LT1683

11683fd

標準的応用例

スルーレートが制御された 超低ノイズ・プッシュプルDC/DCコントローラ

超低ノイズ、48V入力/5V出力DC/DCコンバータ

ABMBRS340

MIDCOM 31244

22µH

150µFOS-CON

MBRS340

MBR0530

22µH

OPTIONAL

2×100µFPOSCAP

5V/2A

3

10

1683 TA01

1113

SHDN CAP A

NFB

LT1683

GND

VIN

17

14 2

GCL

SS

V5

SYNCGATE A

51

CT CAP B

6

18

RT GATE B

7

198

RCSL

16

VC

15

12

RVSL CS4

PGND20

FB9

5pF

5pF

Si9422Si9422

0.1Ω

976Ω

23.2k

10nF

1.5k

3.3k

25k

25k

3.3k

16.9k

1.2nF

39µF63V

48V

68µF20V

11V

8.2V

51k510Ω0.5W

2N3904

1N4148 10µF20V

30pF22nF0.22µF

7.50k

2.49k

FZT853

10pF200V

30pF

10pF200V

5V出力ノイズ （帯域幅 = 100MHz）

A200µV/DIV

B20mV/DIV

200µVP-P

5µs/DIV 1683 TA01a

特長■伝導および放射EMIを大幅に削減 ■低いスイッチング高調波成分 ■出力スイッチ電圧のスルーレートと出力スイッチ電流の スルーレートを個別に制御 ■外部フィルタの必要性を大幅に低減 ■ デュアルN チャネルMOSFETドライバ ■ 20kHz～250kHzの発振周波数 ■ 外部クロックと容易に同期可能 ■ 正電圧/負電圧を安定化 ■ 従来のスイッチャ使用時に比べてレイアウトが容易

アプリケーション■ ノイズに敏感な通信機器の電源 ■ EMI適合オフライン電源 ■ 高精度計装システム ■ 産業用オートメーション向けの絶縁電源 ■ 医療機器 ■ データ収集システム

概要LT®1683は、伝導および放射電磁障害(EMI)を低減するスイッチング・レギュレータ・コントローラです。外付けNチャネルMOSFETスイッチの電圧および電流のスルーレートを制御することで、ノイズとEMIを非常に低く抑えます。電流および電圧のスルーレートは個別に設定可能で、スイッチング波形の高調波成分対効率を最適化できます。LT1683は、わずかな効率低下だけで高周波高調波電力を40dBも低減できます。

LT1683は、低ノイズ方式に最適なデュアル出力（プッシュプル）電流モード・アーキテクチャを採用しています。このデバイスは、ゲート・ドライバに加えて、発振器、制御、保護などの必要な全ての回路を内蔵しています。独自のエラー・アンプ回路により、正電圧と負電圧の両方を安定化できます。発振器は外部クロックに同期できるので、スイッチング高調波をさらに高精度にすることができます。

保護機能として、低VINでのゲート・ドライブ・ロックアウト、反対側のゲートのロックアウト、ソフト・スタート、出力電流制限、短絡電流制限、ゲート・ドライブ過電圧クランプ、入力電源の低電圧ロックアウトなどがあります。L、LT、LTC、LTM、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標です。DirectSenseはリニアテクノロジー社の商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。

LT1683

21683fd

ピン配置

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

TOP VIEW

G PACKAGE20-LEAD PLASTIC SSOP

20

19

18

17

16

15

14

13

12

11

GATE A

CAP A

GCL

CS

V5

SYNC

CT

RT

FB

NFB

PGND

GATE B

CAP B

VIN

RVSL

RCSL

SHDN

SS

VC

GND

TJMAX = 150°C, θJA = 110°C/ W

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

エラー・アンプVREF Reference Voltage Measured at Feedback Pin l 1.235 1.250 1.265 V

IFB Feedback Input Current VFB = VREF l 250 1000 nA

FBREG Reference Voltage Line Regulation 2.7V ≤ VIN ≤ 20V l 0.012 0.03 %/V

VNFR Negative Feedback Reference Voltage Measured at Negative Feedback Pin with Feedback Pin Open

l –2.56 –2.500 –2.45 V

INFR Negative Feedback Input Current VNFB = VNFR –37 –25 µA

NFBREG Negative Feedback Reference Voltage Line Regulation 2.7V ≤ VIN ≤ 20V l 0.009 0.03 %/V

gm Error Amplifier Transconductance ∆IC = ±50µA

l

1100 700

1500 2200 2500

µmho µmho

発注情報

鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲LT1683EG#PBF LT1683EG#TRPBF 1683 20-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C

LT1683IG#PBF LT1683IG#TRPBF 1683 20-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C

鉛ベース仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲LT1683EG LT1683EG#TR 1683 20-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C

LT1683IG LT1683IG#TR 1683 20-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。　*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。この製品はトレイでのみ供給されます。詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/packaging/ をご覧ください。

絶対最大定格 （Note 1）電源電圧（VIN） ................................................................... 20Vゲート駆動電流 .....................................................内部で制限V5電流 ...................................................................内部で制限SHDNピン電圧 .................................................................... 20V帰還ピン電圧（遷移、10ms） ............................................±10V帰還ピン電流 .................................................................. 10mA負帰還ピン電圧（遷移、10ms） .........................................±10VCSピン ................................................................................... 5VGCLピン ............................................................................... 16VSSピン ................................................................................... 3V動作接合部温度範囲（Note3） .........................−40℃～125℃保存温度範囲...................................................−65℃～150℃リード温度（半田付け、10秒） ..........................................300℃

電気的特性 lは全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25℃での値。特記がない限り、VIN = 12V、VC = 0.9V、VFB = VREF、 RVSL = RCSL = 16.9k、RT = 16.9k、および他のピンはオープン。

LT1683

31683fd

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

IESK Error Amp Sink Current VFB = VREF + 150mV, VC = 0.9V l 120 200 350 µA

IESRC Error Amp Source Current VFB = VREF – 150mV, VC = 0.9V l 120 200 350 µA

VCLH Error Amp Clamp Voltage High Clamp, VFB = 1V 1.27 V

VCLL Error Amp Clamp Voltage Low Clamp, VFB = 1.5V 0.12 V

AV Error Amplifier Voltage Gain 180 250 V/V

FBOV FB Overvoltage Shutdown Outputs Drivers Disabled 1.47 V

ISS Soft-Start Charge Current VSS = 1V 9.0 12 µA

発振器とSync

fMAX Max Switch Frequency 250 kHz

fSYNC Synchronization Frequency Range Oscillator Frequency = 250kHz 290 kHz

VSYNC SYNC Pin Input Threshold l 0.7 1.4 2.0

RSYNC SYNC Pin Input Resistance 40 kΩ

ゲート・ドライブ（特記がない限り、仕様はゲート・ドライブAまたはBに適用。）DCMAX Maximum Switch Duty Cycle RVSL = RCSL = 4.85k,

Osc Frequency = 25kHzl 45 46 %

VGON Gate On Voltage VIN = 12, GCL = 12 VIN = 12, GCL = 8

10 7.6

10.4 7.9

10.7 8.1

V V

VGOFF Gate Off Voltage VIN = 12V 0.2 0.35 V

IGSO Max Gate Source Current VIN = 12V 0.3 A

IGSK Max Gate Sink Current VIN = 12V 0.3 A

VINUVLO Gate Drive Undervoltage Lockout (Note 5) VGCL = 6.5V, Gates Enabled 7.3 7.5 V

電流検出tIBL Switch Current Limit Blanking Time 100 ns

VSENSE Sense Voltage Shutdown Voltage VC Pulled Low l 86 103 120 mV

VSENSEF Sense Voltage Fault Threshold l 230 300 mV

スルー制御（以下のスルー・テストについては、図1bのテスト回路を参照。）VSLEWR Output Voltage Slew Rising Edge RVSL = RCSL = 17k 26 V/µs

VSLEWF Output Voltage Slew Falling Edge RVSL = RCSL = 17k 19 V/µs

VISLEWR Output Current Slew Rising Edge (CS Pin Voltage) RVSL = RCSL = 17k 0.21 V/µs

VISLEWF Output Current Slew Falling Edge (CS Pin Voltage) RVSL = RCSL = 17k 0.21 V/µs

電源と保護VINMIN Minimum Input Voltage (Note 4) VGCL = VIN l 2.55 3.6 V

IVIN Supply Current (Note 2) RVSL = RCSL = 17k , VIN = 12 RVSL = RCSL = 17k , VIN = 20

l

l

25 35

45 55

mA mA

VSHDN Shutdown Turn-On Threshold l 1.31 1.39 1.48 V

∆VSHDN Shutdown Turn-On Voltage Hysteresis l 50 110 180 mV

ISHDN Shutdown Input Current Hysteresis l 10 24 35 µA

V5 5V Reference Voltage 6.5V ≤ VIN ≤ 20V, IV5 = 5mA 6.5V ≤ VIN ≤ 20V, IV5 = –5mA

4.85 4.80

5 5

5.20 5.15

V V

IV5SC 5V Reference Short-Circuit Current VIN = 6.5V Source VIN = 6.5V Sink

10 –10

mA mA

電気的特性 lは全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25℃での値。特記がない限り、VIN = 12V、VC = 0.9V、VFB = VREF、 RVSL = RCSL = 16.9k、RT = 16.9k、および他のピンはオープン。

