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實驗(一)～(五)

中華民國一中華民國一中華民國一中華民國一ΟΟΟΟ二年三月二年三月二年三月二年三月

2

實驗一實驗一實驗一實驗一 ADS入門與傳輸線模擬入門與傳輸線模擬入門與傳輸線模擬入門與傳輸線模擬

1.1 實驗目的實驗目的實驗目的實驗目的

本實驗使用安捷倫先進設計系統(Advanced Design System, ADS)中的輔助設計程

式 LineCalc來計算微帶線的長寬，並於 ADS中模擬傳輸線在電路中所帶來的效應。

學生除了能學習 LineCalc的基本操作之外，同時也能學得如何使用散射參數模擬與觀

察反射係數及阻抗的變化。

1.2利用利用利用利用 LineCalc計算與合成微帶線計算與合成微帶線計算與合成微帶線計算與合成微帶線

1. 開啟開啟開啟開啟 ADS

圖 1.1 ADS系統主視窗

開啟 ADS後系統主視窗如圖 1.1所示。視窗最上方為功能表列，包含 File、View、

Tools、Window、DesignKit、DesignGuide以及 Help等選項。第二排圖示為開啟專案、

開啟電路圖等快速啟動功能，將滑鼠置於各個圖示上方後稍停，ADS將會自動提示該

圖示之功能說明。下方 File Browser視窗則為專案目錄與檔案管理，功能類似於檔案

總管。

2. 新增一個專案新增一個專案新增一個專案新增一個專案(Project)

(1) 如圖 1.2步驟，新增一個名為 Lab1之專案。

(2) 新增專案時可選擇所要使用的單位標準。

(3) 新增完畢後，File Browser將顯示此專案目錄下的檔案，/networks目錄下將儲存電

路圖，/data則儲存模擬數據檔，而 Data Display將儲存於 Lab1_prj的根目錄下。

3

圖 1.2 新增一個專案

3. 新增一個電路設計圖新增一個電路設計圖新增一個電路設計圖新增一個電路設計圖(Schematic)

(1) 如圖 1.3指示，於 ADS系統視窗點選功能表 File，選擇 New Design。

(2) 檔名設為 MicroStripLine，並選 Analog/RF Network類比設計電路圖。

(3) 新增完畢後將跳出 MicroStripLine 的電路圖，按「Ctrl+s」將其儲存後，/network

目錄下將出現該電路圖檔案，ADS之電路設計圖(schematic)之副檔名為「.dsn」為

design一字之縮寫。

圖 1.3 新增一個電路設計圖

4. 使用使用使用使用 LineCalc輔助設計程式計算微帶線輔助設計程式計算微帶線輔助設計程式計算微帶線輔助設計程式計算微帶線

(1) 於 MicroStripLine.dsn視窗點選功能表 Tools→LineCalc→Start LineCalc。

(2) 出現如圖 1.4右方的視窗，上方的 Component視窗可以選擇許多種類的傳輸線，

本次我們將要設計微帶傳輸線(Microstrip)，使用預設的設定即可；其他種類的傳

4

輸線，同學可以自行研究。左手邊的 Substrate Parameters為 PCB基板的參數設定，

一般的玻璃纖維 FR4板設定如圖 1.5所示(H為 FR4板的厚度，一般來說為 0.8mm，

亦有其他不同厚度的板子，請注意您所使用的板與單位設定，各個參數所代表的

意義，同學可以自行參考 help中的說明)，若是使用其他材質的 PCB板，則需要

做不同的參數設定。頻率依據實驗的要求而訂定；本次實驗頻率設定在 2.4GHz。

(註：同學若對微帶線阻抗計算有興趣，可參考 Pozar微波工程，第三章：3.8 Microstrip Line一節)

圖 1.4 LineCalc輔助設計程式

圖 1.5 RF4板參數設定

(3) 接著，在 LinCalc中間下方的 Electrical方塊中選擇您所要設定的傳輸線的電磁參

數，如圖 1.6，Z0為預設計的傳輸線特徵阻抗、E_Eff為此傳輸線的電長度。設定

好以後按下 Synthesize(合成)，讓 LineCalc自動算出傳輸線的長寬，您可以試著分

別調整 Z0與 E_Eff來觀看兩者與傳輸線長寬的關係。當然也可以由您所設定的長

寬來推得傳輸線的電磁參數 Z0與 E_Eff，只要設定好長寬以後按下 Analyze(分析)

即可。最右側視窗分別是此傳輸線的幾何結構示意圖以及計算所得的其他參數。

5

圖 1.6 使用 LineCalc來計算傳輸線參數

(4) 算出傳輸線長寬後，我們要將計算出來的傳輸線放置到先前我們建立的 Schematic

當中以便進行相關的模擬。如圖 1.7點選 Schematic工作列 Tools→LineCalc→Place

New Synthesized Component，你會看見一個 MSub元件(PCB板參數卡)自動出現在

Schematic中，這就是我們先前所設定的 PCB板的參數；另外還可以在 Schematic

上放置一個 MLIN，這就是我們在步驟(3)所計算出的傳輸線。其中，Subst表示該

傳輸線所對應的 PCB板參數卡名稱，若是一個電路有不同 PCB板時，可由此決定

此傳輸線模擬時需要代入哪一個 PCB板的參數。W與 L 分別為傳輸線的寬與長。

圖 1.7 在 Schematic中置放傳輸線

(5) 擺好傳輸線後，還無法直接按下 F7進行模擬(模擬將因錯誤而終止)，因為系統不

知道訊號的輸入與輸出埠在何處。你可以如圖 1.8所示，在 Schematic視窗的下拉

式模板區(Palette)選擇 Simulation-S_param，從中拉出模擬控制器 SP以及兩個量測

埠(Term)元件。接地 與短路接線 可以在工具列當中找到。您可以使用 ctrl+r

來旋轉元件，方便觀察您的電路圖。最終完成的電路如圖 1.9所示。

問題：試試看，特徵阻抗 Z0越大，

線寬W越寬還是越窄呢？

6

圖 1.8 在 Schematic中置放 SP與 term元件

圖 1.9 最終完成之電路

(6) 如圖 1.10步驟設定模擬參數。在模擬器 SP1點兩下進入設定視窗，設定模擬頻率

由 1 GHz開始，於 10 GHz停止，將模擬的頻率間距設定為 0.5 GHz。如此 ADS

模擬時將由 1 GHz、1.5 GHz、2 GHz…10 GHz每 0.5 GHz進行一次運算。當然，

你也可以將頻率間距設為 0.1 GHz，設的越小，頻率軸就能跑得越精細。這些設

定完全取決你到底想模擬的頻率精細度，以及想要觀察的頻率範圍在哪裡。

圖 1.10 散射參數模擬器設定

Select the parameters

to display out

7

(7) 設定完以後，於快速功能表上按下 或是快捷鍵 F7開始模擬。模擬完成以後，

ADS會如圖 1.11自動跳出一個模擬資料繪圖視窗(稱 Data Display，同時 ADS會以

「.dds」這個附檔名將其儲存，檔名預設與 Schematic相同，因此可以預期將出現

名為 MicroStripLine.dds的檔案)。如果模擬完後，Data Display沒有自動跳出，可

至功能列表 Simulate下選擇 Simulation Setup將 Open Data Display when simulation

completes勾選起來。Data Display功能將於下一小節中介紹。

圖 1.11 Data Display視窗將於模擬完後自動跳出

1.3散射參數與輸入阻抗模擬散射參數與輸入阻抗模擬散射參數與輸入阻抗模擬散射參數與輸入阻抗模擬

上一小節介紹了散射參數模擬的基本用法，本節將使用散射參數來模擬一條特徵

阻抗 Z0=50 Ω且長度為 1/2波長(電長度為 180o)的傳輸線，當這條傳輸線如圖 1.12所

示接上一個 50 Ω負載 RL後，找出由最左邊那端往負載方向看過去的輸入阻抗與反射

係數。

2, 180λ θ= =

l

50 LR = ΩinZ

inΓ

傳輸線 0 50 Z = Ω

圖 1.12 半波長 50 Ω傳輸線接 50 Ω負載

8

1. 計算一條在計算一條在計算一條在計算一條在 2.4 GHz為半波長且為半波長且為半波長且為半波長且 Z0=50 Ω的微帶傳輸線的微帶傳輸線的微帶傳輸線的微帶傳輸線，，，，完成圖完成圖完成圖完成圖 1.13之模擬電路之模擬電路之模擬電路之模擬電路。。。。

