informe tl494

66.10 - Circuitos electronicos II

Informe: Fuente Conmutada

Trabajo Practico

Figueroa, Gonzalo 84255

Tempone, Nicolas 84548

Manikis, Andres 84321

1.er cuatrimestre 2009

66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada

Indice

1. Objetivos 2

2. Introduccion 3

3. Desarrollo 5

3.1. Eleccion de los componentes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

3.1.1. Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

3.1.2. Capacitor de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

3.1.3. Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

3.1.4. Transistores de conmutacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

3.1.5. Nucleo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

3.1.6. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

3.1.7. Fusible . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

3.1.8. Resistoe de sensado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

3.1.9. Resistores de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.2. Eleccion de los disipadores de calor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.2.1. Disipador del diodo MUR820 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.2.2. Disipador para el transistor de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3.3. Mediciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.3.1. Regulacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.3.2. Eficiencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.3.3. Valores de continua y temperatura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.3.4. Fotos del equipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

4. Conclusiones 20

4.1. Conflictos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

4.2. Conclusiones generales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

5. Anexos 22

5.1. Anexo I - Instrumentos utilizados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

5.2. Anexo II - Hojas de dato . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 1


1. Objetivos

El objetivo de este trabajo es disenar, construir y medir una fuente conmutada (Switch Mode Power

Supply, o SMPS) que cumpla con las siguientes especificaciones:

Tension de Entrada: 8 - 16 V

Tension Nominal: 5 V

Corriente Nominal: 5 A

Por otra parte, otras especificaciones se dejan al criterio de los disenadores, y se expondran y definiran

en este informe.



2. Introduccion

Hay tres topologas basicas en uso actualmente para fuentes conmutadas (en adelante SMPS):

Buck

Boost

Buck-Boost

Todas estas topologas son no aisladas (las tensiones de entrada y salida comparten una unica masa)

pero otras topologas derivadas de esta existen y proveen aislacion.

Ahora bien, dependiendo de las condiciones de funcionamiento, habra que optar por diferentes con-

figuraciones. Una idea de las situaciones en las que cada topologa se utiliza se da en la Figura 1.

Figura 1: Topologas comunmente usadas. Extraido de [5]

Al elegir la topologa lo primero que hay que determinar es la relacion de tension entre la entrada y

la salida. Debido a la naturaleza de cada configuracion, no todas las topologas pueden producir todas

las relaciones de tension (y polaridad) existentes.

As, se utilizara (en el caso mas sencillo) una topologa Buck cuando Vin > Vout, y la polaridad de la

salida sea la misma que la de la entrada. Este es el caso del trabajo actual, por lo que se decidio utilizar

dicha topologa.

El funcionamiento de la topologa Buck se muestra en los siguientes graficos de la Figura 2.



Figura 2: Funcionamiento de la topologa Buck. Extraido de [2]



3. Desarrollo

3.1. Eleccion de los componentes

La eleccion de los componentes se realizo considerando que la fuente trabaja en modo continuo. Para

obtener los valores de los componentes que forman la etapa de potencia se propusieron algunos parametros

ademas de las especificaciones:

Tension de salida: Vo = 5 V.

Tension de ripple: Vo = 0,5 V.

Corriente maxima de salida: Io(max) = 5 A.

Variacion de corriente en el inductor: I = 0,5 A.

Tension mnima de entrada: Vimin = 8 V.

Tension maxima de entrada: Vimax = 16 V.

Frecuencia de trabajo: f = 40 KHz.

Ciclo de trabajo: D = 0,48.

A continuacion se presenta la configuracion a utilizar con la forma de onda de los componentes en

cuestion:

Figura 3: Configuracion Buck - formas de onda



3.1.1. Inductor

Para el calculo del inductor se parte de la ecuacion que describe su comportamiento:

v(t) = L i t

Dado que la tension entre los bornes del inductor es constante en todo tiempo la ecuacion anterior se

puede escribir de la siguiente manera:

Vi Vo = L Iton (1)Como se puede apreciar la variacion de corriente en el inductor es lineal y esta espresada en funcion del

tiempo en el cual la llave (figura 3) se encuentra cerrada. ton se puede expresar como ton =Df

. Entonces

la ecuacion 1 se puede escribir como:

L (Vi(max) Vo) DI f = 264H

Cabe destacar que en este caso Vi = Vi(max) ya que se tiene en cuenta el peor caso.

3.1.2. Capacitor de salida

Para el calculo del capacitor se parte de la ecuacion:

C =Q

V=

ton4

I +toff4

I

2 Vo

C =I D4 f +

(1D)I4 f

2 Vo=

I4 f

2 Vo

C I8 f Vo

= 43,4F

En lo que respecta al capacitor tambien se calculo la ESR (equivalent series resistance) de la siguiente

manera:

ESRmax VoI = 0,1

3.1.3. Diodo

Para la eleccion del diodo se tuvieron en cuenta:

La corriente maxima que circula.

La tension maxima a la que puede ser sometido en reversa.

La potencia que es capaz de disipar.



La velocidad de conmutacion.

Para cumplir con estas especificaciones se eligio el modelo MUR820 que posee las siguientes carac-

tersticas:

IF = 8 A.