LT1683

41683fd

帰還電圧および入力電流と温度 負帰還電圧および入力電流と温度

帰還過電圧シャットダウンと温度エラー・アンプの トランスコンダクタンスと温度

エラー・アンプの出力電流と 公称値を基準にした帰還ピン電圧

電気的特性Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える可能性がある。

Note 2：電源電流仕様には図1aの各ゲート負荷を含む。実際の電源電流は、動作周波数、動作電圧、V5負荷、スルーレート、および外部FETの種類で変動する。

Note 3：LT1683Eは0℃～70℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。−40℃～125℃の動作温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LT1683Iは−40℃～125℃の動作温度範囲で性能仕様が保証され、テストされている。

Note 4：出力ゲート・ドライバはこの電圧でイネーブルされる。GCL電圧はドライバの動作も決定する。

Note 5：ゲート・ドライバは、VINがこの最大値よりも大きい場合にオン状態となる。

標準的性能特性

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

FEED

BACK

VOL

TAGE

(V)

1683 G01

1.260

1.258

1.256

1.254

1.252

1.250

1.248

1.246

1.244

1.242

1.240

FB INPUT CURRENT (nA)

750

700

650

600

550

500

450

400

350

300

250

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

NEGA

TIVE

FEE

DBAC

K VO

LTAG

E (V

)

1683 G02

2.480

2.485

2.490

2.495

2.500

2.505

2.510

2.515

2.520

NFB INPUT CURRENT (µA)

3.2

3.0

2.8

2.6

2.4

2.2

2.0

1.8

1.6

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

FEED

BACK

VOL

TAGE

(V)

1683 G03

1.70

1.65

1.60

1.55

1.50

1.45

1.40

1.35

1.30

1.25

1.20

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

TRAN

SCON

DUCT

ANCE

(µm

ho)

1683 G04

2000

1900

1800

1700

1600

1500

1400

1300

1200

1100

1000

FEEDBACK PIN VOLTAGE FROM NOMINAL (mV)–400 –300 –200 –100 0 100 200 300 400

CURR

ENT

(µA)

1683 G05

500

400

300

200

100

0

–100

–200

–300

–400

–500

–40°C

125°C

25°C

LT1683

51683fd

標準的性能特性

VIN電流と温度 CSピンからVCピンへの伝達関数

スロープ補償ゲート・ドライブA/Bの “H”電圧と温度

ゲート・ドライブA/Bの “L”電圧と温度

CSピンのトリップ電圧 およびフォールト電圧と温度

SHDNのオン/オフ・ スレッショルドと温度

SHDNピンの ヒステリシス電流と温度

VCピンのスレッショルド電圧 およびクランプ電圧と温度

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

V C P

IN V

OLTA

GE (V

)

1683 G06

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

CS P

IN V

OLTA

GE (m

V)

1683 G07

240

220

200

180

160

140

120

100

80

FAULT

TRIP

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

SHDN

PIN

VOL

TAGE

(V)

1683 G08

1.50

1.45

1.40

1.35

1.30

1.25

ON

OFF

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

SHDN

PIN

CUR

RENT

(µA)

1683 G09

27

25

23

21

19

17

15

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

V IN

CURR

ENT

(mA)

1683 G10

24

22

20

18

16

14

12

10

VIN = 12 RCSL, RVSL = 5.7k

WITH NO EXTERNAL MOSFETs

VIN = 20 RCSL, RVSL = 17k

VIN = 12 RCSL, RVSL = 17k

CS PIN VOLTAGE (mV)0 20 40 60 80 100 120

V C P

IN V

OLTA

GE (V

)

1683 G11

1.6

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

TA = 25°C

DUTY CYCLE (%)0 10 20 30 40 50

PERC

ENT

OF M

AX C

S VO

LTAG

E

1683 G12

110

100

90

80

70

60

50

VC PIN = 0.9VTA = 25°C

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

GATE

DRI

VE A

/B P

IN V

OLTA

GE (V

)

1683 G13

10.7

10.6

10.5

10.4

10.3

10.2

10.1

10.0

9.90

9.80

9.70

6.5

6.4

6.3

6.2

6.1

6.0

5.9

5.8

5.7

5.6

5.5

GCL = 12V

GCL = 6V

VIN = 12VNO LOAD

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

GATE

DRI

VE A

/B P

IN V

OLTA

GE (V

)

1683 G14

0.50

0.45

0.40

0.35

0.30

0.25

0.20

0.15

0.10

0.05

0

VIN = 12VNO LOAD

LT1683

61683fd

標準的性能特性

ソフトスタート電流と温度 V5電圧と負荷電流ゲート・ドライブ低電圧 ロックアウト電圧と温度

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

V IN

PIN

VOLT

AGE

(V)

1683 G15

7.3

7.2

7.1

7.0

6.9

6.8

6.7

6.6

6.5

6.4

6.3

GCL = 6V

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

SS P

IN C

URRE

NT (µ

A)

1683 G16

9.5

9.3

9.1

8.9

8.7

8.5

8.3

8.1

7.9

7.7

7.5

SS VOLTAGE = 0.9V

LOAD CURRENT (mA)–15 –10 –5 0 5 10 15

V5 P

IN V

OLTA

GE (V

)

1683 G17

5.08

5.06

5.04

5.02

5.00

4.98

4.96

T = 125°C

T = 25°C

T = –40°C

ピン機能デバイスの電源V5（Pin 5）：このピンは外付け部品用に5Vの出力を提供し、10mAをシンクまたはソースすることができます。V5のソース電流はVINから供給され、シンク電流はGNDへ流れます。この電圧を安定化するにはVINが6.5Vよりも高くなければなりません。このピンを使用する場合は、ノイズを減らすために小さなコンデンサ（<1μF）を接続します。使用しない場合はオープンのままにできます。

GND（ピン11）：信号グランド。内部のエラー・アンプ、負帰還アンプ、発振器、スルー制御回路、V5レギュレータ、電流検出、およびバンドギャップ・リファレンスは、このグランドを基準とします。このピン、帰還分割器、およびVC補償ネットワークには大きなグランド電流が流れないようにしてください。

SHDN（ピン14）：シャットダウン・ピンはスイッチャをディスエーブルすることができます。このピンを接地すると、全ての内部回路がディスエーブルされます。

SHDN電圧を増加させると、まず内部のバンドギャップ・レギュレータがオンします。これにより、デバイス内の残りをオンするための高精度なスレッショルドが得られます。SHDNが1.39Vを超えると内部のLDOレギュレータがオンし、制御回路およびロジック回路がイネーブルされます。

オン・スレッショルドを超えると、このピンから24μAの電流がソースされます。これはシャットダウン機能のヒステリシスを得るために使用できます。ヒステリシス電圧は、このピンをドライブする抵抗分割器のテブナン抵抗とソース電流を乗じることによって設定します。ヒステリシス電流はおおよそ2.1V以上で解除されます。同様に、このピンにはおおよそ0.1Vの電圧ヒステリシスもあります。

このピンは“H”（たとえばVIN）に接続できます。

VIN（ピン17）：入力電源。ゲート・ドライブおよびV5レギュレータを含むデバイスの全電源電流はこのピンから流れ込みます。ゲート・ドライブのための充電電流は数100mAの電流パルスを発生します。このピンは低ESRのコンデンサでバイパスしてください。

VINが2.55V未満の時はデバイスは電源の低電圧ロックアウト状態になり、ゲート・ドライバは“L”になります。これはゲート・ドライブを低電圧ロックアウトするとともに、起動時に予測できない動作をするのを防ぎます。

PGND（ピン20）：電源ドライバのグランド。このグランドはMOSFETゲート・ドライバに接続されています。このピンには、外付けMOSFETをオフする時に数100mAの電流を流すことができます。

LT1683

71683fd

ピン機能発振器SYNC（ピン6）：SYNCピンはデバイスを外部クロックに同期させるために使用します。発振器の周波数は外部クロックの周波数に近い値に設定してください。クロックを外部リファレンスに同期させることは、スイッチャの電圧および電流の高調波の位置をより安定させる上で有効です。このピンを使用しない場合はオープンのままにするか、グランドに接続することができます。

CT（ピン7）：発振器コンデンサ・ピンは、発振周波数を設定するためにRTとともに使用します。RT = 16.9kの場合、COSC（nf）= 129/fOSC（kHz）です。

RT（ピン8）：発振器抵抗ピンは、発振器コンデンサの充電電流と放電電流の設定に使用します。公称値は16.9kです。この抵抗は、発振器周波数をより正確に設定するために±25%調整することができます。

ゲート・ドライブGATE A、GATE B（ピン1、19）：これらのピンは、外付けのNチャネルMOSFETのゲートに接続します。GATE AとGATE Bはクロック・サイクルに応じて交互にオンします。これらのドライバは、少なくとも300mAの電流をソースまたはシンクできます。

ゲート・ドライブの上側の電圧はGCLピンで設定されます。GATEピンは、VINがGCLピンで決められた最小電圧に達するまでアクティブになりません（ゲートの低電圧ロックアウト）。

ゲート・ドライブ出力は、偶発的な短絡からデバイスを保護するための電流制限保護機能を備えています。

ゲート・ドライブ電圧が約1Vを超えると反対側のゲート・ドライブが禁止されるので、クロス導通が防止されます。

GCL（ピン3）：このピンは、MOSFETのゲート・ドライブに接続するGATE AピンとGATE Bピンの最大ゲート電圧を設定します。このピンは、ツェナー、電圧源、またはVINのいずれかに接続します。

