LT8705A - 入力電圧および出力電圧が80Vの同期整流式4 ......M1 ×2 22µH 4.7µF × 4...

LT8705A

18705af

詳細： www.linear-tech.co.jp/LT8705A

標準的応用例

特長概要

入力電圧および出力電圧が80Vの同期整流式4スイッチ昇降圧

DC/DCコントローラ

LT®8705Aは、出力電圧より高い、低い、または等しい入力電圧で動作する高性能の昇降圧スイッチング・レギュレータ・コントローラです。このデバイスは、入力電流、入力電圧、出力電流、および出力電圧の帰還ループを内蔵しています。入力電圧範囲が2.8V～80V、出力電圧範囲が1.3V～80Vと広いので、LT8705Aはほとんどの太陽電池システム、自動車システム、通信システム、電池駆動システムに適合します。LT8705Aは、LT8705の改善されたピン互換バージョンであるため、新しい設計で使用することを推奨します。詳細については「アプリケーション情報」のセクションのLT8705AとLT8705

を参照してください。

LT8705Aは、軽負荷時にBurst Mode®動作、不連続導通モード、または連続導通モードを選択するためのMODEピンを備えています。その他の機能には、3.3V/12mA LDO、同期可能な固定動作周波数、内蔵ゲート・ドライバなどがあります。L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Burst Mode、µModuleおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標です。その他全ての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。

n 1本のインダクタで、安定化出力電圧より高い、低い、または等しい入力電圧が可能

n 入力電圧範囲：2.8V（EXTVCC > 6.4Vが必要）～80Vn VOUTの電圧範囲：1.3V～80Vn NチャネルMOSFETゲート・ドライバ4回路入りn 同期整流動作：効率：最大98%n 入力電流と出力電流のモニタ・ピン n 同期可能な固定周波数：100kHz～400kHzn 入力電流、入力電圧、出力電流、および出力電圧の帰還ループを内蔵

n 軽負荷時のDCMからFCMへの移行が改善n 低温時の IMON_OUT、IMON_INのオフセットが改善n クロック出力を使用してダイ温度をモニタ可能

アプリケーションn 高電圧の昇降圧コンバータn 入力電流または出力電流制限コンバータ

通信機器用電圧スタビライザ

8705A TA01

CSPOUT

CSNOUT

EXTVCC

FBOUT

INTVCC

GATEVCC

SRVO_FBIN

SRVO_FBOUT

SRVO_IIN

SRVO_IOUT

IMON_IN

IMON_OUTSYNCCLKOUTVC

56.2k202kHz

CSNIN

TG1 BOOST1

0.22µF 0.22µF

TODIODE

TODIODE

M2

M1×2

22µH

4.7µF×4

M4

M3×2

1nF

1nF

SW1 BG1 CSP CSN

LT8705A

GND BG2 SW2 BOOST2

VOUT48V5A

VIN36V TO

80V

TG2

CSPIN

VIN

SHDN

SWEN

LDO33

MODE

FBIN

RT

SS

3.3nF220pF

215k

71.5k

20k

1µF

1µF

4.7µF

10k

392k

220µF×2

4.7µF×6

4Ω

4.7µF

TOBOOST1

4.7µF

2Ω×2 2Ω

×2

10mΩ

+220µF×2

+

TOBOOST2

100k

10Ω

10Ω

VIN (V)30

EFFI

CIEN

CY (%

)

POWER LOSS (W

)

90

95

708705A TA01b

85

80 040 50 60 80

VOUT = 48VILOAD = 2A

100 6

5

4

3

2

1

効率および電力損失

http://www.linear-tech.co.jp/LT8705A


LT8705A

28705af


ピン配置

絶対最大定格VCSP-VCSN、VCSPIN-VCSNIN、 VCSPOUT -VCSNOUT ..................................................–0.3V～0.3VSS、CLKOUT、CSP、CSNの電圧 ..............................–0.3V～3VVCの電圧（Note 2） ................................................–0.3V～2.2VRT、LDO33、FBOUTの電圧 ..................................... –0.3V ～5VIMON_IN、IMON_OUTの電圧 ..................................–0.3V～5VSYNCの電圧 .........................................................–0.3V～5.5V INTVCC、GATEVCCの電圧 .........................................–0.3V～7VVBOOST1-VSW1、VBOOST2-VSW2 ..................................–0.3V～7VSWEN、MODEの電圧 ...............................................–0.3V～7VSRVO_FBIN、SRVO_FBOUTの電圧 ........................–0.3V～30VSRVO_IIN、SRVO_IOUTの電圧 .............................–0.3V～30VFBIN、SHDNの電圧 ................................................–0.3V～30V

（Note 1）

CSNIN、CSPIN、CSPOUT、CSNOUTの電圧 ............–0.3V～80VVIN、EXTVCCの電圧 ................................................–0.3V～80VSW1、SW2の電圧 ..................................................81V（Note 7）BOOST1、BOOST2の電圧 ......................................–0.3V～87VBG1、BG2、TG1、TG2 ..................................................（Note 6）動作接合部温度範囲 LT8705AE（Note 3、8） .................................... –40°C～125°C LT8705AI（Note 3、8） ..................................... –40°C～125°C LT8705AH（Note 3、8） ................................... –40°C～150°C LT8705AMP（Note 3、8） ................................ –55°C～150°C保存温度範囲.................................................... –65°C～150°C リード温度（半田付け、10秒） FEパッケージ ...............................................................300°C

13 14 15 16

TOP VIEW

39GND

UHF PACKAGE38-LEAD (5mm × 7mm) PLASTIC QFN

17 18 19

38 37 36 35 34 33 32

24

25

26

27

28

29

30

31

8

7

6

5

4

3

2

1SHDN

CSN

CSP

LDO33

FBIN

FBOUT

IMON_OUT

VC

SS

CLKOUT

SYNC

RT

CSPOUT

CSNOUT

EXTVCC

SRVO_FBOUT

SRVO_IOUT

SRVO_IIN

SRVO_FBIN

NC

BOOST1

TG1

SW1

NC

IMON

_IN

MOD

E

SWEN

INTV

CC

V IN

CSPI

N

CSNI

N

GND

BG1

GATE

V CC

BG2

BOOS

T2 TG2

SW2

23

22

21

20

9

10

11

12

TJMAX = 125°C, θJA = 34°C/W EXPOSED PAD (PIN 39) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

TOP VIEW

FE PACKAGEVARIATION: FE38(31)

38-LEAD PLASTIC TSSOP

38

37

36

34

32

30

28

26

24

22

21

20

39GND

INTVCC

MODE

IMON_IN

SHDN

CSN

CSP

LDO33

FBIN

FBOUT

IMON_OUT

VC

SS

CLKOUT

SYNC

RT

GND

BG1

GATEVCC

BG2

VIN

CSPIN

CSNIN

CSPOUT

CSNOUT

EXTVCC

BOOST1

TG1

SW1

SW2

TG2

BOOST2

TJMAX = 125°C, θJA = 25°C/W EXPOSED PAD (PIN 39) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB


LT8705A

38705af


電気的特性

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

電源およびレギュレータVIN Operating Voltage Range EXTVCC = 0V

EXTVCC = 7.5Vl

l

5.5 2.8

80 80

V V

VIN Quiescent Current Not Switching, VEXTVCC = 0 2.65 4.2 mA

VIN Quiescent Current in Shutdown VSHDN = 0V 0 1 µA

EXTVCC Switchover Voltage IINTVCC = 20mA, VEXTVCC Rising l 6.15 6.4 6.6 V

EXTVCC Switchover Hysteresis 0.18 V

INTVCC Current Limit Maximum Current Draw from INTVCC and LDO33 Pins Combined.Regulated from VIN or EXTVCC (12V) INTVCC = 5.25V INTVCC = 4.5V

l

l

90 28

127 42

165 55

mA mA

INTVCC Voltage Regulated from VIN, IINTVCC = 20mA Regulated from EXTVCC (12V), IINTVCC = 20mA

l

l

6.15 6.15

6.35 6.35

6.55 6.55

V V

INTVCC Load Regulation IINTVCC = 0mA to 50mA –0.5 –1.5 %

INTVCC, GATEVCC Undervoltage Lockout INTVCC Falling, GATEVCC Connected to INTVCC l 4.45 4.65 4.85 V

INTVCC, GATEVCC Undervoltage Lockout Hysteresis GATEVCC Connected to INTVCC 160 mV

INTVCC Regulator Dropout Voltage VIN-VINTVCC, IINTVCC = 20mA 245 mV

LDO33 Pin Voltage 5mA from LDO33 Pin l 3.23 3.295 3.35 V

LDO33 Pin Load Regulation ILDO33 = 0.1mA to 5mA –0.25 –1 %

LDO33 Pin Current Limit l 12 17.25 22 mA

LDO33 Pin Undervoltage Lockout LDO33 Falling 2.96 3.04 3.12 V

LDO33 Pin Undervoltage Lockout Hysteresis 35 mV

スイッチング・レギュレータの制御Maximum Current Sense Threshold (VCSP – VCSN) Boost Mode, Minimum M3 Switch Duty Cycle

(LT8705AE, LT8705AI) (LT8705AH, LT8705AMP)

l

l

102 100

117 117

132 134

mV mV

Maximum Current Sense Threshold (VCSN – VCSP) Buck Mode, Minimum M2 Switch Duty Cycle (LT8705AE, LT8705AI) (LT8705AH, LT8705AMP)

l

l

69 67

86 86

102 104

mV mV

lは全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外はTA = 25°Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、SHDN = 3V。（Note 3）

無鉛仕上げテープ・アンド・リール製品マーキング* パッケージ温度範囲LT8705AEUHF#PBF LT8705AEUHF#TRPBF 8705A 38-Lead （5mm×7mm） Plastic QFN –40°C to 125°CLT8705AIUHF#PBF LT8705AIUHF#TRPBF 8705A 38-Lead （5mm×7mm） Plastic QFN –40°C to 125°CLT8705AEFE#PBF LT8705AEFE#TRPBF LT8705AFE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°CLT8705AIFE#PBF LT8705AIFE#TRPBF LT8705AFE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°CLT8705AHFE#PBF LT8705AHFE#TRPBF LT8705AFE 38-Lead Plastic TSSOP –40°C to 150°CLT8705AMPFE#PBF LT8705AMPFE#TRPBF LT8705AFE 38-Lead Plastic TSSOP –55°C to 150°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。*温度等級は出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛フリー製品のマーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。一部のパッケージは、指定販売チャネルを通じて、#TRMPBFの接尾辞付きで500単位のリールで供給されます。

発注情報 http://www.linear-tech.co.jp/product/LT8705A#orderinfo


http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/

http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/

http://www.linear-tech.co.jp/product/LT8705A#orderinfo

LT8705A

48705af



Gain from VC to Maximum Current Sense Voltage (VCSP-VCSN) (A5 in the Block Diagram)

Boost Mode Buck Mode

150 –150

mV/V mV/V

SHDN Input Voltage High SHDN Rising to Enable the Device l 1.184 1.234 1.284 V

SHDN Input Voltage High Hysteresis 50 mV

SHDN Input Voltage Low Device Disabled, Low Quiescent Current (LT8705AE, LT8705AI) (LT8705AH, LT8705AMP)

l

l

0.35 0.3

V V

SHDN Pin Bias Current VSHDN = 3V VSHDN = 12V

0 11

1 22

µA µA

SWEN Rising Threshold Voltage (Note 5) l 1.156 1.206 1.256 V

SWEN Threshold Voltage Hysteresis (Note 5) 22 mV

MODE Pin Forced Continuous Mode Threshold l 0.4 V

MODE Pin Burst Mode Range l 1.0 1.7 V

MODE Pin Discontinuous Mode Threshold l 2.3 V

Soft-Start Charging Current VSS = 0.5V 13 19 25 µA

Soft-Start Discharge Current VSS = 0.5V 9.5 µA

電圧レギュレータ・ループ（アンプを探す場合はブロック図を参照）Regulation Voltage for FBOUT VC = 1.2V (LT8705AE, LT8705AI)

VC = 1.2V (LT8705AH, LT8705AMP)l

l

1.193 1.191

1.207 1.207

1.222 1.222

V V

Regulation Voltage for FBIN VC = 1.2V (LT8705AE, LT8705AI) VC = 1.2V (LT8705AH, LT8705AMP)

l

l

1.184 1.182

1.205 1.205

1.226 1.226

V V

Line Regulation for FBOUT and FBIN Error Amp Reference Voltage

VIN = 12V to 80V; Not Switching 0.002 0.005 %/V

FBOUT Pin Bias Current Current Out of Pin 15 nA

FBOUT Error Amp EA4 gm 315 µmho

FBOUT Error Amp EA4 Voltage Gain 220 V/V

FBIN Pin Bias Current Current Out of Pin 10 nA

FBIN Error Amp EA3 gm 130 µmho

FBIN Error Amp EA3 Voltage Gain 90 V/V

SRVO_FBIN Activation Threshold (Note 5) (VFBIN Falling) – (Regulation Voltage for FBIN), VFBOUT = VIMON_IN = VIMON_OUT = 0V

56 72 89 mV

SRVO_FBIN Activation Threshold Hysteresis (Note 5) VFBOUT = VIMON_IN = VIMON_OUT = 0V 33 mV

SRVO_FBOUT Activation Threshold (Note 5) (VFBOUT Rising) – (Regulation Voltage for FBOUT), VFBIN = 3V, VIMON_IN = VIMON_OUT = 0V

–37 –29 –21 mV

SRVO_FBOUT Activation Threshold Hysteresis (Note 5) VFBIN = 3V, VIMON_IN = 0V, VIMON_OUT = 0V 15 mV

SRVO_FBIN, SRVO_FBOUT Low Voltage (Note 5) I = 100μA l 110 330 mV

SRVO_FBIN, SRVO_FBOUT Leakage Current (Note 5) VSRVO_FBIN = VSRVO_FBOUT = 2.5V l 0 1 µA

電流レギュレーション・ループ（アンプを探す場合はブロック図を参照）Regulation Voltages for IMON_IN and IMON_OUT VC = 1.2V l 1.187 1.208 1.229 V

Line Regulation for IMON_IN and IMON_OUT Error Amp Reference Voltage

VIN = 12V to 80V; Not Switching 0.002 0.005 %/V

CSPIN, CSNIN Bias Current BOOST Capacitor Charge Control Block Not Active ICSPIN + ICSNIN, VCSPIN = VCSNIN = 12V

31

µA

CSPIN, CSNIN Common Mode Operating Voltage Range l 1.5 80 V

電気的特性lは全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外はTA = 25°Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、SHDN = 3V。（Note 3）


LT8705A

58705af



CSPIN, CSNIN Differential Operating Voltage Range l –100 100 mV

VCSPIN-CSNIN to IMON_IN Amplifier A7 gm VCSPIN – VCSNIN = 50mV, VCSPIN = 5.025V (All Grades) (LT8705AE, LT8705AI) (LT8705AH, LT8705AMP)

l

l

0.95 0.94 0.93

1 1 1

1.05 1.06 1.07

mmho mmho mmho

IMON_IN Maximum Output Current l 100 µA

IMON_IN Overvoltage Threshold l 1.55 1.61 1.67 V

IMON_IN Error Amp EA2 gm 185 µmho

IMON_IN Error Amp EA2 Voltage Gain 130 V/V

CSPOUT, CSNOUT Bias Current BOOST Capacitor Charge Control Block Not Active ICSPOUT + ICSNOUT, VCSPOUT = VCSNOUT = 12V ICSPOUT + ICSNOUT, VCSPOUT = VCSNOUT = 1.5V

45 4

µA µA

CSPOUT, CSNOUT Common Mode Operating Voltage Range l 0 80 V

CSPOUT, CSNOUT Differential Mode Operating Voltage Range l –100 100 mV

VCSPOUT-CSNOUT to IMON_OUT Amplifier A6 gm VCSPOUT – VCSNOUT = 50mV, VCSPOUT = 5.025V (All Grades) (LT8705AE, LT8705AI) (LT8705AH, LT8705AMP) VCSPOUT – VCSNOUT = 5mV, VCSPOUT = 5.0025V (All Grades) (LT8705AE, LT8705AI) (LT8705AH, LT8705AMP)

l

l

l

l

0.95 0.94 0.93

0.65 0.55 0.5

1 1 1 1 1 1

1.05

1.085 1.095

1.35 1.6

1.65

mmho mmho mmho

mmho mmho mmho

IMON_OUT Maximum Output Current l 100 µA

IMON_OUT Overvoltage Threshold l 1.55 1.61 1.67 V

IMON_OUT Error Amp EA1 gm 185 µmho

IMON_OUT Error Amp EA1 Voltage Gain 130 V/V

SRVO_IIN Activation Threshold (Note 5) (VIMON_IN Rising) – (Regulation Voltage for IMON_IN), VFBIN = 3V, VFBOUT = 0V, VIMON_OUT = 0V

–60 –49 –37 mV

SRVO_IIN Activation Threshold Hysteresis (Note 5) VFBIN = 3V, VFBOUT = 0V, VIMON_OUT = 0V 22 mV

SRVO_IOUT Activation Threshold (Note 5) (VIMON_OUT Rising) – (Regulation Voltage for IMON_OUT), VFBIN = 3V, VFBOUT = 0V, VIMON_IN = 0V

–62 –51 –39 mV

SRVO_IOUT Activation Threshold Hysteresis (Note 5) VFBIN = 3V, VFBOUT = 0V, VIMON_IN = 0V 22 mV

SRVO_IIN, SRVO_IOUT Low Voltage (Note 5) I = 100μA l 110 330 mV

SRVO_IIN, SRVO_IOUT Leakage Current (Note 5) VSRVO_IIN = VSRVO_IOUT = 2.5V l 0 1 µA