VR = 200 V.

P = 12 W.

t = 35 ns.

3.1.4. Transistores de conmutacion

Los transistores de conmutacion fueron elegidos para operar como un par cuasidarlington, como se

muestra en la figura:

Figura 4: Cuasidarlington

Se procuro trabajar con transistores de alta velocidad de conmutacion. En nuestro caso del orden de

los 100ns a 1s. Esto es asi porque la idea es que el tiempo de conmutacion sea despreciable dentro de

el ciclo de trabajo y como nosotros trabajamos con 40kHz el perodo es 25s. Entonces es logico tomar



tiempos de conmutacion del orden de lo indicado. Se tuvieron en cuenta tambien corrientes y tensiones

Colector-Emisor como ademas potencia disipada.

Para el caso del NPN la tension maxima entre colector se da cuando el diodo se pone en directa

llevando el emisor del aproximadamente a masa y cuando la tension de entrada es de 18V. Entonces la

tension maxima entre colector y emisor es de aproximadamente 18V. La corriente maxima coincide con

la maxima del inductor y, como se explica en el apartado del fusible, es de 5.5A. Por ultimo, se puede

aproximar la potencia media maxima teniendo en cuenta que, segun el circuito de control el transistor se

conecta cuando mucho la mitad del perodo. Teniendo en cuenta eso ultimo y que cuando esta conectado,

la corriente es de 5.5A y la tension VCE es de aproximadamente 2V, la potencia media sera de 5.5W.

De todas maneras, debido a que en los momentos de conmutacion la potencia disipada es mucho mayor

y ademas que puede llegar a circular un poco mas corriente debido a dispersiones, no es absurdo tomar

un potencia bastante mayor.

Respecto al PNP, los valores de corriente son apreciablemente menores (alrededor de 20 veces). Es por

esto que con 1A de corriente alcanza y sobra. Respecto a la tension maxima, se puede hacer un calculo

rapido acotandola por 18V despreciando cadas en el diodo y en la juntura base-emisor del NPN. De

todas formas, 18V es mucho menor de los valores maximos de VCE de los transistores del mercado. La

potencia sobre este transistor resulta considerablemente menor que en el NPN debido a la ganancia de

corriente de este ultimo.

El transistor PNP elegido fue el MJE2955 y sus caratersticas son:

IC = 10 A.

VCE = 60 V.

P = 75 W.

t = 300 ns.

El transistor NPN elegido fue el MJE13009 y sus caratersticas son:

IC = 12 A.

VCE = 400 V.

P = 110 W.

t = 1s.

3.1.5. Nucleo

A priori se opto por un nucleo toroidal y se realizaron los calculos pertienentes en funcion del tipo de

material y las dimensiones del mismo.

Como primera prueba, y despues de realizar los calculos (ver anexo), se utilizaron tres tipos de nucleos

del fabricante Elemon. Sin embargo, se concluyo que dichos nucleos estaban destinados a trabajar



en saturacion. Por esta razon se decidio trabajar con un nucleo tipo E del mismo fabricante el cual

permitio implementar un entrehierro que permite extender el lmite de saturacion del nucleo.

3.1.6. Circuito de control

Como integrado de control se opto por el TL494.

La eleccion fue esa dado que permite abordar el problema del diseno de una fuente conmutada sin

tener que utilizar componentes discretos para el controlador pero al mismo tiempo permite acceder a

sus componentes internos de forma tal de poder tener un mayor nivel de configuracion. Ademas tiene la

ventaja didactica de poder adentrarse en el funcionamiento de los controladores para estas fuentes.

Este integrado ademas se adapta perfectamente a las especificaciones tanto de frecuencia como de

tensiones y corrientes especificadas.

3.1.7. Fusible

Para el calculo del fusible se tuvo en cuenta el pico maximo de corriente.

La corriente de entrada del circuito es la que circula por el transistor de paso cuando este esta cerrado.

A su vez, esta corriente es la que circula por el inductor. Teniendo en cuenta que la corriente maxima

corriente media del inductor es 5A y que el IL es de 0.5A, una cota para la corriente instantanea maxima

es 5.5A.

Para contemplar incertezas de calculo, de componentes y de efectos que no se hayan tenido en cuenta

se eligio un fusible de 8A. Es importante aclarar que no haba ningun componente que se pudiera danar

con esa corriente. Ademas, de producirse un desperfecto en algun lugar es esperable que la corriente de

entrada supere ampliamente los 8A de manera que el fusible se destruira sin problemas.

3.1.8. Resistoe de sensado

La resistencia de sensado se coloca para proveer al circuito de la capacidad de limitar la corriente

maxima que circula de modo tal de evitar sobrecargas y con ello la destruccion o deterioro de algun

componente.

La metodologa de proteccion por la cual se opto fue colocar una resistencia de sensado en serie con

la carga y comparar con un operacional la tension sobre esta resistencia con una tension prefijada con un

preset. Si la tension de sensado supera a la de referencia entonces el operacional que las compara dentro

del TL494 presenta una tension a la salida que hace se abra el transistor de paso.

