高速伝送信号の新計測手法 - Teledyne LeCroy |...
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LeCroy Japan CorporationET West 2008 AD-3
今日の課題
••From Tradeoffs of Receive and Transmit Equalization ArchitectureFrom Tradeoffs of Receive and Transmit Equalization Architectures, ISSCC2006,Bryan Casper, Intel Labss, ISSCC2006,Bryan Casper, Intel Labs
LeCroy Japan CorporationET West 2008 AD-3
レシーバ端では信号が劣化
CHANNEL ReceiverTransmitter
0 2 460
50
40
30
20
10
0
frequency (GHz)
mag
nitu
de (d
B)
.
LeCroy Japan CorporationET West 2008 AD-3
レシーバ内のイコライザで信号劣化の補償
CHANNEL
Receiver
Transmitter DFE
DigitalAnalog
+FFE
この信号はIC内部なので見ることができない
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Equalizer Emulationレシーバのイコライザをエミュレート
Transmitter CHANNEL
Receiver
FFE + DFE
DigitalAnalog
見えない信号を
可視化
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(単純化された見方)イコライザの問題点
特定の周波数における損失量は長さに比例する。
特定の長さにおける損失量は周波数に比例する。
チャンネルの品質は、損失の周波数特性と長さに依存する。
2.5 GHzで30インチで起きる問題は、1 MHzで1マイルで起きる問題と同じ。
イコライザの目標は、チャンネルの周波数特性を平坦にすることにある。
miMHzinGHz ⋅⋅⋅≈⋅⋅⋅ 11305.2
イコライザは、損失量が大きくなっても信号品質を維持できるイコライザは、損失量が大きくなっても信号品質を維持できるので、伝送速度または伝送長、あるいはその両者を大きくするので、伝送速度または伝送長、あるいはその両者を大きくすることができる。ことができる。
1−
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡=
周波数伝送距離×
損失量Q
×Q損失量伝送速度×伝送長= 許容可能
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サンプリング・システムにおけるデジタル・イコライザ
01
10
11
00
)()1()1()( nxanaxny −+−−=
Gain = 1
Gain = (1-a)
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例 : バックプレーンの場合
考慮しなければならない問題点: – 損失、反射、クロストーク、スキューバックプレーンでは、多くのインピーダンスの不整合が起きる箇所があり、反射の可能性が高い
バックプレーンのコネクタ
ラインカードのパターン
パッケージ
チップの特性 (終端抵抗と負荷容量など)
ラインカードのビア
バックプレーンのパターン
バックプレーンのビア
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導通損と誘電損
単位長あたりの損失量 dB = 4.35 [R(f)/Z0 + G(f) Z0]– 導体の抵抗, R(f) = R0 + Rs (f)– 誘電体の伝導度, G(f) = G0 + 2 Π f δ C
Frequency
FR4 dielectric, 8 mil wide and 1m long 50 Ohm strip line
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.0E+06 1.0E+07 1.0E+08 1.0E+09 1.0E+10
Frequency, Hz
Tran
sfer
func
tion
Total lossConductor lossDielectric loss
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導通損のモデル
導体の表面は、均一であると仮定
電流分布は均一であると仮定
表面粗さや表皮効果は抵抗を増加させる
表面粗さ
シングル・エンドの送信ラインの電流分布
差動の送信ペアの電流分布
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低誘電損材料の信号パターンの損失量(Tanδ = 0.007)
特性インピーダンス50Ω、伝送長20インチ”、線幅6ミルRMS 表面粗さ: 1.3 µm
-30
-25
-20
-15
-10
-5
00.0E+00 5.0E+09 1.0E+10 1.5E+10 2.0E+10
Frequency, Hz
Loss
, dB
Cond. loss w/o SRCond. loss with SRDielectric lossTotal loss w/o SRTotal loss with SR
Surface roughnessa significant potential issue!