NMOSゲート・ドライバTG1, TG2 Rise Time CLOAD = 3300pF (Note 4) 20 ns

TG1, TG2 Fall Time CLOAD = 3300pF (Note 4) 20 ns

BG1, BG2 Rise Time CLOAD = 3300pF (Note 4) 20 ns

BG1, BG2 Fall Time CLOAD = 3300pF (Note 4) 20 ns

TG1 Off to BG1 On Delay CLOAD = 3300pF Each Driver 100 ns

BG1 Off to TG1 On Delay CLOAD = 3300pF Each Driver 80 ns

TG2 Off to BG2 On Delay CLOAD = 3300pF Each Driver 100 ns



LT8705A

68705af


Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに回復不可能な損傷を与える可能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与えるおそれがある。Note 2：VCピンには電圧を強制的に印加してはならない。Note 3：LT8705AEは、0°C～125°Cの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。–40°C～125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LT8705AIは−40°C～125°Cの全接合部温度範囲で保証されている。LT8705AHは、−40°C～150°Cの全動作接合部温度範囲で動作することが保証されている。LT8705AMPは、–55°C～150°Cの全動作接合部温度範囲で動作することが保証されている。125°Cを超える接合部温度では動作寿命がディレーティングされる。Note 4：立ち上がり時間と立ち下がり時間は10%と90%のレベルを使って測定する。遅延時間は50%レベルを使って測定する。

Note 5：この規格はFE38パッケージには適用できない。Note 6：これらのピンには電圧源も電流源も印加してはならない。接続するのは容量性負荷のみにする必要がある。そうしないと永続的な損傷が生じる恐れがある。Note 7：SW1ピンとSW2ピンの負電圧は、アプリケーションでは外付けのNMOSデバイス（M2およびM3）のボディ・ダイオードまたは並列のショットキ・ダイオード（存在する場合）によって制限される。SW1ピンおよびSW2ピンは、ダイオード1個分の順方向電圧降下だけグランドより低いこれらの負電圧に耐えられる。これは設計によって保証されている。Note 8：このデバイスには、短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能が備わっている。過熱保護がアクティブなとき、接合部温度は最大動作接合部温度を超える。規定された最大動作接合部温度を超えた状態で動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れがある。


BG2 Off to TG2 On Delay CLOAD = 3300pF Each Driver 80 ns

Minimum On-Time for Main Switch in Boost Operation (tON(M3,MIN))

Switch M3, CLOAD = 3300pF 265 ns

Minimum On-Time for Synchronous Switch in Buck Operation (tON(M2,MIN))


Minimum Off-Time for Main Switch in Steady-State Boost Operation


Minimum Off-Time for Synchronous Switch in Steady-State Buck Operation


発振器Switch Frequency Range SYNCing or Free Running 100 400 kHz

Switching Frequency, fOSC RT = 365k RT = 215k RT = 124K

l

l

l

102 170 310

120 202 350

142 235 400

kHz kHz kHz

SYNC High Level for Synchronization l 1.3 V

SYNC Low Level for Synchronization l 0.5 V

SYNC Clock Pulse Duty Cycle VSYNC = 0V to 2V 20 80 %

Recommended Minimum SYNC Ratio fSYNC/fOSC 3/4

CLKOUT Output Voltage High 1mA Out of CLKOUT Pin 2.3 2.45 2.55 V

CLKOUT Output Voltage Low 1mA Into CLKOUT Pin 25 100 mV

CLKOUT Duty Cycle TJ = –40°C TJ = 25°C TJ = 125°C

22.7 44.1 77

% % %

CLKOUT Rise Time CLOAD = 200pF 30 ns

CLKOUT Fall Time CLOAD = 200pF 25 ns

CLKOUT Phase Delay SYNC Rising to CLKOUT Rising, fOSC = 100kHz l 160 180 200 Deg



LT8705A

78705af


標準的性能特性

FBOUTピンの電圧（5デバイスのデータ）帰還電圧発振器周波数

インダクタ電流検出電圧の最大値とデューティ・サイクル

最小デューティ・サイクルでのインダクタ電流検出電圧

効率と出力電流（昇圧領域 -図15）効率と出力電流（昇降圧領域 -図15）効率と出力電流（降圧領域 -図15）

最小デューティ・サイクルでのインダクタ電流検出電圧の最大値

注記がない限り、TA = 25°C。

LOAD CURRENT (mA)10

0

EFFI

CIEN

CY (%

)

20

30

40

50

60

70

100 1000

8705A G01

80

90

100

VIN = 36VVOUT = 48V

10

10000

BURSTFCMDCM

LOAD CURRENT (mA)10

0

EFFI

CIEN

CY (%

)

20

30

40

50

60

70

100 1000

8705A G02

80

90

100

VIN = 48VVOUT = 48V

10

10000

BURSTFCMDCM

LOAD CURRENT (mA)10

0

EFFI

CIEN

CY (%

)

20

30

40

50

60

70

100 1000

8705A G03

80

90

100

VIN = 72VVOUT = 48V

10

10000

BURSTFCMDCM

TEMPERATURE (°C)–55

1.17

PIN

VOLT

AGE

(V)

1.18

1.19

1.20

1.21

–5 45 95 145

8705A G04

1.22

1.23

–30 20 70 120

IMON_OUTIMON_INFBOUTFBIN

VC = 1.2V


FBOU

T VO

LTAG

E (V

)

1.21

1.22

1.23

30 80

8705A G05

1.20

1.19

–20 5 55 105 130

1.18

1.17

VC = 1.2V


FREQ

UENC

Y (k

Hz)

200

300

120

8705A G06

100

00 40 80–20 20 60 100

400RT = 124k

RT = 215k

RT = 365k150

250

50

350

M2 OR M3 DUTY CYCLE (%)0

100

120

140

80

8705A G07

80

60

20 40 60 100

40

20

0

|CSP

-CSN

| (m

V)

BUCK REGION

BOOST REGION

VC (V)0.5

–80

CSN-

CSP

(mV)

CSP-CSN (mV)

–40

–20

0

20

40

60

1 1.5

8705A G08

80

100

120

BUCK REGION

BOOST REGION

–60

–80

–40

–20

0

20

40

60

80

100

120

–60

2TEMPERATURE (°C)

–400

|CSP

-CSN

| (m

V)

20

40

60

80

100

120

0 40 80–20 20 60 100 120

8705A G09

BOOST REGION

BUCK REGION


LT8705A

88705af



IMONピンの出力電流

CLKOUTのデューティ・サイクルLDO33ピンのレギュレーション（ILDO33 = 1mA）

SHDNピンおよびSWENピンのしきい値と温度

INTVCCの入力レギュレーション（EXTVCC = 0V）

INTVCCの入力レギュレーション（VIN = 12V）

VCの最大値とSSピンの電圧

強制連続モードでのインダクタ電流検出電圧の最小値

VINピンの電源電流と電圧（スイッチングなし）


M2 OR M3 DUTY CYCLE (%)0

–40

–20

0

80

8705A G10

–60

–80

20 40 60 100

–100

–120

–140

–|CS

P-CS

N| (m

V)

BUCK REGION

BOOST REGION

VIN (V)4

4.0

INTV

CC (V

)

4.5

5.0

5.5

6.0

8 12 16 20

8705A G11

6.5

7.0

6 10 14 18EXTVCC (V)

45.5

INTV

CC (V

)

6.0

6.5

7.0

6 8

8705A G12

10 12

EXTVCC RISING

EXTVCC FALLING

SS (V)0

0

MAX

IMUM

VC

(V)

0.2

0.6

0.8

1.0

2.0

1.4

0.4 0.8 1.0 1.2

8705A G13

0.4

1.6

1.8

1.2

0.2 0.6 1.4

BOOST ANDBUCK-BOOST REGIONS

BUCKREGION

TJ = 25°C

VIN (V)5

I IN (m

A) 2.0

2.5

3.0

65 7535 45 55

8705A G14

1.5

1.0

15 25

0.5

0

3.5GATEVCC CONNECTED TO INTVCC

125°C25°C–40°C

CSPIN-CSNIN (mV)CSPOUT-CSNOUT (mV)

–100–25

IMON

_OUT

, IM

ON_I

N (µ

A)

0

50

75

100

100

200

8705A G15

25

0–50 15050 200

125

150

175


DUTY

CYC

LE (%

)

60

80

100

25 75 150

8705A G16

40

20

0–25 0 50 100 125

INTVCC (V)2.5

LDO

(V)

2.5

3.0

6

8705A G17

2.0

1.53 43.5 4.5 5 5.5

3.5

125°C25°C–40°C


PIN

THRE

SHOL

D VO

LTAG

E (V

)

1.22

1.26

1.30

125

8705A G18

1.18

1.14

1.20

1.24

1.28

1.16

1.12

1.10–15 25 65 85–35 1455 45 105

RISING

FALLING

SHDNSWEN


LT8705A

98705af



不連続モード（図 15）強制連続モード（図15）

強制連続モード（図14）強制連続モード（図14）

SHDNピンおよびMODEピンの電流 VINの内部低電圧ロックアウト SRVO_xxピンの作動しきい値

SRVO_xxピンの作動しきい値ヒステリシス

SW120V/DIV

SW220V/DIV

IL2A/DIV

5µs/DIVVIN = 48VVOUT = 48V

8705A G25

SW150V/DIV

SW220V/DIV

IL2A/DIV


8705A G26


PIN VOLTAGE (V)0

CURR

ENT

INTO

PIN

(µA)

10

14

18

24

8705A G19

6

2

8

12

16

4

0

–263 129 18 21 2715 30

MODESHDN

TEMPERATURE (°C)–40 –20

0

V IN

UVLO

(V)

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

0 20 40 60 80 100 120

8705A G20


V PIN

-VRE

GULA

TION

V PIN

APP

ROAC

HING

VRE

GULA

TION

(mV)

25

75

150

8705A G21

–25

–750 50 100–25 25 75 125

125

0

50

–50

100

FBINFBOUTIMON_INIMON_OUT


PIN

ACTI

VATI

ON T

HRES

HOLD

HYS

TERS

IS (m

V)

30

40

50

25 75 150

8705A G22

20

10

0–25 0 50 100 125

FBINFBOUTIMON_INIMON_OUT

SW150V/DIV

SW250V/DIV

IL2A/DIV


8705A G23

SW120V/DIV

SW220V/DIV

IL2A/DIV


8705A G24


LT8705A

108705af



負荷ステップ（図14）負荷ステップ（図14）

負荷ステップ（図14）

入力トランジェント（図14）入力トランジェント（図14）

Burst Mode動作（図14） Burst Mode動作（図14）

VOUT100mV/DIV

IL1A/DIV

2ms/DIVVIN = 36VVOUT = 48V

8705A G27

VOUT100mV/DIV

IL5A/DIV

5ms/DIVVIN = 72VVOUT = 48V

8705A G28

VOUT500mV/DIV

IL2A/DIV

500µs/DIVVIN = 36VVOUT = 48VLOAD STEP = 1A TO 3A

8705A G29

VOUT500mV/DIV

IL2A/DIV


8705A G30

VOUT500mV/DIV

IL2A/DIV


8705A G31

VOUT0.5V/DIV

VC0.5V/DIV

VIN36V TO 72V

IL2A/DIV

2ms/DIV 8705A G32

VOUT0.5V/DIV

VC0.5V/DIV

VIN72V TO 36V

IL2A/DIV

2ms/DIV 8705A G33



LT8705A

118705af


ピン機能SHDN（ピン1/ピン4）：シャットダウン・ピン。デバイスをイネーブルするには“H”に接続します。シャットダウンして静止電流を最小にするにはグランドに接続します。このピンはフロート状態にしないでください。

CSN（ピン2/ピン5）：インダクタ電流検出および逆電流検出アンプの（–）入力。

CSP（ピン3/ピン6）：インダクタ電流検出および逆電流検出アンプの（+）入力。電流の作動しきい値は、VCピンの電圧、CSPピンとCSNピン間の組み込みオフセット、RSENSE抵抗値との組み合わせによって設定します。

LDO33（ピン4/ピン7）：3.3Vレギュレータの出力。このピンは最小0.1μFのセラミック・コンデンサでグランドにバイパスします。

FBIN（ピン5/ピン8）：入力電圧帰還ピン。このピンは入力エラーアンプの入力に接続されています。

FBOUT（ピン6/ピン9）：出力電圧帰還ピン。このピンは、出力に外付けした抵抗分割器にエラーアンプの入力を接続します。

IMON_OUT（ピン7/ピン10）：出力電流モニタ・ピン。このピンの電流出力は出力電流に比例します。「動作」および「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

VC（ピン8/ピン11）：エラーアンプの出力ピン。このピンには外付けの補償回路網を接続します。

SS（ピン9/ピン12）：ソフトスタート・ピン。ここには100nF以上の容量を接続します。起動すると、このピンは内部抵抗によって2.5Vまで充電されます。

CLKOUT（ピン10/ピン13）：クロック出力ピン。互換性のある1つ以上のスイッチング・レギュレータICをLT8705Aと同期させるには、このピンを使用します。CLKOUTは内部発振器またはSYNCピンと同じ周波数で切り替わりますが、位相は約180°ずれます。CLKOUTのデューティ・サイクルはデバイスの接合部温度に対して直線的に変化するので、CLKOUTは温度モニタとして使用することもできます。CLKOUTピンは200pFまでの容量性負荷を駆動できます。

SYNC（ピン11/ピン14）：スイッチング周波数を外部クロックに同期させるには、単にこのピンをクロックで駆動します。クロックの“H”電圧レベルは1.3Vを超える必要があり、“L”電圧レベルは0.5V未満である必要があります。このピンを0.5V未満にすると、内部自走クロックに戻ります。詳細については「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

（QFN/TSSOP）

RT（ピン12/ピン15）：タイミング抵抗ピン。スイッチング周波数を調整します。このピンとグランドの間に抵抗を接続して、自走周波数を設定します。このピンはフロート状態にしないでください。

BG1、BG2（ピン 14、16/ピン17、19）：下側ゲート駆動ピン。下側のNチャネルMOSFETのゲートをグランドとGATEVCCの範囲の電圧で駆動します。

GATEVCC（ピン15/ピン18）：ゲート・ドライバの電源。INTVCC

ピンに接続する必要があります。他の電源からは電力を供給しないでください。短距離でGNDにバイパスします。

BOOST1、BOOST2（ピン23、17/ピン28、20）：昇圧されたフローティング・ドライバ電源。ブートストラップ・コンデンサの（+）端子をここに接続します。BOOST1ピンの振幅は、GATEVCCよりダイオードの順方向電圧だけ低い電圧からVIN＋GATEVCCまでの電圧です。BOOST2ピンの振幅は、GATEVCCよりダイオードの順方向電圧だけ低い電圧からVOUT＋GATEVCCまでの電圧です。

TG1、TG2（ピン22、18/ピン26、21）：上側ゲート駆動ピン。スイッチ・ノード電圧にGATEVCCを重ね合せた電圧に等しい電圧振幅で、上側のNチャネルMOSFETを駆動します。

SW1、SW2（ピン21、19/ピン24、22）：スイッチ・ノード。ブートストラップ・コンデンサの（–）端子をここに接続します。

SRVO_FBIN（ピン25、QFNのみ）：オープン・ドレインのロジック出力。入力電圧帰還ループが作動すると、このピンはグランド電位になります。

SRVO_IIN（ピン26、QFNのみ）：オープン・ドレインのロジック出力。入力電流ループが作動すると、このピンはグランド電位になります。

SRVO_IOUT（ピン27、QFNのみ）：オープン・ドレインのロジック出力。出力電流帰還ループが作動すると、このピンはグランド電位になります。

SRVO_FBOUT（ピン28、QFNのみ）：オープン・ドレインのロジック出力。出力電圧帰還ループが作動すると、このピンはグランド電位になります。

EXTVCC（ピン29/ピン30）：外部VCCの入力。EXTVCCが6.4V

（標準）を超えると、INTVCCはこのピンから給電されます。EXTVCCが6.22V（標準）より低いと、INTVCCはVINから給電されます。


LT8705A

128705af


CSNOUT（ピン30/ピン32）：出力電流モニタ・アンプの（–）入力。このピンは、使用しない場合はVOUTに接続します。このピンの正しい使用法については、「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

CSPOUT（ピン31/ピン34）：出力電流モニタ・アンプの（+）入力。このピンとCSNOUTピンによって検出抵抗RSENSE2両端の電圧を測定し、出力電流信号を発生させます。このピンは、使用しない場合はVOUTに接続します。このピンの正しい使用法については、「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

CSNIN（ピン32/ピン36）：入力電流モニタ・アンプの（–）入力。このピンとCSPINピンによって検出抵抗RSENSE1両端の電圧を測定し、入力電流信号を発生させます。このピンは、使用しない場合はVINに接続します。このピンの正しい使用法については、「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

CSPIN（ピン33/ピン37）：入力電流モニタ・アンプの（+）入力。このピンは、使用しない場合はVINに接続します。このピンの正しい使用法については、「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

VIN（ピン34/ピン38）：主入力電源ピン。このピンは短距離でグランドにバイパスする必要があります。

INTVCC（ピン35/ピン1）：内蔵の6.35Vレギュレータの出力。GATEVCCピンに接続する必要があります。INTVCCは、EXTVCCの電圧が6.4Vより高い場合はEXTVCCから電力を供給されますが、それ以外の場合、INTVCCはVINから電力を供給されます。このピンは最小4.7μFのセラミック・コンデンサでグランドにバイパスします。

SWEN（ピン36、QFNのみ）：スイッチのイネーブル・ピン。スイッチングをイネーブルするには“H”に接続します。スイッチングをディスエーブルするにはグランドに接続します。このピンはフロート状態にしないでください。このピンはTSSOPパッケージでは内部でINTVCCに接続されています。

IMON_IN（ピン38/ピン3）：入力電流モニタ・ピン。このピンの電流出力は入力電流に比例します。「動作」および「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

MODE（ピン37/ピン2）：モード・ピン。このピンに印加した電圧により、コントローラの動作モードが設定されます。印加電圧が0.4Vより低い場合は、強制連続電流モードが有効な状態です。このピンをフロート状態にできる場合は、Burst Mode

動作が有効な状態です。MODEピンの電圧が2.3Vより高い場合は、不連続モードが有効な状態です。

GND（ピン13、露出パッド・ピン39/ピン16、露出パッド・ピン39）：グランド・ピン。このピンは、近くのグランド・プレーンに直接接続します。

ピン機能（QFN/TSSOP）


LT8705A

138705af


ブロック図

図1.ブロック図

VIN

CSNIN

RSENSE1

RSENSE

RSENSE2

VOUT

VIN

CSN CSP

CSPIN

IMON_IN

MODE

CLKOUT

SYNC

RT

SS

2.5V

EXTVCC

RSHDN2

INTVCC

BOOST1

TG1 CB1M1

M2

M3

D1(OPT)