Se eligio para la resistencia de sensado un valor de 0,1 y se calibro con un preset la tension de

referencia de modo tal que esta sea de aproximadamente 0.5V. Cabe aclarar que la resistencia de sensado

deba ser de un valor lo suficientemente bajo como para que la cada de tension sobre esta no afecte

apreciablemente a la tension de salida.

Tambien hay que comentar que la potencia maxima sobre esta resistencia es de (5A)2 0,1 = 2,5Wpor lo cual se eligio 5 W.



3.1.9. Resistores de carga

Los valores necesaior de carga fueron 1, 2 y 10. Esto para probar el circuito con 10 %, 50 % y

100 % de carga.

Se tuvo en cuenta la potencia disipada en cada caso y para lograr satisfacer los requisitos en los casos

de mayor potencia se conecto mas de un resistor.

3.2. Eleccion de los disipadores de calor

3.2.1. Disipador del diodo MUR820

Para el diodo MUR820 se tiene que la temperatura de juntura es:

Tj = 175C

Tomando un factor del 80 porciento de este valor como lmite para obtener un cierto rango de seguri-

dad, se tiene que la maxima temperatura de juntura sera:

Tj(max) = 140C

La potencia disipada por el diodo podemos estimarla como la tension en directa (VD 1,2 V) por lacorriente maxima que circula por el diodo. Por lo tanto:

Pj(max) = VD Io(max) 1,2V 5,5 A = 6,6 WLa resistencia termica JC es de

JC = 3C/W

Consideraremos despreciable a CA frente a las resistencias termicas del disipador.

Con estos datos, se llega a que debe conseguirse un disipador con una resistencia termica de

DA 16C/WSe eligio el siguiente disipador[6]:

Artculo: 5245D

Perfil U:20x25x20 1.5mm espesor

Altura: 20mm

Resistencia Termica: 15o c/w



3.2.2. Disipador para el transistor de salida

Para el transistor MJE13009 (NPN) se tiene que la temperatura de juntura es:

Tj = 150C

Tomando un factor del 80 porciento de este valor como lmite para obtener un cierto rango de seguri-

dad, se tiene que la maxima temperatura de juntura sera:

Tj(max) = 120C

La potencia disipada por el diodo podemos estimarla como la tension de saturacion (Vsat 2 V) porla corriente maxima que circula por el transistor. Por lo tanto:

Pj(max) = Vsat Io(max) 2V 5,5 A = 11 WLa resistencia termica JC es de

JC = 1,14C/W

Con estos datos, se llega a que debe conseguirse un disipador con una resistencia termica de

DA 8,5C/WSe eligio el siguiente disipador[6]:

Artculo 7525 ZD-37

Dimensiones: Base 44mm - Altura 14mm - Espesor nucleo central 2.5mm

Superficie: 178 mm2

Resistencia termica: 8o C/W para 75mm



3.3. Mediciones

3.3.1. Regulacion

Para observar y medir la regulacion, se tomaron las siguientes mediciones, tanto al 10 % de carga

como al 50 %. No pudieron en este caso realizarse las mediciones al 100 % de la carga debido a que la

fuente calentaba demasiado y peligraba la integridad del proyecto. Por esta razon se decidio no medir a

carga maxima, mientras que se continuaron midiendo los otros parametros y valores.

Luego se revio este tema, notando que el problema de la temperatura se deba principalmente a que

el nucleo estaba saturando, y en menor medida a que los tiempos de conmutacion del transistor de salida

eran demasiado elevados. Por esta razon se cambiaron estos componentes mas tarde, y se pudo volver a

medir (ver seccion Eficiencia, por ejemplo) al 100 % de carga, obteniendo esta vez mejores resultados. Sin

embargo, falto tiempo para volver a medir los datos que presentamos a continuacion y que, como queda

dicho, corresponden al diseno anterior que levantaba temperatura.

Carga 10 % RL = 10

Vi Vo Iin Io

8 4,93 0,43 0,493

8,5 4,95 0,43 0,495

9 4,97 0,42 0,497

9,5 4,98 0,42 0,498

10 4,99 0,42 0,499

10,5 4,99 0,42 0,499

11 4,99 0,42 0,499

11,5 4,99 0,42 0,499

12 5 0,42 0,5

12,5 5 0,41 0,5

13 5 0,41 0,5

13,5 5 0,41 0,5

14 5 0,41 0,5

14,5 5 0,42 0,5

15 5 0,42 0,5

15,5 5 0,42 0,5

16 5 0,42 0,5

Carga 10 % RL = 10

Vi Vo Iin Io

8 4,75 0,625 2,375

8,5 4,78 0,61 2,39

9 4,83 0,585 2,415

9,5 4,88 0,56 2,44

10 4,91 0,545 2,455

10,5 4,95 0,525 2,475

11 4,97 0,515 2,485

11,5 4,99 0,505 2,495

12 4,99 0,505 2,495

12,5 4,99 0,505 2,495

13 5 0,5 2,5

13,5 5 0,5 2,5

14 5 0,5 2,5

14,5 5 0,5 2,5

15 5 0,5 2,5

15,5 5 0,5 2,5

16 5 0,5 2,5

Con las mediciones del cuadro anterior se realizo un grafico de la tension de salida en funcion de la

de entrada, para cada una de las cargas (10 % y 50 %).