ツェナーまたは電圧源に接続する場合、最大ゲート・ドライブ電圧はおおよそVGCL-0.2Vです。VINに接続する場合、最大ゲート電圧はおおよそVIN-1.6Vです。

VGCL < VIN-0.8Vの時は、約50μAの電流をこのピンからソースできます。

このピンはゲート・ドライブの低電圧ロックアウトも制御します。このピンをツェナーまたは電圧源に接続する場合は、VIN > VGCL＋0.8Vになるまでゲート・ドライブがイネーブルされません。VINに接続すると、低電圧ロックアウトはディスエーブルされます。

最大ゲート電圧に対する安全処置として、内部でこのピンからグランドに19Vのツェナーが接続されています。

スルー制御CAP A、CAP B（ピン2、18）：これらのピンは、外付け電圧スルー・コンデンサへの帰還ノードです。通常は、このピンからMOSFETのドレインに1pf～5pfの小さいコンデンサを接続します。

電圧のスルーレートはこのコンデンサに逆比例し、デバイスがこのピンでシンク/ソースする電流に比例します。その電流はRVSLに逆比例します。

RCSL（ピン15）：このピンからグランドに抵抗を接続して、外付けMOSFETのスイッチング時の電流スルーレートを設定します。抵抗の最小値は3.3kで、最大値は68kです。MOSFET電流のオン状態とオフ状態の間のスルー時間は、di/dtに関連する高調波をどの程度減少させるかを決定します。この時間は、RCSL、RS（電流検出抵抗）、および最大電流に比例します。時間が長いほど高次高調波が減少します。

RVSL（ピン16）：このピンからグランドに抵抗を接続して、外付けMOSFETのドレインの電圧スルーレートを設定します。抵抗の最小値は3.3kで、最大値は68kです。MOSFETドレイン電圧のオン状態とオフ状態の間のスルー時間は、このソースから高調波をどの程度減少させるかを決定します。この時間は、RVSL、CVA/B、および入力電圧に比例します。時間が長いほど、高調波のロールオフが大きくなります。CVA/Bは、CAP AまたはCAP BからMOSFETのドレインまでの等価容量です。

スイッチ・モード制御CS（ピン4）：これは電流検出アンプの入力で、電流モード制御と外付けMOSFETの電流スルーの両方で使用されます。電流検出は、外付けMOSFETのソースからグランドに接続したセンス抵抗RSを介して行なわれます。CSはRSの上側に接続します。電流検出はGNDピンを基準とします。

LT1683

81683fd

ピン機能スイッチの最大動作電流は、0.1V/RSに等しくなります。ゲート・ドライバはCS = 0.1Vですぐにオフします（スルー制御なし）。

ドライバがオフしている時にCS = 0.22Vとなった場合、VCとSSはグランドに放電されます（短絡保護）。これは次のサイクルでのオフを早くします。

FB（9ピン）：帰還ピンは、正電圧の検出に使用します。これはエラー・アンプの反転入力です。このアンプの非反転入力は、内部で1.25Vリファレンスに接続されています。

このピンの電圧がリファレンスを220mV超えると、出力ドライバはすぐに外付けMOSFETをオフします（スルー制御なし）。これにより出力過電圧保護が得られます。

この入力が0.9V以下の場合は電流検出ブランキングがディスエーブルされ、起動を助けます。

NFB（ピン10）：負帰還ピンは、負の出力電圧を検出するために使用します。このピンは、100kソース抵抗を介して負帰還アンプの反転入力に接続されています。負帰還アンプにより、FBピンには-0.5の利得が生じます。公称のレギュレーション・ポイントはNFBで-2.5Vです。使用しない場合はオープンにしてください。

NFBを使用する場合は、NFBレギュレーション・ポイントの0.44V下で過電圧保護機能が働きます。

電流検出ブランキングはNFB < -1.8でディスエーブルされます。

VC（ピン12）：補償ピンは周波数補償と電流制限に使用します。これはエラー・アンプの出力で、電流コンパレータの入力です。VCピンからグランドに接続したRCネットワークにより、ループ周波数補償を行うことができます。VC電圧はスイッチ・ピーク電流に比例します。このピンの電圧の通常の範囲は0.25V～1.27Vです。しかし、スロープ補償の間は、補償によって上側クランプ電圧が増加することができます。

短絡フォールトの間、VCピンはグランドに放電します。

SS（ピン13）：SSピンにより、起動時のスイッチ電流スレッショルドのランプアップが可能です。通常は、このピンからグランドへコンデンサを接続します。内部の9μA電流源がこのコンデンサを充電します。VCピンの電圧は、SSピンの電圧を超えられません。従って、ピーク電流はSSピン電圧のランプアップに従ってランプアップします。短絡フォールトの間SSピンはグランドに放電するので、ソフトスタートは改めて初期化されます。

SSがVCクランプ電圧よりも低い場合、VCピンは忠実にSSピンをトラッキングします。

使用しない場合はオープンのままにしておくことができます。

テスト回路

+–

5pF IN5819

20mA

2

1683 F01a

ZVN3306A10

GATE A/GATE B

CAP A/CAP B

図1a. 標準的テスト回路 図1b. スルー・テスト回路

+–

5pF IN5819

0.9A

0.1

1683 F01b

Si4450DY10

GATE A/GATE B

CS

CAP A/CAP B

LT1683

91683fd

ブロック図

+

VC

NFB

FB

1683 BD

SSCSS

SLEWCONTROL

VREG

VIN

VIN

CIN

V5

TO DRIVERS

T

QB

Q

FF

S Q

FF

R

OSCILLATOR

–

+NEGATIVE FEEDBACK

AMP

+

–

–

+

ERRORAMP

1.25V

100k 50k

COMP

–

+SENSEAMP

SHDN RVSLRCSL

RCSL

REGULATOR

CVC

RT

CT

CT

RT

RVSL

CAP A

CAP B

GATE AMA

GCL

GATE B

PGND

CS

MB

CVA

CVB

RSENSE

SYNC GND

SUB

LT1683

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動作不要なノイズを生む傾向があるスイッチング・レギュレータは、ノイズに敏感なアプリケーションでは電源の選択から除外されがちです。効率や入出力の制限のためにスイッチング電源が必要な場合、標準的な電源ではその生成されるノイズを抑えるために大変な苦労が伴います。これらのステップには、レギュレータの前段/後段フィルタ、電源の発振器と外部クロックとの高精度な同期、電源の発振器と回路の残りの部分との同期、またはノイズに敏感な動作の際の電源スイッチングの休止などが含まれます。LT1683を使用すれば本質的に低ノイズのスイッチング・レギュレータ電源を設計できるので、電源ノイズの低減作業を大幅に簡略化できます。

LT1683は固定周波数、電流モードのスイッチング・レギュレータで、出力スイッチの電圧・電流両方のスルーレートを制御する独自の回路を備えています。電流モード制御によって優れたACおよびDCライン・レギュレーションが得られ、ループ補償も容易になります。

スルー制御機能により、伝導や放射によって電磁干渉を発生させる電源部品をより強力に制御することができます。EMI規格への準拠も容易となり、外付けフィルタ部品はほとんど必要ありません。

LT1683は、パワー・スイッチとして外付けNチャネルMOSFETを使用します。これにより、ユーザーは幅広い電圧範囲と電流範囲に合わせてドライブ条件を設定することができます。

電流モード制御ブロック図を参照してください。スイッチング・サイクルは発振器の放電パルスで開始され、それによってRSフリップフロップをリセットして外付けMOSFETドライバの1つをオンします。スイッチ電流が外付けセンス抵抗の両端で検出され、その結果の電圧が増幅されてエラー・アンプの出力（VCピン）と比較されます。電流検出アンプの出力がVCピンの電圧を超えると、ドライバはオフします。このようにして、パルス毎に電流が制限されます。トグル・フリップフロップは、クロック・サイクルに従って2個のMOSFETを交互にイネーブルします。また、高デューティ・サイクルの状態でも安定性を確保できるように、内部スロープ補償が使われています。

出力レギュレーションは、エラー・アンプを使用してスイッチ電流のトリップ・ポイントを設定することにより行ないます。エラー・アンプは、帰還出力電圧と内部1.25Vリファレンスとの差を積分するトランスコンダクタンス・アンプです。エラー・アンプの出力は、望みの安定化出力電圧で必要な負荷電流が得られるようにスイッチ電流のトリップ・ポイントを調整します。電圧ではなく電流を制御するこの方法により、速い入力過度応答、確実な出力スイッチ保護のためのサイクル毎の電流制限、きわめて簡単な帰還ループ補償が実現されます。VCピンは、ループ補償と電流制限調整に使用します。通常動作の間、VC電圧は0.25V～1.27Vです。電流制限を低くするには、VCまたはSSに外付けクランプを使用します。

負電圧帰還アンプにより、負出力電圧を直接安定化することができます。NFBピンの電圧は-0.5の利得で増幅され、FB入力をドライブします。つまり、NFBピンが-2.5Vに安定化されるとき、通常動作時と同様にアンプ出力はFBピンを内部的に1.25Vにドライブします。負帰還アンプの入力インピーダンスは、グランドを基準にして100k（標準値）です。

ソフトスタート起動時のスイッチ電流はSSピンを使用して制御できます。SSピンからグランドへの外付けコンデンサは内部の9μA電流源で充電されます。VCピンの電圧がSSピンの電圧を超えることはできません。従って、SSピンのランプアップに合わせてVCの電圧もランプアップします。これにより、最大スイッチ電流をスムーズに立ち上げることができます。CSの電圧が約0.22Vの短絡スレッショルドを超えると、SSは放電されます。