D2(OPT)

M4CB2

DB2

DB1

SW1

GATEVCC

BG1

GND

BG2

SW2

TG2

BOOST2

CSPOUT

CSNOUT

IMON_OUT

FBINRFBIN1

RFBOUT1

RFBOUT2

RFBIN2

FBOUT

VC

SWEN

OSC

FAULT_INT

STARTUPAND FAULT

LOGIC

–

+

8705A F01

A7

SHDN

1.234V –

+

–

+A5

UV_INTVCC OT OI_IN OI_OUT

UV_VINUV_LDO33 UV_GATEVCC

6.35VLDOREG

6.35VLDOREG

3.3VLDOREG

6.4V

EN EN INTERNALSUPPLY2

INTERNALSUPPLY1

VIN–

+

–

+

–

+

BUCKLOGIC

BOOST CAPACITORCHARGE CONTROL

BOOSTLOGIC

LDOREG

–

+A6

SRVO_FBOUTSRVO_FBINSRVO_IOUT SRVO_IINLDO33

–

+EA4

–

+EA3

–

+EA2

1.205V

1.207V

1.208V

IMON_IN

–

+

EA1

VIN

RSHDN1

A8

A9


LT8705A

148705af


動作LT8705Aの動作について以下のセクションを読む場合は「ブロック図」（図1）を参照してください。

メイン制御ループLT8705Aは入力電圧に比べて高い出力電圧、等しい出力電圧、または低い出力電圧を供給する電流モード・コントローラです。このリニアテクノロジー独自の回路構成と制御アーキテクチャでは、降圧モードまたは昇圧モード時に電流検出抵抗（RSENSE）を使用します。インダクタ電流は、エラーアンプEA1～EA4のダイオードAND出力であるVCピンの電圧によって制御されます。出力が定電圧に安定化される、最も単純な形態では、FBOUTピンが出力電圧帰還信号を受け取り、この信号がEA4によって内部リファレンス電圧と比較されます。出力電圧が低いとVCの電圧が高くなるので、より多くの電流が出力に流れます。逆に、出力電圧が高いとVCの電圧が低くなるので、出力に供給される電流は減少します。

LT8705Aは4つのエラーアンプ（EA1～EA4）を内蔵しているので、出力電流（EA1）、入力電流（EA2）、入力電圧（EA3）、出力電圧（EA4）の安定化または制限が可能です。標準的応用例では、出力電圧はEA4を使用して安定化されますが、その他のエラーアンプは過剰な入力電流または出力電流、または入力低電圧状態の有無をモニタしています。バッテリ・チャージャなどその他のアプリケーションでは、出力電圧（EA4）制御が引き継ぐ所定の電圧に達するまで、出力電流レギュレータ（EA1）によって定電流充電を容易に実行できます。

INTVCC/EXTVCC/GATEVCC/LDO33電源上側と下側のMOSFETドライバ、LDO33ピン、および他の大部分の内部回路への電源は、INTVCCピンから供給されます。INTVCCは、VINまたはEXTVCCピンの電圧を基にして6.35V

（標準）に安定化されます。EXTVCCピンを開放状態のままにするか6.22V（標準）より低い電圧に接続すると、内部の低ドロップアウト・レギュレータがVINを基にしてINTVCCを安定化します。EXTVCCを6.4V（標準）より高い電圧にすると、今度は別の低ドロップアウト・レギュレータがEXTVCCを基にしてINTVCCを安定化します。EXTVCCを基にしてINTVCCを安定化すると、LT8705Aのスイッチング･レギュレータ出力など、最も低い電源電圧（最高の効率）から電力を供給できます（詳細については、「アプリケーション情報」セクションの「INTVCCレギュレータとEXTVCCの接続」を参照してください）。

GATEVCCピンからは、スイッチM2およびM3の下側MOSFETドライバに直接電力が供給されます。GATEVCCは必ず INTVCCに接続し、他の電源からの電力供給および他の

電源への接続はしないでください。INTVCCおよびGATEVCC

をモニタする低電圧ロックアウト（UVLO）により、これらのピンの電圧が4.65V（標準）より低くなるとスイッチング･レギュレータはディスエーブルされます。

LDO33ピンを使用すると、マイクロコントローラなどの外付け部品に電力を供給することや、正確なバイアス電圧を供給することができます。負荷電流は17.25mA（標準）に制限されます。SHDNが“H”である限り、LDO33出力はINTVCCピンの電圧を基にして直線的に安定化され、INTVCCまたはGATEVCCのUVLOやSWENピンの電圧には影響されません。LDO33の電圧は、SHDNが“H”で、INTVCCから十分な電圧（通常は > 4.0V）が供給されている限り、安定化状態が維持されます。LDO33の電圧をモニタする低電圧ロックアウトは、LDO33の電圧が3.04V（標準）より低くなるとスイッチング･レギュレータをディスエーブルします。

起動LT8705Aの起動シーケンスを図2に示します。デバイスのマスタ・シャットダウン・ピンはSHDNです。このピンの電圧を0.35V（LT8705AE、LT8705AI）または0.3V（LT8705AH、LT8705AMP）より低くすると、デバイスはディスエーブルされ（デバイスがオフの状態）、静止電流は最小になります。SHDNピンの電圧を高くすると静止電流は増加しますが、INTVCCレギュレータおよびLDO33レギュレータがイネーブルされた後にSHDNピンの電圧が1.234V（標準）より高くなるまでデバイスはイネーブルされません（スイッチング･レギュレータがオフの状態）。VINまたはEXTVCCに十分な電圧が供給され、INTVCC（したがってLDO33の電圧）が十分な電圧まで上昇すると、LDO33ピンによって電力を供給される外付けデバイスは、この時点でアクティブになることができます。

スイッチング･レギュレータが起動するのは、SWEN（スイッチング･レギュレータのイネーブル）ピンの電圧が1.206V（標準）より高くなり、INTVCCとGATEVCCが4.81V（標準）より高くなり、LDO33ピンの電圧が3.08V（標準）より高くなった（初期化状態）後です。TSSOPパッケージにはSWENピンはありません。このパッケージでは、SWENピンは内部でINTVCCに接続されています。

起動：スイッチ電流のソフトスタート初期化状態では、レギュレータをソフトスタートで起動する準備のため、SS（ソフトスタート）ピンは“L”になります。強制連続モードを選択する（MODEピンを“L”にする）と、デバイスはソフトスタート時に不連続モードになり、電流が出力から流れ


LT8705A

158705af


動作TJUNCTION < 160°C

ANDSHDN > 1.234V AND VIN > 2.5V

AND(SWEN* < 1.184V OR (INTVCC AND GATEVCC < 4.65V)

OR LDO33 < 3.04V)

SOFT-START

• SS CHARGES UP• SWITCHER ENABLED

• SS SLOWLY DISCHARGES

SWITCHER OFF

• SWITCHER DISABLED• INTVCC AND LDO33 OUTPUTS ENABLED

NORMAL MODE

POST FAULT DELAY

• SS CHARGES UP• SWITCHER DISABLED• CLKOUT DISABLED

FAULT DETECTED

• NORMAL OPERATION• WHEN SS > 1.6V ... • CLKOUT ENABLED • ENABLE FORCED CONTINUOUS MODE IF SELECTED

INITIALIZE

SS < 50mV

FAULT

FAULT FAULT

SS < 50mV

*SWEN IS CONNECTED TO INTVCC IN THE TSSOP PACKAGE

8705A F02

FAULT

• SS PULLED LOW• FORCE DISCONTINOUS MODE UNLESS Burst Mode OPERATION SELECTED

CHIP OFF

TYPICAL VALUESSHDN < 1.184V OR

VIN < 2.5V ORTJUNCTION > 165°C

• SWITCHER OFF• LDOs OFF

TYPICAL VALUES

SHDN > 1.234V AND VIN > 2.5VAND SWEN* > 1.206V AND(INTVCC AND GATEVCC > 4.81V) ANDLDO33 > 3.075V

SS > 1.6V ANDNO FAULT CONDITIONSSTILL DETECTED

TYPICAL VALUES

FAULT = OVERVOLTAGE (IMON_IN OR IMON_OUT > 1.61V TYP)

図2．起動シーケンスとフォルト・シーケンス

出して入力に流れ込むのが防止されます。SSピンの電圧が放電して50mVより低くなると、スイッチング･レギュレータのソフトスタートが始まります（ソフトスタート状態）。ソフトスタート回路は、VCピンの電圧を徐々に上昇できるようにすることにより、インダクタ電流を少しずつ増加します（「標準的性能特性」の「VCの最大値とSSピンの電圧」を参照）。これにより、入力電源からの急激なサージ電流が防止されます。100kの内部抵抗により、SSピンの電圧は≅2.5Vになります。SSピンの電圧のランプレートは、この100k抵抗とこのピンに接続されている外付けコンデンサによって設定されます。SSピンの電圧が1.6Vに達するとCLKOUTピンがイネーブルされ、デバイスは（MODEが“L”の場合）強制連続モードに移行して、内部レ

ギュレータがSSピンの電圧を素早く≅2.5Vに上昇させます。外付けソフトスタート・コンデンサの標準値は100nF～1μFの範囲です。100nF以上の値にすることを推奨します。

フォルト状態LT8705Aでは、特定の動作条件下でフォルト・シーケンスが作動します。これらの条件のいずれかが成立すると（図2参照）、CLKOUTピンおよび内部スイッチング動作はディスエーブルされます。同時に、SSピンが最小で1.6Vまで充電されるタイムアウト・シーケンスが始まります（フォルト検出状態）。SS

ピンは引き続き2.5Vまで充電され、フォルトが解消されない場合はその電圧が保持されます。フォルト状態が終了してSS


LT8705A

168705af


動作動作ピンの電圧が1.6Vより高くなると、SSピンは緩やかに放電して50mVになります（脱フォルト遅延状態）。このタイムアウト期間により、SSピンの電圧ランプレートで設定される最小時間の間、デバイスやその他の下流パワー部品への電気的および熱的ストレスが緩和されます。SSピンの電圧が放電して50mVより低くなると、LT8705Aはソフトスタート状態に移行し、スイッチング動作を再開します。

パワー・スイッチの制御4つのパワー・スイッチがインダクタ、VIN、VOUT、およびグランドにどのように接続されているかの簡略図を図3に示します。VOUT-VINまたはスイッチのデューティ・サイクル（DC）の関数としてのLT8705Aの動作領域を図4に示します。パワー・スイッチは正確に制御されるので、モード間の移行は連続的です。

す。検出された電圧にスロープ補償ランプが加えられ、その後、A8によって、VCに比例するリファレンスと比較されます。検出されたインダクタ電流（による電圧）がリファレンスより低くなると、サイクルの残りの時間はスイッチM2がオフし、スイッチM1

がオンします。スイッチM1とスイッチM2は交互に動作し、典型的な同期整流式降圧レギュレータと同様に動作します。

TG1

BG1

TG2

BG2

RSENSE

8705A F03

M1

M2

M4

M3

LSW1 SW2

VIN VOUT

M1 ON, M2 OFFPWM M3, M4 SWITCHES

M4 ON, M3 OFFPWM M1, M2 SWITCHES

4-SWITCH PWM

V OUT

-VIN

SWITCHM3 DCMAX

SWITCHM2 DCMAX

SWITCHM3 DCMINSWITCHM2 DCMIN

BOOST REGION

BUCK REGION

0 BUCK/BOOST REGION

8705A F04

図3．出力スイッチの簡略図

図4.動作領域とVOUT-VIN

SWITCH M1

CLOCK

SWITCH M2

SWITCH M3

SWITCH M4

IL

OFF

ON

8705A F05

図5．降圧領域（VIN >> VOUT）

デバイスはスイッチM2のデューティ・サイクルが一定範囲内にあると、引き続き降圧領域で動作します。降圧領域でのスイッチM2のデューティ・サイクルは次式で与えられます。

DC(M2,BUCK) = 1– VOUT

VIN

•100%

VINとVOUTの値が互いに近づくと、降圧モードでのコンバータの最小デューティ・サイクルがDC(ABSMIN,M2,BUCK)に達するまでデューティ・サイクルは減少します。デューティ・サイクルがDC(ABSMIN,M2,BUCK)より低くなると、デバイスは昇降圧領域に移行します。

DC(ABSMIN,M2,BUCK) ≅ tON(M2,MIN) • f • 100%

ここで、

tON(M2,MIN)は、降圧動作時の同期スイッチの最小オン時間（標準260ns、「電気的特性」参照）です。

fはスイッチング周波数です。

VINがVOUTより大幅に高いとスイッチM2のデューティ・サイクルは高くなるので、M2スイッチのオフ時間は減少します。定常状態動作を維持し、デューティ・サイクルのジッタ発生、出力リップルの増加、および最大出力電流の減少を回避するには、M2スイッチのオフ時間を245ns（標準、「電気的特性」参照）より長くする必要があります。

パワー・スイッチの制御：降圧領域（VIN >> VOUT）VINがVOUTより大幅に高い場合、デバイスは降圧領域で動作します。この領域では、スイッチM3は常にオフです。また、Burst Mode動作または不連続モード時に逆電流が検出されない限り、スイッチM4は常にオンです。各サイクルの開始点では、同期スイッチM2が最初にオンします。スイッチM2がオンしている間、インダクタ電流はアンプA5によって検出されま


LT8705A

178705af


動作動作パワー・スイッチの制御：昇降圧領域（VIN ≅ VOUT）VINがVOUTに近いと、コントローラは昇降圧領域に入ります。この領域での標準的な波形を図6に示します。全てのサイクルで、コントローラがスイッチM2およびM4をオンにすることから始めた場合、コントローラは最初、降圧領域内であるかのように動作します。A8が作動すると、スイッチM2はオフになり、M1はオンになって、これがクロック・サイクルの中ごろまで続きます。次に、スイッチM4がオフになり、M3がオンになります。その後、LT8705AはA9が作動するまで昇圧モードであるかのように動作します。最後にスイッチM3がオフし、M4がオンして、これがサイクルの最後まで続きます。

コントローラがスイッチM1とM3をオンにすることから始めた場合、コントローラは最初、昇圧領域内であるかのように動作します。A9が作動すると、スイッチM3はオフになり、M4はオンになって、これがクロック・サイクルの中ごろまで続きます。次に、スイッチM1がオフになり、M2がオンになります。その後、LT8705AはA8が作動するまで降圧モードであるかのように動作します。最後にスイッチM2がオフし、M1がオンして、これがサイクルの最後まで続きます。

パワー・スイッチの制御：昇圧領域（VIN << VOUT）VOUTがVINより大幅に高い場合、デバイスは昇圧領域で動作します。この領域では、スイッチM1は常にオンであり、スイッチM2は常にオフです。各サイクルの開始点では、スイッチM3

が最初にオンします。スイッチM3がオンしている間、インダクタ電流はアンプA5によって検出されます。検出された電圧にスロープ補償ランプが加えられ、その後、（A9によって、）VCに比例するリファレンスと比較されます。検出されたインダクタ電流が増加して（発生した電圧が）リファレンス電圧より高くなると、サイクルの残りの時間はスイッチM3がオフし、スイッチM4がオンします。スイッチM3とスイッチM4は交互に動作し、典型的な同期整流式昇圧レギュレータと同様に動作します。

デバイスはスイッチM3のデューティ・サイクルが一定の範囲内にあると、引き続き昇圧領域で動作します。昇圧領域でのスイッチM3のデューティ・サイクルは次式で与えられます。

DC(M3,BOOST) = 1– VIN

VOUT

•100%

VINとVOUTの値が互いに近づくと、昇圧モードでのコンバータの最小デューティ・サイクルがDC(ABSMIN,M3,BOOST)に達するまでデューティ・サイクルは減少します。デューティ・サイクルがDC(ABSMIN,M3,BOOST)より低くなると、デバイスは昇降圧領域に移行します。

DC(ABSMIN,M3,BOOST) ≅ tON(M3,MIN) • f • 100%

ここで、

tON(M3,MIN)は、昇圧動作時のメイン・スイッチの最小オン時間（標準265ns、「電気的特性」参照）です。


SWITCH M1

CLOCK

SWITCH M2

SWITCH M3

SWITCH M4

IL8705A F06a

SWITCH M1

CLOCK

SWITCH M2

SWITCH M3

SWITCH M4

IL

8705A F06b

（6a）昇降圧領域（VIN ≥ VOUT）

（6b）昇降圧領域（VIN ≤ VOUT）

図6．昇降圧領域

図7．昇圧領域（VIN << VOUT）

SWITCH M1

CLOCK

SWITCH M2

SWITCH M3

SWITCH M4

IL

OFF

ON

8705A F07


LT8705A

188705af


動作VOUTがVINより大幅に高いとスイッチM3のデューティ・サイクルは高くなるので、M3スイッチのオフ時間は減少します。定常状態動作を維持し、デューティ・サイクルのジッタ発生、出力リップルの増加、および最大出力電流の減少を回避するには、M3スイッチのオフ時間を245ns（標準、「電気的特性」参照）より長くする必要があります。

軽負荷電流動作（MODEピン）電流負荷が軽い状態では、LT8705Aを不連続モード、強制連続モード、またはBurst Mode動作で動作するよう設定できます。強制連続モードを選択するには、MODEピンを0.4V

より低い電圧（つまり、グランド）に接続します。不連続モードを選択するには、MODEピンを2.3Vより高い電圧（つまり、LDO33）に接続します。Burst Mode動作を選択するには、MODEピンをフロート状態にするか、MODEピンに1.0V～1.7Vの範囲内の電圧を加えます。

不連続モード：LT8705Aが不連続モードのときは、インダクタ内に逆電流が検出されると、同期スイッチM4は必ずオフに保持されます。これは、出力から電流が流れないようにするためと、入力電源に電流が流れ込まないようにするためです。非常に軽い負荷では、電流コンパレータが数サイクルにわたって作動したままになり、スイッチM1およびM3を同じサイクル数だけ強制的にオフにする（つまり、パルスをスキップする）ことがあります。スキップされたサイクルの間、同期スイッチM2