Aqu puede verse que los resultados obtenidos son bastante buenos, ya que a la tension nominal de

12 Volts de entrada, la salida se mantiene practicamente en 5 Vols, y aun en el peor caso (entrada de 8

Volts al 50 % de carga) la diferencia con respecto a la salida deseada es solo del 5 %.

3.3.2. Eficiencia

Se realizaron las siguientes mediciones:

Carga 10 % RL = 10

Vi Ii Pi Vo Io Po Eficiencia

8 0.39 3.12 4.91 0.491 2.41081 0.77

12 0.28 3.36 5 0.5 2.5 0.74

16 0.22 3.52 5.04 0.504 2.54016 0.72

Carga 50 % RL = 2


8 2.18 17.44 4.93 2.465 12.1524 0.70

12 1.48 17.76 5.04 2.52 12.7008 0.71

16 1.13 18.08 5.07 2.535 12.8525 0.71

Carga 100 % RL = 1


8 3.97 31.76 4.88 4.88 23.8144 0.75

12 3.7 44.4 4.99 4.99 24.9001 0.56

16 3.48 55.68 5.02 5.02 25.2004 0.45



Con estos datos, se trazo el siguiente grafico, que muestra la eficiencia alcanzada en para cada valor

de carga, en funcion de la tension de entrada:



3.3.3. Valores de continua y temperatura

Tambien se midieron las tensiones de continua en todos los pines del integrado TL494, que se muestran

a continuacion. Luego, se dan tambien los valores de las temperaturas medidas de la carga, el transistor

(Tr), el disipador y el diodo.

Carga al 10 %

Pines Tension [V]

1 2,5

2 2,5

3 3,5

4 0,03

5 1,449

6 3,612

7 0,002

8 11,36

9 0,001

10 0,002

11 11,37

12 12,21

13 0,002

14 4,92

15 0,407

16 0,002

Vcc 12,2

Vout 5,02

Vload 4,96

V(Rsensado) 0,05

Darlington

VB 11,42

VC 5,05

VE 12,2

carga 100C

disipador 41C

Tr 47C

diodo 40C

Carga al 50 %

Pines Tension [V]

1 2,506

2 2,504

3 3,503

4 0

5 1,449

6 3,619

7 0

8 12,24

9 0

10 0

11 12,24

12 12,31

13 0

14 4,92

15 0,406

16 0

Vcc 11,94

Vout 4,93

Vload 4,65

V(Rsensado) 0,218

Darlington

VB 12,23

VC 4,9

VE 11,87

carga 109C

disipador 60C

Tr 105C

diodo 80C



3.3.4. Fotos del equipo

Figura 5: Equipo con nucleo torodial.

Las siguientes imagenes han sido tomadas del equipo en funcionamiento, para las condiciones de carga

al 10 % y al 50 %.



Figura 6: Tension de salida. Carga 10 %.

Figura 7: Tension sobre Diodo. Carga 10 %.



Figura 8: Tension sobre el transistor: VCE . Carga 10 %.

Figura 9: Tension sobre Diodo. Carga 50 %.



Figura 10: Tension sobre el transistor: VCE . Carga 50 %.



4. Conclusiones

4.1. Conflictos

Durante el desarrollo del trabajo nos encontramos con varias situaciones conflictivas.

De los transistores de paso

Originalmente, se decidio trbajar con un darlington PNP como transistor de paso. Es sabido que los

transistores PNP son mas lentos que los NPN pero dada la configuracion de salida del TL494, de conectar

un TBJ, este deba ser PNP.

A la hora de probar el desempeno de la fuente pudimos apreciar que los transistores levantaban una

temperatura extremadamente alta incluso con una carga baja.

Acto seguido reemplazamos este darlington por un cuasidarlington cuya 1er etapa es PNP y segunta

etapa es NPN logrando resultados mejores.

Del nucleo

Una vez reemplazado el darlington por un cuasidarlington nos dispusimos a subir la carga y lo primero

que notamos fue que los transistores volvan a calentar desmesuradamente.

Midiendo la tension en el nodo de union transistor/diodo/inductor pudimos verificar que el nucleo

estaba saturando. Llegamos a esta conclusion ya que primero la tension en este punto igualaba a la de

entrada (se cerraba el transistor) pero luego, y antes de que el transistor se abriera la tension en el punto

igualaba a la de salida lo cual solo se poda explicar con la saturacion ya que en esta condicion el inductor

se comporta como un cable.

Asimismo este comportamiento explicaba el enorme calentamiento de los transistores ya que, al dis-

minuir la tension el el punto de union hasta llegar al valor de la tension de salida, la tension VCE

aumentaba a valores significativos pero el transistor segua conduciendo logrando as que la potencia

disipada por este aumentara en una gran proporcion.

Como se menciona en otros lugares de este documento, la solucion provisoria fue conectar varios

inductores en serie de modo tal de lograr un inductor equivalente con un nucleo mas grande. Luego,

como solucion definitiva definimos comprar un inductor en forma de E el cual permitio propiciarle un

entrehierro de modo de aumentar el lmite de saturacion del nucleo.