在這個模擬電路中，Term的編號Num=1，所以模擬完的散射參數 S11即是指圖 1.12

反射係數 Γin的意思。Term的阻抗是 50 Ω，這代表系統的參考阻抗就是 50 Ω。既然參

考阻抗知道了，我們就可從反射係數來計算阻抗，這是一體兩面的事情。ADS提供一

個從反射係數來求取阻抗的元件 Zin，你只要在這個元件填入參考阻抗(PortZ1，代表

編號 1的 term他的阻抗 Z，也就是 50 Ω)以及你想轉換的反射係數(S11)就可以了。

圖 1.13 半波長 50 Ω傳輸線接 50 Ω負載的模擬電路

2. 模擬後繪製輸入阻抗與反射係數的頻率響應模擬後繪製輸入阻抗與反射係數的頻率響應模擬後繪製輸入阻抗與反射係數的頻率響應模擬後繪製輸入阻抗與反射係數的頻率響應

(1) 接完圖 1.13之電路後，按下右上角齒輪狀的選項”Simulate” 以執行模擬。模擬

完成後會自動跳出一個模擬資料繪圖視窗(Data Display)。選取 Data Display視窗左側

的 Rectangular Plot，選出欲繪出的參數 Zin1，並選擇以 Magnitude來顯示。

圖 1.14使用 Rectangular Plot繪製數據

9

(2) 繪圖後，點選上方功能列表上的 Maker，接著新增一個 Maker並點選在剛剛繪出

的曲線上即可顯示出相對應的值，在這裡 freq改為 2.4GHz以讀出該頻率下的數值。

圖 1.15新增 Maker讀取 2.4 GHz時的輸入阻抗

(3) 選取 Data Display視窗左側的 Rectangular Plot，把模擬反射係數的結果繪製出來，

在這裡即為 S(1,1)，並選擇以 dB來顯示。

圖 1.16使用 Rectangular Plot繪製數據

(4) 繪出此圖後，點選上方功能列表上的 Maker，接著新增一個 Maker並點選在剛剛

繪出曲線上即可顯示出相對應的值，在這裡 freq改為 2.4 GHz以讀值。

Z0在 2.4 GHz為 50 Ω，為什麼？而 Z0

在其他頻率，雖然不是剛好 50 Ω，但

也非常接近 50 Ω，這又是為什麼？

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圖 1.17新增 Maker讀取 2.4 GHz時的散射參數 S11

1.5 模擬以下不模擬以下不模擬以下不模擬以下不同條件之輸入阻抗與反射係數同條件之輸入阻抗與反射係數同條件之輸入阻抗與反射係數同條件之輸入阻抗與反射係數

(1) 現在，請參考圖 1.18，模擬一條 Z0=50 Ω傳輸線，其右端接上 50 Ω負載。試模擬

線長分別為 8λ 、 4λ 、 2λ 、3 4λ 以及λ情況下的 Zin與 Γin。對於模擬的結果，Zin

隨著頻率不同時，變化大嗎？如果變化不大，想想看為什麼？Γin的值隨頻率變化

時，都很小嗎(這裡，只要小於−30 dB我們都當成夠小)？

l

50 LR = Ω

0 50 Z = Ω

inZ

inΓ

8, 4, 2, 3 4, λ λ λ λ λ=l

圖 1.18模擬 50 Ω傳輸線接上 50 Ω負載的情況

(2) 請參考圖 1.19，模擬一條 Z0=50 Ω傳輸線，其右端接上 75 Ω負載。試模擬線長不

同的情況下的 Zin與 Γin。對於模擬結果，你有發現在 2.4 GHz頻率下，線長不一樣

時的 Zin與 Γin都不一樣嗎？你有發現當線長 2λ 與λ的結果，與其他線長的結果又

特別不一樣嗎？想想看，為什麼？最後，你應該發現 Zin與 Γin隨著頻率升高時，

會有週期性變化的現象，想想看為什麼他們隨著頻率會有週期性變化的性質？

反射係數在 2.4 GHz時非常小，代表幾乎沒

有訊號反射。在其他頻率，反射係數雖然高

一些，但仍然很低，為什麼呢？ADS 裡面

也有「理想傳輸線」可使用，何不試試看？

11

l

75 LR = Ω

0 50 Z = Ω

inZ

inΓ

8, 4, 2, 3 4, λ λ λ λ λ=l

圖 1.19模擬 50 Ω傳輸線接上 75 Ω負載的情況

(3) 請參考圖 1.20，模擬一條 Z0=75 Ω傳輸線，其右端接上 50 Ω負載。試模擬線長不

同的情況下的 Zin與 Γin。對於模擬結果，你有發現在 2.4 GHz頻率下，線長不一樣

時的 Zin與 Γin都不一樣嗎？你有發現當線長 2λ 與λ的結果，與其他線長的結果又

特別不一樣嗎？想想看，為什麼？最後，你應該發現 Zin與 Γin隨著頻率升高時，

會有週期性變化的現象，想想看為什麼他們隨著頻率會有週期性變化的性質？

l

50 LR = Ω

0 75 Z = Ω

inZ

inΓ

8, 4, 2, 3 4, λ λ λ λ λ=l

圖 1.20模擬 75 Ω傳輸線接上 50 Ω負載的情況

1.6 四分之一四分之一四分之一四分之一波長阻抗轉換器波長阻抗轉換器波長阻抗轉換器波長阻抗轉換器

(1) 請您參考圖 1.21，模擬在 2.4 GHz頻率下一條 50 Ω的 4λ 傳輸線，當他的終端是

開路(Open)、短路(Short)及負載(Load)時的 Zin與 Γin。你有觀察到在 2.4 GHz頻率

下，終端開路被傳輸線轉成短路，而短路被轉成開路的現象嗎？你有發現 Zin與 Γin

隨著頻率升高時，會有週期性變化的現象嗎？想想看，為什麼？

4, 90λ θ= =

l

LR = ∞

0 50 Z = Ω

inZ

inΓ

4, 90λ θ= =

l

0 LR = Ω

0 50 Z = Ω

inZ

inΓ

4, 90λ θ= =

l

50 LR = Ω

0 50 Z = Ω

inZ

inΓ

終端開路線終端開路線終端開路線終端開路線 終端短路終端短路終端短路終端短路線線線線 終端負載終端負載終端負載終端負載線線線線

圖 1.21模擬 4λ 傳輸線，終端分別為開路、短路與接上 50 Ω負載的情況

12

(2) 請參考圖 1.22，模擬在 2.4 GHz頻率下一條 40 Ω的 4λ 傳輸線，當他的終端接上

100 Ω負載時，從傳輸線左端視入時的 Zin為何？又或者說，100 Ω負載被 4λ 傳輸

線轉換成多少？你可以先用理論手算看看，再跟模擬的結果比較一下。

4, 90λ θ= =

l

100 LR = Ω

0 40 Z = Ω

inZ

圖 1.22模擬 40 Ω的 4λ 傳輸線接上 100 Ω負載的阻抗轉換效果

1.7 總結總結總結總結

做完本實驗的練習之後，你可能會覺得模擬那麼多種情況，你對於傳輸線的觀念

仍然非常混亂。現在，仔細回想一下造成傳輸線效應的根本原因是甚麼？是的，正是

因為有「反射」波的關係，使得「入射波與反射波」發生干涉現象而於線上產生駐波，

因此有傳輸線效應產生(線上處處電壓與電流大小皆不同，隨位置有週期性現象)。

回到本實驗 1.5節的第(1)點，一條 50 Ω的傳輸線接上了一個 50 Ω的負載，他們

彼此永遠匹配，所以完全不會有反射波的存在。所以理論上不管傳輸線的線長為多少，

傳輸線都不會有阻抗轉換的效果，你從傳輸線的左端視入永遠都會看到負載那 50 Ω。

現在，回到本實驗 1.5節的第(2)點，一條 50 Ω的傳輸線接上了一個 75 Ω的負載，

很明顯他們彼此之間並不匹配，所以線上會有反射波存在而造成駐波。當線長不一樣

的時候，傳輸線會有不一樣的阻抗轉換效果。可是，當線長剛好為半波長 2λ 與全波

長λ時，從傳輸線的左端視入會直接看到負載 75 Ω，好像阻抗沒有被轉換一樣，但這

仍是因為傳輸線效應的關係(因為有反射波)，「剛好在 2λ 的整數倍」時沒有阻抗轉換

效果；只要線長稍微偏離 2λ 的整數倍，阻抗轉換的效果就會跑出來，這跟 1.5節第(1)

