子化ビット数) を削減する I/Qデータ圧縮法である「ビット幅削

減法」もあわせて実施した．ビット幅削減法による圧縮率は，例えば元の ADC


のビット幅を 15 bit とし，そこから k bit 削減した場合，(15 - k) / 15 × 100 %とな

る．従来のビット幅削減法および提案法による 50 %圧縮／伸長前後での LTE信

号波形を，それぞれ赤線および青線にて図 ‎4-16 に示す．LTE 信号として 3GPP

で規定された信号帯域幅 20 MHz のテスト信号波形を用いた‎[82]．図 ‎4-16 に示

す波形データを基に，従来のビット幅削減法および提案法による 50 %圧縮／伸

長に起因する EVM 劣化量を計算した．その結果，圧縮／伸長に起因する EVM

劣化量は，従来法では 12 %であるのに対して，提案法では 1 %であり，提案法

は要求条件を満足することを確認した．

図 ‎4-16 (a) 従来のビット幅削減法適用時，および (b) 提案圧縮法適用時の，

圧縮／伸長前後での LTE信号波形

4.6 提案データ圧縮法の適用領域の検討


提案 I/Qデータ圧縮法の適用効果を，数値シミュレーションによって評価した．

文献‎‎[6]から，2019 年には基地局あたりのフロントホール回線に求められる物理

‎4.6 提案データ圧縮法の適用領域の検討 75

伝送速度は 20 Gbit/s に達すると予想されることから，基地局あたり 20 Gbit/s の

伝送容量が必要な C-RAN 構成を想定し，I/Q データ圧縮率と，フロントホール

回線における光伝送特性や LTE無線信号品質との関係を評価した．

CPRI 信号は 8B/10B 変換されたうえで光ファイバに送出されることから，数

値シミュレーションでは27-1の疑似ランダムビット系列でCPRI信号を模擬した．

光変調器としてマッハツェンダー (Mach-Zehnder) 型光変調器を想定し，本デー

タ系列で変調された，波長 1550 nm の NRZ 光信号を生成した．光ファイバとし

ては標準的な単一モードファイバ (Single Mode Fiber: SMF)‎ ‎[83]を想定し，信号

波長での波長分散は 17 ps/nm/km とした．受信機側での O/E変換には PIN型フ

ォトダイオードを用いることを想定した．

数値シミュレーションにて，SMF 10 km, 20 km および 40 km 伝搬時の分散ペ

ナルティを評価した．そのうえで，データ圧縮前のビットレートを 19.7 Gbit/s

と想定し，圧縮率と分散ペナルティとの関係を評価した．具体的には，19.7 Gbit/s

(オリジナル), 9.8 Gbit/s (圧縮率 50 %), 4.9 Gbit/s (25 %) および 2.5 Gbit/s (12.5 %)

のビットレートの光信号に対して，それぞれビット誤り率 (Bit Error Rate: BER)