Los resultados fueron inmediatos, la temperatura disminuyo notablemente y pudimos verificar con el

osciloscopio que el nucleo ya no saturaba.

Del cuasidarlington

Si bien ambas modificaciones comentadas ayudaron a aumentar la eficiencia en enormes proporciones,

no se logro superar una cierta velocidad de conmutacion (ver figura 7). Esto se debe a que en esta

configuracion las es difcil despolarizar la base de PNP y lleva cierta cantidad de tiempo.



Una forma de salvar este problema es colocando a la salida del TL494 un totem-pole el cual permitira

que las cargas tengan un camino por el cual moverse rapidamente logrando as una conmutacion mas

veloz.

4.2. Conclusiones generales

Finalmente, resulta preciso concluir el informe con algunas apreciaciones sobre el resultado final del

proyecto y las cosas que creemos, debemos mejorar o han quedado en el tintero.

La realizacion de este proyecto constituyo un primer acercamiento a la teora y practica del diseno

de fuentes conmutadas. Los conflictos citados previamente consumieron tiempos apreciables sin embargo,

podemos decir que han colmado nuestras inquietudes e implicaron un crecimiento significativo de nuestra

experiencia a la hora de enfrentarnos con problemas de la misma ndole.

Comparando los objetivos con el resultado final, podemos decir que hemos llegado a implementar lo

pedido con ciertas restricciones que fueron producto de la transicion de la teora a la practica. Ademas, un

porcentaje de las limitaciones del equipo final se lo atribumos al tiempo que tuvimos y a los componentes

que conseguimos en el mercado.

A pesar de los inconvenientes y vicisitudes rescatamos el valor de los conocimientos adquiridos sobre

esta rama tan interesante de la ingeniera electronica.

Buenos Aires,

24 de julio de 2009.



5. Anexos

5.1. Anexo I - Instrumentos utilizados

A continuacion se presenta una lista de los instrumentos utilizados para realizar las medidicones.

Osciloscopio Tektronix: Ancho de banda: 50 MHz

Fuente de alimentacion: Vout = 0 20 V; Ioutmax = 3 A

Multmetro digital: Modelo: Uni-T 60 A



5.2. Anexo II - Hojas de dato


Semiconductor Components Industries, LLC, 2008June, 2008 Rev. 9

1 Publication Order Number:MUR820/D

MUR805, MUR810, MUR815,MUR820, MUR840, MUR860,MURF860

Preferred Devices

SWITCHMODEPower Rectifiers

This series are stateoftheart devices designed for use inswitching power supplies, inverters and as free wheeling diodes.

Features Ultrafast 25 and 50 Nanosecond Recovery Time

175C Operating Junction Temperature

Epoxy Meets UL 94 V0 @ 0.125 in

Low Forward Voltage

Low Leakage Current

Reverse Voltage to 600 V

PbFree Packages are Available*

Mechanical Characteristics: Case: Epoxy, Molded

Weight: 1.9 Grams (Approximately)

Finish: All External Surfaces Corrosion Resistant and TerminalLeads are Readily Solderable

Lead Temperature for Soldering Purposes: 260C Max for 10 Seconds

*For additional information on our PbFree strategy and soldering details, pleasedownload the ON Semiconductor Soldering and Mounting TechniquesReference Manual, SOLDERRM/D.

ULTRAFAST RECTIFIERS8.0 AMPERES, 50600 VOLTS

1

3

4

Preferred devices are recommended choices for future useand best overall value.

http://onsemi.com

See detailed ordering and shipping information in the packagedimensions section on page 7 of this data sheet.

ORDERING INFORMATION

TO220ACCASE 221B

PLASTIC

3

4

1

MARKING DIAGRAMS

A = Assembly LocationY = YearWW = Work WeekU8XX = Device Code

xx = 05, 10, 15, 20, 40, or 60G = PbFree PackageKA = Diode Polarity

AY WWGU8xxKA

TO220 FULLPAKCASE 221E

STYLE 1

3

4

1

AYWWGMURF860

KA



MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860

http://onsemi.com2

MAXIMUM RATINGS

Rating Symbol

MUR

Unit805 810 815 820 840 860

Peak Repetitive Reverse VoltageWorking Peak Reverse VoltageDC Blocking Voltage

VRRMVRWM

VR

50 100 150 200 400 600 V

Average Rectified Forward CurrentTotal Device, (Rated VR), TC = 150C

IF(AV) 8.0 A

Peak Repetitive Forward Current(Rated VR, Square Wave, 20 kHz), TC = 150C

IFM 16 A

Nonrepetitive Peak Surge Current(Surge applied at rated load conditions halfwave, single phase, 60 Hz)

IFSM 100 A

Operating Junction Temperature and Storage Temperature Range TJ, Tstg 65 to +175 C

Stresses exceeding Maximum Ratings may damage the device. Maximum Ratings are stress ratings only. Functional operation above theRecommended Operating Conditions is not implied. Extended exposure to stresses above the Recommended Operating Conditions may affectdevice reliability.