點沒有反射波存在而沒有阻抗轉換效果的情況是不相同的。所以，傳輸線效應的本質

就是在於有沒有「反射」這件事情，成千上百種不同的狀況，我們只要有這個基本理

念就能弄懂一切了。

至於阻抗變化的週期性性質，想想看一條長度為 L的傳輸線，如果它在 2.4 GHz

相當於 4λ 那麼長；現在頻率換成 4.8 GHz，頻率變兩倍，它不就相當於 4.8 GHz訊號

的 2λ 那麼長了嗎。只要把觀念搞懂，傳輸線效應對你來說就一點都不困難了。

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實驗二實驗二實驗二實驗二 直流模擬直流模擬直流模擬直流模擬

2.1 實驗目的實驗目的實驗目的實驗目的

本實驗以一個簡單的電阻網路開始，逐步介紹 ADS的電路直流模擬方法。除了使

學生能更進一步學習 ADS的各種功能與技巧之外，也同時展示了直流分析中常使用的

掃描 I-V 曲線方法。最後則以一個簡單的例子說明負載線的繪製以及偏壓網路的設計。

2.2 簡單電阻網路的直流模擬簡單電阻網路的直流模擬簡單電阻網路的直流模擬簡單電阻網路的直流模擬

1. 新增個名為新增個名為新增個名為新增個名為 BBamp之專案之專案之專案之專案(或使用或使用或使用或使用 Unarchive Project選項解壓縮選項解壓縮選項解壓縮選項解壓縮 BBamp.zap)，，，，並並並並

新開一個電路圖名為新開一個電路圖名為新開一個電路圖名為新開一個電路圖名為 rnet

1.新增一個電路design

2.名字叫 rnet

3.按OK後就會產生一張空白的電路設計圖。

圖 2.1 新增 BBamp專案後，新開一個名為 rnet的電路

2. 拉出電阻元件拉出電阻元件拉出電阻元件拉出電阻元件、、、、電源與電流探棒電源與電流探棒電源與電流探棒電源與電流探棒

依照圖 2.2中的號碼說明，依序拉出電阻、直流電壓源、電流探棒、直流模擬器、

接地，並用電線(編號 6)將各元件連接完成(可用快速鍵 Ctrl+w來畫電線)。接著，使用

節點命名(編號 7)為電阻網路的節點進行命名。完成連線後，將各個電流探棒的「名稱」

依照圖 2.2所示更改成 IS、IR2、IR3來分別表示電源流出的電流、流過電阻 R2的電

流以及流過電阻 R3的電流(IS、IR2、IR3這些名稱，不一定要這樣取，你可以取你喜

歡的名字也可以)。最後，將各個電阻的阻值更改如圖 2.2所示。你已經學會基本電路

的畫法，你可順便看看在「Lumped-Components」元件庫裏面還有甚麼東西在裡面。

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6.電線

1.電阻

2.直流電壓源

3.電流探棒

4.直流模擬器

5.接地 7.節點命名

圖 2.2 完成一個電阻網路

3. 模擬後於模擬後於模擬後於模擬後於 Data Display中觀察模擬完後的值中觀察模擬完後的值中觀察模擬完後的值中觀察模擬完後的值

完成上一個步驟之後，再如圖 2.3，按下一個很像「齒輪」的圖案，那個圖案代表

「執行模擬」的意思，你也可以用按下快速鍵 F7來執行。按下模擬之後，電腦會開始

執行這個電路的模擬(速度會很快，不到 1 秒)；只要模擬過程沒有任何問題，模擬完

畢後 ADS會跳出一個新的視窗，稱為「Data Display」，表示模擬完的電性參數值都可

以在這裡進行觀察。

依照圖 2.3的指示在 Data Display視窗裡面拉出一個列表(編號 2)，然後選擇你想

要看的參數。這裡我們選擇觀看各路徑的電流 IS、IR2、IR3以及節點電壓 Vr 與 Vs。

選擇完之後按 OK，你就可以看到模擬結果的數值列表了(編號 4)。

如果我們只是單純的要看直流解(節點電壓與路徑電流)，ADS 可以在模擬完之後

不用使用 Data Display，而可以直接在電路圖上觀察(跟在 PSPICE上模擬一樣)。你可

如圖 2.4的作法，在 Simulate選單中選擇「Annotate DC Solution」來做這件事情。

15

1.按下模擬鍵模擬鍵模擬鍵模擬鍵後跑出右邊的資料顯示視窗。

2.用列表(list)來顯示出想要看的參數。

3.點選後用>>Add>>加入

4.最後按OK，視窗裡面會出現一個列表，列出你想要看的電壓與電流。

圖 2.3 進行模擬與觀察模擬結果

1.用此功能可以直接在電路圖上看到節點上的電壓與路徑電流。

2.要清除顯示可以選取這裡。

圖 2.4 使用 Annotate DC Solution直接於電路圖上看電壓電流

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2.3 參數掃描參數掃描參數掃描參數掃描

1. 將將將將電路電路電路電路 rnet.dsn另存新檔為另存新檔為另存新檔為另存新檔為 rnet_sweep.dsn

1.將 rnet另存新檔

2.另存新檔的檔名設為 rnet_sweep

3.另存完，看一下檔名

圖 2.5 將 rnet.dsn另存新檔成為 rnet_sweep.dsn

2. 變數掃描設定變數掃描設定變數掃描設定變數掃描設定

為了說明如何進行變數掃描，我們將掃描電壓源的「電壓」，然後觀察路徑電流的

變化。執行步驟如圖 2.6所示，先拉出一個「變數」(指示 1處)，將變數名稱設為 VCC。

然後將電壓源 SRC1的電壓值改為「變數 VCC」，接著照圖中指示完成其他設置。

1.拉出一個變數，將變數名稱設為VCC，其值設定為1.0 V

2.直流電壓源的電壓值改成VCC這個變數。

3.在直流模擬器上按兩下進入模擬的設定選單。

4.設定要掃的變數為VCC

5.設定要讓VCC從0 V開始掃描到20 V，每間隔0.5 V跑一次模擬。

6.模擬設定值的顯示

7.有打勾的選項會出現在這裡

圖 2.6 掃描電壓源的電壓改變

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3. 觀看模擬結果觀看模擬結果觀看模擬結果觀看模擬結果

完成上一個步驟之後執行模擬，接著如圖 2.7於 Data Display中拉出一個列表來看

VCC變化的時候，流過電阻的電流 IR2與 IR3的值。

有些時候，我們會想要看「某個參數」變化的時候，「另一個參數」的變化趨勢。

這時候我們就會使用繪圖的方式來呈現參數與參數之間的對應變化關係。如果我們想

要觀察流過電阻 R2的電流相對於 VCC的變化，這時可如圖 2.8一樣，在 Data Display

裡面拉出一個 X-Y 圖，選擇要觀看的參數為 IR2即可(因為模擬的時候是掃描 VCC，

所以畫出來的結果很自然地就是 IR2對應不同VCC值的結果)。你也可以先選擇「IR2.i」

後點選「>>Add Vs..>>」，再選 VCC；試試看，這樣也可畫出 IR2相對 VCC的結果圖。

1.用 list拉出你想要看的參數，會看到對應不同VCC值的直流分析結果。

圖 2.7 拉出列表來看電壓源的電壓改變為不同值時，流過電阻的電流

1.拉出一個X-Y plot

2.選擇畫出流過R2電阻的電流

3.拉出一個maker放到資料線上，拉動它就可 以看到 不同VCC下的電流IR2。

圖 2.8 用 X-Y 繪圖來看電壓源的電壓改變為不同值時，流過電阻的電流

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2.4 BJT的的的的 I/V特性曲線模擬特性曲線模擬特性曲線模擬特性曲線模擬

做完了很簡單的電阻網路直流分析後，我們現在來看一下要如何跑主動元件 BJT

電晶體的 IV 曲線。學會怎麼跑 IV 曲線之後，下一節我們會用一個很簡單的例子來看

一下如何繪製直流負載線。

1. 新開一個名為新開一個名為新開一個名為新開一個名為 BC550IV.dsn的電路圖的電路圖的電路圖的電路圖

1. New一個名為「BC550IV」的design

2. 按下OK後就會出現一個名為BC550IV的空白電路圖。

圖 2.9 新開一個名為 BC550IV的電路圖

2. 到到到到 BJTmodelcards.dsn中複製電晶體的電性參數模型到中複製電晶體的電性參數模型到中複製電晶體的電性參數模型到中複製電晶體的電性參數模型到 BC550IV.dsn中中中中