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反射
反射の要因: インピーダンス不整合– 基板のインピーダンス– コネクタのインピーダンス– ビアのインピーダンス– パッケージのインピーダンス– 終端のインピーダンス
Z1 Z2Z2 - Z1
Z1 + Z2______
Ld
Cd
V LV 2 Z0 T
r d__ = _______i r
V -C Z0V 2 T
r d__ = _______i r
TDR impedance profile
707580859095
100105110115
0 0.5 1 1.5 2
Time, ns
Impe
danc
e, O
hms LC
Package LC via
BP via
Connector
BP
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ビアのスタブで起きる周波数特性上のディップ
無損失の伝送線
スタブ長 = 7.5 mm (300 mil)
スタブ遅延 = 50 ps
ドリル穴の深さ
: 5mm
スタブ長:
2.5mm
バックプレーン
スタブ スタブ
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.0E+08 1.0E+09 1.0E+10
Frequency, Hz
Nor
mal
ized
out
put
Single stub (50 ps, 50 ohms)
Two stubs (50 ps, 50 Ohms)
Single stub (50 ps, 30 ohms)
Single stub (17 ps, 50 ohms)
-1.05
-0.55
-0.05
0.45
0.95
0 50 100 150 200 250 300 350 400
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TXDATA
RXDATA
AT
AR
CR
CT
D
B
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
gh-gh conn. (baseline) : Normalized Raw and eq pulse response: PR length aftermain 60
A T,R
A2 T,R
B
C T,R D
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
gh-gh conn. (baseline) : Normalized Raw and eq pulse response: PR length aftermain 60
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
gh-gh conn. (baseline) : Normalized Raw and eq pulse response: PR length aftermain 60
A T,R
A2 T,R B
C T,R D
T
複合反射
反射の原因の第一は、コネクタとバックプレーンの接続箇所– バックプレーンの長さに比例した位置に反射波が固まる
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イコライザでできることとできないこと
イコライザは万能ではない…– 送信機に起因する問題は解決できない– 一般的に有効なのは
• 分散• 減衰
– 限定的に有効なのは• 反射(但しタップ数が多くなる)
– 場合によって悪影響を与えるのは• クロストーク
– αL*di/dt (誘導性結合) クロストークに対しては送信側等化に比べて悪影響を及ぼす。
イコライザは、信号の時間的前後関係に依存
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周波数特性補償
0 2 4 6 8 10 12 1460
40
20
0
20
40
60
frequency (GHz)
mag
nitu
de (d
B)
Fb.
0 2 4 6 8 10 12 14200
100
0
100
200
frequency (GHz)
phas
e (d
egre
es)
Fb.
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パルス応答の最適化
孤立波のパルス応答は、孤立波の位置以外のポイントでは全てゼロにする
最小二乗エラーを検出する手法で実現可能
イコライザの方式によらず、ゼロにする手法が有効
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200.5
0
0.5
1
1.5
.
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200.5
0
0.5
1
1.5
.
Linear Equalizer
DFE
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Rmsエラーの最小化
5 10 15 20 25 30 35 40
2
1
0
1
2
time (UI)
ampl
itude
5 10 15 20 25 30 35 400.01
0.1
1
10Error
time (UI)
abso
lute
erro
r
信号エラー
イコライズ前
イコライズ後
注: ログスケール
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イコライザ・エミュレーションのコンポーネント
DFE + スライサ
クロック再生用
PLL
トランスバーサル
フィルタ
DFE, FFEイコライザ付き
レシーバ
PLL
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DFEの設定
ビットレイト
理想の‘1’のレベル
理想の‘0’のレベル
アイパターンの中心、またはクロスポイント、もしくはその両方でのエラーを最小にする最適化方法を設定
重みのリセット波形の最適化が行われた後、リフレームを実行
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トランスバーサル・フィルタの設定
理想の‘1’と‘0’のレベル
プロカーソル・タップは現在のビットよりも前のタップの数を設定する。タップの数は必ず奇数
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Pre-Cursor Taps
D D
C2 C3C1
+ +
-0.3 1.4 -0.5
Pre-cursor tap
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DFE (Decision Feedback Equalizer)
D D
C2 C3C1
+ +
-0.4 -0.2 -0.1
+
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Virtual Probingインターコネクトによる信号劣化をシミュレート
Transmitter CHANNEL
Receiver
FFE + DFE
DigitalAnalog
見えない信号を
可視化
実際のCHANNELが存在しない場合