THERMAL CHARACTERISTICS

Rating Symbol

MUR

Unit805 810 815 820 840 860

Maximum Thermal Resistance, JunctiontoCase RJC 3.0 2.0 C/W

Thermal Resistance, JunctiontoCase MURF860 RJC 4.75 C/W

Thermal Resistance, JunctiontoAmbient RJA 73 C/W

Thermal Resistance, JunctiontoAmbiente MURF860 RJA 75 C/W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

Rating Symbol

MUR

Unit805 810 815 820 840 860

Maximum Instantaneous Forward Voltage (Note 1)(iF = 8.0 A, TC = 150C)(iF = 8.0 A, TC = 25C)

vF0.8950.975

1.001.30

1.201.50

V

Maximum Instantaneous Reverse Current (Note 1)(Rated DC Voltage, TJ = 150C)(Rated DC Voltage, TJ = 25C)

iR2505.0

50010

A

Maximum Reverse Recovery Time(IF = 1.0 A, di/dt = 50 A/s)(IF = 0.5 A, iR = 1.0 A, IREC = 0.25 A)

trr3525

6050

ns

1. Pulse Test: Pulse Width = 300 s, Duty Cycle 2.0%.




http://onsemi.com3

MUR805, MUR810, MUR815, MUR820

Figure 1. Typical Forward Voltage

vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)

0.2 0.50.3 0.7

30

0.1

0.3

0.2

2.0

1.0

100

20

7.0

3.0

0.5

5.0

50

, IN

STAN

TAN

EOU

S FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)F

1.2

VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)

0 6040 100 120

1000

0.1

0.01

10

100 TJ = 175C

I R

20 80 200

Figure 2. Typical Reverse Current*

TA, AMBIENT TEMPERATURE (C)

0

12

2.0

6.0

4.0

14

I F(A

V)

020 40 60 80 200

TC, CASE TEMPERATURE (C)

140 1500

2.0

1.0

3.0

5.0

4.0

I

180

Figure 3. Current Derating, Case

Figure 4. Current Derating, Ambient

0

1.0

6.0

10

01.0 2.0

IF(AV), AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)

Figure 5. Power Dissipation

0.4

0.7

10

70

0.9 1.1

100CTJ = 175C 25C

160 180140

1.0

, REV

ERSE

CU

RR

ENT

( A

)

100C

25C

170160

* The curves shown are typical for the highest voltage device in thegrouping. Typical reverse current for lower voltage selections can beestimated from these same curves if VR is sufficiently below rated VR.

P

, AVE

RAG

E FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)

TJ = 175C

i

, AVE

RAG

E FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)F(

AV)

3.0 4.0 10

5.0

2.0

RATED VR APPLIED

dc

SQUARE WAVE

SQUARE WAVE

0.6 0.8 1.0

100 120 140 160 180

8.0

10dc

, AVE

RAG

E PO

WER

DIS

SIPA

TIO

N (W

ATTS

)F(

AV)

5.0 6.0 7.0 8.0 9.0

3.0

4.0

9.0

8.0

7.0

7.0

6.0

8.0

10

9.0

SQUARE WAVE

dc

SQUARE WAVE

dc

RJA = 16C/WRJA = 60C/W(NO HEAT SINK)




http://onsemi.com4

MUR840



0.6 1.0

30

0.1

0.3

0.2

2.0

1.0

100

20

7.0

3.0

0.5

5.0

50

, IN

STAN

TAN

EOU

S FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)F


0 150100 250 300

1000

0.1

0.01

10

100TJ = 175C

I R

50 200 500



0

12

2.0

6.0

4.0

14

I F(A

V)

020 40 60 80 200


140 1500

2.0

1.0

3.0

5.0

4.0

I

180



0

1.0

6.0

10

01.0 2.0



0.4

0.7

10

70

1.4

100C

TJ = 175C 25C

400 450350

1.0

, REV

ERSE

CU

RR

ENT

( A

)

100C

25C

170160


P

, AVE

RAG

E FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)

TJ = 175C

i

, AVE

RAG

E FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)F(

AV)

3.0 4.0 10

5.0

2.0

RATED VR APPLIED

dc

SQUARE WAVE

SQUARE WAVE

0.8 1.2 1.6

100 120 140 160 180

8.0

10 dc

, AVE

RAG

E PO

WER

DIS

SIPA

TIO

N (W

ATTS

)F(

AV)

5.0 6.0 7.0 8.0 9.0

3.0

4.0

9.0

8.0

7.0

7.0

6.0

8.0

10

9.0

SQUARE WAVE

dc

SQUARE WAVE

dc


150C




http://onsemi.com5

MUR860, MURF860



0.6 1.0

30

0.1

0.3

0.2

2.0

1.0

100

20

7.0

3.0

0.5

5.0

50

, IN

STAN

TAN

EOU

S FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)F


600100 300

1000

0.1

0.01

10

100TJ = 150C

I R

200 500



0

7.0

2.0

6.0

4.0

9.0

I F(A

V)

020 40 60 80 200


140 1500

2.0

1.0

3.0

5.0

4.0

I

180



0

1.0

6.0

10

01.0 2.0



0.4

0.7

10

70

1.4

100C

TJ = 150C

25C

400

1.0

, REV

ERSE

CU

RR

ENT

( A

)

100C

25C

170160


P

, AVE

RAG

E FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)