1. 打開BJTmodelcards這個檔案，在裡面找到BC550 NPN電晶體的模型卡。

2. 點選這個模型卡後按Ctrl+C複製起來，然後Ctrl+V把它貼進BC550IV這個design裡面。3.在元件庫裡拉出一個BJT NPN。

4. 設定這顆電晶體的模型，是要吃bc549x550這個模型卡中的資料。

圖 2.10 複製 BJT BC550的電性參數模型卡到 BC550IV.dsn

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3. 把把把把 BC550電晶體模型卡的一堆參數設成隱藏電晶體模型卡的一堆參數設成隱藏電晶體模型卡的一堆參數設成隱藏電晶體模型卡的一堆參數設成隱藏，，，，比較簡潔比較簡潔比較簡潔比較簡潔。。。。

1.在模型卡上點兩下進入設定視窗

2.按Component Options把電氣參數顯示選擇Clear All (只是不顯示出不顯示出不顯示出不顯示出來來來來而已，模型參數並不會消失)。

3. 上一步關掉了所有參數的顯示，有時我們還是會想要將一些較重要的參數給顯示出來。此時可如下一步做設定。

4. 點選你要顯示的參數，將右下角這個框框打勾後按Apply即可。

圖 2.11 將模型卡參數設成隱藏的步驟

我們選擇顯示Is(飽和電流)、Bf(最大β值)、Vaf(厄利電壓)與Ise(B-E間的漏電流)這幾個參數，這樣一來模型卡看起來就會簡潔許多。

圖 2.12 模型卡參數最後只留下幾個參數是顯示出來的

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4. 跑跑跑跑 BC550電晶體的電晶體的電晶體的電晶體的 IV曲線曲線曲線曲線

1.直流電壓、電流源

2.設定電壓源的電壓為變數VCE、電流源的電流為變數IBB。

3. 設定等一下模擬的時候要掃BJT的VCE，從0 V掃到15 V，每0.1V模擬一次。

4. 因為我們又想看不同基極電流下的每一條IV-curve，所以我們再多設一組parameter sweep，把要掃描的變數設定為IBB，而且電流從0 uA掃到400 uA，每50 uA跑一次模擬。

圖 2.13 BJT電晶體 I/V 曲線模擬的設置電路

1.拉出一個X-Y Plot

2.畫出IC對VCE變化曲線

3.結果

圖 2.14 將 BJT電晶體 I/V 曲線模擬的結果繪製出來

21

2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

0.02

0.04

0.06

0.08

0.00

0.10

IBB=0.000

IBB=5.000E-5

IBB=1.000E-4

IBB=1.500E-4

IBB=2.000E-4

IBB=2.500E-4

IBB=3.000E-4

IBB=3.500E-4

IBB=4.000E-4

IC.i

1.選擇Trace Options

2.勾選要顯示Label

3. 標示出每條曲線是在多少IBB下跑出來的

圖 2.15 標明各條曲線的條件

5. 計算電晶體偏壓在任意條件的直流消耗功率計算電晶體偏壓在任意條件的直流消耗功率計算電晶體偏壓在任意條件的直流消耗功率計算電晶體偏壓在任意條件的直流消耗功率

Eqn P_bjt=m1*indep(m1)

indep(P_bjt)

6.600

P_bjt

0.417

BJT Power Disspation (Watt)

1. New一個maker放到圖中的曲線，拉動可讀出線上任意位置的值。

2. 新增一個Equation(方程式)，鍵入如圖中之公式來計算BJT偏壓於m1位置時的直流功率消耗。

m1:讀出之IC值(Y軸)indep(m1):讀出之VCE值(X軸)

3. List出公式P_bjt計算出來的值

4. 顯示BJT偏壓在m1條件下的直流功率消耗，單位為Watt。

圖 2.16 計算電晶體的直流消耗功率

6. 跑不同跑不同跑不同跑不同 VBE的的的的 IV曲線曲線曲線曲線

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.0 5.0

-0.00

0.02

0.04

0.06

0.08

0.10

-0.02

0.12

VBE=0.000VBE=0.020VBE=0.040VBE=0.060VBE=0.080VBE=0.100VBE=0.120VBE=0.140VBE=0.160VBE=0.180VBE=0.200VBE=0.220VBE=0.240VBE=0.260VBE=0.280VBE=0.300VBE=0.320VBE=0.340VBE=0.360VBE=0.380VBE=0.400VBE=0.420VBE=0.440VBE=0.460VBE=0.480VBE=0.500VBE=0.520VBE=0.540VBE=0.560VBE=0.580VBE=0.600VBE=0.620VBE=0.640VBE=0.660VBE=0.680VBE=0.700VBE=0.720

VBE=0.740

VBE=0.760

VBE=0.780

VBE=0.800

VCE

IC.i

m1

m1indep(m1)=plot_vs(IC.i, VCE)=0.052VBE=0.760000

2.400

1.將電路改成如下圖，試試看模擬不同VBE下的IV-Curve

圖 2.17 跑不同 VBE下的 IV 曲線

22

2.5 負載線的繪製與偏壓網路設計負載線的繪製與偏壓網路設計負載線的繪製與偏壓網路設計負載線的繪製與偏壓網路設計

現在我們將用一個很簡單的例子來看一下如何繪製電晶體的直流負載線與偏壓電

路的模擬與設計。這個例子的要求與電路如圖 2.18所示，目標在於完成這個 CE放大

器的直流偏壓電路。 1.以下CE組態放大器，希望其電壓增益 。若已知 、負載 ，請完成偏壓電路。

VOUT

VCC

V_DCSRC3Vdc=5 V

VCCRRCR=1 kOhm

BJT_NPNBJT2

Mode=nonlinearTrise=Temp=Region=Area=Model=bc549x550

5 VCCV =1 kCR = Ω

40vA =

4040 0.04

1 kv m L mA g R g= − = − ⇒ = =Ω

0.04 1.04 mACm C

T

Ig I

V= = ⇒ =

5 V 1.04 mA 1 k 3.96 VCE CC C CV V I R= − = − × Ω =

2.偏壓點計算

圖 2.18 CE組態放大器的設計

1. 將將將將 BC550IV.dsn另存另存另存另存為為為為 BC550Bias1.dsn，，，，並將模擬電路設置如圖並將模擬電路設置如圖並將模擬電路設置如圖並將模擬電路設置如圖 2.19所示所示所示所示。。。。

m1indep(m1)=plot_vs(IC.i, VCE)=0.001IBB=0.000004

3.710

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.0 5.0

0.000

0.001

0.002

0.003

0.004

-0.001

0.005

IBB=0.000

IBB=2.000E-6

IBB=4.000E-6

IBB=6.000E-6

IBB=8.000E-6

IBB=1.000E-5

IBB=1.200E-5

IBB=1.400E-5

IBB=1.600E-5

IBB=1.800E-5

IBB=2.000E-5

VCE

IC.i

m1

m1indep(m1)=plot_vs(IC.i, VCE)=0.001IBB=0.000004

3.710

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.0 5.0

0.000

0.001

0.002

0.003

0.004

-0.001

0.005

IBB=0.000

IBB=2.000E-6

IBB=4.000E-6

IBB=6.000E-6

IBB=8.000E-6

IBB=1.000E-5

IBB=1.200E-5

IBB=1.400E-5

IBB=1.600E-5

IBB=1.800E-5

IBB=2.000E-5

VCE

IC.i

m1

m1indep(m1)=plot_vs(IC.i, VCE)=0.000911IBB=0.000004

3.710000

1.將電路改成如下圖，跑BJT的IV-Curve 2. 繪出IC對VCE的圖並拉出maker來讀電流IC的值。預設讀值是到小數以下3位，可能不夠精細。

3. 選取maker點2下，在Format中設定讀值精細度到小數以下第6位。

4.讀出值更精細了。

圖 2.19 CE組態放大器的偏壓設計-先跑 IV 曲線

23

2. 繪製直流負載線繪製直流負載線繪製直流負載線繪製直流負載線，，，，找出偏壓點與基極偏壓找出偏壓點與基極偏壓找出偏壓點與基極偏壓找出偏壓點與基極偏壓。。。。

m1indep(m1)=plot_vs(IC.i, VCE)=0.001358IBB=0.000006

2.950000

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.0 5.0

0.000

0.001

0.002

0.003

0.004

-0.001

0.005

IBB=0.000

IBB=2.000E-6

IBB=4.000E-6

IBB=6.000E-6

IBB=8.000E-6

IBB=1.000E-5

IBB=1.200E-5

IBB=1.400E-5

IBB=1.600E-5

IBB=1.800E-5

IBB=2.000E-5

VCE

IC.i

m1

Load

Line

m1indep(m1)=plot_vs(IC.i, VCE)=0.001358IBB=0.000006

2.950000

EqnP_bjt=m1*indep(m1)

indep(P_bjt)