CHANNELの出力で信号がピックアップできない場合
実際の信号ではS/Nが悪い場合
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TDR
TDRは、インターコネクトを評価する手法の一つで、不良の位置とその特性を得る。
インターコネクト・システムで計測されるのはケーブル、ツイステッド・ペア、プリント基板やパッケージのリードなど。
これらは、全てそれらの材料と形状により決まる特性インピーダンスを持つ伝送線を形成する。
入力ステップ信号
振幅または
インピーダンス
時間または距離
反射
コネクタ
ケーブル プリント基板
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電力の伝送
入力波
反射波
100%
0%
整合した条件では、伝送線の電圧と電流は距離によって変化しない
最大電力の伝送には信号源と負荷のインピーダンスは、伝送線の特性インピーダンスに整合しなければならない。
複雑(リアクタンス成分のある)負荷インピーダンスでは、信号源は共役インピーダンスでなければならない
整合した条件では、信号皆者とからの全ての電力は負荷に伝送され、反射によって信号源に戻る電力はゼロとなる。
ZO
負荷
ZS=ZO
信号源
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反射の計測
VMIN
VMAX
入力波
VI
反射波
VR
0 < ρ < 11 < VSWR <∞∞ < RL < 0 dB
反射係数:
反射係数, Γ
Γ= VR/VI=(ZL-ZO)/(ZL+ZO)= ρ /Φ
ρ = | Γ |
リターンロス, in dBRL= -20 Log(ρ)
定在波比 (VSWR)
VSWR= VMAX/VMIN
– =(1+ρ)/(1-ρ)
負荷信号源
ZS
ZL
ZO
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不整合の負荷の周波数特性
デバイスの特性が決まった面で周波数を変えながら計測された場合には、振幅は周波数に応じて変化する
周波数応答は、計測されるネットワークに応じて変わるので、ネットワークの特性が推定できる。
可変周波数信号源 負荷
ZL
ZO
ZS
基準面
基準面における周波数特性
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Sパラメータのモデル
“S”パラメータは各ポートにおける進行波の入力電圧と反射電圧の測定に基づきます
進行波の振幅は信号経路の位置によっては変化しない
計測は終端した状態で行われる
Sパラメータは Z, Y, またはHパラメータに用意に変換できる数字の意味: Sの後の最初の数字は、信号が計測されるポートで、2番目の数字は信号が加えられるポートを示している
ZS
ZL
a1, Incident Voltage
b1, Reflected Voltage
a2, Incident Voltage
b2, Reflected Voltage
ここで:S11= b1/a1⏐a2=0, S21= b2/a1⏐a2=0, S22= b2/a2⏐a1=0, S12= b1/a2⏐a1=0
b1=S11a1+S12a2b2=S21a1+S22a2
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Sパラメータの定義
S11= b1/a1⏐a2=0 出力ポートが正しく終端された場合の入力反射係数S21= b2/a1⏐a2=0 出力ポートが正しく終端された場合の順方向伝送増幅率S22= b2/a2⏐a1=0 入力ポートが正しく終端された場合の出力反射係数
S12= b1/a2⏐a1=0 入力ポートが正しく終端された場合の逆方向伝送増幅率
b1=S11a1+S12a2b2=S21a1+S22a2
ZS
ZL
a1, 入力電圧
b1, 反射電圧
a2, 入力電圧
b2, 反射電圧
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“T”パラメータZS
ZL
a1, Incident Voltage
b1, Reflected Voltage
a2, Incident Voltage
b2, Reflected Voltage
ネットワークを直列接続するために、ネットワークの個別の変数変更することができる
a2とb2が独立変数入力信号である時に出力信号a1とb1が従属
変数である時、別のパラメータ“T”パラメータが得らる。
TパラメータはSパラメータから計算することができる 。
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡=⎢
⎣
⎡⎥⎦
⎤2
1
2221
11
2
1 12
aa
ss
ss
bb
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡=⎢
⎣
⎡⎥⎦
⎤2
2
2221
11
1
1 12
ba
TT
TT
ab
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
−
−
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
=⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡
22
21
22
21122211
22
22
12
2221
11
112
TT
TTTTT
T
TT
SS
SS
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
−
−−
=⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡
21
21
11
21
22
21
21122211
2221
11
112
S
SS
SS
SSSSS
TT
TT
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直列接続されたネットワーク
a1 b2
b1 a2
a1' b2'
b1' a2'T T'
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡=⎢
⎣
⎡⎥⎦
⎤2
2
2221
11
1
1 12
ba
TT
TT
ab
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡=⎢
⎣
⎡⎥⎦
⎤2
2
2221
11
1
1
''
''
''
'' 12
ba
TT
TT
ab
but ⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡2
2
ba
= ⎢⎣
⎡⎥⎦
⎤1
1
''
ab
Therefore
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡=⎢
⎣
⎡⎥⎦
⎤2221
11
1
1 12
TT
TT
ab
⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡⎥⎦
⎤⎢⎣
⎡2
2
2221
11
''
''
'' 12
ba
TT
TT
ネットワークを直列に接続する場合、SパラメータをTパラメータに変換する。.