TJ = 175C

i

, AVE

RAG

E FO

RWAR

D C

UR

REN

T (A

MPS

)F(

AV)

3.0 4.0 10

5.0

2.0

RATED VR APPLIED

dc

SQUARE WAVE

SQUARE WAVE

0.8 1.2 1.6

100 120 140 160 180

8.0

10

dc

, AVE

RAG

E PO

WER

DIS

SIPA

TIO

N (W

ATTS

)F(

AV)

5.0 6.0 7.0 8.0 9.0

3.04.0

9.08.07.0

7.0

6.0

8.0

10

9.0

SQUAREWAVE

dc

SQUARE WAVE

dc


1.8

11121314

3.0

5.0

1.0




http://onsemi.com6

0.01

0.02

0.05

0.1

0.2

0.5

1.0

0.01 0.02 0.05 0.1 0.2 0.5 1.0 2.0 5.0 10 20 50 100 200 500 1000

t, TIME (ms)Figure 16. Thermal Response

D = 0.5

0.05

SINGLE PULSE

P(pk)

t1t2

DUTY CYCLE, D = t1/t2

ZJC(t) = r(t) RJCRJC = 1.5C/W MAX

D CURVES APPLY FOR POWERPULSE TRAIN SHOWNREAD TIME AT T1

TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t)

r(t),

TRAN

SIEN

T TH

ERM

AL R

ESIS

TAN

CE

(NO

RM

ALIZ

ED)

0.1

0.01

Figure 17. Thermal Response, (MURF860) JunctiontoCase (RJC)

t, TIME (s)0.1

10

0.0011.0 10 100 1000

0.1

0.000001

ZJC(t) = r(t) RJCRJC = 1.6C/W MAXD CURVES APPLY FOR POWERPULSE TRAIN SHOWNREAD TIME AT t1TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t)

P(pk)

t1t2


D = 0.5

0.10.05

0.01

SINGLE PULSE

0.2

0.02

1.0

0.01

0.010.0010.00010.00001

r(t),

TRAN

SIEN

T TH

ERM

AL R

ESPO

NSE

(NO

RM

ALIZ

ED) (

C

/W)

Figure 18. Thermal Response, (MURF860) JunctiontoAmbient (RJA)

t, TIME (s)0.1

100

0.0011.0 10 100 1000

0.1

0.000001

ZJC(t) = r(t) RJCRJC = 1.6C/W MAXD CURVES APPLY FOR POWERPULSE TRAIN SHOWNREAD TIME AT t1TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t)

P(pk)

t1t2


D = 0.5

0.10.05

0.01

SINGLE PULSE

0.2

0.021.0

0.01

0.010.0010.00010.00001

r(t)

, TR

AN

SIE

NT

TH

ER

MA

L R

ES

PO

NS

E(N

OR

MA

LIZ

ED

) (

C/W

) 10



2001 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. A1, February 2001

MJ

E2

95

5T

PNP Silicon Transistor

Absolute Maximum Ratings TC=25C unless otherwise noted

Electrical Characteristics TC=25C unless otherwise noted

* Pulse test: PW300s, duty cycle2% Pulse

Symbol Parameter Value Units

VCBO Collector-Base Voltage - 70 V

VCEO Collector-Emitter Voltage - 60 V

VEBO Emitter-Base Voltage - 5 V

IC Collector Current - 10 A

IB Base Current - 6 A

PC Collector Dissipation (TC=25C) 75 W

PC Collector Dissipation (Ta=25C) 0.6 W

TJ Junction Temperature 150 C

TSTG Storage Temperature - 55 ~ 150 C

Symbol Parameter Test Condition Min. Max. Units

BVCEO Collector- Emitter Breakdown Voltage IC= - 200mA, IB = 0 -60 V

ICEO Collector Cut-off Current VCE = - 30V, IB = 0 -700 A ICEX1 Collector Cut-off Current VCE = - 70V, VBE(off) = 1.5V -1 mA

ICEX2 Collector Cut-off Current VCE = - 70V, VBE(off) = 1.5V @ TC = 150C

-5

mA

IEBO Emitter Cut-off Current VEB = - 5V, IC = 0 -5 mA

hFE * DC Current Gain

VCE = - 4V, IC = - 4A VCE = - 4V, IC = - 10A

20 5

100

VCE(sat) * Collector-Emitter Saturation Voltage IC = - 4A, IB = - 0.4A IC = - 10A, IB = - 3.3A

-1.1 -8

VV

VBE (on) * Base-Emitter ON Voltage VCE = - 4V, IC = - 4A -1.8 V

fT Current Gain Bandwidth Product VCE = - 10V, IC = - 500mA 2 MHz

MJE2955T

General Purpose and Switching Applications DC Current Gain Specified to IC = 10 A High Current Gain Bandwidth Product : fT = 2MHz (Min.)