2.950

P_bjt

0.004

BJT Pow er Disspation (Watt)

EqnVCC=5 V

EqnRC=1 kOhm

EqnLoadLine=(VCC-VCE)/RC

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.0 5.0

0.000

0.001

0.002

0.003

0.004

-0.001

0.005

VCE

IC.i

m1Load

Line

IBB=0.000003

CE CC C CV V I R= −

1.直流負載線直流負載線直流負載線直流負載線

由

CC CEC

C

V VI

R

−⇒ =

2. 將公式LoadLine繪製出來。所有IV曲線與負載線的交會點(圖中紅點)都是可能的偏壓點可能的偏壓點可能的偏壓點可能的偏壓點。但是，我們前面有先算出，符合增益要求的偏壓電流應在IC=1.04 mA，所以正確的偏壓點應該在下圖綠色框框附近(對應到Y軸，IC電流差不多在1mA附近，IBB則在2uA~6uA之間)。

3. 為了能看得更精細，我們把IBB掃描得更精細一點。

3.4 3.5 3.6 3.7 3.8 3.9 4.0 4.1 4.23.3 4.3

0.0005

0.0010

0.0015

0.0000

0.0020

IBB=2.000E-6IBB=2.200E-6IBB=2.400E-6IBB=2.600E-6IBB=2.800E-6IBB=3.000E-6IBB=3.200E-6IBB=3.400E-6IBB=3.600E-6IBB=3.800E-6IBB=4.000E-6IBB=4.200E-6IBB=4.400E-6IBB=4.600E-6IBB=4.800E-6IBB=5.000E-6IBB=5.200E-6IBB=5.400E-6IBB=5.600E-6IBB=5.800E-6IBB=6.000E-6

VCE

m1

m1indep(m1)=plot_vs(IC.i, VCE)=0.001049IBB=0.000005

3.950000

4. 重跑後，線變得很密集。你可以用縮放按鈕，選取要放大的區域。

5. 拉近後，可看得更清楚。將maker移動到IC約1.049 mA的紅藍線交會處，此時VCE約為3.95 V。跟我們先前計算的結果差不多一樣。這裡就是靜態偏壓點的所在位置。

圖 2.20 CE組態放大器的偏壓設計-畫出直流負載線

Please make wider, or use the "Transpose" option,or turn off table format

freq

IBB=3.600E-60.0000 Hz

IBB=3.800E-60.0000 Hz

IBB=4.000E-60.0000 Hz

IBB=4.200E-60.0000 Hz

IBB=4.400E-60.0000 Hz

IBB=4.600E-60.0000 Hz

IBB=4.800E-60.0000 Hz

IBB=5.000E-60.0000 Hz

IBB=5.200E-60.0000 Hz

IBB=5.400E-60.0000 Hz

IC.i

821.8 uA

867.3 uA

912.8 uA

958.2 uA

1.004 mA

1.049 mA

1.094 mA

1.140 mA

1.185 mA

1.230 mA

VBE

631.4 mV

632.8 mV

634.1 mV

635.4 mV

636.6 mV

637.8 mV

638.9 mV

640.0 mV

641.0 mV

642.0 mV

2. 將VCE固定為3.96 V，並且將掃描VCE關閉

3.執行模擬後用list看IC與VBE之間的關係

1.設定此節點名稱為VBE

4. 點兩下list，到設定中把SuppressTable Format打勾。

5.我們要的IC=1.04 mA，大概是當IBB為4.4 uA ~ 4.6uA之間，此時VBE的電壓約是637 mV。我們待會用IBB=4.5 uA跟VBE=637 mV來計算偏壓電路。

圖 2.21 CE組態放大器的偏壓設計-找出基極 VBE偏壓

24

3. 將上步驟將上步驟將上步驟將上步驟 BC550 Bias1.dsn另存為另存為另存為另存為 BC550 Bias2.dsn，，，，並使用直接偏壓法為基極偏壓並使用直接偏壓法為基極偏壓並使用直接偏壓法為基極偏壓並使用直接偏壓法為基極偏壓

2

1 2

637 mVBE CC

RV V

R R= =

+

1 2

10 10 4.5 µA 45 µACCBB

VI

R R= = ⋅ =

+

1 2

5 V111.11 k

45 µAR R+ = = Ω

2

637 mV 111.11 k14.156 k

5 VR

× Ω= = Ω

1 96.95 kR = Ω

freq

0.0000 Hz

IB.i

1.856 uA

IC.i

425.9 uA

VBE

614.1 mV

VCE

4.574 V

1. 用直接偏壓法，偏壓電阻R1與R2吃的電流大概取 IBB的10倍來設計。

2. 得到偏壓電阻值後，將電路改為上圖並取消所有掃描變數。R1、R2與RC的值也如圖所示。

3. 模擬後用 list看一下IB、IC、VBE跟VCE。

4. 結果你會看到，IC跟VCE都不是我們「想像中」的結果。這是因為IBB實際上從偏壓網路拿到分流，導致VBE會比預估的還小。接下來，我們要稍微調整一下偏壓網路的電阻值，讓偏壓點變正確。

圖 2.22 使用直接偏壓法為基極偏壓(用手計算先概估)

freq

0.0000 Hz

IB.i

4.530 uA

IC.i

1.033 mA

VBE

637.4 mV

VCE

3.967 V

1.按一下這個音叉圖案，這是ADS提供的一種即時tune參數的功能。

2. ADS會問你要tune哪一個元件的值。這時你只要在電路上點一下R2，然後勾選「R」，代表你要tune “R2”這個元件的阻值”R”。

3. 在Tuning的視窗裡，你可以拉動或填入R2的阻值，同時間也可看到Data Display裡面各項數值會有即時的變化。R2調整到15.75 kΩ，這時候的條件就已很接近我們要的結果了。

4. R2更新為15.75 kΩ。

5. 恭喜，你已經完成偏壓了。你可以自己設計集極回授或射極衰退偏壓嗎?

圖 2.23 將偏壓點調整到正確的位置(用模擬將手估的結果調整到正確)