スルー制御出力電圧と電流スルーレートの制御は、2つの帰還ループを介して行なわれます。一方のループはMOSFETドレインのdV/dtを制御し、もう一方のループはMOSFETのdI/dtを制御します。

電圧スルーレートには、CAP AまたはCAP BとMOSFETドレイン間の外付けコンデンサを使用します。これらの積分コンデンサは電圧帰還ループを閉じます。外付け抵抗RVSLは積分器の電流を設定します。

LT1683

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従って、電圧スルーレートはコンデンサ値とRVSLに逆比例します。

電流スルー帰還ループは外付けセンス抵抗両端の電圧からなり、この電圧は内部で増幅されて微分されます。その結果はRCSLで設定される値で制限されます。従って、電流スルーレートは検出抵抗値とRCSLに逆比例します。

2つの制御ループは内部で組み合わされ、電流スルー制御から電圧スルー制御への滑らかな移行が得られます。オン時には、ドライバ電流が電圧よりも先にスルーします。オフ時には、電圧が電流よりも先にスルーします。一般に、RVSLとRCSLは同じような値にする必要があります。

内部レギュレータ制御回路のほとんどは、VINを電源とする内部の2.4V低損失レギュレータで動作します。内部の低損失設計により、コントローラの動作を安定させながらVINを2.7V～20Vまで変化させることができます。SHDN < 1.3Vの時は、内部レギュレータが完全にディスエーブルされます。

5Vレギュレータ5Vレギュレータは外部回路に給電します。このレギュレータにはVINから電流が供給されますが、レギュレーションを行なうにはVINが6.5Vより高くなければなりません。レギュレータは10mAをシンクまたはソースできます。出力は、偶発的な短絡による破損を防ぐために電流制限されています。

安全機能と保護機能このデバイスは、いくつかの安全機能と保護機能を備えています。その1つが過電流制限です。通常、内部の検出アンプの出力がVCピンの電圧を超えると、ゲート・ドライバが”L”になります。VCピンは、CSピンの電圧が0.1Vの時に最大出力電流に達するようにクランプされます。出力は、そのレベルですぐにオフします（スルーなし）。この制御により、過電流時には出力電圧がフォールドバックします。

更に、CS電圧が0.22Vを超える場合にはVCおよびSSピンもグランドに放電され、ソフトスタート機能をリセットします。従って、短絡が生じた場合は、これによりMOSFETがいち早くオフして、MOSFETへのストレスを減らします。

FBピンの電圧がレギュレーション値を約0.22V超えると、出力はすぐに”L”になります。これは過電圧フォールト状態が存在することを示しています。

GCLの電圧は2つの機能を決定します。1つは最大ゲート・ドライブ電圧です。これはMOSFETのゲートを過電圧から保護します。

GCLをツェナーまたは外部電圧源に接続すると、ゲート・ドライバの最大電圧はおおよそVGCL-0.2Vになります。GCLをVINに接続すると最大ゲート電圧はVINによって決まり、おおよそVIN-1.6Vになります。GCLピンは19Vのツェナーを内蔵しており、ゲート・ドライバ・ピンが約19Vを超えないようにしています。

さらに、GCLの電圧はゲート・ドライブの低電圧ロックアウトを決定します。この機能により、VINが低すぎてMOSFETをオンできるだけの電圧を得られない場合は、ゲート・ドライバがディスエーブルされます。これは、起動時にMOSFETを飽和させるだけの十分なゲート・ドライブを保証する上で有効です。

GCLを6.8V未満の電圧源またはツェナーに接続した場合は、VINがGCLより0.8V高くなるまでゲート・ドライバはオンしません。VGCLが6.5Vを超える場合、VIN < 7.3Vではゲート・ドライブはオンしないことが保証されており、VGCL＋0.8Vでオンします。

GCLをVINに接続した場合、ゲート・ドライバは常にイネーブルされます（低電圧ロックアウトはディスエーブル）。

プッシュプル・トランスをドライブするときは、両方のドライバが同時にオンにならないようにすることが重要です。LT1683では電流スルーが安定化されているのでこのようなクロス導通条件下で暴走が起こることはありませんが、電流が増える可能性はあります。また、LT1683は反対側のゲートのロックアウト機能を備えており、1つのMOSFETがオンになっているときは、最初のMOSFETのゲートが1V未満に低下するまで他方のMOSFETをオンすることはできません。これによってクロス導通が防がれています。

ゲート・ドライブではドライブ電流が制限されています。シンクまたはソース電流が300mAよりも大きい場合は、電流が制限されます。

V5レギュレータにも内部電流制限があり、出力電流は±10mAに制限されています。

動作

LT1683

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動作また、サーマル・シャットダウン回路も内蔵されており、チップ温度が危険なレベルまで上昇した場合は出力をオフします。サーマル・シャットダウンにはヒステリシスがあり、デバイスの加熱と冷却に伴って低い周波数（<1kHz）でオン・オフを繰り返します。

デバイスには低電圧ロックアウト機能があり、VINが2.5V以下に下がるとゲート・ドライバを“L”にします。これは、起動時や

シャットダウン時の動作を予測可能なものにします。SHDNと外付け抵抗分割器を組み合わせて使用すれば、入力電圧が低すぎる場合にデバイスを完全にディスエーブルすることが可能です。これを使って適切な電圧でコンバータを確実に動作させることができます。「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

以上の機能を表1にまとめます。

表1. 安全機能と保護機能機能 動作 ゲート・ドライバへの影響 スルー制御 VC、SSへの影響最大電流フォールト 最大スイッチ電流でFETオフ

（VSENSE = 0.1）すぐ"L"に移行 無効 なし

短絡フォールト 短絡時にFETをオフ、VCをリセット （VSENSE = 0.2）

すぐ"L"に移行 無効 VC、SSを グランドに放電

過電圧フォールト FB > VREG＋0.22Vでドライバをオフ （出力過電圧）

すぐ"L"に移行 無効 なし

GCLクランプ FETゲートのブレークダウン防止の ため最大ゲート電圧を設定

最大電圧を制限 なし なし

ゲート・ドライブの低電圧ロックアウト 低VIN時にゲート・ドライブを ディスエーブル。GCLピンで設定

すぐ"L"に移行 無効 なし

サーマル・シャットダウン 高デバイス温度でドライバをオフ すぐ"L"に移行 無効 なし反対側ゲートのロックアウト ドライバがオフになるまで反対側

ドライバがオンするのを防止 （トランスのクロス導通）

反対側ドライバの ターンオンを禁止

なし なし

VINの低電圧ロックアウト VIN ≅ 2.55Vでデバイスをディスエーブル すぐ"L"に移行 無効 なしゲート・ドライブの ソース/シンク電流制限

ゲート・ドライブ電流を制限 ドライブ電流を制限 なし なし

V5ソース/シンク電流制限 V5からの電流を制限 なし なし なしシャットダウン SHDN < 1.3Vでデバイスをディスエーブル

LT1683

131683fd

スイッチング電源のEMIを減らす作業は、従来から設計者の悩みの種でした。多くのスイッチャは効率のみを追求して設計されているため高次高調波を多く含む波形を生成し、それが回路の残りの部分を通って伝播します。

LT1683では、誘導性負荷のスイッチングによるEMIを制御する二つの重要な変数、すなわちスイッチ電圧スルーレートとスイッチ電流スルーレートを調整することができます。このデバイスを使用すれば、従来のスイッチ・モード・コントローラで見られたノイズとEMIを軽減することができます。これらの変数を制御できることから、このデバイスで構成する電源はEMIを生じる傾向が他よりもはるかに低く、量産時に問題が生じる可能性も少なくなります。

このデータシートではEMIの基礎について詳しく述べることはしません。「アプリケーション・ノート70」にはスイッチング・レギュレータのノイズに関して多くの情報が含まれていますので、そちらを参照してください。

発振器周波数スイッチング周波数は発振器によって決まり、高調波の基本的な位置も発振器によって決まります。発振器が安定して発振するためには、高品質の外付け部品を使用することが重要です。発振器は、鋸歯状の設計となっています。コンデンサCTの充放電には外付け抵抗RTで決まる電流が使われます。放電速度は充電速度のおおよそ10倍です。

ユーザーがこれら両方の部品を調整できるようにすれば、容易に発振器の周波数を調整することができます。

外付けコンデンサCTは次のように選択します。

CT(nF)=2180

f(kHz)•RT(kΩ)

ここで、f（kHz）は必要な周波数です。RTが16.9kHzの時、この式は次のようになります。

CT(nF)=129f(kHz)

たとえば、f = 100kHzでCT = 1.29nF

アプリケーション情報RTは通常、16.9kにしてください。RTは電流を設定するので、その温度係数はコンデンサと相補的となるように選ぶ必要があります。理想的には、どちらも温度係数の低いことが望まれます。

発振器周波数はノイズの軽減において2つの重要な意味を持ちます。1つは、発振器周波数が低いと波形の高調波の周波数も低くなり、フィルタリングも容易になるということです。もう1つは、発振器は出力電圧の高調波の位置を決定するので、特定の周波数域を避けようとするような特定の問題を解決する際の手掛かりになることです。

発振器の同期さらに高い周波数精度が必要な場合は（たとえば高調波を正確に配置するため）、発振器を外部クロックに同期させることができます。発振器周波数用RCタイミング部品は、必要な同期周波数よりも10%低く設定してください。