初段のネットワークの出力が次段のネットワークの入力になるので、二つのTパラメータを掛け合わせることで全体のTパラメータを得ることができます。
結果のTパラメータを再び変換して全体のSパラメータをえることができます。
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差動ネットワーク, ミックスド・モード・パラメータ
ミックスド・モードSパラメータは差動ネットワークの構造を示すのに用いられます。
これらは、計測された4ポートのシングル・エンドSパラメータから計算され、ポートが差動信号で駆動された場合の結果を計算します。
変換は、ポートを対(1&3, 2&4) として考え、差動および同相で駆動する条件で行われます。
ミックスド・モード・pらメータは標準の4ポート・パラメータから変換が可能です。
4ポート・パラメータの行列計算
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
=
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
4
3
2
1
44434241
34333231
24232221
14131211
4
3
2
1
aaaa
SSSSSSSSSSSSSSSS
bbbb
ミックスド・モード行列
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
=
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
2
1
2
1
122212
21112111
22122212
21112111
2
1
2
1
22 c
c
d
d
ccdcdc
ccccdcdc
cdcddddd
cdcddddd
c
c
d
d
aaaa
SSSSSSSSSSSSSSSS
bbbb
cc
4 port networkポート1
ポート4
ポート3
ポート2
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Virtual Probing – シミュレーション・チャンネル
S parameter files System
definition file
実測データ(最大 8個)
シミュレーテド・データ
(最大 8個)
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Virtual Probing におけるシミュレーション
与えられたシグナル・フローから測定データとシミュレーション結果に対する伝達関数を導出
伝達関数からインパルス応答を測定データにコンボリューションするためにFIRフィルタを利用する。
bsp
bsmT LS
spV1
2 2
1 3
4
1
2smV
lpV
lmV
b1
a1
a3
b3bsp
spa lpa
b2
a2
a4
b4bsm
Tsma lma
b1
a1
b2
a2
L
b2
a2
b1
a1
S
spb
smb
lpb
lmb
5 0 5 10 15 20
0
0.05
. 5 0 5 10 15 20
0
0.05
.
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Virtual Probing大幅なS/Nの改善
受信端における実測値
送信端における実測値
を使ったシミュレート結果
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プローブの影響を取り除く例
Output
Output
Measure
PCB_Trace PCB_TraceCoupling_Cap
Transmitter Receiver
PCB_Trace PCB_TraceCoupling_CapProbing Point
Probe
Scope
VT
Signal Flow during Signal Measurement
Ideal Signal Flow
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Eye Doctor = Virtual Probing + Equalizer Emulationシリアル・インタフェースのシステム解析
送信端信号
イコライズされた信号
デコードされたデータ
復調されたクロック
劣化した信号
Transmitter CHANNEL
Receiver
+ DFEFFE
Virtual Probing Equalizer Emulation
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被測定対象
24インチ 伝送ライン (Latticeデモボード)
4ポート ネットワーク アナライザ でSパラメータ計測 計測されたSDD11とSDD21
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バックプレーンのインピーダンス・プロファイル
Odd Mode (Port1側)Odd Mode (Port2側)Even Mode (Port1側)Even Mode (Port2側)
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コネクタのSパラメータ
SDD11 (Port1側)SDD11 (Port2側)SCC21 (Port1側)SCC21 (Port2側)
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コネクタのデエンベッデッド
Odd Mode (Port1側)Odd Mode (Port2側)Even Mode (Port1側)Even Mode (Port2側)