25

2.6 總結總結總結總結

做完本實驗的練習之後，你已經往放大器設計邁進一大步了。下一個實驗，我們

會來看看怎麼樣使用暫態模擬器來跑時域波形的模擬，並求出放大器的電壓增益。在

進入下一個實驗之前，你是否能夠使用模擬軟體來幫助你設計其他的偏壓電路呢？或

許你可以找幾個課本上的例子來做做看。相信你應該也明白了，模擬軟體只是幫助我

們「預估現象或結果」的工具，而「設計」這件事情還是得靠你的腦袋才行。

26

實驗三實驗三實驗三實驗三 暫態模擬暫態模擬暫態模擬暫態模擬

3.1 實驗目的實驗目的實驗目的實驗目的

本實驗以實驗二的 CE組態放大器為基礎，在偏壓完成之後繼續進行時域的小訊

號增益模擬。本實驗首先說明暫態模擬的概念，接著完成 CE放大器的時域模擬。

3.2暫態模擬的簡要說明暫態模擬的簡要說明暫態模擬的簡要說明暫態模擬的簡要說明

一個弦波的頻率若為 f，週期為 T (=1/f )，見圖 3.1。由於電腦的計算永遠都是用

「資料點(data points)」。所以一個類比的連續弦波只要在電腦中計算，一定是用「有限

個」資料點表示出來的。如果弦波的一個週期 T內，我們分別用 8個點跟用 100個點

去表示，一定是用 100個點去描述會「比較」連續。假使你學過取樣定理，你應該知

道一個弦波在一個週期內最少要用 2個點來表示，這是理論上可以將「離散資料點」

回復成「類比弦波」的最低底限。一般而言在模擬時，在弦波的一個週期 T內用 4~16

個點來表示它，通常就已足夠。如果說這個弦波的頻率是 1 kHz，那麼它的週期將會

是 T = 1 ms。若我們想在一個 T內用至少 8個點來表示它，那麼點跟點的時間間隔則

必須小於 1 ms/8 = 0.125 ms，這個數值也就是我們在暫態模擬中所講的 simulation

「time step」。

T

1.一個弦波在一個週期T內，電腦的計算永遠都是用「有限個資料點」來表示。

2. 1 kHz的弦波，它的週期T = 1 ms。一個T內用至少8個點來表示它，那麼點跟點的時間間隔則必須小於1 ms/8 = 0.125 ms。

8

T

1 ms

1 kHzf =0.125 ms

圖 3.1 暫態模擬的概念

知道「time step」的概念後，我們還要問，如果我想看 5個週期的弦波波形，需

要模擬多長的時間？以 1 kHz的弦波為例，模擬的總時間長度應該要有 1 ms * 5 cycles

= 5 ms。如果模擬的start time統一都是從第0秒開始，那麼模擬弦波5個週期的stop time

就是 5 ms。

27

3.3 CE組態放大器的暫態模擬組態放大器的暫態模擬組態放大器的暫態模擬組態放大器的暫態模擬

1. 將上一個實驗的將上一個實驗的將上一個實驗的將上一個實驗的 BC550Bias2.dsn另存為另存為另存為另存為 BC550Trans.dsn，，，，並修改電路如圖並修改電路如圖並修改電路如圖並修改電路如圖 3.2。。。。

1. 拉 出 一 個 時 域時 域時 域時 域 的 弦 波 source，弦波的振幅設定為1 mV，頻率1 kHz。

2. 拉 出 一 個暫態模擬器

3. 拉出兩個理想理想理想理想電容，分別放在輸入(讓直流偏壓跟輸入小訊號隔離)跟輸出(我們只想觀察交流，不想看直流)。

暫態模擬器的設定暫態模擬器的設定暫態模擬器的設定暫態模擬器的設定

由於輸入弦波的頻率為1 kHz，代表一個週期是1 ms。所以模擬器的StopTime設定為10 ms指的是要看10個週期的結果，而MaxTimeStep則是模擬器每間隔多少時間(最大值)要模擬一個點的意思。根據取樣定理，這個值不可高於0.5 ms)

圖 3.2 偏壓完成後的 CE放大器，開始進行時域的暫態模擬

2. 觀察模擬後之時域波形觀察模擬後之時域波形觀察模擬後之時域波形觀察模擬後之時域波形，，，，並計算小訊號電壓增益並計算小訊號電壓增益並計算小訊號電壓增益並計算小訊號電壓增益。。。。步驟如圖步驟如圖步驟如圖步驟如圖 3.3所示所示所示所示。。。。

1. 模擬完後，看TRAN.Vin與TRAN.Vout的波形。這裡的TRAN.指的是暫態模擬的結果，如果前面是DC.代表是直流模擬的結果。

2. 因為輸入跟輸出，我們都已經用理想電容跟直流隔開了，所以你可以直接在「同一個時刻下」(假設放大器延遲很小)去比較輸入與輸出訊號的振幅。

3. 寫個方程式就可以算出電壓增益了。非常接近題目要求的40倍。

圖 3.3觀察模擬後之時域波形並計算電壓增益

28

3. 微調電壓增益至微調電壓增益至微調電壓增益至微調電壓增益至 40倍倍倍倍，，，，步驟如圖步驟如圖步驟如圖步驟如圖 3.4所示所示所示所示。。。。

1. 原先的結果增益還不到40倍。我們可以調高gm(也就是調高IC、也就是調高IBB、也就是調高VBE)，透過調整R2的值來微調一下偏壓電流以提升增益。

圖 3.4微調偏壓以提升電壓增益

4. 改變輸入弦波的振幅改變輸入弦波的振幅改變輸入弦波的振幅改變輸入弦波的振幅，，，，並如圖並如圖並如圖並如圖 3.5指示指示指示指示，，，，觀察結果觀察結果觀察結果觀察結果。。。。

1.更改輸入弦波的振幅為10 mV，並在BJT的集極加入一個節點名稱VCE。

2. 重新模擬後，拉出VCE來觀察，跟Vout比較一下。你應該知道VCE只是Vout再加上直流偏壓而已。

3.問題：試著提高輸入弦波的振幅為20 mV、…、100 mV、200 mV，觀察Vout與VCE，你發現甚麼?想想看為什麼會那樣子?

圖 3.5改變輸入弦波的振幅並觀察模擬結果

29

5. 用時域模擬來跑放大器的頻率響應用時域模擬來跑放大器的頻率響應用時域模擬來跑放大器的頻率響應用時域模擬來跑放大器的頻率響應

「頻率響應」指的就是我們想找出某個東西(例如放大器)，輸出與輸入之間在不

同頻率下的關係(例如電壓增益)。若我們想找放大器在 1 kHz頻率下的電壓增益，我

可以輸入一個 1 kHz的正弦波給放大器，然後找出此時的 vout/vin即知電壓增益 Av。如

果現在我想看放大器操作在 2 kHz、3 kHz、4 kHz…頻率下的電壓增益，我只要改變輸

入訊號的頻率，然後將不同頻率下的 Av記錄下來，就可以自己徒手畫出放大器的頻率

響應了。當我們在做「實際元件」的量測時，手邊可能只有任意波形產生器(弦波產生

器)以及一台示波器。這時候，我們也是用同樣的方法來找出放大器的頻率響應，這是

一種非常實際而且陽春的方法。

當然，我們可以使用「交流模擬」來跑出一個東西的頻率響應。但是在這之前，

我們還是先來看一下怎麼樣用時域的方式找頻率響應，在模擬的設定上我們需要使用

一些小技巧才行。請參照圖 3.6的指示來進行模擬參數的設定。

1. 要跑頻率響應時，我們要一直改變輸入弦波的頻率。可是每當更改頻率一次，模擬的Time step與Stop time也要一併做相對應的更改才能得到合適的模擬結果。為了要避免這件麻煩的事情，我們會使用寫「變數」的觀念來控制模擬設定。這樣一來，我每次只要改變弦波頻率，其他模擬參數就會跟著改變，而不用再自己手動更改了。

2. 拉出兩個變數方塊，第一個設定sine波形的頻率為fs，先令它為1 kHz。所以弦波的週期Ts很容易就可以推算，因為它一定是1/fs。另一個方塊，用變數Pts_inT來代表弦波一個週期要用幾個資料點來描述，這裡我們設定為 10點；用Num_Cycles表示我們想模擬幾個週期，這裡我們設定為10個週期。據此，模擬所需的time step跟stop time就可推算出來。

3.將輸入頻率改為變數fs而振幅改為1 mV。

圖 3.6改變輸入弦波的頻率並記錄電壓增益模擬結果

設定完成後，請就弦波頻率 fs為 1 kHz時跑一次模擬，將電壓增益記錄下來。接

著依序將 fs改成 2 kHz、4 kHz、8 kHz、16 kHz、…、512 kHz、1024 kHz、2.048 MHz、

4.096 MHz、8.192 MHz、16.384 MHz、…、131.072 MHz，分別記錄這些頻率下放大

器的電壓增益。如果你願意，拿出一張紙來，x軸為頻率，y軸為增益，知道意思了吧？

30

3.4 總結總結總結總結

做完本實驗，其實你幾乎已經快學完時域暫態模擬原理的全部了。我們在實驗中

的輸入訊號是以弦波當作例子，而你在其他課程中可能會學到數位電路的模擬，在那

個情況下你的輸入訊號大部分都是方波。在描述方波時，不外乎就是用到振幅、duty

cycle、上升時間(rise time, tr)與下降時間(fall time, tf)這些參數。現在想一想，如果有一

個頻率為 1 kHz的方波，duty cycle是 50%而 tr = tf = 0.1 ms，我們在模擬的時候 time step

最大不可以超過多少才可以觀察到正確的上升與下降現象呢？如果你搞懂了，你已經

學完暫態模擬的全部，沒有其他了。不管你是使用 PSPICE、HSPICE或其他任何模擬

軟體，只要是時域暫態模擬，都是一樣的觀念。學會一種觀念，就能輕易使用數十種

模擬軟體了。

在這個實驗的最後，我們用土法煉鋼的方式來畫出放大器的頻率響應。雖然感覺

有點愚蠢，但有時候卻很實用。下一個實驗，我們來看看如何使用交流模擬來跑頻率

響應，學一點更聰明的方法。

31

實驗四實驗四實驗四實驗四 交流模擬交流模擬交流模擬交流模擬

4.1 實驗目的實驗目的實驗目的實驗目的

本實驗將改以交流模擬(AC simulation)來跑出放大器電壓增益的頻率響應。

4.2 電壓增益的頻率響應電壓增益的頻率響應電壓增益的頻率響應電壓增益的頻率響應

1. 將上一將上一將上一將上一個實驗的個實驗的個實驗的個實驗的 BC550Trans.dsn另存為另存為另存為另存為 BC550AC.dsn，，，，並並並並將電路修改如圖將電路修改如圖將電路修改如圖將電路修改如圖 4.1。。。。