1.Base 2.Collector 3.Emitter

1 TO-220



2001 Fairchild Semiconductor Corporation

MJ

E2

95

5T

Rev. A1, February 2001

Typical Characteristic

Figure 1. DC current Gain Figure 2. Base-Emitter Saturation Voltage Collector-Emitter Saturation Voltage

Figure 3. Safe Operating Area Figure 4. Power Derating

-0.01 -0.1 -1 -101

10

100

1000

VCE = -2V

hF

E,

DC

CU

RR

EN

T G

AIN

IC[A], COLLECTOR CURRENT

-0.1 -1 -10 -100-0.01

-0.1

-1

-10

IC = 10IB

VCE(sat)

VBE(sat)

VB

E(s

at)

, V

CE(s

at)

[V],

SA

TU

RA

TIO

N V

OL

TA

GE

IC[A], COLLECTOR CURRENT

-1 -10 -100-0.1

-1

-10

-100

100s5ms1ms

DC

I C[A

], C

OL

LE

CT

OR

CU

RR

EN

T

VCE

[V], COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE

0 25 50 75 100 125 150 1750

15

30

45

60

75

90

105

PC[W

], P

OW

ER

DIS

SIP

AT

ION

TC[oC], CASE TEMPERATURE



MJE13009 HIGH VOLTAGE FAST-SWITCHING

NPN POWER TRANSISTOR

n STMicroelectronics PREFERREDSALESTYPE

n HIGH VOLTAGE CAPABILITYn MINIMUM LOT-TO-LOT SPREAD FOR

RELIABLE OPERATIONn LOW BASE-DRIVE REQUIREMENTSn VERY HIGH SWITCHING SPEEDn FULLY CHARACTERIZED AT 125oC

APPLICATIONS n ELECTRONIC TRANSFORMER FOR

HALOGEN LAMPSn SWITCH MODE POWER SUPPLIES

DESCRIPTION The MJE13009 is a high voltage MultiepitaxialMesa NPN transistor mounted in Jedec TO-220plastic package. It uses a Hollow Emitterstructure to enhance switching speeds.

INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM

November 2002

12

3

TO-220

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Symbol Parameter Value UnitVCEO Collector-Emitter Voltage (IB = 0) 400 VVCEV Collector-Emitter Voltage (VBE = -1.5 V) 700 VVEBO Emitter-Base Voltage (IC = 0) 9 V

IC Collector Current 12 AICM Collector Peak Current (tp 10 ms) 25 AIB Base Current 6 A

IBM Base Peak Current (tp 10 ms) 12 AIE Emitter Current 18 A

IEM Emitter Peak Current 36 APtot Total Power Dissipation at Tc 25 oC 110 WTstg Storage Temperature -65 to 150 oCTj Max. Operating Junction Temperature 150 oC

1/6



THERMAL DATA

Rthj-case Thermal Resistance Junction-case Max 1.14 oC/W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 oC unless otherwise specified)Symbol Parameter Test Conditions Min. Typ. Max. Unit

ICEV Collector Cut-offCurrent (VEB = -1.5 V)

VCE = 700 VVCE = 700 V Tcase = 100oC

15

mAmA

IEBO Emitter Cut-offCurrent (IC = 0)

VEB = 9 V 1 mA

VCEO(sus) Collector-EmitterSustaining Voltage(IB = 0)

IC = 10 mA 400 V

VCE(sat) Collector-EmitterSaturation Voltage

IC = 5 A IB = 1 A IC = 8 A IB = 1.6 A IC = 12 A IB = 3 A IC = 8 A IB = 1.6 A Tcase = 100oC

11.53

2

VVV

VVBE(sat) Base-Emitter

Saturation VoltageIC = 5 A IB = 1 AIC = 8 A IB = 1.6 AIC = 8 A IB = 1.6 ATcase = 100oC

1.21.6

1.5

VV

VhFE DC Current Gain IC = 5 A VCE = 5 V

IC = 8 A VCE = 5 V86

4030

fT Transition Frequency IC = 500 mA VCE = 10 V 4 MHzCOB Output Capacitance

(IE = 0)VCB = 10 V f = 0.1 MHz 180 pF

tontstf

RESISTIVE LOADTurn-on TimeStorage TimeFall Time

VCC = 125 V IC = 8AIB1 = -IB2 = 1.6 A tp = 25 sDuty Cycle 1 (see figure 2)

1.13

0.7

sss

Pulsed: Pulse duration = 300s, duty cycle 2 %

Safe Operating Areas Derating Curve

MJE13009

2/6



DC Current Gain

Collector Emitter Saturation Voltage

Inductive Load Fall Time

DC Current Gain

Base Emitter Saturation Voltage

Inductive Load Storage Time

MJE13009

3/6




Referencias

[1] Patrick Griffith. Designing Switching Voltage Regulators With the TL494 Texas Instrument,

Application Report SLVA001D - December 2003 - Revised February 2005.

[2] Everett Rogers. Understanding Buck Power Stages in Switchmode Power Supplies Texas

Instrument, Application Report SLVA057. Marzo 1999.

[3] Mart Brown, Motorola. Practical Switching Power Supply Design. ISBN 0-12-137030-5.

[4] L. Wuidart. Topologies for Switched mode Power Supplies. STMicroelectronics AN513/0393. 1999.

[5] SWITCHMODE Power Supplies - Reference Manual and Design Guide. ON Semiconductor

SMPSRM/D. Rev. 3B, July-2002

[6] www.disipadores.com


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