はオンのままですが、スイッチM4はオフなのでインダクタ電流は逆流しません。

Burst Mode動作：Burst Mode動作では、VCのレベル（と約25mVのヒステリシス）が設定されます。このレベルより電圧が低いとスイッチング動作が禁止され、電圧が高いとスイッチング動作が再イネーブルされます。典型的な例は、軽出力電流時にVOUTが上昇してVCピンの電圧が低下を余儀なくされ、スイッチングを一時的に禁止するしきい値より低くなる場合です。昇降圧領域の初期には、VOUTがわずかに降下してVC

が約25mV上昇すると、スイッチングが再開されます。Burst

Mode動作では、不必要なスイッチング動作とそれに伴う電力損失をなくすことにより、軽負荷電流時に効率を高めることができます。Burst Mode動作は、不連続モードと同様な逆電流検出に対応します。逆電流が検出されると、M4スイッチがオフします。

強制連続モード：強制連続モードではインダクタ電流を逆方向に流すことが可能であり、スイッチを強制的に「オフ」にして逆電流を防止する必要はありません。負荷電流が非常に軽い場合、インダクタ電流は正負に振れ、それに応じた平均電流が出力に供給されます。ソフトスタート中、SSピンの電圧が1.6Vより低いときは、出力から入力へ電流が流れるのを防ぐため、デバイスは強制的に不連続モードになります。SSピンの電圧が上昇して1.6Vより高くなると、強制連続モードがイネーブルされます。

電圧レギュレーション・ループLT8705Aは2つの定電圧レギュレーション・ループを備えています。1つは出力電圧用であり、もう1つは入力電圧用です。VOUT、FBOUT、GND間に接続した抵抗分割器によって出力電圧を検出します。従来の電圧レギュレータと同様に、FBOUTの電圧が上昇してEA4のリファレンス電圧（標準1.207V、「ブロック図」参照）付近かそれより高い値になると、VCの電圧が低下し、VOUTを安定化して目的の電圧に保つ大きさの電流が要求されます。

VIN、FBIN、GND間に抵抗分割器を接続することにより、入力電圧も検出できます。FBINの電圧が低下してEA3のリファレンス電圧（標準1.205V、「ブロック図」参照）付近かそれより低い値になると、VCの電圧が低下して、入力電流も減少します。入力信号源インピーダンスが高いアプリケーション（太陽電池パネルなど）では、入力電圧レギュレーション・ループにより、出力負荷が重い条件で入力電圧が低くなり過ぎないようにすることができます。入力信号源インピーダンスが低いアプリケーション（バッテリや電源など）では、入力電源電圧が低すぎて正常なシステム動作に支障をきたす場合、FBINピンを使用してスイッチング動作を停止できます。電圧レギュレーション・ループの調整について詳しくは、「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。


LT8705A

198705af


動作電流モニタとレギュレーションLT8705Aは2つの定電流レギュレーション・ループを備えています。1つは入力電流用であり、もう1つは出力電流用です。入力コンデンサに近く、CSPINとCSNINを検出点とする検出抵抗は、入力電流をモニタします。検出電圧（VCSPIN-VCSNIN）に正比例する電流が IMON_INピンから外付け抵抗に強制的に流れます。したがって、得られる電圧VIMON_INは入力電流に正比例します。同様に、出力コンデンサに近く、CSPOUT

とCSNOUTを検出点とする検出抵抗は、出力電流をモニタし、出力電流に正比例する電圧VIMON_OUTを発生します。

入力電流または出力電流によって、それぞれ IMON_INまたはIMON_OUTの電圧が上昇し、1.208V（標準）近くになるかそれより高くなると、VCピンの電圧は低下し、目的の最大入力電流あるいは出力電流が維持されます（「ブロック図」のEA1

およびEA2を参照）。入力電流制限機能はDC入力電圧源の過負荷状態を防止するのに対して、出力電流制限機能はバッテリ・チャージャ・アプリケーションやLEDドライバ・アプリケーションの構成要素をもたらします。この機能は定電圧レギュレータの短絡保護としても機能できます。電流レギュレーション・ループの調整について詳しくは、「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

SRVOピンQFNパッケージにはオープンドレインのSRVOピンが4つあります（SRVO_FBIN、SRVO_FBOUT、SRVO_IIN、SRVO_

IOUT）。目的のSRVOピンと30V未満の電源（LDO33ピンなど）の間にプルアップ抵抗を接続して、目的のピンのロジック状態を読み取ることができるようにします。SRVO_FBOUT、SRVO_IIN、SRVO_IOUTの各ピンが“L”になるのは、関連のエラーアンプ（EA4、EA2、EA1）入力電圧が各ピンのレギュレーション電圧（≅1.2V、標準）近くになるかそれより高くなった場合です。SRVO_FBINが“L”になるのは、FBINの電圧がそのレギュレーション電圧（≅1.2V、標準）近くになるかそれより低くなった場合です。したがって、SRVOピンはそれぞれの帰還ループが動作しているというインジケータとして使用できます。例えば、SRVO_FBOUTピンが“L”になるのは、FBOUT

の電圧が上昇してそのレギュレーション電圧（標準1.207V）の29mV（標準、「電気的特性」を参照）以内になったときです。プルダウン回路がオフになるのは、FBOUTの電圧がそのレギュレーション電圧より44mV（標準）を超えて低下した後です。別の例として、SRVO_IOUTピンの状態を読み取って、出力電流がその所定の制限値にほぼ到達するのはどの時点かを調べることができます。SRVO_IOUTピンがロジック“1”の場合は出力電流が電流制限値に達していないことを示し、ロジック“0”の場合は達していることを示します。

CLKOUTと温度の検出CLKOUTピンでは、LT8705Aの内部クロックが外部信号源に同期するか、外付け抵抗RTに基づいて自走周波数で動作するかが、内部クロック周波数で切り替わります。CLKOUTピンを使用して、他のデバイスをLT8705Aのスイッチング周波数に同期させることができます。また、CLKOUT信号のデューティ・サイクルはダイ温度に比例しているので、ダイに熱の問題がないかモニタするのに使用できます。


LT8705A

208705af


アプリケーション情報LT8705Aの標準的なアプリケーション回路を最初のページに示します。スイッチング周波数を選択したら、RSENSEとインダクタ値の選択により、外付け部品の選択を続けます。次に、パワーMOSFETを選択します。最後にCINとCOUTを選択します。以下の例および式では、特に規定のない限り連続導通モードが前提になっています。回路は最大80Vの入力電圧あるいは出力電圧での動作に合わせて構成できます。

LT8705AとLT8705

LT8705Aは、LT8705とピン同士の互換性がある、小規模な変更バージョンです。LT8705Aには、LT8705からの主要な改良がいくつか含まれています。

1番目の主要な改良は、DCM（不連続導通モード）動作からFCM（強制連続モード）動作への移行に対して効果があります。DCMからFCMへの最も一般的な移行は、MODEピンが“L”に駆動されている（したがって、FCM動作が選択されている）ときに、ソフトスタート中に発生します。図2の起動シーケンスに示されているように、LT8705およびLT8705A

は、MODEがFCMに設定されていても、DCMで動作を開始します。SSピンの電圧が1.6Vを超えると、LT8705およびLT8705AはDCMからFCMに移行します。

改良されたLT8705Aでは、次の動作条件で発生する可能性のあるインダクタ電流（IL）のアンダーシュートを削減または除去します。

• 動作中のMODEがDCMからFCMに移行し、

• VCが、負インダクタ電流（IL）を指示するほど十分に低くなり、

• 移行時に、VOUTがVINに近づくか、VINより大きくなる

図8に、インダクタ電流のアンダーシュートの例を示します。ここでは、LT8705（図8a）と比べてLT8705A（図8b）のアンダーシュートが減少しています。ほとんどのLT8705アプリケーションが、図8aに示すほど大きいアンダーシュートを示さないことに注意してください。アンダーシュートの量が減少する条件は、次のとおりです。

• 高いインダクタンス

• 高い周波数

• DCMからFCMへの移行中の高いVC

• DCMからFCMへの移行中の低いVIN

• DCMからFCMへの移行中の低いVOUT – VIN

図8aおよび8bの動作条件は、移行時にVCが可能性のある最低の電圧になることを含めて、アンダーシュートを最大化するように意図的に設定されています。

2番目の主要な改良は、通常は–25°C未満で動作する場合に、VCSPIN – VCSNINまたはVCSPOUT – VCSNOUTの各電圧が0mVに極めて近づいたときに、MON_IN電流および IMON_

OUT電流に対して効果があります。このような条件でLT8705

を使用すると、IMON_OUT出力電流またはIMON_IN出力電流が、期待される量を数μA超えて増加する可能性があります。期待される量を超えて増加した電流は、VCSPIN – VCSNIN

またはVCSPOUT – VCSNOUTが増加するにつれて減少し、VCSPIN – VCSNINまたはVCSPOUT – VCSNOUTが5mV以上になると、通常はなくなります。LT8705Aは、このような条件において追加出力電流を除去するように改良されています。

（8b）

（8a）

図8．DCMからFCMへ移行中のLT8705およびLT8705Aのインダクタ電流

IL10A/DIV

O

8705A F08a10µs/DIV

SS RISES > 1.6VDCM TO FCMTRANSITION OCCURS

LT8705L = 6.2µHVIN = 17V, VOUT = 25VMODE = 0V

UNDERSHOOT

IL10A/DIV

O

8705A F08b10µs/DIV

SS RISES > 1.6VDCM TO FCMTRANSITION OCCURS

LT8705AL = 6.2µHVIN = 17V, VOUT = 25VMODE = 0V


LT8705A

218705af


アプリケーション情報動作周波数の選択LT8705Aは100kHz～400kHzの固定周波数アーキテクチャを採用しています。周波数は内部発振器を使用して設定するか、外部クロック信号源に同期させることができます。スイッチング周波数の選択には効率と部品サイズの間の兼ね合いがあります。低周波数動作にするとMOSFETのスイッチング損失が減少して効率が向上しますが、出力リップル電圧を低く保つにはインダクタンスや容量を増やすことが必要です。大電力アプリケーションでは、スイッチング損失によるMOSFETの発熱を最小限に抑えるため、低周波数での動作を検討してください。スイッチング周波数を設定するには、RTピンとグランドの間に適切な抵抗を配置して、SYNCピンを“L”に接続します。この周波数はSYNCピンを駆動する外部クロック信号源に同期させることもできます。以降のセクションでは詳細を説明します。

内部発振器LT8705Aの動作周波数は内部自走発振器を使用して設定することができます。SYNCピンを“L”（< 0.5V）にすると、動作周波数は、RTピンとグランドの間に接続した抵抗の値によって設定されます。内部で調整済みのタイミング・コンデンサがデバイスの内部にあります。発振器周波数は次式を使って計算されます。

fOSC = 43,750

RT +1

kHz

ここで、fOSCの単位はkHz、RTの単位はkΩです。逆に、RT（kΩ）は次式を使って目的の周波数（kHz）から計算することができます。

RT = 43,750

fOSC–1

kΩ

SYNCピンとクロック同期LT8705Aの動作周波数は外部クロック信号源に同期させることができます。外部信号源と同期させるには、デジタル・クロック信号をSYNCピンにそのまま入力します。LT8705AはSYNCピンのクロック周波数で動作します。

SYNC信号のデューティ・サイクルは、適切に動作させるには20%～80%でなければなりません。また、SYNC信号の周波数は、次の2つの条件を満たす必要があります。

1. SYNC信号は、“L”で停止して自走発振器をイネーブルする場合以外、100kHz～400kHzの周波数範囲外に切り替わることはできません。

2. SYNCピンの周波数は、自走発振器の設定周波数（fOSC）より常に高くすることができますが、fOSCの25%を超えて低くならないようにしてください。

SYNCピンが切り替えを開始した後は、SYNCピンが切り替えを停止する前にスイッチング動作を停止しておくことを推奨します。LT8705Aが外部のSYNCクロック信号源から内部の自走発振器クロックに移行したときにSYNCが切り替えを停止すると、過剰なインダクタ電流が発生することがあります。スイッチング動作はSWENピンまたはSHDNピンを“L”にすれば停止できます。

CLKOUTピンとクロック同期CLKOUTピンは最大200pFを駆動可能であり、LT8705Aの内部クロックをSYNCピンに同期させるか、外付け抵抗RTに基づく自走周波数で動作させるかを内部クロック周波数で切り替えます。CLKOUT信号の立ち上がりエッジは、内部クロックの立ち上がりエッジまたは（切り替わる場合）SYNCピンの立ち上がりエッジから約180°位相がずれています。CLKOUT

が切り替わるのは、ノーマル・モード時のみです（図2参照）。

CLKOUTピンを使用して、他のデバイスをLT8705Aのスイッチング周波数に同期させることができます。例えば、CLKOUT

ピンを別のLT8705AレギュレータのSYNCピンに接続することができます。このLT8705Aは、CLKOUTでの位相シフトにより、マスタのLT8705とは約180°位相がずれて動作します。マスタのLT8705Aの周波数は、外付けのRT抵抗で設定するかSYNCピンを切り替えることによって設定できます。マスタのLT8705Aがノーマル・モードに移行すると、CLKOUTは発振し始めます（図2参照）。スレーブのLT8705AのRTピンには、グランドとの間に抵抗を接続する必要があることに注意してください。通常は同期対象の全てのLT8705Aに同じ値のRT抵抗を使用します。


LT8705A

228705af


アプリケーション情報CLKOUT信号のデューティ・サイクルはダイ温度に比例しているので、ダイに熱の問題がないかモニタするのに使用できます。詳細については「接合部温度の測定」のセクションを参照してください。

インダクタ電流の検出とスロープ補償LT8705Aはインダクタ電流モード制御を使用して動作します。「パワー・スイッチの制御」のセクションで前述したように、LT8705Aは昇圧領域でのインダクタ電流波形のピークと、降圧領域でのインダクタ電流波形の谷を測定します。インダクタ電流は、CSPピンとCSNピンを使用してRSENSE抵抗の両端で検出します。どのサイクル中でも、インダクタ電流のピーク（昇圧領域）または谷（降圧領域）はVCピンの電圧で制御されます。

スロープ補償を行うと、高いデューティ・サイクルでの低調波発振を防止することにより、固定周波数電流モード制御アーキテクチャでの安定性が得られます。これは、昇圧領域で補償ランプ信号をインダクタ電流信号に加えるか、降圧領域で補償ランプ信号をインダクタ電流信号から差し引くことにより、内部で実現されます。デューティ・サイクルが高い場合は、これによって昇圧領域での最大インダクタ電流が減少し、降圧領域での最大インダクタ電流が増加します。例えば、「標準的性能特性」セクションの「インダクタ電流検出電圧の最大値とデューティ・サイクル」のグラフを参照してください。このグラフは、VCが最大電圧の場合、インダクタ検出電圧VRSENSE

の最大値がデューティ・サイクルに応じて78mV～117mVの範囲であることを示しています。このグラフは、降圧領域でのインダクタ谷電流の最大値が86mVで、デューティ・サイクルが高くなると約130mVに増加することも示しています。

RSENSEの選択と最大電流目的の出力電流値を実現するため、RSENSE抵抗は正しく選択する必要があります。抵抗値が大きすぎると、出力電流がアプリケーションの要求値より低い値に制限される可能性があります。まず、昇圧領域での許容最大RSENSE抵抗であるRSENSE(MAX,BOOST)を決定します。次に、降圧領域での許容最大RSENSE抵抗であるRSENSE(MAX,BUCK)を求めます。これら2つの抵抗値より小さいRSENSE抵抗を選択する必要があります。

昇圧領域：昇圧領域では、VINがその最小値でVOUTがその最大値のときに、最大出力電流供給能力が最小になります。したがって、これらの条件で出力電流の要求値を満たすようにRSENSEを選択する必要があります。

まず、次式を使用して、VINが最小でVOUTが最大のときの昇圧領域のデューティ・サイクルを求めます。

DC(MAX,M3,BOOST) ≅ 1–

VIN(MIN)

VOUT(MAX)

•100%

例えば、VINの範囲が12V～48VでVOUTを36Vに設定したアプリケーションのデューティ・サイクルは次のようになります。

DC(MAX,M3,BOOST) ≅ 1– 12V

36V

•100%=67%

「標準的性能特性」セクションの「インダクタ電流検出電圧の最大値」のグラフを参照すると、RSENSEの最大電圧は、67%

のデューティ・サイクルで約93mVになり、これは言い換えると次式で表すことができます。

VRSENSE(MAX,BOOST, MAX) ≅93mV

これはVIN = 12V、VOUT = 36Vの場合です。

次に、昇圧領域でのインダクタ・リップル電流を求める必要があります。メイン・インダクタのLが不明の場合、最大リップル電流∆IL(MAX,BOOST)は、∆IL(MAX,BOOST)を昇圧領域での最大インダクタ電流の30%～50%になるように選択することにより、次式のように推算できます。

∆IL(MAX,BOOST) ≅VOUT(MAX) •IOUT(MAX,BOOST)

VIN(MIN) • 100%%Ripple

– 0.5

A

ここで、

IOUT(MAX,BOOST)は、昇圧領域で要求される最大出力負荷電流です。

%Rippleは30%～50%です。

例えば、VOUT(MAX) = 36V、VIN(MIN) = 12V、IOUT(MAX,BOOST)

= 2A、%Ripple = 40%を使用すると、次のように推算できます。

∆ IL(MAX,BOOST) ≅36V •2A

12V • 100%40%

– 0.5⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

=3A


LT8705A

238705af


反対に、インダクタ値が既知の場合は、次のようにして

∆IL(MAX,BOOST)をより正確に計算できます。

∆IL(MAX,BOOST) =

DC(MAX,M3,BOOST)

100%

• VIN(MIN)

f •LA

ここで、

DC(MAX,M3,BOOST)は、前に計算したように、昇圧領域でのデューティ・サイクルの最大%値です。


Lはメイン・インダクタのインダクタンスです。

最大リップル電流が分かったら、昇圧領域での許容最大RSENSEは次のように計算できます。

RSENSE(MAX,BOOST) =

2• VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) • VIN(MIN)