SYNCピンは、（1.4Vよりも大きな振幅の）方形波でドライブしてください。同期用方形波の立ち上がりエッジによってクロックの放電が開始されます。同期パルスは、最小0.5μsのパルス幅にしてください。

内部発振器の充電スロープはスロープ補償を決定するので、デバイスの周波数と大きく異なる周波数に同期させる場合には注意してください。同期のせいでコンデンサの充電サイクルがスロープ補償を開始できない場合には、低調波発振になる可能性があります。これは一般に、同期周波数が発振器の自走周波数の1.5倍を超えるまで問題とはなりません。

スルーレートの設定このデバイスの最大の利点は、スルーレート制御によってEMIとノイズを低くできることです。高い周波数の高調波のロールオフの理論的基礎には2つの主要な要素があります。まず、クロック周波数が高調波の基本的な位置を設定し、さらに、高調波に関連する標準周波数がロールオフを定めます。

LT1683

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アプリケーション情報このデバイスは第2高調波の周波数ロールオフを生成しますが、これはスルー時間に反比例します。スルー時間は、電圧または電流がオフ状態からオン状態へ移行する際に費やす時間です。この時間は、スルー抵抗、RVSLピンおよびRCSLピンからグランドに接続する外付け抵抗、そして（CAP AまたはCAP BからそれぞれのMOSFETドレインへの）外付け電圧帰還コンデンサCAV、CBV、およびセンス抵抗に使用される外付け部品を選択すれば調整できます。RVSL、RCSL、CAV、CBV、および電流センス抵抗の値を大きくすると、スルーレートは下がります（スルー時間が長いほど高調波ロールオフの周波数は低くなります）。

電圧および電流のスルーレートの設定は経験的に行ないます。これらの部品を決めるためのもっとも実用的な方法は、まず、CAV、CBV、およびセンス抵抗の値を設定することです。次にRVSLとRCSLに、各 5々0kの抵抗ポテンショメータを3.3kと直列に接続します。最も低い抵抗値（高速スルー）から始めて、ノイズレベルが目標に合うまでポテンショメータを調整します。低速スルー波形は電力損失が大きく、効率も落ちる点に注意してください。入出力の電圧と各々の電流を測定しながらスルーを調整すると、これを確認することができます。スルーレートの低下に伴うMOSFET温度の変化をモニターしてください。これらの部品は効率の低下に伴って温度が上昇します。

ノイズの測定は慎重に行ってください。不用意な測定を行なうと容易にノイズが混入します。推奨測定方法については「アプリケーションノートAN70」を参照してください。プローブのグランド・リードは極力短くする必要があります。

電圧のスルー抵抗と電流のスルー抵抗はおおよそ同じ値にするのが通常は望ましい方法です。各々を個別に調整すれば最良の最適化ができる場合がありますが、両者の値が大きく離れるにつれて個別に制御することができなくなることがあります。

スルー設定抵抗は1個にすることが可能です。この場合はRVSLピンとRCSLピンを互いに接続します。この状態で、1.8k～34kの抵抗（個別抵抗の半分）をこれらのピンからグランドに接続することができます。

一般に、電流スルーの調整に使用できるのはRCSL値だけです。電流スルー時間は電流センス抵抗にも依存しますが、通常、この抵抗はMOSFETの最大電流を考慮して設定されます。

電圧スルーの設定には、コンデンサCAV、CBVの選択も必要です。電圧スルー時間は、出力電圧振幅（基本的には入力電圧）、外付け電圧帰還コンデンサ、およびRVSL値に比例します。従って、入力電圧が高いほど、RVSLとコンデンサは小さなものを使用します。開始点としては表2の値を使用してください。

表2

入力電圧 コンデンサ値<25V 5pF

50V 2.5pF

100V 1pF

小容量のコンデンサを実現するには二つの方法があります。1つは、2個のコンデンサをそのまま直列に接続することです。この場合、等価容量は（C1 • C2）/(C1＋C2)となります。

2つ目の方法は容量分割器を使用することです。コンデンサの電圧定格は、最大電圧振幅（プッシュプル構成では入力電圧の2倍）を満足するような値としてください。つまり、基本的にMOSFETの定格と同じにします。

C1

MOSFET DRAIN

C2CAP A OR B

C3

1683 F02

図2

図2の等価スルー容量は(C1• C2)/(C1＋C2＋C3)となります。

正の出力電圧の設定正の出力電圧の検出は、通常、出力からFBピンへの抵抗分割器を使用して行ないます。エラー・アンプへの正入力は、内部で1.25Vのバンドギャップ・リファレンスに接続されています。FBピンはその電圧に安定化されます。

図3から、R1は次のように計算されます。

R1=R2VOUT1.25

−1⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

LT1683

151683fd

アプリケーション情報FBピンのバイアス電流がわずかな誤差を生じますが、R1||R2の値が10kまでの場合は無視できます。

一点、注意することとして、たまにR1両端にコンデンサを接続して制御ループに帰還系の零点を加えることがあります。帰還系がFBピンを容量的に内部レギュレータ電圧（2.4V）以上にする場合は出力のレギュレーションが失われる可能性がありますが、帰還ピンと直列に抵抗を挿入すれば、この問題が起こる可能性を排除することができます。FBにはレギュレーション電圧よりも0.7V高い電圧でクランプを行なう内部クランプがあり、これもこの問題を防ぐ助けとなります。

NFB PIN

INFB

1683 F04

–VOUT

R2

R1

FB PIN

1683 F03

VOUT

R2

R1

図3

図4

負の出力電圧の設定負の出力電圧はNFBピンで検出できます。この場合、NFBピンが-2.5Vの時にレギュレーション状態になります。NFBの公称入力バイアス電流は-25μA（INFB）であり、抵抗分割器を設定する場合はこれを計算に入れる必要があります。

図4から、R1は次のように計算されます。

R1=R2VOUT −2.5

2.5+R2 • 25µA

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

R2の推奨値は2.5kです。通常、FBピンを使用する場合はNFBピンをオープンのままにします。

両極性出力電圧の設定ある種のアプリケーションでは、正負両方の出力電圧を検出できれば有用なことがあります。これを実現するには、前述のようにそれぞれ出力電圧抵抗分割器を個別に設定します。FBピンとNFBピンの両方を使用する場合、LT1683はどちらかの

出力がその設定出力電圧を超えないように動作します。レギュレータの制御は最大出力（最小負荷）によって支配されます。この手法は、どちらかの出力が無負荷時に安定化されずに高い値となってしまうのを防ぎます。しかし、一方で出力のロードレギュレーションが損なわれる結果ともなります。

シャットダウンSHDNが”L”になるとレギュレータはオフします。SHDNピンの電圧がグランドよりも高くなると、内部バンドギャップ・レギュレータに電力が供給されます。これによって、レギュレータの制御回路のほとんどを動かす内部レギュレータをオンするための1.39Vスレショルドが設定されます。制御回路に電力が供給された後のゲート・ドライバ動作は、GCL電圧を基準にしたVIN電圧に依存する点に留意してください。

SHDNピンが内部レギュレータをイネーブルすると、24μAの電流がこのピンからソースされ、低電圧ロックアウトのヒステリシスが得られます。このヒステリシスを使用すれば、始めに大電流が流れて入力電圧が低下し、デバイスがシャットダウンしてしまうのを防ぐことができます。

電流ヒステリシスに加え、SHDNピンには約100mVの電圧ヒステリシスもあります。

SHDNピンが2.2Vを超えると、デバイスからのヒステリシス電流は基本的にゼロとなります。

ターンオン・スレッショルドの設定に抵抗分割器を使用する場合、抵抗は次の式で計算できます。

VON =RA+RBRB

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠• VSHDN

VHYST =RA •∆VSHDNRA RB

+ISHDN⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

この式を再展開すると次式が得られます。

RA =(VHYST • VSHDN − VON • ∆VSHDN)

(ISHDN • VSHDN)

RB=(VHYST • VSHDN − VON • ∆VSHDN)

ISHDN •(VON − VSHDN)⎡⎣ ⎤⎦

VINRA

RB

SHDN

LT1683

161683fd

アプリケーション情報ヒステリシスが2Vの時、20Vでオンさせたい場合は次のようになります。

RA =2V •1.39V−20V •0.1V

24µA •1.39V= 23.4k

RB=2V •1.39V−20V •0.1V24µA •(20V−1.39V)

=1.75k

分割器ストリングにツェナーを加えると、抵抗値をさらに変えることができます。SHDNピンと直列に抵抗を挿入すると、オン電圧を変えることなく、さらにヒステリシスを変えることができます。

周波数補償ループ周波数の補償は、エラー・アンプの出力（VCピン）に直列RCネットワークを接続して行います。

VC PIN

1683 F06

RVC2k

CVC0.01µF

CVC24.7nF

図6

図6では、メイン・ポールはコンデンサCVCとエラー・アンプの出力インピーダンス（おおよそ400kΩ）によって形成されます。直列抵抗RVCがゼロ点をつくり、ループの安定性と過度応答を改善します。2個目のコンデンサCVC2が使われることもあります。これは一般にメイン補償コンデンサの1/10の大きさで、VCピンのスイッチング周波数のリップルを減らすために使用します。VCピンのリップルは出力電圧リップルによって生じ、出力分割器で減衰され、エラー・アンプで増幅されます。2個目のコンデンサがないと、VCピンのリップルは次のようになります。