1. 拉出一個頻域頻域頻域頻域的弦波source，弦波的振幅設定為1 mV，頻率為freq (因為要跑頻率響應，所以這裡的freq是一個變數(而且是系統預設的變數)，就不再是一個特定的頻率值了)。

2. 拉出交流模擬器，並將掃頻範圍設定從1 Hz掃到500 MHz，每間隔10 kHz掃一點。

圖 4.1 放大器頻率響應的交流模擬設置

2. 執行模擬後觀察輸入與輸出訊號的頻率響應執行模擬後觀察輸入與輸出訊號的頻率響應執行模擬後觀察輸入與輸出訊號的頻率響應執行模擬後觀察輸入與輸出訊號的頻率響應

50 100 150 200 250 300 350 400 4500 500

0.01

0.02

0.03

0.04

0.00

0.05

freq, MHz

mag

(AC

.Vou

t)m

ag(A

C.V

in)

1E1 1E2 1E3 1E4 1E5 1E6 1E7 1E81 5E8

0.01

0.02

0.03

0.04

0.00

0.05

freq, Hz

mag

(AC

.Vin

)m

ag(A

C.V

out)

1.模擬完後，選擇畫出Vin跟Vout在不同頻率下的振幅大小(magnitude)

`

2. 預設頻率軸是以 linear scale來表示，要看頻率響應的話不是那麼好看。你可以在圖上點兩下進入設定視窗，將x軸的scale改成用log-scale。

3.改完後，看起來是不是挺眼熟的。

圖 4.2 輸入與輸出訊號的頻率響應

32

3. 求取電壓增益的頻率響應求取電壓增益的頻率響應求取電壓增益的頻率響應求取電壓增益的頻率響應

Eqn Gain=mag(AC.Vout)/mag(AC.Vin)m1freq=Gain=40.396

20.00kHz

1E1 1E2 1E3 1E4 1E5 1E6 1E7 1E81 5E8

10

20

30

40

0

50

freq, Hz

Gai

n

m1

m1freq=Gain=40.396

20.00kHz

1.剛剛我們是畫出Vin跟Vout在不同頻率下的振幅大小(magnitude)，但我們想看的是「放大器」的頻率響應，所以我們現在寫一個方程式找出輸出與輸入訊號的振幅比值，那麼也就找出「這個放大器在不同頻率下」的電壓增益了。當然，更簡潔地說，我們找出了「放大器的頻率響應」。拉出一個maker，你就可以讀出放大器在不同頻率下的增益。

3.這個放大器很明顯是一個低通響應，通帶內的增益是32.1 dB左右。我們可以將移動maker到增益掉3 dB的地方(29.1 dB)，這個頻率6.95 MHz也就是放大器的截止頻率，也是我們常講的「放大器頻寬」或者「3-dB頻寬」。

EqnGain=20*log(mag(AC.Vout)/mag(AC.Vin))

m1freq=Gain=32.127

10.00kHz

m2freq=Gain=29.102

6.950MHz

1E1 1E2 1E3 1E4 1E5 1E6 1E7 1E81 5E8

0

10

20

30

-10

40

freq, Hz

Gai

n

m1m2

m1freq=Gain=32.127

10.00kHz

m2freq=Gain=29.102

6.950MHz

2.增益改用dB表示。

圖 4.3 求取放大器電壓增益頻率響應

4.3 考慮實際的狀況考慮實際的狀況考慮實際的狀況考慮實際的狀況

1. 將理想的耦合電容換成實際的電容值將理想的耦合電容換成實際的電容值將理想的耦合電容換成實際的電容值將理想的耦合電容換成實際的電容值，，，，如圖如圖如圖如圖 4.4指示重新模擬指示重新模擬指示重新模擬指示重新模擬。。。。

1. 前面我們使用理想的電容，現在請改用1 uF大小的電容來取代，重新跑頻率響應並觀察結果。

2. 請將輸入與輸出耦合電容再分別改用10 uF、100 uF、220 uF的大小，再跑頻率響應觀察結果，看看有甚麼變化，並想想看為什麼？

圖 4.4 更換實際的有限耦合電容值後重新模擬頻率響應

33

2. 將偏壓電阻代入實際可取得的電阻值將偏壓電阻代入實際可取得的電阻值將偏壓電阻代入實際可取得的電阻值將偏壓電阻代入實際可取得的電阻值，，，，如圖如圖如圖如圖 4.5指示重新模擬指示重新模擬指示重新模擬指示重新模擬。。。。

1. 通常我們設計出來的RLC值可能都很「任意」，不一定是市面上找的到的RLC值。所以，下一步我們要用「真實」值代入電路，再重新模擬。你可以上網找到常用阻值表，那些值是一般公司會生產的值。

2. 最接近96.95 kΩ的「真實值」有95.3 kΩ跟97.6 kΩ。

3. 最接近15.85 kΩ的「真實值」有15.8 kΩ跟16 kΩ。

4. R1選用95.3 kΩ、R2選用16 kΩ後重新模擬，看一下電壓增益變為多少。同時用Annotate DCsolution看一下偏壓跑掉了多少。

5.若改R1選用96.95 kΩ、R2選用15.8 kΩ，結果如何？

6. 若R1用95.3 kΩ串聯1.65 kΩ組合起來、R2用15.8 kΩ串聯50Ω組合，結果又如何？

圖 4.5 偏壓電阻更換實際可取得的電阻值後，重新模擬頻率響應

3. 將設計好的放大器接上外部負載將設計好的放大器接上外部負載將設計好的放大器接上外部負載將設計好的放大器接上外部負載，，，，重新跑增益的頻率響應重新跑增益的頻率響應重新跑增益的頻率響應重新跑增益的頻率響應。。。。

1. 我們之前用輸出耦合電容將AC小訊號耦合出來之後，便將Vout端點保持開路(不掛任何實際負載)。但在真實的情況下，我們的放大器總是要接到某個下一級吧。現在請在輸出為放大器接上一個2 kΩ外部負載。這個外部負載，其實就是放大器所要驅動下一級的輸入阻抗。掛上真實負載後，看看增益的頻率響應變如何了？

2.如果這個放大器是要驅動一顆8Ω的喇叭呢？現在把RL改成8Ω，再跑一次電壓增益的頻率響應試試看。這是展示「負載效應」非常好的一個例子。

圖 4.6 為放大器掛上外部負載

34

4.4 總結總結總結總結

到目前為止，大家已經學過如何做散射參數模擬、直流模擬、時域暫態模擬，再

加上這個實驗學到的交流模擬，你現在擁有的能力幾乎已經可以應付八成以上的電路

設計了。

如果你還記得 Phasor這件事情，你應該會發現其實交流模擬完全就是用 Phasor

的觀念。我們只是把不同頻率的輸入訊號「頭」丟進電路，然後模擬出輸出訊號的「頭」。

然後只要把不同頻率下，「輸出的頭」拿來跟「輸入的頭」比一比就找到增益的頻率響

應了。現在，你是不是也覺得我們一直都在重複使用很類似的知識在解決問題呢？

35

實驗實驗實驗實驗五五五五 運算放大器模擬運算放大器模擬運算放大器模擬運算放大器模擬

5.1 實驗目的實驗目的實驗目的實驗目的

本實驗以運算放大器電路為例，帶領同學考慮 OPA在實際運用時會遇到的問題。

5.2運算放大器的暫態模擬運算放大器的暫態模擬運算放大器的暫態模擬運算放大器的暫態模擬 －－－－ 以反相放大器為例以反相放大器為例以反相放大器為例以反相放大器為例