2•IOUT(MAX,BOOST) • VOUT(MIN)( )+ ∆IL(MAX,BOOST) • VIN(MIN)( ) Ω

ここで、VRSENSE(MAX,BOOST,MAX)は前のセクションで説明したようにインダクタ電流検出電圧の最大値です。

前の例の値を使用すると、次の結果が得られます。

RSENSE(MAX,BOOST) = 2•93mV •12

2•2A •36V( )+ 3A •12V( )=12.4mΩ

降圧領域：降圧領域では、最大出力電流供給能力が最小になるのは、最小のデューティ・サイクルで動作しているときです。この理由は、スロープ補償ランプによってRSENSEの最大電圧が大きくなるとともに、デューティ・サイクルが高くなるからです。降圧動作での最小デューティ・サイクルは次式を使用して計算できます。

DC(MIN,M2,BUCK) ≅ tON(M2,MIN) • f • 100%

ここで、tON(M2,MIN)は260ns（標準値、「電気的特性」を参照）です。

RSENSE抵抗の最大値を計算する前に、インダクタのリップル電流を求めておく必要があります。メイン・インダクタのLが不明の場合、リップル電流∆IL(MIN,BUCK)は、∆IL(MIN,BUCK)を

降圧領域での最大インダクタ電流の10%になるように選択することにより、次式のように推算できます。

∆IL(MIN,BUCK) ≅IOUT(MAX,BUCK)

100%10%

– 0.5

A

ここで、

IOUT(MAX,BUCK)は、降圧領域で要求される最大出力負荷電流です。

インダクタ値が既知の場合は、次のようにして∆IL(MIN,BUCK)

を計算できます。

∆IL MIN,BUCK( ) =

DC(MIN,M2,BUCK)

100%

• VOUT(MIN)

f •LA

ここで、

DC(MIN,M2,BUCK)は、前に計算したように、降圧領域でのデューティ・サイクルの最小%値です。


Lはメイン・インダクタのインダクタンスです。

インダクタのリップル電流が分かったら、降圧領域での許容最大RSENSEは次のように計算できます。

RSENSE(MAX,BUCK) = 2•86mV

2•IOUT(MAX,BUCK)( ) – ∆IL(MIN,BUCK)

最終的なRSENSEの値：最終的なRSENSEの値はRSENSE(MAX,BOOST)

とRSENSE(MAX,BUCK)のどちらよりも低くする必要があります。30%以上の余裕をとることを推奨します。

図9は、最大出力電流と最大インダクタ電流以外の全ての動作パラメータを一定（周波数 = 350kHz、インダクタンス =

10μH、RSENSE = 10mΩ）に保ったとき、最大出力電流と最大インダクタ電流がVIN/VOUTによってどのように変化するかを大まかに示しています。このグラフは正規化されており、スロープ補償ランプによる最大電流の変化と変化するリップル電流の影響が考慮されています。この曲線は理論的なものですが、VIN/VOUT電圧の一定範囲にわたる最大出力電流およびインダクタ電流の相対的な変化を予測するためのガイドとして使用できます。

アプリケーション情報


LT8705A

248705af


逆電流制限強制連続モードが選択されている場合（MODEピンが“L”の場合）は、インダクタ電流の方向を逆にしてVOUT側からVIN

側へ流すことができます。これは、電流を出力から入力へ強制的に流し込むことにつながります。逆電流の大きさが最大になるのは、VCが最小のときです。「標準的性能特性」セクションの「強制連続モードでのインダクタ電流検出電圧の最小値」のグラフは、逆電流の最大供給能力を求めるのに役立ちます。

インダクタの選択

高効率を実現するには、フェライトなど、コア損失の小さなインダクタを選択します。また、I2R損失を減らすため、インダクタはDC抵抗が低く、飽和せずにピーク・インダクタ電流を扱えるものにします。放射ノイズを最小限に抑えるため、トロイド、ポットコア、またはシールド付きボビン・インダクタを使用します。

動作周波数が高いほど小さい値のインダクタとコンデンサを使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択には相関関係があります。以下のセクションでは、インダクタ値を選択するときに検討すべきいくつかの基準について説明します。最適な性能を得るため、以下の基準を全て満たすインダクタを選択してください。

インダクタの選択：昇圧領域での十分な負荷電流

インダクタの値が小さいと、リップル電流は増加します。このため、ピーク・インダクタ電流が制限されていることが原因で、昇圧領域で動作している間は負荷（IOUT）に供給できる平均電流の最大値が減少します。


図9．電流とVIN/VOUTの比

VIN/VOUT (V/V)

NORM

ALIZ

ED C

URRE

NT

1.0

0.8

0.6

8705A F09

0

0.4

0.2

100.1 1

MAXIMUMINDUCTORCURRENT MAXIMUM

OUTPUTCURRENT

昇圧領域でVINの電圧が低いときに十分な負荷電流を供給するため、Lの最小値は次式で求めます。

L(MIN1,BOOST) ≅

VIN(MIN) •DC(MAX,M3,BOOST)

100%

2• f •VRSENSE(MAX,BOOST,MAX)

RSENSE–

IOUT(MAX) • VOUT(MAX)

VIN(MIN)

ここで、

DC(MAX,M3,BOOST)はM3スイッチのデューティ・サイクルの最大%値（「RSENSEの選択と最大電流」のセクションを参照）です。


VRSENSE(MAX,BOOST,MAX)は、デューティ・サイクルが最大のときの昇圧領域での電流検出電圧の最大値（「RSENSEの選択と最大電流」のセクションを参照）です。

L(MIN1,BOOST)の値が負の場合は、インダクタ電流の制限値が小さすぎるので昇圧領域では出力負荷電流 IOUTを供給できないことを示します。L(MIN1,BOOST)の値が大きすぎるか負になる場合は、RSENSEの抵抗値を小さくしてインダクタ電流の制限値を大きくすることを検討してください。

インダクタの選択：低調波発振LT8705Aの内部スロープ補償回路は低調波発振を防止します。この回路がないと、VIN/VOUTが0.5より低くなるか、2より大きくなった場合に低調波発振が発生します。スロープ補償回路は、インダクタンスが最小値を超えているという前提で、これらの発振を防止します（詳細については、前述のセクション「インダクタ電流の検出とスロープ補償」を参照）。後述の該当するL(MIN)の全ての制限値より大きいインダクタンスを選択してください。結果が負になる場合は0であると解釈できます。

昇圧領域で、VOUTをVINの2倍より高くすることができる場合は、L(MIN2,BOOST)を次のように計算します。

L(MIN2,BOOST) =

VOUT(MAX) –VIN(MIN) • VOUT(MAX)

VOUT(MAX) – VIN(MIN)

•RSENSE

0.08 • fH


LT8705A

258705af


アプリケーション情報降圧領域で、VINをVOUTの2倍より高くすることができる場合は、L(MIN1,BUCK)を次のように計算します。

L(MIN1,BUCK) =

VIN(MAX) • 1–VOUT(MAX)

VIN(MAX) – VOUT(MIN)

•RSENSE

0.08 • fH

インダクタの選択：電流の最大定格効率の損失を招くインダクタの飽和を防ぐため、インダクタの定格はピーク動作電流より大きくする必要があります。昇圧領域でのピーク・インダクタ電流は次のとおりです。

IL(MAX,BOOST) ≅IOUT(MAX) •VOUT(MAX)

VIN(MIN)

+VIN(MIN) •

DC(MAX,M3,BOOST

100%

2•L • f

A

ここで、DC(MAX,M3,BOOST)はM3スイッチのデューティ・サイクルの最大%値（「RSENSEの選択と最大電流」のセクションを参照）です。

降圧領域で動作しているときのピーク・インダクタ電流は次のとおりです。

IL(MAX,BUCK) ≅IOUT(MAX)

+VOUT(MIN) •

DC(MAX,M2,BUCK

100%

2•L • f

A

ここで、DC(MAX,M2,BUCK)は降圧領域でのM2スイッチのデューティ・サイクルの最大%値で、次式で与えられます。

DC MAX,M2,BUCK( ) ≅ 1–

VOUT(MIN)

VIN(MAX)

•100%

インダクタ電流は、負荷トランジェント時と、負荷電流が予想される最大のIOUT(MAX)を超えた場合に大きくなることがあります。また、不適切なソフトスタート容量を使用した場合の起動時と、出力短絡時にも大きくなることがあります。インダクタ電流が過剰にならないようにするため、出力電流制限の使用を検討してください。出力電流制限については、「入力 /出力電流のモニタと制限」のセクションで後述します。最大インダクタ電流の慎重な基板評価を推奨します。

パワーMOSFETの選択と効率に関する検討事項LT8705Aには外付けのNチャネル・パワーMOSFETが4つ必要です。内訳は上側スイッチが2つ（図3に示すスイッチM1

およびM4）と下側スイッチが2つ（図3に示すスイッチM2およびM3）です。パワーMOSFETの重要なパラメータは、ブレークダウン電圧（VBR,DSS）、しきい値電圧（VGS,TH）、オン抵抗（RDS(ON)）、逆伝達容量（CRSS：ゲート-ドレイン間容量）、および最大電流（IDS(MAX)）です。ゲート駆動電圧は6.35VのGATEVCC電源によって設定されます。したがって、LT8705A

のアプリケーションでは、ロジック・レベルのしきい値を持つMOSFETを使用する必要があります。

パワーMOSFETを選択する場合は、電力損失を考慮することが非常に重要です。最も効率の高い回路には、消費電力が最小のMOSFETが採用されます。デバイスを損傷する可能性がある過熱を防止するため、電力損失を制限する必要があります。大半の昇降圧アプリケーションでは、出力が短絡しない限り、スイッチM1およびM3の電力損失が最大になり、M2の電力損失が最小になります。場合によっては、複数のMOSFET

を並列接続すると各デバイスでの電力損失を低減するのに役立つことがあります。この方法が最も役立つのは、MOSFETが「オン」しているときのI2R損失が消費電力の主な要因である場合です。MOSFETの並列接続による容量の増加が原因でスイッチング・エッジ速度が低速になり、そのために全スイッチング電力損失が増加することがあります。

以降のセクションでは、個々のMOSFETの消費電力を計算するための指針を示します。既知の電力損失から、次式を使用してMOSFETの接合部温度を求めることができます。

TJ = TA＋P • RTH(JA)


LT8705A

268705af


アプリケーション情報ここで、

TJはMOSFETの接合部温度です。

TAは周囲温度です。

PはMOSFETで消費される電力です。

RTH(JA)は接合部から周囲雰囲気までのMOSFETの熱抵抗です。メーカーのデータシートを参照してください。

RTH(JA)には、通常はデバイスのRTH(JC)と、ケースから周囲温度までの熱抵抗（RTH(CA)）が含まれます。TJの計算値をメーカーのデータシートの値と比較して、過熱しないMOSFETを選択するのに役立てます。

スイッチM1：スイッチM1での電力損失の主な構成要素は、以下の2つです。（1）スイッチが完全に導通（オン）してインダクタ電流がドレインとソースの接点を流れるときのI2Rによる電力損失、および（2）スイッチが「オン」または「オフ」している間の電力損失。スイッチが「オン」するときと「オフ」するときは、大電流と高電圧の組み合わせにより、MOSFETで大きな電力損失が発生します。スイッチング時間は短くても、電力損失の平均値は大きくなることがあり、多くの場合はMOSFETでの電力損失の主な発生源になります。アプリケーションに左右されますが、M1スイッチでの電力損失が最大になるのは、降圧領域ではVINが最も高く、VOUTが最も高く、スイッチング電力損失が最も大きい場合であり、昇圧領域ではVINが最も低く、VOUTが最も高く、M1が常時オンの場合です。スイッチM1の消費電力は次のように概算できます。

PM1 = PI2R +PSWITCHING

≅VOUTVIN

•IOUT2 •RDS(ON) • ρτ

+ VIN •IOUT • f • tRF1( )W BUCK REGION( )

≅VOUTVIN

•IOUT

2•RDS(ON) • ρτ

+0W (BOOST REGION)

ここで、

PSWITCHING項は昇圧領域では0です。

tRF1はSW1ピンの立ち上がり時間と立ち下がり時間の平均です。標準的な値はMOSFETの容量とVINの電圧に応じて20ns～40nsです。

JUNCTION TEMPERATURE (°C)–50

ρ τ N

ORM

ALIZ

ED O

N-RE

SIST

ANCE

(Ω)

1.0

1.5

150

8705A F10

0.5

00 50 100

2.0

図10．正規化されたMOSFETのRDS(ON)と温度

ρτは正規化係数（25°Cで1）で、MOSFETのオン抵抗の温度による大きな変動を表し、図10に示すように標準では約0.4%/°Cです。125°Cの最大接合部温度の場合は、ρτ = 1.5の値を使うのが妥当です。

スイッチング電力損失（PSWITCHING）が主な要因になる場合が多いので、CRSSの小さいMOSFETを探すか、低周波数での動作を検討して、電力損失を最小限に抑え、効率を高めてください。

スイッチM2：ほとんどの場合、M2スイッチでのスイッチング電力損失はきわめて小さいので、I2Rによる電力損失が主な要因です。I2Rによる電力損失が最も大きいのは、スイッチが同期整流器として動作する降圧領域です。VINが高くVOUTが低いと、M2スイッチはほとんどの時間「オン」することになるので、消費電力が最大になります。降圧領域でのM2スイッチの消費電力は次のように概算できます。

P(M2,BUCK) ≅ VIN – VOUT

VIN•IOUT(MAX)

2 •RDS(ON) •ρτ

W

スイッチM3：スイッチM3は昇圧領域および昇降圧領域で制御スイッチとして動作します。M1スイッチと同様に、電力損失の発生源はI2Rとスイッチングによる電力損失です。電力損失が最大になるのは、VINが最低でVOUTが最高の場合です。次式では、こうした条件でのM3スイッチでの電力損失を概算しています。

PM3 =PI2R +PSWITCHING ≅

VOUT – VIN( ) • VOUT

VIN2•IOUT2 •RDS(ON) •ρτ

+ VOUT2 •IOUT • f • tRF2VIN

W


LT8705A

278705af


アプリケーション情報ここで、降圧領域での全消費電力は0です。

tRF2はtRF1と同様、SW2ピンの立ち上がり時間と立ち下がり時間の平均であり、標準では20ns～40nsです。

M1スイッチの場合と同様に、多くの場合はスイッチング電力損失（PSWITCHING）が主な要因です。CRSSの小さいMOSFET

を探すか、低周波数での動作を検討して、電力損失を最小限に抑え、効率を高めてください。

スイッチM4：ほとんどの場合、M4スイッチでのスイッチング電力損失はきわめて小さいので、I2Rによる電力損失が主な要因です。I2Rによる電力損失が最も大きいのは、スイッチが同期整流器として動作する昇圧領域です。VINが低くVOUTが高いと、任意のIOUTでのインダクタ電流が増えるので、消費電力が最大になります。昇圧領域でのM4スイッチの消費電力は次のように概算できます。

P(M4,BOOST) ≅ VOUT

VIN•IOUT2 •ρτ •RDS(ON)

W

ゲート抵抗：場合によっては、LT8705AのいくつかのNMOS

ゲート・ピンとそれぞれのゲート・ドライバ・ピン（つまり、TG1、BG1、TG2、BG2）の間に1Ω～10Ωの抵抗を追加すると有益なことがあります。低容量のMOSFETがオン/オフするのが速すぎると、寄生インダクタンスおよび寄生容量によって、SW1

またはSW2でリンギングが発生することがあります。MOSFET

またはLT8705Aが定格電圧のリミット付近で動作する場合は、リンギングが最も大きな懸念になる可能性があります。ゲート抵抗を増やすと、スイッチング速度が低下してリンギングを最小限に抑えることができます。

ただし、ゲート抵抗が過剰になると、性能に関してマイナスの副作用が2つ生じることがあります。

1. スイッチの遷移時間を長くすると、スイッチでの電力損失も増加します。これについては、前述した「スイッチM1」および「スイッチM3」のセクションで説明しました。

2. SW1ピンまたはSW2ピンとスイッチのゲート・ノードの間に容量結合が生じると、スイッチがオフになっているはずのときにオンになることがあるので、電力損失が大きくなります。この状況は、ゲート抵抗が大きすぎる場合、SW1の立ち上がり時にM2スイッチで最も発生しやすくなります。

ゲート抵抗値を最適化するときは、基板評価を慎重に行ってください。SW1ピンとSW2ピンでのリンギングはインダクタ電流レベルの影響を受けることがあるので、基板評価には幅広い負荷電流での測定を組み込む必要があります。SW1ピンとSW2ピンのPCB測定を実行するときは、誘導電圧測定値の誤りを最小限に抑えるため、PCBグランドからオシロスコープのプローブのグランド・スリーブまでの間に非常に短いグランド・ポストを使用するようにしてください。

CINとCOUTの選択入力容量と出力容量は、レギュレータとの間を出入りする不連続な電流によって生じる電圧リップルを抑えるために必要です。通常はコンデンサを並列に組み合わせて使用することで大容量と低ESR（等価直列抵抗）を実現します。乾式タンタル、特殊ポリマー、アルミ電解およびセラミックの各コンデンサは、全て表面実装パッケージで入手できます。OS-CONやPOSCAPなど、低ESRで高リップル電流定格のコンデンサも入手できます。

セラミック・コンデンサをレギュレータの入力と出力の近くに配置して、高周波のスイッチング・スパイクを抑えてください。1μF

以上のセラミック・コンデンサもLT8705Aのピンにできるだけ近づけてVINとGNDの間に配置してください。セラミック・コンデンサは優れた低ESR特性を備えているので、入力リップル電圧を大幅に低減することが可能であり、ESRの高いバルク・コンデンサでの電力損失を抑えるのに役立ちます。X5RやX7Rの誘電体材料は広い電圧範囲と温度範囲にわたって容量を保持するので推奨されます。多くのセラミック・コンデンサ（特にケース・サイズが0805または0603のもの）は、目的の動作電圧での容量が大きく減少します。

入力容量：M1スイッチのオンとオフが切り替わることが原因で、降圧領域では不連続な入力電流が最も大きくなります。CINコンデンサ回路網のESRが十分に低く、最大RMS電流を扱うのに十分な大きさであることを確認してください。降圧動作では、入力RMS電流は次式で与えられます。

IRMS ≅IOUT(MAX) • VOUT

VIN• VIN

VOUT–1


LT8705A

288705af


アプリケーション情報この式はVIN = 2VOUT のときに最大になります。ここで、IRMS

= IOUT(MAX)/2です。設計では多くの場合、この単純なワーストケース条件が使用されます。条件を大きく振っても値は改善されないからです。

ESR両端の電圧降下による最大入力リップルは概算で次のようになります。

∆V(BUCK,ESR) ≅

VIN(MAX) •IOUT(MAX)