VCPINRIPPLE =1.25 • VRIPPLE • gm•RVC

VOUT

ここで、VRIPPLE = 出力リップル（VP-P）

gm = エラー・アンプのトランス・コンダクタンス

RVC = VCピンの直列抵抗

VOUT = DC出力電圧

不規則なスイッチングを防ぐために、VCピンのリップルは50mVP-P以下にしてください。VCピンのワーストケースのリップルは最大出力負荷電流で生じ、低品質（高ESR）の出力コンデンサを使用した場合も増加します。CVC2ピンに0.0047μFのコンデンサを追加すると、スイッチング周波数リップルをわずか数mVに削減できます。低い値のRVCによってもVCピンのリップルを減らせますが、ループの位相マージンが不十分となる可能性があります。

電流制限の設定センス抵抗は最大動作電流の値を設定します。CSピンの電圧が0.1Vの場合、ゲート・ドライバはすぐに”L”になります（スルー制御なし）。従って、センス抵抗の値はRS = 0.1V/ ISW（PEAK）に設定します。ここで、ISW（PEAK）はMOSFETのピーク電流です。ISW（PEAK）は、方式、部品の値、および許容誤差に依存します。最大動作電流は、確実にトランスの飽和電流値以下に設定してください。

ドライバが“L”になり、さらにCSピンの電圧が0.22Vになると、VCとSSはグランドに放電されます。これにより、短絡時に付加的な保護が得られます。VCとSSを放電することで電流トリップが低く設定されるので、MOSFETはその後のサイクルではそれほど激しいストレスを受けません。

通常、各ターンオン・サイクルの開始時は、約100nsにわたりMOSFETをオフすることが禁止されます。これは、ノイズがコントローラの通常動作に影響を及ぼすことを防ぎます。この電流検出のブランキングでは、フォールト時に出力がオフすることを防止できません。効果的にゲート電圧をスルーさせることにより、付加的なブランキングが得られます。

センス抵抗へのトレースは、抵抗とインダクタンスを最小限に抑えるために、短く、かつ幅を広くする必要があります。トランスの巻線間容量やMOSFETのドレインの容量が大きいと、ドレイン電圧スルーイングの際にセンス抵抗を通して電流パルスが発生します。パルスの大きさはC • dV/dtです。Cは容量、dV/dtは電圧スルーレートで、スルーレートはデバイスによって制御されます。このパルスはスイッチをオンする時の検出電流を増加させて、本来のタイミングよりも早くMOSFETをオフしてしまう可能性があります。このような場合は、別の巻線技術を採用したトランスを使用するか（AN39参照）、ブランキング回路を使用することができます。サポートが必要な場合はLTCのアプリケーション・グループまでご連絡ください。

LT1683

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ソフトスタートソフト・スタート・ピンは、起動時のスイッチング電流を制御するために使用します。VCピンの最大電圧はSSピンの電圧とほぼ同じです。電流源は、SSピンのコンデンサをリニアに充電します。従って、VCピンの電圧もランプアップします。これらのピンの電圧が立ち上がるまでのおおよその時間は(1.31V/9μA) • CSSで、この場合は約146ms/μFです。

ソフトスタート電流は、デバイスがオンするとすぐに流れ始めます。ソフトスタートは、短絡フォールト後は改めて初期化されます。

熱に関する検討事項デバイスの電力損失のほとんどはVINピンからのものです。VIN電流は、発振器周波数、V5の負荷、スルー設定、およびゲート充電電流など、多くの要素に依存します。V5が電流をシンクし、MOSFETのゲートが放電する間は、付加的な電力が消費されます。

デバイスの電力損失は以下の合計となります。

1）VIN電流のRMS値とVINの積

2）V5シンク電流のRMS値と5Vの積

3）ゲート・ドライブ放電電流のRMS値と電圧の積

VINの成分が大きいため、LT1683はできるだけ低いVINで動作させる方が有利です。

どの場合でも、アプリケーション毎にパッケージ温度を測定することをお勧めします。デバイスを破損する恐れを最小限に抑えるためにデバイスはサーマル・シャットダウン機能を内蔵していますが、それによって慎重な熱設計の重要性が下がるわけではありません。

サーマル・シャットダウン機能は外付けMOSFETまでは保護しません。MOSFETを安全領域で動作させるために、個別に解析を行なう必要があります。

デバイスの電力損失PDISが決まれば、ダイの接合部温度は次式で計算できます。

TJ = TAMB＋PDIS • θJA

ここで、TAMBは周囲温度、θJAはパッケージの熱抵抗です。20ピンのSSOPでは、θJAは100℃/Wです。

アプリケーション情報磁気部品磁気部品の設計もトポロジーによって決まります。以下では、プッシュプル・コンバータ用磁気部品の設計について詳しく述べます。プッシュプル・コンバータの場合、トランスはほとんどエネルギーを蓄積しません。プロトタイプの作成にあたっては、その出発点として以下の式を考慮する必要があります。

ここでは以下の定義を使用します。

VIN = 入力電源電圧

RON = スイッチオン抵抗

ISW = 最大スイッチ電流

VOUT = 望みの出力電圧

IOUT = 出力電流

f = 発振器周波数

VF = 整流器の順方向電圧降下

デューティ・サイクルの式は、このトポロジーを決定付ける大きな要素です。出力のLとCは基本的にこま切れにされた電圧を除去するので、出力電圧はデューティ・サイクルによって制御されます。Nはトランスの巻線比です。巻線比は、最小入力条件下で出力電圧にダイオードの電圧降下分を加えた電圧を発生できるようなものでなければなりません。トランスは発振器周波数（f）の半分の周波数で動作するという点に注意してください。

N=VOUT + VF

2 •DCMAX( ) VIN(MIN) −ISW RON +RSENSE( )⎡⎣ ⎤⎦

DCMAXはサイクル全体に対する各ドライバの最大デューティ・サイクルで、これは2つの周期（AのオンとBのオン）で構成されます。したがって、有効デューティ・サイクルは2 • DCMAXです。一般的には、コントローラが最大デューティ・サイクルを決定します。このデバイスに対しては44%の最大デューティ・サイクルが保証されています。

トランス巻線におけるIRの低下、ワーストケースのダイオード順方向電圧降下、およびスイッチオン電圧を考慮して、巻線比には十分な余裕を持たせるようにしてください。また、非常に低いスルーレートでは有効DCが低下することがあります。

LT1683

181683fd

Lのインダクタンス値を選ぶ方法はいくつかあります。出発点としては、コンバータがIOUT（MAX）/4で連続動作するようにLを選択することを推奨します。最小IOUTがこれよりも高い場合、または使用部品がこれよりも高いピーク電流を扱える場合は、さらに高い値とします。

アプリケーション情報

1:N

LPRI

D2

D1 L

C ROUT

RSENSE

VOUT

VIN

1683 F07

図7. プッシュプル・トポロジー

インダクタの電流がゼロにならない場合は連続動作となります。次のサイクルの開始前にインダクタ電流がゼロまで低下する場合は不連続動作となり、これは小さいインダクタや軽負荷の場合に起こる可能性があります。不連続モードは本質的に問題のあるものではありませんが、コンバータの制御と動作が少し異なります。不連続動作の場合、インダクタは小さいのですが、スイッチ、トランス、ダイオード、インダクタ、およびコンデンサのピーク電流は大きくなり、その結果損失も大きくなります。

連続動作では、インダクタのリップル電流が出力電流の2倍未満でなければなりません。この場合のワーストケースは最大入力時ですが（最小デューティ・サイクル、DCMIN）、IOUT/4はある程度おおまかに定めた値なので、以下では公称入力で評価を行ないます。

両方の入力がオフの場合は、インダクタ電流が両方の二次側出力に分割されてダイオードの同相電圧が0Vになります。

オフ時間中のインダクタ電流に着目すると、出力リップル電流は次のようになります。

∆IOUT = 2 • IOUT(MIN)

IOUT(MIN) = IOUT(MAX) / 4

L =VOUT(MIN) + VF( ) • 1− 2 •DC( )

∆IOUT • f

トランスの一次側のインダクタンスは、一次側に反射されるLによって入力電流が支配されるようにする必要があります。つまり、トランスを通してLに流れ込む電流に対してトランスの励磁電流を小さくしたいということになります。したがって一般的には、一次側のインダクタンスを、入力側に反射されるLの少なくとも5倍にする必要があります。これによって、電力のほとんどがトランスを通して負荷に伝わるようになります。これはコンバータの電力容量を増加させるとともに、スイッチに流れるピーク電流を減少させることにもなります。

LPRI =5 •LN2

励磁電流がたとえば100mA未満の小さい値である場合はLの値を小さくすることができ、励磁電流によって生じるスイッチ電流の比率は大きくなります。Lの値を設定すれば、インダクタのリップル電流は次式で求められます。

∆IL =VOUT + VF( ) • 1−2 •DC( )

L • f

ただし、ピーク・インダクタ電流の評価は最大負荷、最大入力電圧（最小DC）で行ないます。

IL(MAX) = IOUT(MAX) +∆IL(MAX)

2

励磁リップル電流は以下のようになります。

∆IMAG =VOUT + VFN•LPRI • f

また、スイッチのピーク電流は次式で得られます。

ISW（PEAK） = N • IL（MAX）＋∆IMAG

この電流は電流制限値より小さくなければなりません。

スイッチのワーストケースのリップルは次の通りです。

∆ISW（PEAK） = N • ∆IL（MAX）＋∆IMAG

プッシュプル・コンバータの最大スイッチ電圧は2 • VINです。電圧はスルー制御されるので、リーク・スパイクは小さくなります。したがって、MOSFETの最大定格スイッチ電圧は、2 • VINより少なくとも20%高くする必要があります。