1. 使用運算放大器使用運算放大器使用運算放大器使用運算放大器 LMV796兜出一個反相放大器兜出一個反相放大器兜出一個反相放大器兜出一個反相放大器

1. New一個名為「OPAmpTrans」的design

2.打開元件庫

3.在Project目錄下拉出運算放大器lmv796出來使用

圖 5.1 從元件庫中拉出 lmv796這個元件

1.完成以下「反相放大器」電路並進行暫態模擬。這個放大器的增益，很明顯是 −5。

2. 輸入弦波頻率設定為1 kHz，振幅為100 mV。

3. LMV796供應電源，給定正負電壓VCC與VSS。

4. 根據LMV796 datasheet，此OPA的電源為5 V系統(VCC−VSS = 5 V)。我們選擇使用VCC = 2.5 V、VSS =−2.5 V。

5.觀察模擬結果，弦波是否被放大5倍呢？

6.問題問題問題問題：現在，請將輸入弦波的振幅從100 mV慢慢增加重新模擬，當輸入振幅超過500 mV之後，是否觀察到輸出有甚麼改變呢？想想看為什麼。

圖 5.2 使用雙電源為 LMV796供電，並進行暫態模擬

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2. 改用單電改用單電改用單電改用單電源為源為源為源為 LMV796供電供電供電供電，，，，從中發現單電源系統需注意的地方從中發現單電源系統需注意的地方從中發現單電源系統需注意的地方從中發現單電源系統需注意的地方

1. 現在我們來考慮一個實際的問題，我們的電路系統常常使用「單電源」，也就是只有一個供應電壓。現在，我們將剛剛具有正負電源的「雙電源」系統改成「單電源」系統。維持(VCC−VSS = 5 V)，選擇VCC = 5 V，將OPA的VSS接地。

3.改成接地。2. 輸入弦波頻率設定為1 kHz，振幅為100 mV。 4.模擬後你應該會發現OPA輸出被截掉一半了。

想想看為什麼？要如何解決呢？

圖 5.3使用單電源為 LMV796供電，進行暫態模擬後觀察輸出

1. 上一個單電源的問題中，我們遇到輸出訊號的「負電壓波形」都被截掉了，導致原本我們想放大的弦波波形有了很嚴重的失真。同學也許已經想到解決辦法了，也就是我們必須將輸出Vout做直流電壓位移，一般這個位移會是電源電壓的一半(VDD/2)，如此才能在輸出得到最大的AC擺幅。

2. 在OPA的正相輸入端加上一個直流電壓。對這個直流電壓輸入，OPA的組態相當於是一個「非反相放大器」。為了要使Vout的直流位準能夠移到VDD/2，我們設定這個電壓為 (2.5/6)伏特，想想看為什麼？ (在實作中，這個電壓可以使用兩顆電阻從VCC拿出分壓來得到)

3.模擬後，我們可以看到多了直流電壓位移後的Vout，它的交流部分就可以被正常放大了。

4.問題問題問題問題：現在，請將輸入弦波的振幅從100 mV慢慢增加重新模擬，當輸入振幅超過500 mV之後，是否觀察到輸出有甚麼改變呢？想想看為什麼。

圖 5.4 使用單電源為 OPA供電時，必須注意偏壓問題

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5.3運算放大器的交流模擬運算放大器的交流模擬運算放大器的交流模擬運算放大器的交流模擬 －－－－ 以主動式單極以主動式單極以主動式單極以主動式單極 RC低通濾波器為例低通濾波器為例低通濾波器為例低通濾波器為例

1. New一個名為「OPAmpAC」的design，並完成以下電路。這是一個很簡單的主動式RC低通濾波器。

2. 記得將輸入弦波源改成 AC source。振幅設定為100 mV。 3. 模擬後，寫方程式來看這個濾波器的電壓增益

頻率響應。同時也可找出它的截止頻率大概是在3 kHz附近。4. 問題問題問題問題：試試看將「正相輸入端點」改成接地，

頻率響應會變成甚麼樣子呢？

圖 5.5 模擬一個主動式單極 RC低通濾波器的響應

5.4主動式主動式主動式主動式 5階階階階 Butterworth主動式低通濾波器主動式低通濾波器主動式低通濾波器主動式低通濾波器

1. New一個名為「ActiveLPF」的design並完成以下電路。這是一個5階的Butterworth低通濾波器，它的直流增益是 1 (0 dB)，截止頻率是20kHz，而在80 kHz時至少要有50 dB的衰減量。你可以用現成的濾波器設計軟體幫助你完成設計。我們這裡的每個OPA都使用「單電源」。

2. 輸入弦波頻率設定為1 kHz，振幅為100 mV。

3. 設定完後，跑一下暫態模擬。此時，你可能會發現ADS告訴你它找不出DC解，或是跑起來非常慢。不過，若你跑起來很順利的話，最後的結果也是錯的。記得我們說過「單電源」問題嗎？

圖 5.6 以單電源完成主動式 5階 Butterworth低通濾波器

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1. 你可以直接在訊號源的設定裡面，幫交流小訊號加上一個直流偏壓2.5 V。因為第一級的直流增益是1，所以這個直流輸入會直接掛到第一級的輸出。只要第一級能提供直流輸出，接下來的第二級、第三級的直流偏壓你就不用煩惱了，因為它們都會由第一級的輸出來提供。這裡要特別強調，這是在所有級的直流增益都是unit gain的時候才可以這樣做，如果主動濾波器的直流增益是大於1的，則要逐級處理直流偏壓(因為直流會被放大)。

2. 在實際的情況中，除了使用儀器之外，我們往往不能直接調整訊號源的直流偏壓。我們將訊號源的直流回復到 0 V，改成自己使用偏壓電路。

3. 加上偏壓之後再模擬一次，觀察一下Vip1端點，輸入訊號的直流位移真的被移到2.5 V了嗎？如果沒有，為什麼？我把直流會看到的電路畫在右邊提示，你看了就知道。

圖 5.7 單電源系統中所遇到的直流偏壓問題

-50

0

50

-100

100

Vin

, mV

2.50

2.45

2.55

Vip

1, V

1 2 3 4 5 6 7 8 90 10

2.45

2.50

2.40

2.55

time, msec

Vou

t, V

1. 上一個加偏壓的方法好像不太可行。但是「直流」會看到的電路，給了我們一些提示。所以，我們可以把偏壓電路改成如下，右邊附上「直流看到的分壓電路。

2. 模擬後觀察Vip1，他真的被位移到2.5 V了。但新問題來了，最後輸出訊號的振幅只有50 mV，代表電壓增益被吃掉一半。

3. 這是輸入「交流」訊號會看的東西，知道增益掉一半的原因了吧。

4. 跑一下頻率響應，增益確實掉了一半。

圖 5.8 加入偏壓電路之後所產生的問題

39

1. 我們可以透過一顆耦合電容做直流隔離，讓直流偏壓電路看不到訊號源。也許也許也許也許上一級的輸出就已經有耦合電容的話，很幸運，在實作時就不用多做一顆耦合電容了。

2. 只要偏壓電阻足夠大，不會造成上一級的負載效應，就能有不錯的效果。頻率響應也要納入考量。

3.改完之後，重新模擬看看。電壓增益是否如你所願呢？

4. 問題問題問題問題：除了用耦合電容做直流隔離外，你能否想到其它給偏壓的方法呢？例如在輸入再多接一顆增益為1的反相或非反向放大器？或者故意做一個增益為2的主動濾波器，在第一級偏壓時增益掉一半就剛好跑到1了；但是，可行嗎？試試看、想想看，會不會有困難？

圖 5.9 使用耦合電容進行直流隔離

5.5 總結總結總結總結

本實驗並沒有再介紹更多的「模擬方法」，我們仍然只使用前面幾個實驗所學到的

暫態模擬與交流模擬。本實驗想傳達給同學的觀念是，我們在課本上分析 OPA的問題

時，經常都是以理想的 OPA為例。然而，在現實的情況裡，OPA有供應電壓的規範(在

使用一顆 OPA之前，你必須要看過 OPA的資料手冊，稍微了解它的一些實際限制)，

因此輸出訊號可能會有飽和的現象發生，因為不管如何，輸出訊號的振幅最大只能夠

到電源提供的電壓為止。除此之外，我們還討論的雙電源與單電源情況下，OPA必須

要有偏壓的考量，否則 OPA可能根本無法正確操作。這些實際的問題，一旦在設計時

忽略了，有時候可能會造成意想不到的後果。

完成了實驗 1 到 5，同學已經具備有足夠的能力，使用模擬軟體來幫助你設計本

學期要完整的大部分電路了。關於射頻電路的設計，我們將在下一個實驗開始介紹給

各位同學。