VOUT(MIN)•ESR

出力容量：出力容量（COUT）が必要なのは、不連続性によって生じる出力電圧リップルと、出力電流および負荷電流でのリップルを低減するためです。与えられた出力リップル電圧に対する適切なコンデンサを選択するには、ESRとバルク容量の影響について検討する必要があります。バルク出力容量の充放電による定常状態での出力リップルは次式で与えられます。

∆V BOOST,CAP( ) ≅IOUT • VOUT – VIN( )

COUT • VIN • fV for VOUT > VIN

∆V(BUCK,CAP) ≅VOUT • 1– VOUT

VIN

8 •L • f2 •COUT

V for VOUT < VIN

ESR両端の電圧降下による最大出力リップルは概算で次のようになります。

∆V(BOOST,ESR) ≅

VOUT(MAX) •IOUT(MAX)

VIN(MIN)•ESR

CINの場合と同様に、ESRおよびRMS電流処理の要件を満たすには、複数のコンデンサを並列に配置することが必要な場合があります。

ショットキ・ダイオード（D1、D2）の選択図1に示すショットキ・ダイオード（D1およびD2）は、パワーMOSFETスイッチの導通期間の間隙に生じるデッドタイムに導通します。これらは、同期スイッチM2およびM4のボディ・ダイオードがオンして電荷を蓄積するのを防ぐためのものです。例えば、D2はスイッチM4がオフしてからスイッチM3がオンするまでに流れる逆回復電流を大幅に減少させてコンバータ

の効率を向上し、スイッチM3の電力損失を低減して、M3がオンしたときインダクタ電流検出抵抗（RSENSE）で生じるノイズを低減します。このダイオードが効果を発揮するには、このダイオードと同期スイッチの間のインダクタンスをできるだけ小さくする必要があるので、これらの部品は必ず隣接させて配置します。

入力電圧または出力電圧が高い（標準で40V以上の）アプリケーションでは、特に高温で過剰な逆漏れ電流が流れるショットキ・ダイオードは避けてください。一部の超低VFダイオードでは、順方向電圧を下げるために高温での漏れ電流の増加を犠牲にしています。ダイオードD1は逆電圧が最大でVINになる可能性があり、D2は逆電圧が最大でVOUTになる可能性があります。逆電圧が高く逆電流が大きい組み合わせでは、ダイオードが自己発熱する恐れがあります。効率が低下するだけでなく、漏れ電流も増加する可能性があるので、さらに温度が上昇します。熱抵抗（θJA）の低いパッケージを選択して、ダイオードの自己発熱を最小限に抑えてください。

上側MOSFETドライバ電源（CB1、DB1、CB2、DB2）上側MOSFETドライバ（TG1およびTG2）は、それぞれのSW

ピンの電圧とBOOSTピンの電圧の間でデジタル式に駆動されます。BOOSTピンの電圧はフロート状態のブートストラップ・コンデンサCB1およびCB2によってバイアスされますが、これらは通常、それぞれの上側MOSFETがオフすると、外付けのシリコン・ダイオードDB1およびDB2を介して再充電されます。これらのコンデンサは約6.3V（GATEVCCとほぼ等しい電圧）に充電されるので、VBOOST1-SW1とVBOOST2-SW2の電圧は強制的に約6.3Vになります。昇圧コンデンサCB1およびCB2は、上側スイッチM1およびM4が必要とするゲート電荷の約100倍の電荷を保存する必要があります。大半のアプリケーションでは、0.1μF～0.47μFのX5RまたはX7R誘電体コンデンサが適切です。GATEVCCとGNDの間のバイパス容量はCB1またはCB2の容量の10倍以上にする必要があります。

昇圧コンデンサの充電制御ブロック：LT8705Aが降圧領域または昇圧領域限定で動作する場合、一方の上側MOSFET

（M1またはM4）が常時オンになることがあります。この場合には、各ブートストラップ・コンデンサ（CB1またはCB2）がシリコン・ダイオード（DB1またはDB2）を介して再充電されなくなります。昇圧コンデンサの充電制御（Boost Capacitor


LT8705A

298705af


アプリケーション情報出力電圧LT8705Aの出力電圧は、出力コンデンサの両端に注意深く配置した外付けの帰還抵抗分割器によって設定されます。その結果生じる帰還信号（FBOUT）は、エラーアンプEA4によって内部の高精度電圧リファレンス（標準1.207V）と比較されます。出力電圧は次式によって与えられます。

VOUT =1.207V • 1+ RFBOUT1

RFBOUT2

ここで、RFBOUT1およびRFBOUT2は図1に示してあります。

入力電圧レギュレーションまたは低電圧ロックアウトVIN、FBIN、およびGNDの間に抵抗分割器を接続することにより、FBINピンは入力電圧を安定化する手段または低電圧ロックアウト機能を作動させる手段を提供します。「ブロック図」のエラーアンプEA3を参照すると、FBINピンの電圧が1.205Vのリファレンスより低い場合、VCは“L”になります。例えば、（太陽電池パネルなどの）比較的インピーダンスの高い電源からVINが供給され、流れた電流によってVINが事前設定リミットより低くなると、VCの電圧が低下するので、入力電源から流れる電流が減少して電圧降下が制限されます。この機能を強制連続モードで（MODEピンを“L”にして）使用すると、電流が出力から流れ出して入力への流れ込みが強要される結果となります。この動作が望ましくない場合は、不連続モードまたはBurst Mode動作を使用してください。

最小入力電圧または安定化入力電圧を設定するには、次式を使用します。

VIN(MIN) =1.205V • 1+ RFBIN1

RFBIN2

ここで、RFBIN1およびRFBIN2は図1に示してあります。VINが最大の条件でFBINの電圧が30V（絶対最大定格）を超えないようにRFBIN1およびRFBIN2を選択するようにしてください。

LT8705Aが強制連続モードでない場合は、これと同じ手法を使用して低電圧ロックアウトを作動させることができます。Burst Mode動作時や不連続モード時は、VCを強制的に“L”にすると全てのスイッチング動作が停止します。これによってソフトスタート機能がリセットされることはないので、スイッチング動作がソフトスタートに伴って再開されることはありません。

Charge Control）ブロック（図1参照）は、これらの場合にも該当するBOOSTピンを充電状態に維持します。M1スイッチが常にオンの場合（昇圧領域）、電流はCSPOUTピンあるいはBOOST2ピンから自動的に流れ出し、必要に応じてBOOST1

ピンのコンデンサを充電します。M4スイッチが常にオンの場合（降圧領域）、電流はCSNINピンあるいはBOOST1ピンから流れ出し、BOOST2ピンのコンデンサを充電します。この機能があるので、CSPINとCSNINはVINに近い電位に接続してください。これらのピンを使用しない場合は、両方ともVINに接続してください。また、CSPOUTとCSNOUTは必ずVOUTに近い電位に接続し、使用しない場合は直接VOUTに接続してください。

昇圧ダイオードDB1およびDB2：ショットキ・ダイオードには順方向電圧降下が小さいという利点がありますが、逆方向の漏れ電流が大きくなることがあり、電圧と温度が高い条件では熱暴走の可能性があります。したがって、ダイオードDB1

およびDB2にはシリコン・ダイオードを推奨します。DB1およびDB2の逆方向ブレークダウン電圧定格はVIN(MAX)および

VOUT(MAX)より高く、最大動作接合部温度での逆方向漏れ電流は1mA未満であることを確認してください。動作温度と動作電圧が高い場合の逆方向漏れ電流によってダイオードが熱暴走しないことを確認してください。

場合によっては、DB1およびDB2と直列に最大5Ωの抵抗を配置することを推奨します。この抵抗によりダイオードを流れるサージ電流が減少し、デバイスのSWピンおよびBOOSTピンでのリンギングを低減できます。SWピンのリンギングはPCB

レイアウト、SWピンのエッジ速度、ダイオードの種類に大きく依存するので、慎重な測定をデバイスのSWピンで直接行うことを推奨します。必要な場合は、（表紙のアプリケーションと同様に）DB1およびDB2の共通アノードとGATEVCCの間に1本の抵抗を配置するか、各ダイオードのカソードとそれぞれのBOOSTピンの間に個別の抵抗を配置することができます。DB1およびDB2と直列に接続する抵抗が大きすぎると、M2またはM3のオン時間が非常に短いときにBOOST-SW間コンデンサの電圧が小さくなる場合があるので、避けるようにしてください。


LT8705A

308705af



図11．入力電流のモニタと制限

図12．出力電流のモニタと制限

入力 /出力電流のモニタと制限LT8705Aは独立した入力電流モニタ回路と出力電流モニタ回路を備えており、それぞれの電流のモニタまたは制限（あるいはその両方）を行うのに使用できます。電流モニタ回路は図11および12に示すように機能します。

「上側MOSFETドライバ電源」のセクションで説明したように、CSNINピンおよびCSPOUTピンは昇圧コンデンサの充電制御ブロック（図1も参照）にも接続されており、特定の条件で電流を流すことができます。さらに、4つの電流検出ピンの全てが通常の動作条件でバイアス電流を流すことができます。こういうわけで、CSxINピンおよびCSxOUTピンのいずれにも抵抗を直列に配置しないでください。

–

+–

+

EA2

IMON_IN

8705A F11

CIMON_INRIMON_IN

CSPIN

RSENSE1FROM DC

POWER SUPPLYTO REMAINDEROF SYSTEM

TO BOOST CAPACITORCHARGE CONTROL BLOCK

CSNINLT8705A

INPUTCURRENT

VC

1.208VFAULT

CONTROL

1.61V

–+gm = 1m

Ω

A7

–

+–

+

EA1

IMON_OUT

8705A F12A

CIMON_OUTRIMON_OUT

CSPOUT

RSENSE2FROMCONTROLLER

VOUT

TO SYSTEM VOUT

CSNOUT LT8705A

OUTPUTCURRENT

VC

1.208VFAULT

CONTROL

1.61V

–+gm = 1m

Ω

A8

TO BOOST CAPACITORCHARGE CONTROL BLOCK


LT8705A

318705af


アプリケーション情報また、これらのピンは昇圧コンデンサの充電制御ブロックと組み合わせて使用するので、入力電流検出機能を使用しない場合はCSPINピンおよびCSNINピンをVINに接続し、IMON_

INピンをグランドに接続してください。同様に、CSPOUTピンおよびCSNOUTピンを使用しない場合はVOUTに接続し、IMON_OUTピンを使用しない場合は接地してください。

これ以降の説明内容は、入力電流モニタ回路が基準になっています。全ての説明と式は出力電流モニタ回路にも適用できますが、ピン名とデバイス名は適宜置き換えてください。

電流モニタ：入力電流モニタの場合は、RSENSE1に電流が流れるとCSPINとCSNINの間に電圧が発生し、この値に1mA/V

（標準）が掛けられて電流に変換され、IMON_INピンから抵抗RIMON_INへ強制的に流されます（注記：CSPINとCSNIN

の間の電圧が負の場合は乗算されず、その場合にはIMON_

INから電流は流れません）。結果として得られるIMON_INの電圧は、次式に従って入力電流に比例します。

VIMON_IN =IRSENSE1 • RSENSE1 •1m A

V•RIMON_IN

電流を正確にモニタするため、CSPINピンとCSNINピンの電圧は1.5Vより高い値に保ってください（CSPOUTピンとCSNOUTピンの電圧は0Vより高い値に保ってください）。また、IMON_INから供給できる電流の大きさは制限されているので、差動電圧VCSPIN-CSNINは100mV未満に維持してください。最後に、LT8705Aの動作領域によっては入力電流によってリップルおよび不連続性が生じることが多いので、IMON_

INの電圧をコンデンサCIMON_INでフィルタ処理する必要があります。CIMON_INは次式で選択します。

CIMON_IN > 100

f •RIMON_IN

F

ここでfは適切なフィルタ処理を実現するためのスイッチング周波数です。定電流レギュレーション・ループ内でIMON_IN

ピンを使用するときは、ループの安定性を維持するために容量を追加して、CIMON_INの合計値を0.1μF～1μFにすることが必要な場合があります。

電流制限：図11に示すように、IMON_INの電圧が1.208V（標準）を超えるとVCの電圧が低下し、これによってインダクタ電流と入力電流は制限されます。目的の入力電流制限値を得るには、次式を使用してRIMON_INの値を選択します。

RIMON_IN = 1.208V

IRSENSE(LIMIT) •1m AV

• RSENSE1

Ω

例えば、RSENSE1の値として12.5mΩを選択し、必要な入力電流制限値が4Aの場合は次のようになります。

RIMON_IN = 1.208V

4A •1m AV

•12.5mΩ=24.2kΩ

IMON_OUTの電流とIMON_INの電流の動作上の限度を把握するため、「電気的特性」と、「標準的性能特性」セクションの「IMONピンの出力電流」のグラフを確認してください。

過電流フォルト：IMON_INの電圧が1.61V（標準）を超えると、フォルトが発生してスイッチング動作が停止します（データシートの最初の方に記載されている「フォルト状態」を参照）。フォルト電流は次式で求められます。

IRSENSE1(FAULT) = 1.61V

1.208V•IRSENSE1(LIMIT)

A

例えば、入力電流の制限値を4Aに設定すると、フォルト電流の制限値は5.3Aになります。

出力過電圧FBOUTピンの抵抗分割器で設定した値より出力電圧の方が高い場合、LT8705Aはモードと動作領域に従って応答します。強制連続モードでは、LT8705Aは電流を入力に流し込みます（詳細については、「アプリケーション情報」セクションの「逆電流制限」の説明を参照してください）。不連続モードおよびBurst Mode動作では、スイッチングが停止し、出力は高い状態を維持できます。


LT8705A

328705af



INTVCCレギュレータとEXTVCCの接続LT8705Aは、VINピンまたはEXTVCCピンを電源としてINTVCCピンの6.35V（標準）を安定化する2つのPNP LDO（低ドロップアウト・レギュレータ）を備えています。INTVCCは、必要なGATEVCCピンへの接続を介してMOSFETゲート・ドライバに電力を供給し、LDO33ピンのレギュレータやLT8705A

の内部制御回路の多くに電力を供給します。INTVCCのLDO

は、EXTVCCピンの電圧によって自動的に選択されます。EXTVCCが6.22V（標準）より低い場合、INTVCCはVINのLDOによって安定化されます。EXTVCCが6.4V（標準）より高くなると、INTVCCはEXTVCCのLDOによって安定化されます。

過電流保護回路は、どちらのLDOから流れる最大電流も標準で127mAまでに制限します。GATEVCCおよび INTVCCの電圧が4.65Vより低い場合、起動時または過負荷状態時では標準的な電流制限値が42mAに減少します。INTVCCピンは、4.7μF以上のセラミック・コンデンサをINTVCCピンとGNDピンのできるだけ近くに配置してグランドにバイパスする必要があります。追加のセラミック・コンデンサをGATEVCCピンとGNDピンのできるだけ近くに配置して良好なバイパスを実現し、MOSFETゲート・ドライバが必要とする大量のトランジェント電流を供給します。推奨値は1μF～4.7μFです。

INTVCC LDOでの電力損失は最小限に抑えて効率を改善し、LT8705Aの過熱を防止する必要があります。LDOの電力損失は入力電圧に比例し、アプリケーションによってはVINが80V程度まで高くなる可能性があるので、低めの入力電圧でINTVCCを安定化できるようにEXTVCCピンが用意されています。VOUTはVINの最大値より大幅に低い電圧に安定化されることが多いので、多くのアプリケーションではEXTVCCピンをVOUTに接続します。起動時に、VOUT/EXTVCCの電圧が6.4Vより高くなるまでは、MOSFETドライバ、制御回路、およびLDO33ピンの電力はVINから供給されます。その後、この電力はVOUT/EXTVCCから供給されます。これは、例えばVOUTを12Vに安定化し、VINの最大電圧が40Vの場合には正常に機能します。EXTVCCを使用しない場合は、フロート状態にしても接地してもかまいません。外部電源を使用できる場合は、外部電源に接続することもできます。

INTVCCのLDOに流れる電流は、以下の条件で最大になります。

1. 大きな（容量性の）MOSFETを高周波で駆動する。

2. VINまたはVOUTあるいはその両方が高いので、MOSFET

のゲートをオン/オフするのに多くの電荷を必要とする。

3. LDO33ピンの出力電流が大きい。

4. アプリケーションによっては、デバイスが昇降圧領域で動作しているときにLDOに流れる電流が最大になる。昇降圧領域では4つのMOSFETが全てスイッチングしているので、VINがVOUTに近づく。

過熱の有無を確認するには、ほとんどの電力がLT8705Aで消費される動作条件（PLT8705A）を探します。これは多くの場合、直前に示した、LDOの電流が最大になる条件と同じになります。これらの条件では、CLKOUTピンのデューティ・サイクルをモニタしてダイ温度の近似値を測定します。詳細については「接合部温度の測定」のセクションを参照してください。

INTVCCの電力をVOUT/EXTVCCから供給すると、VINが2.8V

程度まで低下したときに、十分なゲート駆動電圧を供給することもできます。こうすると、デバイスは出力がレギュレーション状態になった後に入力電圧が低下しても動作できます。

EXTVCCの可能な3つの接続方法を次のリストにまとめておきます。

1. EXTVCCを開放のままにします（または接地します）。こうするとINTVCCは内部の6.35Vレギュレータを介してVIN

から電力が供給されますが、その代償として効率が低下します。

2. EXTVCCをVOUTに直接接続します（VOUT > 6.4V）。これはレギュレータにとっては標準的な接続であり、通常は効率が最も高くなります。

3. EXTVCCを外部電源に接続します。6.4V（標準）より高い外部電源を利用できる場合は、その電源を使用してEXTVCCに電力を供給できます。


LT8705A

338705af


アプリケーション情報ループ補償ループの安定性には、インダクタの値、出力容量、負荷電流、VIN、VOUT、VCピンの抵抗やコンデンサなど、いくつかの要因が影響します。LT8705Aでは、VCピンを駆動する内蔵のトランスコンダクタンス・エラーアンプを使用して、制御ループの補償に役立てます。ほとんどのアプリケーションでは、VCに3.3nF