LT1683

191683fd

アプリケーション情報巻線比、一次側インダクタンス、および電流が与えられれば、トランスを設計することができます。トランスを設計するには、トランスの電力損失を分析して必要な調整を行ないます。

Midcom, Inc.（1-800-643-2661）など、ほとんどのトランス・メーカーは最適ソリューションの設計を支援しています。また、リニアテクノロジーのアプリケーション・グループも支援を行なっています。

例として、48V±20%から5Vへの100kHzコンバータを、出力2A、リップル500mAで設計する場合を考えます。ここでは、MOSFETのオン電圧とセンス抵抗の電圧の合計を0.5V、VFを0.5Vと想定して設計を開始します。

N=5+0.5

88% • 48 •80%−0.5( )=

16.1

IOUT（MIN） = IOUT（MAX）/4での連続動作のときのインダクタのリップル（出力リップルと同じ）は、次式で得られます。

∆IL = 2 •2A4=1A

公称入力時のデューティ・サイクルは次の通りです。

DCNOM =VOUT + VF

2 •N VIN(NOM) −ISW •RON( )=

5.526.1

• 47.5= 35.3%

したがって、Lは次のようになります。

L =5+0.5( ) • 1−2 •35.3%( )

1A •100kHz=16µH

このインダクタには市販品を使用できます。ここでは22μHのインダクタを選ぶものとします。この場合、最大入力時（DC = 29.1%）のリップル電流は次式で得られます。

∆IL =5+0.5( ) • 1−2 •29.1%( )

22µF •100kHz=1.03A

最大インダクタ電流は次の通りです。

IL(MAX) = 2A+1.03A2

= 2.52A

一次側インダクタンスは次の値より大きくする必要があります。

LPRI = 5 • 22µH • 6.12 = 4.1mH

二次側インダクタンスは次のようになります。

4.1mH/6.12 = 110µH

励磁リップル電流はおおよそ次の通りです。

∆IMAG =5.5

16.1

• 4.1mH•100kHz= 81mA

ピーク・スイッチ電流は次のようになります。

ISW(PEAK) =16.1

•2.51A+81mA = 494mA

励磁リップルは、反射されたインダクタンスによるリップルを見て、スイッチ電流リップルからその分を差し引けば得られます。

∆IMAG = ∆ISW−N • IL

スイッチの最大リップル電流は次のようになります。

∆ISW(MAX) =1.03A6.1

+81mA = 0.25A

ピーク・スイッチ電流が得られたら、元に戻って計算を繰り返して、さらに正確なスイッチオン電圧を得ることができます。FETのRONは値が分かっていなければなりません。この例ではスイッチオン電圧を0.5Vと仮定しましたが、これはRON＋RSENSE < 1Ωの条件を満たしています。

コンデンサ低ノイズ・スイッチャの性能にとっては、入出力コンデンサを正しく選択することが非常に重要です。一般に、プッシュプル・トポロジーとその他の低ノイズ・トポロジーでは電流が連続的に流れるため、必要な容量は小さくて済みます。

LT1683

201683fd

アプリケーション情報しかし、ノイズはコンデンサのESRに大きく依存します。更に、ESRが低いと効率も改善できます。

入力コンデンサはある種の負荷のスイッチング時に発生するサージ電流にも耐えられる必要がありますが、固体タンタル・コンデンサのなかにはこのサージ電流に耐えられないものがあります。

コンデンサのタイプと特性については「デザインノート95」に詳しく説明されていますが、以下にその概要を示します。

アルミ電解コンデンサ：低価格で高耐圧。これらのコンデンサはこのアプリケーションに使用できますが、一般に低ESRを実現するにはより大きな容量が必要です。性能を向上させるには、この他に非電解コンデンサが必要になることがあります。

特殊ポリマ・アルミ・コンデンサ：パナソニックがCDシリーズ・コンデンサを販売しています。16V以下用のものだけですが、非常に低ESRでサージ特性が良好です。

固体タンタル・コンデンサ：小型で低インピーダンス。一般に、最大電圧定格は50Vです。サージ電流が大きい場合はディレーティングを行うか、AVX TPSシリーズのような特別なものを使用する必要があります。

OS-CON：アルミよりも低インピーダンスですが、35V以下のものだけが販売されています。フォームファクタが問題となることがあります。

セラミック・コンデンサ：一般に高周波および高電圧のバイパスに使用します。ESRが支配的になる前にESLによって共振する可能性があります。最近の多層セラミック（MLC）コンデンサには、低ESRで大容量のものがあります。

コンデンサは常に改良されていますので、仕様に応じてメーカーに問い合わせてください。

入力コンデンサ伝導ノイズがどの程度発生するかを考える時にはコンデンサのESRが重要な要素となるので、入力コンデンサは、高周波領域でのESRが小さいものを選ぶ必要があります。

入力コンデンサには2つの要件があります。1つはデバイスのVINピンの電源としての要件です。VINピンは、デバイス自体の電流およびゲート充電電流を供給します。

AC的な見地で最も問題となる成分はゲート充電電流です。実際のピーク電流はゲート容量とスルーレートに依存し、各々の値が大きいほどピーク電流も大きくなります。全電流は、ゲート電荷と動作周波数で概算できます。このデバイスのスルー機能のため、ゲート電荷は、通常のFETドライバの場合よりも長時間にわたって流れます。これにより、コンデンサへの要求が軽減されます。

一般に、ゲート電圧が遷移するときは電流に100mA未満のスパイクが発生します。これはスレッショルド電圧の近くでの充放電によるものです。ほとんどのスルーイングは、スレッショルドに近いゲート電圧で発生します。

一般にデバイスのVINは15V以下なので、コンデンサを選ぶ際には多くの選択肢があります。VINに関する要件だけを考えた場合、入力コンデンサの値は一般に50μFの範囲で、ESRは0.1Ω以下です。

デバイスの電源の他に、トランスの電源のデカップリングも考慮する必要があります。これがVINと同じ電源の場合は、コンデンサを増やす必要があります。しかし、このデバイスではしばしばトランス電源がVINより高いことがあり、そのような場合には個別のコンデンサが使用されます。

トランスのデカップリング・コンデンサはスイッチ電流をリップルと見なします。

このスイッチ電流の計算は、これらのコンデンサの容量を概算するためにも使用できます。

CIN =1

∆VCAP∆ISW(MAX)

−ESR•DCMIN

f

ここで∆VCAPは入力コンデンサの許容電圧降下で、ESRはコンデンサの等価直列抵抗です。一般的に、許容電圧降下は数十分の一ボルトです。

出力フィルタ・コンデンサ出力コンデンサは容量とESRの両方で選びます。容量は、スイッチがオフ状態の時に負荷に電源を供給しなければなりません。スルー制御がコンデンサ・リップル電流の高周波成分を減らす一方で、コンデンサのESRおよび出力プル電流の振幅がその基本成分を制御します。

LT1683

211683fd

アプリケーション情報コンデンサの電力損失を減らすために、ESRは低くする必要があります。

コンデンサの値は、必要な負荷リップル、デューティ・サイクル、およびESRを考慮して計算します。

COUT =1

∆VOUT∆IL(MAX)

−ESR•DCMIN

f

MOSFETの選択このデバイスに使用できるMOSFETは多岐にわたります。デバイスは、通常のスレッショルド（3Vまたは4V）またはロジック・レベル・スレッショルド（1Vまたは2V）のいずれかで動作します。

電圧定格は、ワーストケースでMOSFETがブレークダウンしないように選んでください。次に、コンバータの全体的な効率要件とMOSFETのパッケージの最大電力性能の両方を満足できるように、RONは十分に低い値のものを選びます。

LT1683は広範囲のゲート電荷を処理することができます。ただし、非常に大きな電荷では安定性に影響する可能性があります。

MOSFETの電力損失はいくつかの要素に依存します。第1の要素はデバイスがオンしている間のI2R発熱です。更に、デバイスがスルーしている時にも電力を消費します。概算の電力損失は次のようになります。

P = VIN •I2 +

∆I2

4ISR

+

VIN2 −RON2 • I2 +

3 • ∆I2

4

⎛⎜⎝

⎞⎟⎠

⎡⎢⎢⎣

⎤⎥⎥⎦

VSR•I

⎧⎪⎪⎨⎪⎪⎩

⎫⎪⎪⎬⎪⎪⎭

• f + I2 •RON •DC

ここで、Iは平均電流、∆Iはスイッチのリップル電流、ISRは電流スルーレート、VSRは電圧スルーレート、fは発振器周波数、DCはデューティ・サイクル、そしてRONはMOSFETのオン抵抗です。

GCL電圧の設定GCLピンの電圧の設定は、使用するMOSFETの種類とゲート・ドライブの低電圧ロックアウトに必要な電圧に依存します。

まず、必要な最大ゲート・ドライブを決定します。通常は、この最大スレッショルドより少なくとも2V高い電圧が必要です。電圧が高ければオン抵抗が下がり、効率が向上します。最大許容ゲート電圧は必ず確認してください。多くの場合これは20Vですが、一部のロジック・スレッショルドMOSFETでは8V～10Vしかありません。