1 × 10-12

での分散ペナルティを評価した．その結果を図 ‎4-17に赤線で示す．な

お，19.7 Gbit/s の光信号において 20 km および 40 km 伝搬後に BER=1 × 10-12

の

伝送品質が得られなかったため，図では表示していない．図 ‎4-17より，ビット

レートが増加すると分散ペナルティが急激に増加することが見て取れる．

次に，圧縮率と EVM 劣化量との関係について評価した．比較のために，従来

のビット幅削減法による EVM 劣化量もあわせて評価した．その結果を図 ‎4-17

に青線で示す．この結果から，フロントホール回線の線路長を 20 km とすると，

I/Q データ圧縮法を適用する必要があることが分かる．分散ペナルティおよび

EVM劣化量の許容値として，それぞれ 1.5 dBおよび 3 %を想定すると‎[78]，従

来法ではこれらの要求条件を満足することはできないが，提案法では満足でき

ること，および最適な圧縮率は 50 %であることが分かった．


図 ‎4-17 EVM 劣化および分散ペナルティの圧縮率 (ビットレート) 依存性

4.6.2 実験

圧縮率を 50 %とした場合の，分散ペナルティと LTE信号の EVM 劣化を実験

により評価した．図 ‎4-18に本評価で用いた実験系を示す．実験では，LTE信号

として 3GPP で規定された信号帯域幅 20 MHz のテスト信号波形を用いた‎‎‎[82]．

まず，オフライン処理にて，当該 LTEテスト信号をもとにビット幅 15 bit の I/Q

サンプル系列を生成し，‎4.4 節で述べた提案圧縮法を適用したうえで CPRI フレ

ーム化した．次に，当該信号のビット系列をパルスパターン発生器 (Pulse Pattern

Generator: PPG) に設定した．そのうえで，光信号波長を 1.55 m として，当該

CPRI信号に対する分散ペナルティを測定した．その結果，20 km および 40 km

伝搬後の分散ペナルティは，それぞれ 0.0 および 0.2 dBであり，数値シミュレ

ーションにより得られた結果とほぼ一致することを確認した．数値シミュレー

ションによる結果と実験結果とのわずかな差は，実験で用いた光源の位相雑音

やマッハツェンダー型光変調器により印加されるチャープ，および測定誤差に

起因するものと考えられる．50 %圧縮方式適用時の CPRI信号の，0 km，20 km

および 40 km 伝搬後のアイダイアグラムを図 ‎4-19に示す．

‎4.7 結言 77

図 ‎4-18 データ圧縮された CPRIデータ系列の伝送特性評価のための実験系

図 ‎4-19 提案圧縮法にて 50 %圧縮された CPRIデータ (10 Gbit/s) の

(a) 0 km，(b) 20 km，および (c) 40 km 伝送後における受信アイダイアグラム

4.7 結言

本章では，圧縮・伸張処理に起因する遅延量の増加を大幅に低減しつつ，LTE

無線信号品質を確保できる，新たな I/Q データ圧縮法を提案した．また，I/Q デ


ータに対する圧縮率が，フロントホール回線における光伝送特性 (分散ペナルテ

ィ) や LTE 無線信号品質に与える影響について，数値シミュレーションおよび

実験により評価し，CPRIに適合した伝送レートを達成できる 50%の圧縮率が最

適であることを明らかにした．本技術を用いることで，既設基地局を収容する

光ファイバケーブルを増設することなく C-RAN構成へ移行でき，品質の良い通

信回線をエンドユーザに迅速に提供することができる．

79

第5章結論本論文では，序論において光アクセス方式のトレンドについて述べたうえで，

無線トラヒックの急増に伴い今後は基地局収容に適した高速光アクセス方式が

必要となることを提示した．そのうえで，以降の章において RSOA を用いた

WDM-PON システムの伝送速度を大幅に向上する新たな手法と，無線信号品質

を殆ど劣化させることなく，僅かな圧縮／伸長処理遅延で基地局収容光アクセ

ス回線への要求帯域を 50 %削減できるデータ圧縮技術を提案し，数値シミュレ

ーションおよび実験により，それらの有効性を示した．具体的には，RSOAの変

調電流において，シンボル遷移時に瞬時的に強い変調電流を印加し，RSOAにお

ける活性層内のキャリアの応答を一時的に高速化することで，RSOA の変調速度

を大幅に向上する手法を世界で初めて提案し，数値シミュレーションおよび実

験によりその実現可能性を実証した．また，RSOA を用いた高速 WDM-PON シ

ステムへの適用に適した FEC 符号について検討し，積符号や連接符号の適用に

よって，よりデータビットの伝送効率を上げることができることを示した．さ

らに，基地局収容光アクセス回線向けデータ圧縮技術として，世界で初めてダ

ウンサンプリングと非線形量子化法を組み合わせた 50 % データ圧縮方式を提

案し，数値シミュレーションおよび試作機を用いた実験により，その有効性を

実証した．

第 2 章では，WDM-PON システムの実用化には光トランシーバの波長無依存

化が不可欠であることを述べ，それを実現するうえでの最有力候補である RSOA

を紹介した．RSOA の動作を表すレート方程式について述べた後，提案する変調

速度向上法の理論解析およびその実験的検証結果を示した．数値シミュレーシ

ョンおよび実験結果より，本提案法によって，変調帯域幅が数 GHz 程度に限ら

れる RSOAでも，1波長あたり 10 Gbit/s の伝送速度を有する 80 km WDM-PON

システムを構築可能であることを確認し，本提案法の有効性を実証した．

第 3 章では，FEC 符号について述べた後，代表的な FEC 符号である RS 符号

を紹介した．そのうえで，RS 符号の誤り訂正能力を解析的に求める方法につい

て説明した．符号化利得をさらに向上させる手法として，2つ以上の RS 符号を

組み合わせて，より強力な符号を構成する代表的な手法である積符号と連接符

号について紹介し，これらの誤り訂正能力を数値シミュレーションにより評価

した．さらに，RSOA を用いた高速 WDM-PON システムへの適用に適した FEC

符号について検討し，積符号や連接符号の適用によって，よりデータビットの

伝送効率を上げることができることを示した．

第 4章では，基地局収容光アクセス回線におけるデータ圧縮技術を提案した．

80 ‎第 5章結論

次世代無線アクセス網アーキテクチャと目されるC-RAN構成について説明した

うえで，当該構成での基地局収容向け光アクセスシステムには，データ伝送の

高効率化が必須であることを述べた．そのうえで，無線信号品質を殆ど劣化さ

せることなく，僅かな圧縮／伸長処理遅延で基地局収容光アクセス回線への要

求帯域を 50 %削減できるデータ圧縮技術を世界で初めて提案し，数値シミュレ

ーションおよび試作機を用いた実証実験により，その有効性を示した．

最後に，本論文において得られた成果が，光アクセスネットワークの発展お

よび次世代無線アクセス網の迅速な普及に貢献することを期待する．

81

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Osaka University Knowledge Archive : OUKA...P PAM Pulse Amplitude Modulation パルス振幅変調...

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