のコンデンサを直列接続するのが適切です。高周波ノイズを除去するには、直列コンデンサの1/10の容量（標準）の並列コンデンサを（VCとGNDの間に）接続します。出力容量を減らす場合は、VCピンに接続する直列コンデンサの容量を増やすことが必要なことがあります。VCピンの直列抵抗値の出発点としては、20kが妥当です。抵抗値を低くすると安定性は改善されますが、ループの応答時間は長くなります。初期のベンチ評価で最適値を決定するときは、固定抵抗ではなくトリムポットを使用します。

LDO33ピンのレギュレータLT8705Aは、LDO33ピンの電圧を3.3Vに安定化する低ドロップアウト・レギュレータを内蔵しています。このピンを使用して、マイクロコントローラやその他の周辺機器などの外部回路に電力を供給できます。LDO33ピンのレギュレータの入力電源はINTVCCです。したがって、LDO33ピンの電圧を正常に安定化するため、INTVCCには十分な電圧（標準で >4.0V）が必要です。LDO33ピンとINTVCCピンのレギュレータはSHDN

ピンによってイネーブルされるので、SWENピンの影響は受けません。LDO33ピンのレギュレータは過電流保護回路を備えており、標準では出力電流を17.25mAまでに制限します。LDOの電圧をモニタする低電圧ロックアウトは、LDO33の電圧が3.04V（標準）より低くなるとスイッチング動作をディスエーブルします。LDO33ピンは0.1μF以上を使用して短距離でバイパスしてください。

電圧ロックアウトLT8705Aは、デバイス自体が正常な動作状態であることを確認するため、いくつかの電圧検出器を内蔵しています。表1では、モニタ対象になっているピンと、低電圧状態または過電圧状態が検出された場合にLT8705Aが移行する状態を要約して示します。

状態は上から下まで優先順位順に示します。複数の過電圧 /

低電圧状態が検出された場合、デバイスは表の最も上に示された状態に移行します。

設定可能な低電圧ロックアウト（UVLO）は、しきい値が高精度なので、SHDNピン、SWENピン、および場合によってはFBINピンを使用して実装できます。UVLO機能を使用すると、LT8705Aのオン/オフを目的の最小入力電圧で設定できます。例えば、図1および図15に示すように、抵抗分割器をVIN、SHDN、GNDの間に接続することができます。「電気的特性」から、SHDNピンの標準的な立ち上がりしきい値と立ち下がりしきい値は、それぞれ1.234Vと1.184Vです。スイッチング動作を停止するための立ち下がりしきい値は、次式を使用して選択できます。

RSHDN1 =

RSHDN2 • V(IN,CHIP_OFF,FALLING) –1.184V( )1.184V

Ω

例えば、RSHDN2 = 20kとVINの立ち下がりしきい値5.42Vを選択すると、次の結果が得られます。

RSHDN1 =

20kΩ • 5.42V –1.184V( )1.184V

=71.5kΩ

スイッチング動作をイネーブルするための立ち上がりしきい値は、次のようになります。

V(IN,CHIP_OFF,RISING) = V(IN,CHIP_OFF,FALLING) • 1.234V

1.184V

つまり、5.65Vです（この例の場合）。

表1.電圧ロックアウトの条件

ピンおおよその電圧条件

デバイスの状態（図2）参照先セクション

VIN <2.5V デバイスがオフ動作：起動SHDN <1.18V デバイスがオフ

INTVCCとGATEVCC

<4.65V スイッチング･レギュレータが

オフSWEN <1.18V スイッチング･

レギュレータがオフ

LDO33 <3.04 スイッチング･レギュレータが

オフIMON_IN >1.61V フォルト動作：フォルト状態

IMON_OUT >1.61V フォルトFBIN <1.205V — アプリケーション情報：

入力電圧レギュレーションまたは低電圧ロックアウト


LT8705A

348705af


アプリケーション情報同様な計算を行って、低電圧状態時にスイッチング動作を停止するSWENピンに接続する抵抗分割器を選択できます。選択した抵抗分割器によって、VINが最大の条件でSWENピンの電圧が7V（絶対最大定格）を超えないようにしてください。FBINピンを低電圧ロックアウトとして使用する方法については、「入力電圧レギュレーションまたは低電圧ロックアウト」のセクションで説明しています。

インダクタ電流検出のフィルタリング特定のアプリケーションでは、RSENSEの両端に過剰なスイッチング・ノイズが現れる場合があるので、インダクタ電流検出信号のフィルタリングが必要なことがあります。高い動作電圧、高いRSENSE値、容量の大きなMOSFETは、どれもSWピンの状態が変化したときにRSENSEの両端に現れるノイズを増やす要因です。CSP/CSNでの検出信号は、図13aおよび13bに示すRC回路網の一方を追加すればフィルタ処理できます。ほとんどのプリント回路基板レイアウトは、同じ基板上でどちらの回路網にも対応するように描くことができます。この回路網は、デバイスにできるだけ近づけて配置してください。図13bの回路網では、LT8705AのCSPピンとCSNピンで観測される同相ノイズを低減できますが、その代償として電流がコンデンサを流れたときにグランド・トレースのノイズがある程度増加します。プリント回路基板上でのコンデンサのグランドからデバイスのグランドまでを短い直線経路にする必要があります。CSP/CSNピンでのオフセット電圧が高くなるので、抵抗値は10Ωより大きくしないでください。RCの積は30nsより短くなるようにしてください。

接合部温度の測定CLKOUT信号のデューティ・サイクルはダイの接合部温度TJ

に正比例します。CLKOUT信号のデューティ・サイクルを測定し、次式を使用して接合部温度を概算します。

TJ ≅ DCCLKOUT – 35.9%

0.329%°C

ここで、DCCLKOUTはCLKOUT信号のデューティ・サイクル（%）であり、TJはダイの接合部温度（°C）です。実際のダイ温度は、前述の式から±10°Cずれることがあります。

サーマル・シャットダウンダイの接合部温度が約165°Cに達すると、デバイスはサーマル・シャットダウン状態になります。パワー・スイッチがオフになり、INTVCCとLDO33のレギュレータもオフになります（図2

参照）。デバイスはダイの温度が約5°C（公称）低下すると再イネーブルされます。再イネーブル後、デバイスは図2に示すようにスイッチング･レギュレータがオフの状態で起動します。その後、ダイの温度が約165°Cより低い温度に維持されている限り、デバイスは初期状態になり、ソフトスタートを実行して、通常動作に移行します。

効率に関する検討事項

スイッチング・レギュレータの効率は「出力電力÷入力電力×100%」で表されます。個々の損失を解析して、効率を制限する要素が何であり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断することが、多くの場合有益です。回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、LT8705Aの回路の損失の大部分は、次の4つの主な損失要因によって生じます。

1. スイッチング損失。この損失は、スイッチ・ノードの遷移時に、スイッチM1またはスイッチM3が飽和領域に短時間留まることによって発生します。電力損失は、入力電圧、負荷電流、ドライバ強度、MOSFET容量などの要因に依存します。詳細については、「パワーMOSFETの選択と効率に関する検討事項」のセクションを参照してください。

2. DCのI2R損失。これは、MOSFET、検出抵抗、インダクタ、およびプリント回路基板のトレースの各抵抗成分によって発生し、大きな出力電流が流れるときに効率低下の原因になります。

RSENSE 1nF

CSP

CSN

LT8705A

8705A F13a

10Ω

10Ω

図13．インダクタ電流検出フィルタ

（13a）

（13b）

RSENSE 1nF

1nF

CSP

CSN

LT8705A

8705A F13b

10Ω

10Ω


LT8705A

358705af


アプリケーション情報3. INTVCC電流。これはMOSFETドライバの電流、LDO33ピンの電流、および制御電流の和です。INTVCCレギュレータの入力電圧に電流を掛けた値が損失電力を表します。この損失は、出力や代替電源（利用できる場合）など、効率の高い電圧源からEXTVCCピンを介してINTVCCの電流を供給すれば減らすことができます。また、容量の小さいMOSFETを使用すると、INTVCCの電流および電力損失を減らすことができます。

4. CIN と COUT の損失。入力コンデンサは降圧モード時にレギュレータに流れる大きなRMS入力電流をフィルタリングするという困難な役目を担っています。出力コンデンサは昇圧モード時に大きなRMS出力電流をフィルタリングするというより困難な役目を担っています。CINとCOUTは両方とも、ACのI2R損失を最小にするためにESRを小さくして、RMS電流が上流でヒューズやバッテリ内の追加損失を生じないように十分な容量にすることが必要です。

5. 他の損失。ショットキ・ダイオードD1およびD2は、デッドタイムおよび軽負荷導通期間中の導通損失の原因になります。インダクタのコア損失は主に軽負荷で生じます。

効率を改善するための調整を行う場合、入力電流は効率の変化を示す最良の指標です。変更を加えて入力電流が減少すれば、効率は向上しています。入力電流に変化がなければ効率にも変化がありません。

回路基板レイアウトのチェックリスト

基本的な回路基板レイアウトには専用のグランド・プレーン層が必要です。また、大電流では、多層基板がパワー部品を放熱する役割を果たします。

• グランド・プレーン層にはトレースがあってはならず、パワーMOSFETの置かれている層にできるだけ近くします。

• スイッチM1、スイッチM2、D1、RSENSE、およびCINコンデンサで形成される高di/dt経路はコンパクトにして、リードとPCトレースの長さは短くします。スイッチM3、スイッチM4、D2、およびCOUTコンデンサで形成される高di/dt経路もコンパクトにして、リードとPCトレースの長さを短くします。図14aおよび14bに2つのレイアウト例を示します。

• 誘導結合された電圧ノイズを拾う可能性があるので、高di/dt電流が流れるトレースと信号トレースを並列に配置しないようにします。これに該当するのは、SW1、SW2、TG1、TG2からコントローラまでのトレースです。

GND

VOUT

COUT

L

RSENSE

8705A F14b

M4

M3M2

M1

SW1 SW2

D1

D2

VIN

CIN

LT8705CKT

図14．スイッチのレイアウト

（14a）

（14b）

M3 M4M1 M2

LT8705CKT

D2D1

VOUTVIN SW1 SW2

L

RSENSE

GND8705A F14a

COUTCIN

• 近接するビアを使用して（LT8705AのGNDピンを含む）部品をグランド・プレーンに接続します。パワー部品ごとに複数のビアを使用します。

• SW1とSW2の領域の下にあるGNDとVINの銅を取り除くことにより、SWピンの寄生容量を最小限に抑えます。

• SWピンの下の領域を除き、全ての層の全ての未使用領域を銅で覆います。銅箔で覆うことにより、電源部品の温度上昇を抑えることができます。これらの銅領域はDCネット（例えば、静穏GND）に接続します。


LT8705A

368705af


• パワー・グランドを信号グランドと分断します。小信号部品のグランドは、パワー・グランド経路を経てデバイスGND

に戻らないようにしてください。

• スイッチM2とスイッチM3はできるだけコントローラに近づけて配置し、GND、BG、およびSWのトレースは短くしておきます。

• トレースを短く幅広いものにすることにより、M2およびM3

のソースからRSENSEまでのインダクタンスを最小限に抑えます。

• 高dV/dTノードであるSW1、SW2、BOOST1、BOOST2、TG1、およびTG2は敏感な小信号ノードから離しておきます。

• 出力コンデンサの（–）端子は入力コンデンサの（–）端子にできるだけ近づけて接続します。

• 上側ドライバの昇圧コンデンサCB1は、BOOST1ピンとSW1ピンに近づけて接続します。上側ドライバの昇圧コンデンサCB2は、BOOST2ピンとSW2ピンに近づけて接続します。

• 入力コンデンサCINと出力コンデンサCOUTは、パワーMOSFETに近づけて接続します。これらのコンデンサは昇圧領域と降圧領域でMOSFETのAC電流を供給します。

• FBOUTピンおよびFBINピンの抵抗分割器を、それぞれCOUTおよびCINの（+）端子に接続します。必要に応じて、FBOUT/FBINの小型バイパス・コンデンサをLT8705AのGNDピンに近づけて接続できます。抵抗は高電流経路やノイズの多い経路沿いには接続しないでください。

• 電流検出トレース（CSP/CSN、CSPIN/CSNIN、CSPOUT/

CSNOUT）はまとめて配線し、PCトレースの間隔は最小限にとどめます。スイッチ・ノードなどノイズの多い領域を検出ラインが通過しないようにしてください。CSPとCSNの間に接続するオプションのフィルタ回路網コンデンサは、デバイスにできるだけ近づけてください。RSENSE抵抗では、ケルビン接続を使用して高精度の電流検出を確実に行ってください。

• VCピンの補償回路網は、デバイスに近づけてVCピンと信号グランド・ピンの間に接続します。コンデンサはPCBノイズと出力電圧リップルの影響を補償ループから除去するのに役立ちます。

• INTVCCとGATEVCCのバイパス・コンデンサはデバイスの近くに接続します。これらのコンデンサはMOSFETドライバのピーク電流を供給します。

設計例 VIN = 8V～25V

VOUT = 12V

IOUT(MAX) = 5A

f = 350kHz

最大周囲温度 = 60°C

RTの選択：次式を使用して、自走発振器周波数を設定するためのRT抵抗を選択します。

RT = 43,750

fOSC–1

kΩ = 43,750

350–1

=124kΩ

RSENSEの選択：まず、昇圧領域での最大デューティ・サイクルを次式で計算します。

DC(MAX,M3,BOOST) ≅ 1–VIN(MIN)

VOUT(MAX)

•100%

= 1– 8V12V

•100%=33%

次に、「標準的性能特性」セクションの「インダクタ電流検出電圧の最大値とデューティ・サイクル」のグラフから次の値を読み取ります。

VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅ 107mV

次に、インダクタ電流リップルについて、昇圧領域では最大値を、降圧領域では最小値をそれぞれ次のように概算します。

∆IL(MAX,BOOST) ≅VOUT(MAX) •IOUT(MAX,BOOST)

VIN(MIN) • 100%%Ripple

– 0.5

A

= 12V •5A

8V • 100%40%

– 0.5

=3.75A

∆IL(MIN,BUCK) ≅IOUT(MAX,BUCK)

100%10%

– 0.5

A

= 5A100%10%

– 0.5

=0.53A

ここで、昇圧領域と降圧領域でのRSENSEの最大値を次のように計算します。



LT8705A

378705af



RSENSE(MAX,BOOST) =

2• VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) • VIN(MIN)

2•IOUT(MAX,BOOST) • VOUT(MIN)( )+ ∆IL(MAX,BOOST) • VIN(MIN)( ) Ω

= 2•107mV •8V2•5A •12V( )+ 3.75A •8V( )

=11.4mΩ

RSENSE(MAX,BUCK) = 2•86mV2•IOUT(MAX,BUCK)( ) – ∆IL(MIN,BUCK)

Ω

= 2•86mV2•5A( ) – 0.53A

=18.2mΩ

増加の方向で30%の余裕を見込んで、RSENSEは11.4mΩ/1.3

= 8.7mΩとなります。

インダクタの選択：RSENSEの値が分かったので、昇圧領域で十分な負荷電流を供給できる最小インダクタ値を次式を使用して求めることができます。

L(MIN1,BOOST) ≅

VIN(MIN) •DC(MAX,M3,BOOST)

100%

2• f •VRSENSE(MAX,BOOST,MAX)

RSENSE–

IOUT(MAX) • VOUT(MAX)

VIN(MIN)

H

=8V • 33%

100%

2•350kHz • 107mV8.7mΩ

– 5A •12V8V

=0.8µH

インダクタ電流での低調波発振を防止するため、次式に従って最小インダクタンスを選択します。

L(MIN2,BOOST) =

VOUT(MAX) –VIN(MIN) • VOUT(MAX)

VOUT(MAX) – VIN(MIN)

•RSENSE

0.08 • fH

=12V – 8V •12V

12V – 8V

•8.7mΩ

0.08 •350kHz= –3.7µH

L(MIN1,BUCK) =

VIN(MAX) • 1–VOUT(MAX)

VIN(MAX) – VOUT(MIN)

•RSENSE

0.08 • f

=25V • 1– 12V

25V –12V

•8.7mΩ

0.08 •350kHz=0.6µH

このインダクタンスは、これまでに計算した全ての最小値より高い値にする必要があります。余裕を増やすため10μHの標準値インダクタを選択します。

MOSFETの選択：MOSFETは、電圧定格、CRSSとRDS(ON)の値に基づいて選択します。供給可能なゲート電圧振幅での動作に対してデバイスが規定されていることを確認することが重要です。この場合は、振幅が6.35Vで、RDS(ON)の値がVGS =

4.5Vで規定されているMOSFETを使用できます。

M1とM2の選択：最大入力電圧が25Vの場合は、定格が30V以上のMOSFETを使用します。実際の熱抵抗はまだ分からない（回路基板設計と空気流が大きく影響する）ので、接合部と周囲雰囲気間でのMOSFETの熱抵抗を50°C/Wと仮定します。

最大接合部温度TJ(MAX) = 125°Cで設計する場合、電力損失の許容最大値を計算できます。まず、電力損失の最大値を次のように計算します。

PD(MAX) =TJ(MAX) – TA(MAX)

RTH(JA)

PD(MAX) = 125°C– 60°C50°C/W

=1.3W

昇圧領域でI2Rの電力損失が最大になるのはVINが最小のときなので、昇圧領域でのRDS(ON)の許容最大値は次式を使用して求めることができます。

PM1 =PI2R ≅ VOUTVIN

•IOUT

2

•RDS(ON) •ρτ

W

1.3W ≅ 12V8V

•5A

2•RDS(ON) •1.5

Wand therefore

RDS(ON) <15.4mΩ

Fairchild製のFDMS7672は、VGS = 4.5VでのRDS(ON)の最大値が約6.9mΩ（125°Cでは約10mΩ）という規格に合致します。VINを最大、VOUTを最小にして降圧領域での電力損失を調べると、次の結果が得られます。


LT8705A

388705af


PM1 = PI2R +PSWITCHING

≅ VOUTVIN

•IOUT2 •RDS(ON) • ρτ

+ VIN •IOUT • f • tRF1( )W

PM1 ≅ 12V25V

• 5A2 • 6.9mΩ • 1.5

+ 25V • 5A • 350k • 20ns( )