VGCLは、必要な最大ゲート・スレッショルドよりも約0.2V高く設定する必要があります。更に、VINはゲート電圧よりも少なくとも1.6V高くなければなりません。

GCLピンはVINに接続することができ、それによって最大ゲート電圧はVIN-1.6Vとなります。

このピンはゲート・ドライブの低電圧ロックアウトも制御します。低電圧ロックアウトは、十分なドライブが得られるまでMOSFETがスイッチングするのを防ぎます。

GCLを6.8V未満の電圧源またはツェナーに接続した場合は、VINがGCLより0.8V高くなるまでゲート・ドライバはオンしません。VGCLが6.5Vを超える場合、VIN < 7.3Vではゲート・ドライブはオンしないことが保証されており、VGCL＋0.8Vでオンします。

GCLをVINに接続した場合、ゲート・ドライバは常にオン状態になります（低電圧ロックアウトはディスエーブル）。

VIN > VGCL＋0.8Vの場合は、このピンから約50μAの電流をソースすることができます。これはツェナーのバイアスに使用できます。

GCLピンはグランドに接続された19Vツェナーを備えており、これによって最大ゲート電圧の要件が確実に満たされます。

たとえばRDS（ON）の定格が6VのSiliconix Si4480DYを使用する場合、6Vの電圧を得るには、VGCLを6.2V、VINを少なくとも7.6Vに設定する必要があります。

LT1683

221683fd

アプリケーション情報ゲート・ドライバに関する検討事項一般的に、MOSFETは、インダクタンスを最小に抑えるためにできるだけデバイス近くに配置する必要があります。

デバイスの動作中、ゲート・ドライブは0.2V未満の”L”になります。デバイスがオフの時、ゲート・ドライブにはグランドへのダイオードと直列に接続された40k抵抗が含まれ、受動的なホールドオフ保護を提供します。ロジック・レベルMOSFETを使用する場合は、これでは不十分なことも考えられます。ゲートからグランドへ抵抗を接続することができますが、この場合は、DC損失と起こりうるAC問題を最小限にするために、抵抗値を適切な大きさにする必要があります。

ゲートドライブ・ソース電流はVINから流入します。シンク電流はPGNDから流出します。一般に、デカップリング・コンデンサはこれら2つのピンの近くに配置する必要があります。

スイッチング・ダイオード一般に、スイッチング・ダイオードにはショットキー・ダイオードを使用する必要があります。サイズとブレークダウン電圧は個々のコンバータにより異なり、順方向電圧降下が小さいとコンバータの効率が向上します。他に特別な要件はありません。

PC基板レイアウトに関する検討事項他のスイッチャ同様、PC基板レイアウトについては慎重な検討が必要です。このデバイスは高周波EMIを減少させるので基板レイアウトの重要性はそれほど決定的なものではありませんが、電流値も電圧値も大きいことから、性能の低下や異常を無くすためにも、やはり基板レイアウトは慎重に行なう必要があります。

基本的な検討事項大電流ループの物理的面積はできるだけ小さくしてください。メイン・ループ、すなわちパワースイッチ・ループ（AおよびB）と整流器ループを図8に示します。これらのループは、部品同士を物理的に接近させて配置することによって小さく保つことができます。さらに、抵抗とインダクタンスを小さくするために、接続トレースの幅を広くする必要があります。各部品は、接続パスを最小限に抑えられるように配置してください。グランド接続についても十分な注意を払わなければなりません。細部はさておき、別の大電流ループの電流が他のループのグラン

ド・パスに結合しないように注意してください。これを実現する最良の方法は、1点接続によってグランドを行なうことです。主要な接続点は、入力デカップリング・コンデンサ底部と出力デカップリング・コンデンサの底部の2カ所です。通常、センス抵抗、デバイスのPGNDとGNDは、入力コンデンサの底部に接続します。

注意すべきループは他に2つあります。電流スルーでは、MOSFETスイッチとセンス抵抗を通り、デバイスのCSピンに入ってMOSFETへのGATEピンへ至る広帯域制御が行なわれます。GATEドライブ・トレース上ではトレースのインダクタンスと抵抗を低く抑える必要があり、CSトレースではインダクタンスを低く抑える必要があります。センス抵抗は、PGNDとMOSFETのソースに物理的に近接させて配置する必要があります。

最後に、CAP AピンとCAP Bピンにも注意が必要です。このデバイスでは、これらのピンのグランドへの浮遊容量が許容されますが（<5pF）、各ドレインへの浮遊容量は最小限に抑えなければなりません。このパスは、電圧スルー用にもう1つの容量性パスを提供します。

その他の支援「アプリケーションノートAN70」に記載されている低ノイズ・スイッチャとノイズ測定に関する情報を参照してください。AN19とAN29にも、スイッチング・レギュレータに関する一般的な情報が含まれています。また、リニアテクノロジー社のアプリケーション・グループが常時支援いたします。

1683 F08

1

2 4

3

CIN

COUT

A

A

B

CS

GATE A GATE B

D

C

図8

LT1683

231683fd

標準的応用例超低ノイズ、48V入力/±12V出力DC/DCコンバータ

L110µH

C233µF

16V, ×2

C133µF

16V, ×2

MBR01100

L210µH

3

10

1683 TA03

1113

SHDN CAP A

NFB

LT1683

GND

VIN

17

14 2

GCL

SS

V5

SYNCGATE A

51

CT CAP B

6

18

RT GATE B

7

198

RCSL

16

VC

15

12

RVSL CS4

PGND20

FB9

5pF

5pF

Si9422Si9422

0.068Ω

976Ω

23.2k

10nF

1k

3.3k

25k

25k

3.3k

16.9k

1200pF

47µF100V

48V

C310µF25V12V

8.2V

10k510Ω0.5W

2N3904

C422µF50V

25pF22nF0.22µF

8.66k

1k

2.74k

10.0k

FZT853

5pF200V

25pF

5pF200V

–12V/1A

12V/1A

D1

D4

D5

D7

D6

D2

D3

CTX0215542T11

2

3,4

5

6

7

8,9

10

C1, C2:SANYO 16TPC33C3: MURATA GRM235Y5V106ZC4: NIPPON THCR60EIE226ZD1, D2, D3 IN4148D4, D5, D6, D7 MBRS1100L1, L2: COOPER DS50224 T1: COOPER CTX02-15542

LT1683

241683fd

パッケージGパッケージ

20ピン・プラスチックSSOP（5.3mm）（Reference LTC DWG # 05-08-1640）

G20 SSOP 0204

0.09 – 0.25(.0035 – .010)

0°– 8°

0.55 – 0.95(.022 – .037)

5.00 – 5.60**(.197 – .221)

7.40 – 8.20(.291 – .323)

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

6.90 – 7.50*(.272 – .295 )1718 14 13 12 1115161920

2.0(.079)MAX

0.05(.002)MIN

0.65(.0256)

BSC0.22 – 0.38

(.009 – .015)TYPミリメートル

（インチ）

寸法にはモールドのバリを含まないモールドのバリは各サイドで0.152mm（0.006”）を超えないこと寸法にはリード間のバリを含まないリード間のバリは各サイドで0.254mm（0.010”）を超えないこと

*

**

NOTE:1. 標準寸法：ミリメートル

2. 寸法は

3. 図は実寸とは異なる

0.42 0.03 0.65 BSC

5.3 – 5.77.8 – 8.2

推奨半田パッド・レイアウト

1.25 0.12

LT1683

251683fd

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改訂履歴　（Rev Dよりスタート）

REV 日付 概要 ページ番号D 11/10 「電気的特性」のセクションで最大スイッチ周波数を150kHzに変更 3

LT1683

261683fd

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2001

LT 1110 REV D • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8FTEL 03-5226-7291l FAX 03-5226-0268 l www.linear-tech.co.jp

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標準的応用例

製品番号 説明 注釈LT1533 超低ノイズ1Aスイッチング・レギュレータ 低ノイズ絶縁型電源用プッシュプル・デザインLT1534 超低ノイズ2Aスイッチング・レギュレータ 昇圧トポロジーの超低ノイズ・レギュレータLT1738 超低ノイズDC/DCコントローラ 高電流出力の超低ノイズ昇圧レギュレータ、

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LT1425 絶縁型フライバック・スイッチング・レギュレータ トランス「第3巻線」不要の優れたレギュレーションLT1576 1.5A、200kHz、降圧スイッチング・レギュレータ 固定周波数、リファレンス電圧：1.21V

LT176Xファミリ 低損失、低ノイズ、リニア・レギュレータ 150mA～3A、SOT-23～TO-220LTC1922-1/LTC3722 同期整流式位相変調フルブリッジ・コントローラ 適応型DirectSense™ゼロ電圧スイッチング、

50W～数kW、同期整流LT3439 超低ノイズのトランス・ドライバ 1AプッシュプルDC/DCトランス・ドライバ

MBR2045CT

COILTRONICSVP5-1200

4.7µH

330µF

CAP A

CAP B

GATE A

GATE B

MBR2045CT

1µH

OPTIONAL

5V/5A2×330µFPOSCAP

3

10

1683 TA02

1113

SHDN CAP A

NFB

LT1683

GND

VIN

17

14 2

GCL

SS

V5

SYNCGATE A

51

CT CAP B

6

18

RT GATE B

7

198

RCSL

16

VC

15

12

RVSL CS4

PGND20

FB9

IRF540IRF540

10mΩ

10nF

1k

3.3k25k

3.3k

16.9k

1.5nF

39µF

24V

68µF20V

11V

8.2V

6.9k

2N3904

1nF15nF

7.50k

2.49k

25k

3pF

7

36–10

11

1

9

48

52–12

10pF

3pF

10pF

超低ノイズ、24V入力/5V出力DC/DCコンバータ