= 0.12W + 0.88W = 1.0W

最大スイッチング電力の0.88Wは、スイッチング周波数を低く設定することによって減少させることができます。この計算は概算なので、PCB上での実際の立ち上がり時間および立ち下がり時間を測定して、電力推定値の精度を向上させてください。

回路が降圧領域で動作している場合、M2での電力損失が最大になるのは入力電圧が最大のときです。6.9mΩのFairchild

製FDMS7672を使用すると、電力損失は次のようになります。

P(M2,BUCK) ≅ VIN – VOUTVIN

•IOUT(MAX)2 •RDS(ON) •ρτ

W

P(M2,BUCK) ≅ 25V –12V25V

• 5A( )2 •6.9mΩ •1.5

=0.13W

M3とM4の選択：出力電圧が12Vの場合は、定格が20V以上のMOSFETが必要です。

昇圧領域で電力損失が最大になるのは、入力電圧が最小で出力電流が最大のときです。スイッチM3では、電力損失は次のとおりです。

PM3 =PI2R +PSWITCHING ≅

VOUT – VIN( ) • VOUT

VIN2•IOUT2 •RDS(ON) •ρτ

+ VOUT2 •IOUT • f • tRF2

VIN

W

これは、「パワーMOSFETの選択と効率に関する検討事項」のセクションで説明したとおりです。

スイッチM4での最大電力損失は次のとおりです。

P M4,BOOST( ) ≅

VOUT(MAX)

VIN(MIN)•IOUT2 •ρτ •RDS(ON)

W

Fairchild製FDMS7672はM3とM4にも使用できます。立ち上がり時間および立ち下がり時間を20nsと仮定すると、最小入力電圧8Vでの電力損失の計算値は、M3では0.82Wであり、M4では0.39Wです。

出力電圧：出力電圧は12Vです。RFBOUT2を20kとして選択します。RFBOUT1は次のようになります。

RFBOUT1 = VOUT

1.207V–1

•RFBOUT2

RFBOUT1を178kとして選択します。RFBOUT1とRFBOUT2の許容誤差は1%以内にする必要があります。

コンデンサ：CINには低ESR（5mΩ）のコンデンサ回路網を選択します。このモードでは、リップルの最大値は次のようになります。

∆V(BUCK,ESR) ≅VIN(MAX) •IOUT(MAX)

VOUT(MIN)•ESR

∆V(BUCK,ESR) ≅ 25V •5A12V

•5mΩ =52mV

リップルの主な要因はESRであると仮定しています。

COUT回路網のESRを5mΩにすると、出力電圧リップルの最大値は次のように設定されます。

∆V(BOOST,ESR) ≅VOUT(MAX) •IOUT(MAX)

VIN(MIN)•ESR

∆V(BOOST,ESR) ≅ 12V •5A8V

•5mΩ =37.5mV

リップルの主な要因はESRであると仮定しています。



LT8705A

398705af


図15．通信機器用電圧スタビライザ

8705A F15a

CSPOUT

CSNOUT

EXTVCC

FBOUT

INTVCC

GATEVCC

SRVO_FBIN

SRVO_FBOUT

SRVO_IIN

SRVO_IOUT

IMON_IN

IMON_OUTSYNCCLKOUTVC

56.2k202kHz

CSNIN

TG1 BOOST1

L122µH M4

M1×2

CIN24.7µF×4

SW1 BG1 CSP CSN

LT8705A

GND BG2 SW2 BOOST2

VOUT48V5A

VIN36V TO 80V

TG2

CSPIN

VIN

SHDN

SWEN

LDO33

MODE

FBIN

RT

SS

3.3nF220pF

CIN1, COUT2: 220µF, 100VCIN2, COUT1: 4.7µF, 100V, TDK C453X7S2A475MDB1, DB2: CENTRAL SEMI CMMR1U-02-LTEL1: 22µH, WÜRTH 74435572200 OR COILCRAFT SER2918H-223M1, M3: FAIRCHILD FDMS86104M2, M4: FAIRCHILD FDMS86101

*2Ω FROM TG1 TO EACH SEPERATE M1 GATE**2Ω FROM BG2 TO EACH SEPERATE M3 GATE

215k

71.5k

100k

20k

1µF

1µF

4.7µF

10k

392k

CIN1220µF×2

COUT14.7µF×6

4Ω

DB1 DB2

4.7µF

TOBOOST1

4.7µF

+ COUT2220µF×2

+

TOBOOST2

0.22µF 0.22µF

TODIODE DB1

TODIODE DB2

M2 M3×2

1nF

1nF2Ω*2Ω**

10mΩ10Ω

10Ω

LOAD CURRENT (mA)10

0

EFFI

CIEN

CY (%

)

20

30

40

50

60

70

100 10008705A F15b

80

90

100

10

10000

COILCRAFT SER2918H-223WURTH 74435572200

VIN = 36VVOUT = 48VFCM

LOAD CURRENT (mA)10

0

EFFI

CIEN

CY (%

)

20

30

40

50

60

70

100 10008705A F15c

80

90

100

10

10000

COILCRAFT SER2918H-223WURTH 74435572200

VIN = 72VVOUT = 48VFCM

効率と出力電流（昇圧領域）

効率と出力電流（降圧領域）

注意：このアプリケーション回路でCoilcraft製インダクタを使用した場合の他の曲線については、表紙と「標準的性能特性」のセクションを参照してください。Coilcraft製インダクタの代わりにWürth製の小型インダクタも適していますが、効率が多少低下します。



LT8705A

408705af


スーパーキャパシタのバックアップ電源

DIN12V

INPUT

25mΩ

POWER FLOW12V LOADS

INPUT CURRENTIN EXCESS OF 2A

WILL DRAW FROMSUPER CAPS

25mΩ

LIMIT CAPACITORCHARGING CURRENT

TO 1A

113k

20k

115kREGULATE CAPACITORS

TO 15V

1.2kCSC

CSC

CSC

CSC

CSC

CSC

10k

1.2k

1.2k

1.2k

1.2k

1.2k

8705A TA02b

DIN0V

INPUT

25mΩ

POWER FLOWLOADS

25mΩ

113k

20k

115k1.2k

REGULATE LOADSTO 8V

CSC

CSC

CSC

CSC

CSC

CSC

10k1.2k

1.2k

1.2k

1.2k

1.2k

8705A TA02c

VOUT5V/DIV

VIN5V/DIV

IL5A/DIV

20SEC/DIV 8705A TA02d

VOUT5V/DIV

VINP5V/DIV

IL5A/DIV

3SEC/DIV

15V

8705A TA02e

8V

1Aの電流によりVOUTを 15Vに充電

VINを取り外し。スーパーキャパシタにより8Vに安定化された負荷（4A供給）

8705A TA02a

CSPOUT

CSNOUT

EXTVCC

FBOUT

INTVCC

GATEVCC

SRVO_FBIN

SRVO_FBOUT

SRVO_IIN

SRVO_IOUT

IMON_IN

IMON_OUT

47.5k

SYNCCLKOUTVC

14.3k

350kHz

CSNIN

TG1 BOOST1

0.22µF 0.22µF

TODIODE DB1

L12.2µH

TOLOADS

TODIODE DB2

M2

M125mΩ M4

M3

SW1 BG1 CSP CSN

LT8705A

GND BG2 SW2 BOOST2

VOUT15V

VIN12V

TG2

CSPIN

VIN

SHDN

SWEN

LDO33

MODE

FBIN

RT

SS

15nF

CIN1, COUT2: 100µF, 20V SANYO OS-CON 205A100MCIN2, COUT1: 22µF, 25V, TDK C4532X741E226MCSC: 60F, 2.5V COOPER BUSSMAN HB1840-2R5606-R

DIN: APPROPRIATE 2A SCHOTTKY DIODE OR IDEAL DIODE SUCH AS LTC4358, LTC4412, LTC4352, ETC.DB1, DB2: CENTRAL SEMI CMMR1U-02-LTEL1: 2.2µH, VISHAY IHLP-5050CE-01-2R2-M-01M1-M4: FAIRCHILD FDMS7698

220pF

124k

71.5k

20k1k

1µF

1µF15V

4.7µF10k

115k

CIN1×2

DIN VINP

CIN2×3

COUT1×3

CSC×6

1.2k×6

COUT2×2

4Ω

DB1 DB2

4.7µF

TOBOOST1

100k

4.7µF

113k

2Ω 2Ω3mΩ

20k

1k

+ +

TOBOOST2

100nF

*INPUT SIDE OVERVOLTAGE PROTECTION WHEN CONVERTER IS DRAWING CURRENT FROM THE SUPER CAPACITORS

100nF

25mΩ

2N3904*

24k

標準的応用例


LT8705A

418705af


標準的応用例12V、15A出力のコンバータは、7.5V～55V入力に対応

効率と出力電流

負荷ステップ入力トランジェント（8Vから50V）起動波形

8705A TA03a

CSPOUT

CSNOUT

EXTVCC

FBOUT

INTVCC

GATEVCC

SRVO_FBIN

SRVO_FBOUT

SRVO_IIN

SRVO_IOUT

IMON_IN

IMON_OUTSYNCCLKOUT

190kHz

VC

10k

CSNIN

TG1 BOOST1

0.22µF 0.22µF

TO DIODEDB1

TO DIODEDB2

M1 M4

SW1 BG1 CSP CSN

LT8705A

GND BG2 SW2 BOOST2

VOUT12V15A

VIN7.5V TO 55V(INCREASEDVOUT RIPPLE

FOR VIN > 50V)

TG2

CSPIN

VIN

SHDN

SWEN

LDO33

MODE

FBIN

RT

SS

15nF220pF

226k

86.6k

20k

1µF

1µF

4.7µF

11.3k

M1: INFINEON BSC028N06NSM2: INFINEON BSC039N06NSM3, M4: INFINEON BSC015NE2LS5IL1: COILCRAFT SER2915H-682, 6.8µHCIN1: 220µF, 100V

CIN2: 4.7µF, 100V, TDK C453X7S2A475MCOUT1: 10µF, 25V, TDK C4532X7R1E106MCOUT2: 330µF, 25V, PANASONIC 25SEPF330MRSENSE: SUSUMU 3mΩ, KRL6432E-M-R003-F-T1

102k

CIN1220µF×3

CIN24.7µF×5

COUT110µF×3

4Ω

DB1 DB2

4.7µF

TOBOOST1

100k

4.7µF

2Ω

+

COUT2330µF×3

+

TOBOOST2

M2

L1, 6.8µH

RSENSE

M3

1nF

1nF3mΩ

8.2Ω

8.2Ω

5.6nF 2Ω

LOAD CURRENT (A)0

EFFI

CIEN

CY (%

)

92

88

96

128705A TA03b

84

803 6 9 15

100

VIN = 7.5VVIN = 20VVIN = 35VVIN = 50V

VIN = 12VVOUT = 12VLOAD STEP = 5A TO 10A

VOUT0.5V/DIV

IL5A/DIV

500µs/DIV 8705A TA03c

ILOAD = 5AVOUT = 12V

VOUT0.2V/DIV

VIN20V/DIV

20ms/DIV 8705A TA03d

VIN = 28V1.67Ω LOAD

VOUT5V/DIV

IL5A/DIV

10ms/DIV 8705A TA03e


LT8705A

428705af


5.00 ±0.10

注記：1. 図面は JEDECのパッケージ外形 MO-220のバリエーションWHKDに適合2. 図は実寸とは異なる3. 全ての寸法はミリメートル

PIN 1TOP MARK(SEE NOTE 6)

37

1

2

38

BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD

5.50 REF5.15 ±0.10

7.00 ±0.10

0.75 ±0.05

R = 0.125TYP

R = 0.10TYP

0.25 ±0.05

(UH) QFN REF C 1107

0.50 BSC

0.200 REF

0.00 – 0.05

RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUTAPPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED

3.00 REF

3.15 ±0.10

0.40 ±0.10

0.70 ±0.05

0.50 BSC5.5 REF

3.00 REF 3.15 ±0.05

4.10 ±0.05

5.50 ±0.05 5.15 ±0.05

6.10 ±0.05

7.50 ±0.05

0.25 ±0.05

PACKAGEOUTLINE

4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。モールドのバリは（もしあれば）各サイドで 0.20mmを超えないこと5. 露出パッドは半田メッキとする6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン 1の位置の参考に過ぎない

PIN 1 NOTCHR = 0.30 TYP OR0.35 × 45° CHAMFER

UHF Package38-Lead Plastic QFN (5mm × 7mm)

(Reference LTC DWG # 05-08-1701 Rev C)

パッケージの寸法最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/product/LT8705A#packagingを参照してください。


http://www.linear-tech.co.jp/product/LT8705A#packaging

LT8705A

438705af

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

4.75(.187)

REF

FE38 (AB) TSSOP REV B 0910

0.09 – 0.20(.0035 – .0079)

0° – 8°

0.25REF

0.50 – 0.75(.020 – .030)

4.30 – 4.50*(.169 – .177)

1 19PIN NUMBERS 23, 25, 27, 29, 31, 33 AND 35 ARE REMOVED

20

REF

9.60 – 9.80*(.378 – .386)

38

1.20(.047)MAX

0.05 – 0.15(.002 – .006)

0.50(.0196)

BSC0.17 – 0.27

(.0067 – .0106)TYP

RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

0.315 ±0.05

0.50 BSC

4.50 REF

6.60 ±0.10

1.05 ±0.10

4.75 REF

2.74 REF

2.74(.108)

ミリメートル（インチ）

*寸法にはモールドのバリを含まないモールドのバリは各サイドで 0.150mm（0.006"）を超えないこと

注記：1. 標準寸法：ミリメートル2. 寸法は

3. 図は実寸とは異なる

SEE NOTE 4

4. 露出パッド接着のための推奨最小 PCBメタルサイズ

6.40(.252)BSC

FE PackagePackage Variation: FE38 (31)

38-Lead Plastic TSSOP (4.4mm)(Reference LTC DWG # 05-08-1865 Rev B)

Exposed Pad Variation AB

パッケージの寸法最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/product/LT8705A#packagingを参照してください。

http://www.linear-tech.co.jp/product/LT8705A#packaging

LT8705A

448705af

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2016

LT1016 • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp/LT8705A

関連製品

標準的応用例

製品番号説明注釈LT8390 スペクトラム拡散機能を備える60V同期整流式

4スイッチ昇降圧コントローラ4V ≤ VIN ≤ 60V、1V ≤ VOUT ≤ 60V、出力電圧、入力電流、または出力電流を安定化、TSSOP-28、4mm×5mm QFN-28パッケージ

LTC3789 38V同期整流式4スイッチ昇降圧DC/DCコントローラ 4V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 38V、SSOP-28、4mm×5mm QFN-28

LTC7813 60V、低 IQ同期整流式昇圧+降圧コントローラ、調整可能なゲート駆動レベル：5V～10V

4.5V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 60V、5mm×5mmのQFN-32

LT3758A 高入力電圧の昇圧、フライバック、SEPICおよび反転コントローラ

5.5V ≤ VIN ≤ 100V、正または負のVOUT、3mm×3mm DFN-10およびMSOP-10E

LTC3115-1 40V、2A同期整流式昇降圧DC/DCコンバータ 2.7V ≤ VIN ≤ 40V、2.7V ≤ VOUT ≤ 40V、4mm×5mm DFN-16、TSSOP-20

LTM®8056 58V昇降圧μModule®レギュレータ、調整可能な入力および出力電流制限

5V ≤ VIN ≤ 58V、1.2V ≤ VOUT ≤ 48V、15mm×15mm×4.92mm BGA パッケージ

4V～80V入力（起動時の最小値は5.5V）で使用できる12V出力のコンバータ

8705A TA04a

CSPOUT

CSNOUT

EXTVCC

FBOUT

INTVCC

GATEVCC

SRVO_FBIN

SRVO_FBOUT

SRVO_IIN

SRVO_IOUT

IMON_IN

IMON_OUTSYNCCLKOUT

202kHz

VC

16.5k

CSNIN

TG1 BOOST1

0.22µF 0.22µF

TO DIODEDB1

TO DIODEDB2

M1×2 M4 7mΩ

SW1 BG1 CSP CSN

LT8705A

GND BG2 SW2 BOOST2

VOUT12V5.0A (VIN ≥ 5.5V)4.5A (VIN ≥ 5.0V)4.0A (VIN ≥ 4.5V)3.5A (VIN ≥ 4.0V)

VIN4V TO 80V

(INCREASEDVOUT RIPPLE

FOR VIN > 60V)

TG2

CSPIN

VIN

SHDN

SWEN

LDO33

MODE

FBIN

RT

SS

10nF220pF

215k

38.3k

20k

1µF

1µF

4.7µF

11.3k

CIN1: 220µF, 100VCIN2: 4.7µF, 100V, TDK C4532X7S2A475MCOUT1A, COUT1B: 22µF, 25V, TDK C4532X7R1E226MCOUT2: 100µF, 16V, SANYO OS-CON 16SA100MCOUT3: 470µF, 16VDB1, DB2: CENTRAL SEMI CMMR1U-02-LTEL1: 15µH, WURTH 7443631500M1, M2: FAIRCHILD FDMS86101M3, M4: FAIRCHILD FDMS7692*2Ω FROM TG1 TO EACH SEPARATE M1 GATE

102k

CIN1CIN2×6 COUT1A

×2

4Ω

DB1 DB2

4.7µF

4.7µF

22nF

TOBOOST1

100k

4.7µF

2Ω*

+COUT1B×3

COUT2×2

+

COUT3×3

+

TOBOOST2

26.1k

M2

15µH

M3×2

1nF

1nF4mΩ

10Ω

10Ω

LOAD CURRENT (A)0

EFFI

CIEN

CY (%

)

90

95

48705A TA04c

85

801 2 3 5

100

VIN = 60VVIN = 40VVIN = 20VVIN = 12VVIN = 5V

VOUT200mV/DIV

VIN20V/DIV

10ms/DIVILOAD = 2A 8705A TA04c

効率と出力電流入力トランジェント（4Vから80V）


http://www.linear-tech.co.jp/LT8390

http://www.linear-tech.co.jp/LTC3789

http://www.linear-tech.co.jp/LTC7813

http://www.linear-tech.co.jp/LT3758

http://www.linear-tech.co.jp/LTC3115-1

http://www.linear-tech.co.jp/LTM8056

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